MXPA00009998A - Metodo y aparato para sincronizacion precisa de frecuencia en sistemas de desmodulacion de portadora multiple - Google Patents

Abstract

La presente invención se refiere a un método y aparato relacionado con una sincronización de frecuencia precisa que compensa la desviación de frecuencia portadora de una frecuencia de oscilación en un sistema de desmodulación de portadora múltiple una decodificación de la fase diferencial de las señales moduladas portadoras múltiples, donde las señales comprenden una pluralidad de símbolos, y donde cada uno de los símbolos se define por las diferencias de fase entre las portadoras simultáneas que tienen diferentes frecuencias. Se determinan una diferencia de fase entre las fases de la misma portadora en símbolos diferentes. A partir de esto, se determina la compensación de frecuencia a través de eliminar las incertidumbres de giro de fase relacionadas con la información transmitida a partir de la diferencia de fase haciendo uso de un dispositivo de decisión M-PSK. Finalmente, se realiza una corrección de retroalimentación de la desviación de frecuencia portadora con base en la compensación de frecuencia determinada. Alternativamente, la compensación de frecuencia promediada puede determinarse al promediar las compensaciones de la frecuencia determinada de una pluralidad de portadoras. Entonces, la corrección de retroalimentación de la desviación de frecuencia se realiza sobre la base de la compensación de frecuencia promediada.

Description

* MÉTODO Y APARATO PARA SINCRONIZACIÓN PRECISA DE FRECUENCIA EN SISTEMAS DE DESMODULACION DE PORTADORA MÚLTIPLE , CAMPO DE LA INVENCIÓN 5 La presente invención se relaciona con los métodos y aparatos para realizar una sincronización de frecuencia precisa en sistemas de desmodulación de portadora múltiple, y en particular con métodos y aparatos para realizar una sincronización de frecuencia precisa para compensar una desviación portadora de frecuencia de una frecuencia de oscilador en un sistema de desmodulación de portadora múltiple del tipo que tiene la capacidad de llevar a cabo una fase diferencial para decodificar señales moduladas de portadora múltiple, donde las señales comprenden una pluralidad de símbolos, donde cada uno de los símbolos se define por una fase de diferencias entre las portadoras simultáneas que tienen diferentes frecuencias . 20 ANTECEDENTES DE LA INVENCIÓN En un sistema de transmisión de portadora múltiple (MCM, OFDM) , el efecto de una compensación de frecuencia de una portadora es substancialmente más considerable que en un sistema de transmisión de portadora simple. MCM es más sensible a la fase de ruido y a la compensación de frecuencia que ocurre como distorsión de amplitud e interferencia entre la portadora (ICI) . La interferencia entre la portadora tiene el efecto de que las subportadoras ya no son ortogonales con relación entre sí . Las compensaciones de frecuencia ocurren después de que la energía se ha activado o también posteriormente debido a la desviación de la frecuencia de los osciladores utilizados para la conversión de bajada en una banda base. Las precisiones típicas para la frecuencia de un oscilador de funcionamiento libre son de alrededor de +50 ppm de la frecuencia de la portadora. Con una frecuencia portadora en la banda S de 2.34 Ghz, por ejemplo habrá una desviación de frecuencia máxima del oscilador local (LO) arriba de 100 kHz (117.25 kHz) . Los efectos mencionados anteriormente dan como resultado altos requerimientos en el algoritmo utilizado para la corrección de la compensación de frecuencia . DESCRIPCIÓN DE LA TECNOLOGÍA ANTERIOR La mayoría de los algoritmos de la tecnología anterior para la sincronización de frecuencia divide la corrección de frecuencia en dos etapas. En la primera etapa, se realiza una sintonización ordinaria. En una segunda etapa, se puede lograr una corrección precisa.

Un algoritmo utilizado frecuentemente para la sincronización ordinaria de la portadora de frecuencia utiliza un símbolo de sincronización que tiene un patrón espectral especial en el dominio de frecuencia. Este símbolo de sincronización es, por ejemplo, una secuencia CAZAC (CAZAC = Autocorrelación Cero de Amplitud Constante) . A través de la comparación, es decir, la correlación, del espectro de energía de la señal recibida con la de la señal transmitida, se puede estimar gruesamente la compensación de la portadora de frecuencia. Todos estos algoritmos de la tecnología anterior trabajan en el dominio de la frecuencia. Se hace referencia, por ejemplo a Ferdinand Claßen, Heinrich Meyr, "Algoritmos de sincronización para un Sistema OFDM para Comunicación Móvil", ITG-Fachtagung 130, Codierung für Quelle, Kanal und Übertragung, pp . 105 - 113, octubre 26-28, 1994; y Timothy M. Schmidl, Donald C. Cox, "Sincronización Aérea Baja, Complejidad Baja [Estallido] para OFDM", En los Procedimientos de la Conferencia Internacional IEEE en Comunicación ICC 1996, pp. 1301-1306 (1996) . Para la sincronización ordinaria de la frecuencia de la portadora, Paul H. Moose, "Una Técnica para la División de Frecuencia Ortogonal para la Corrección de Compensación de Frecuencia Multiplexora" , IEEE Transacción en Comunicaciones, Vol. 42, No. 10, octubre 1994, sugiere incrementar el espaciamiento entre las subportadoras de tal forma que la distancia entre la subportadora sea superior que la diferencia de frecuencia máxima entre los portadores transmitidos y recibidos. La distancia de la subportadora se incrementa al reducir el número de los valores de la muestra que se transforman a través de Transformación Fourier Rápida "Fast Fourier Transform" . Esto corresponde a la reducción del numero de valores de muestreo que se transforman por el "Fast Fourier Transform. " WO 9205646 se relaciona con los métodos para la recepción de las señales multiplexadas de la división de frecuencia ortogonal que comprende datos que son de preferencia codificados diferencialmente en la dirección del eje del tiempo. Las variaciones de dirección de la fase de las muestras desmoduladas de un bloque al siguiente se utilizan para indicar el grado de error de la frecuencia del oscilador local. Las variaciones de dirección de la fase de la manera que se evalúan al multiplicar los valores complejos por los conjugados complejos de una muestra anterior desmodulada del mismo portador OFDM y utilizando la medida resultante para guiar la frecuencia del oscilador local a través del bucle cerrado de la frecuencia . SUMARIO DE LA INVENCIÓN Es un objeto de la presente invención el de proveer métodos y aparatos para desempeñar una sincronización de frecuencia precisa que permita una sincronización de frecuencia precisa que compense la desviación de frecuencia de la portadora desde una frecuencia de oscilador en un sistema de transmisión MCM que haga uso de las señales MCM en cuya información se encuentre la fase diferencial codificada entre las subportadoras simultáneas que tengan diferentes frecuencias . De acuerdo con un primer aspecto, la presente invención provee un método para desempeñar una compensación de sincronización de frecuencia precisa que compensa una desviación de frecuencia de portador desde una frecuencia de oscilador en un sistema de desmodulación de portador múltiple del tipo de cable para llevar a cabo una fase diferencial que decodifica las señales moduladas de la portadora múltiple, las señales comprenden una pluralidad de símbolos, cada uno de los símbolos se definen por las diferencias de fase entre los portadores simultáneos que tienen diferentes frecuencias, el método comprende los pasos de: determinar una diferencia de fase entre las fases del mismo portador en los símbolos diferentes; determinar una compensación de frecuencia al eliminar las incertidumbres del giro de la fase relacionadas con la información transmitida desde la diferencia de fase que hace uso de un dispositivo de decisión M-PSK; y realizar una corrección de retroalimentación de una desviación de frecuencia de la portadora con base en la compensación de frecuencia determinada. De acuerdo con un segundo aspecto, la presente invención provee un método para desempeñar una compensación de frecuencia precisa que compensa una desviación de frecuencia de un portador desde una frecuencia de oscilador para una desviación de frecuencia de la portadora desde una frecuencia del oscilador en un sistema de desmodulación de portador múltiple del tipo que tenga la capacidad de llevar a cabo una fase diferencial de las señales moduladas de la portadora múltiple, las señales comprenden una pluralidad de símbolos, cada uno de los símbolos se definen por las diferencias de las fases entre los portadores simultáneos que tienen diferentes frecuencias, el método comprende los pasos de: determinar las fases respectivas del mismo portador en diferentes símbolos; eliminar las incertidumbres del giro de la fase relacionadas con la información transmitida desde las fases para determinar las desviaciones de fase respectivas para hacer uso de un dispositivo de decisión M-PSK; determinar una compensación de frecuencia al determinar una diferencia de fase entre las desviaciones de la fase; y realizar una corrección de retroalimentación de la desviación de frecuencia de la portadora con base en la compensación de frecuencia determinada. De acuerdo con un tercer aspecto, la presente invención provee un aparato para realizar una sincronización de frecuencia precisa que compense la desviación de frecuencia de la portadora desde una frecuencia del oscilador, para un sistema de desmodulación de portador múltiple del tipo que tiene la capacidad de llevar a cabo una fase diferencial para decodificar las señales moduladas de la portadora múltiple, las señales comprenden una pluralidad de símbolos, cada uno de los símbolos se define por las diferencias de fase entre los portadores simultáneos que tienen frecuencias diferentes, el aparato comprende : elementos para determinar una diferencia de fase entre las fases del mismo portador en diferentes símbolos ; un dispositivo de decisión M-PSK para determinar una compensación de frecuencia al eliminar las incert idumbres del giro de la fase con relación a la información transmitida desde la diferencia de la fase; y elementos para realizar una corrección de retroalimentación de la desviación de frecuencia con base en la compensación de frecuencia determinada. De acuerdo con un cuarto aspecto, la presente invención provee un aparato para desempeñar una sincronización de frecuencia precisa para compensar una desviación de frecuencia de la portadora desde una frecuencia del oscilador, para un sistema de desmodulación de portador múltiple del tipo que tiene la capacidad de llevar a cabo una fase diferencial que decodifique las señales moduladas de la portadora múltiple, estas señales comprenden una pluralidad de símbolos, cada uno de los símbolos se define por las diferencias de las fases entre los portadores simultáneos que tienen diferentes frecuencias, el aparato comprende : elementos para determinar las fases respectivas del mismo portador en diferentes símbolos; un dispositivo de decisión M-PSK para eliminar las incertidumbres del giro de fase relacionadas con la información transmitida desde las fases para determinar la fase respectiva; elementos para determinar una compensación de frecuencia al determinar una diferencia de fase entre las desviaciones de fase; y elementos para realizar una corrección de retroalimentación de la desviación de frecuencia con base en una compensación de frecuencia determinada. La presente invención se relaciona con métodos y aparatos para realizar una sincronización de frecuencia precisa para compensar una desviación de frecuencia de la portadora desde una frecuencia del oscilador. Esta sincronización de frecuencia precisa se realiza preferentemente se realiza después de la terminación de una sincronización de frecuencia gruesa, de tal forma que las compensaciones de frecuencia después de una sincronización ordinaria es menor a la mitad de la distancia de la subportadora en una señal MCM. Ya que las compensaciones de frecuencia que serán corregidas por los métodos y aparatos inventivos de sincronización de frecuencia precisa, se pueden utilizar una corrección de las compensaciones de frecuencia al utilizar una rotación de fase con una decodificación diferencial y un desmapeo en el mismo eje de tiempo. Las compensaciones de la frecuencia se detectan al determinar las diferencias de frecuencia entre los símbolos de subportadora contiguos a los largo del eje de tiempo. El error de frecuencia se calcula al medir la rotación de las coordinadas cartesianas I-Q de cada subportadora y, en las formas de realización preferidas, se promedian sobre todos los subportadoras n de un símbolo MCM. Primeramente, la ambigüedad o incertidumbre de la fase se elimina al usar un dispositivo de decisión M-PSK y correlacionar la salida del dispositivo de decisión con la señal de entrada por un símbolo de la subportadora respectivo. Es así como, la compensación de la fase utilizada para reestructurar el error de la frecuencia en forma de una estructura de un retroceso de alimentación. Alternativamente, las compensaciones de la fase de los símbolos de la subportadora de un símbolo MCM pueden promediarse sobre todos los portadores activos de un símbolo MCM, donde la compensación de la fase promediada se utiliza para reestructurar el error de la frecuencia. De acuerdo con la presente invención, la determinación de la compensación de frecuencia se realiza en el dominio de frecuencia. La corrección de la retroalimentación de acuerdo con la sincronización de frecuencia precisa inventiva se realiza en el dominio del tiempo. En este punto, se provee un decodif icador diferencial en el dominio del tiempo con el fin de detectar las compensaciones de frecuencia de los subportadoras sobre la base de las fases de símbolos sucesivos oportunos de la subportadora de diferentes símbolos MCM. BREVE DESCRIPCIÓN DE LOS DIBUJOS A continuación, se explicarán en detalle las formas de realización de la presente invención sobre la base de los dibujos anexos, donde: La Figura 1 muestra una perspectiva esquemática de un sistema de transmisión a la cual se aplica la presente aplicación; Las Figuras 2A y 2B muestran las vistas esquemáticas que representan un esquema para un mapeo diferencial en el eje de tiempo y un esquema para mapeo diferencial en el eje de frecuencia ; La Figura 3 muestra un diagrama de bloque para desempeñar un mapeo diferencial en el eje de frecuencia ; La Figura 4 muestra una representación de la variación de tiempo de todos los subportadoras en símbolos MCM; La Figura 5 muestra una constelación QPSK para cada uno de los subportadoras con una compensación de frecuencia; La Figura 6 muestra un diagrama de bloque general que ilustra la posición del dispositivo inventivo de sincronización de frecuencia precisa en un receptor MCM; La Figura 7 muestra un diagrama de bloque del detector de error de frecuencia precisa mostrado en la Figura 6. La Figura 8 muestra un diagrama de bloque de un receptor MCM que comprende una unidad de sincronización de frecuencia gruesa y una unidad de sincronización de frecuencia precisa ; La Figura 9 muestra un diagrama de bloque de una unidad para desempeñar una sincronización de frecuencia gruesa; La Figura 10 muestra una vista esquemática de un símbolo de referencia utilizado para desempeñar una sincronización de frecuencia gruesa . La Figura 11 muestra una vista esquemática de una señal MCM típica que tiene una estructura de cuadro.

La Figura 12 muestra diagramas dispersos de la salida de un desmapeador diferencial de un receptor MCM para ilustrar un efecto de una corrección de compensación de la fase de eco; La Figura 13 muestra un diagrama de bloque esquemático para ilustrar la posición y la funcionalidad de una unidad de corrección de compensación de la fase de eco. La Figura 14 muestra un diagrama de bloque esquemático de una forma preferida de un dispositivo de corrección de compensación de la fase de eco; y La Figura 15 muestra vistas esquemáticas para ilustrar una proyección realizada por otro algoritmo de corrección de compensación para la fase de eco . DESCRIPCIÓN DETALLADA DE LAS FORMAS DE REALIZACIÓN Antes de discutir la presente invención en detalle, se describe el modo de operación del sistema de transmisión MCM con referencia a la Figura 1. Con referencia a la Figura 1, en 100 se muestra un transmisor MCM que corresponde cubstancialmente al transmisor MCM de la tecnología anterior. Una descripción de este transmisor MCM puede encontrarse, por ejemplo en William Y. Zou, Yiyan Wu, "COFDM: UNA PERSPECTIVA", Transacciones en Transmisiones IEEE, vol. 41, No. 1, marzo, 1995. Una fuente de datos 102 provee flujo de bits en serie 104 que se aplica a un mapeador portador de bits 106 que produce una secuencia de espectros 108 desde el flujo de bits en serie 104 que ingresan. Se realiza una transformación rápida Fourier inversa (IFFT) 110 en la secuencia de espectros 108 con el fin de producir una señal de dominio de tiempo MCM 112. La señal de domino de tiempo MCM forma un símbolo MCM útil de señal de tiempo MCM. Para evitar la interferencia de un símbolo intermedio (ISI) causado por una distorsión de trayectorias múltiples, se provee una unidad 114 para insertar un intervalo de guarda con una longitud fija entre los símbolos MCM adyacentes. De acuerdo con una forma de realización preferida de la presente invención, la última parte del símbolo MCM útil se utiliza como un intervalo de guarda al colocar el mismo en la parte delantera de un símbolo útil. el símbolo MCM resultante se muestra en 115 de la Figura 1 y corresponde al símbolo 160 demostrado en la Figura 11. La Figura 11 muestra la construcción de una señal MCM típica que tiene una estructura de cuadro.

Un cuadro de la señal de tiempo MCM se compone de una pluralidad de símbolos MCM 160. Cada símbolo MCM 160 se forma por un símbolo útil 162 y un intervalo de guarda 164 asociado con el mismo. Como se muestra en la Figura 11, cada cuadro comprende un símbolo de referencia 166. Sin embargo la presente invención puede utilizarse ventajosamente con una señal MCM, esta estructura de señal no es necesaria para desempeñar la presente invención mientras que la señal transmitida comprenda una porción útil y por lo menos un símbolo de referencia . Con el fin de obtener la estructura del cuadro mostrada en la Figura 11, se provee una unidad 116 para añadir un símbolo de referencia para cada uno de los número predeterminados de los símbolos MCM. De acuerdo con la presente invención, el símbolo de referencia es una secuencia de bits de amplitud modulada. Es así como, se realiza una modulación de amplitud de una secuencia de bits de tal forma que la envoltura de la secuencia de bits de la amplitud modulada define un patrón de referencia del símbolo de referencia. Este patrón de referencia definido por la envoltura de la secuencia de bits de la amplitud modulada tiene que detectarse cuando se reciba la señal MCM en un receptor de MCM. En una forma de realización de preferencia de la presente invención, una secuencia con un pseudo bit al azar que tiene buenas propiedades de autocorrelación se utiliza como la secuencia de bits que está modulado en amplitud. La elección de la longitud y la tasa de repetición del símbolo de referencia depende de las propiedades del canal a través del cual se transmite la señal MCM, por ejemplo, el tiempo de coherencia del canal. Adicionalmente, la tasa de repetición y la longitud del símbolo de referencia, en otras palabras, el número de símbolos útiles en cada uno de los cuadros, depende de los requerimientos del receptor concernientes al tiempo medio para la sincronización inicial y el tiempo medio para la resincronización después de la pérdida de la sincronización debido al desvanecimiento de un canal . La señal MCM resultante que tiene la estructura mostrada en 118 en la Figura 1, se aplica al extremo delantero del transmisor 120. Hablando ampliamente, en el extremo delantero del transmisor 120, se realiza una conversión digital/análoga y una conversión ascendente de la señal MCM. A partir de esto, la señal MCM se transmite a través de un canal 122. Enseguida, se describe brevemente el modo de operación de un receptor MCM 130 con referencia a la Figura 1. La señal MCM se recibe en el extremo delantero del receptor 132. En el extremo delantero del receptor 132, la señal MCM se convierte en bajada, y, además se realiza una conversión análoga/digital de la señal de conversión de bajada. Se provee la señal MCM convertida en bajada para una unidad de sincronización de frecuencia del símbolo de cuadro/portador. Un primer objeto de la unidad de sincronización de frecuencia del símbolo del cuadro/portador 134 es el de realizar la sincronización del cuadro sobre la base del símbolo de referencia de la amplitud modulada. Esta sincronización de cuadro se realiza sobre la base de una correlación entre el símbolo de referencia de la amplitud desmodulada y un patrón de referencia predeterminado almacenado en el receptor MCM. Un segundo objetivo de la unidad de sincronización de frecuencia del cuadro/portador del símbolo es para realizar una sincronización de frecuencia gruesa de la señal MCM. En este punto, la unidad de sincronización de frecuencia del cuadro/portador de símbolo para determinar la compensación de frecuencia gruesa de un portador de frecuencia causada, por ejemplo, por una diferencia de las frecuencias entre el oscilador local del transmisor y el oscilador local del receptor. La frecuencia determinada se utiliza con el fin de realizar una corrección de frecuencia gruesa. El modo de operación de una unidad de sincronización de frecuencia gruesa se describe en detalle con referencia a las Figura 9 y 10 en adelante . Como se describe anteriormente, la unidad de sincronización del cuadro 134 determina la ubicación del símbolo de referencia en el símbolo MCM. Con base en la determinación de la unidad de sincronización del cuadro 134, una unidad de extracción de símbolo de referencia 136 extrae la información de encuadre, es decir, el símbolo de referencia, a partir del símbolo MCM que proviene del extremo delantero del receptor 132. Después de la extracción del símbolo de referencia, la señal MCM se aplica a una unidad de remoción de intervalo de guarda 138. El resultado del procesamiento de señal realizado aquí en el receptor MCM son los símbolos útiles MCM. La salida de los símbolos MCM útiles desde la unidad de intervalo de guarda 138 se proveen a la unidad de transformación rápida Fourier 140 con el fin de proveer una secuencia de espectros desde los símbolos útiles. A partir de esto, se provee la secuencia del espectro a un mapeador portador de bits 142 en el cual el flujo de bits en serie se recupera. liste flujo de bits en serie se provee para un 5 receptáculo de datos 144. Después, con referencia a las Figuras 2A y 2B, se describen dos modos de mapeo diferencial . En la Figura 2A, se muestra un primer método del mapeo diferencial a lo largo del eje del tiempo. Como puede verse en la i'. figura 2A, el símbolo MCM consiste de subportadoras K. Los subportadoras comprenden diferentes frecuencias y son, en una forma de realización de preferencia, igualmente espaciados en la dirección del eje de frecuencia. Cuando utilice un mapeo diferencial a lo 5 largo de la dirección del eje de tiempo, uno o más bits : 2 codifican en la fase y/o en los giros de amplitud entre los dos subportadoras de la misma frecuencia del centro en símbolos MCM adyacentes. Las flechas demostradas entre los símbolos subportadoras 0 corresponden a la información codificada en los giros de amplitud y/o fase entre los dos símbolos subportadoras . Un segundo método de mapeo diferencial se muestra en la Figura 2B. La presente invención se 5 adapta para el sistema de transmisión que utiliza el esquema de mapeo mostrado en la Figura 2B. Este esquema de mapeo se basa en un mapeo diferencial dentro de un símbolo MCM a lo largo del eje de frecuencia. Un número de símbolos MCM 200 se muestra en la Figura 2B. Cada uno de los símbolos MCM 200 comprende un número de símbolos de subportadora 202. Las flechas 204 en la Figura 2B ilustran la información codificada entre dos símbolos de la subportadora 202. Como se puede observar en las flechas 204, este esquema de mapeo se basa en un mapeo diferencial dentro de un símbolo MCM a lo largo de la dirección del eje de frecuencia. En la forma de realización mostrada en la Figura 2B, el primer subportadora (k=0) en un símbolo MCM 200 se utiliza como un subportadora de referencia 206 (sombreado) de tal manera que esa información se codifica entre el subportadora de referencia y el primer portador activo 208. La otra información de un símbolo 200 se codifica entre los portadores activos, respectivamente . Es así como, para cada uno de los símbolos, existe una referencia de fase absoluta. De acuerdo con la Figura 2B, esta referencia de fase absoluta se abastece por un símbolo de referencia insertado entre cada uno de los símbolos MCM (k=0) . El símbolo de referencia puede obtenerse al replicar la fase a partir del último subportadora del símbolo MSM que precede en tiempo . En la Figura 3 se muestra una forma de realización preferida de un dispositivo para realizar un mapeo diferencial a lo largo del eje de frecuencia. Con referencia a la Figura 3, se describe el ensamble de los símbolos MCM en el dominio de frecuencia utilizando un mapeo diferencial utilizando el dominio de frecuencia a lo largo del eje de frecuencia de acuerdo con la presente invención. La Figura 3 muestra el ensamble de uno de los símbolos MCM con los siguientes parámetros: NFFT designa el número de coeficientes complejos de la transformación discreta Fourier, el número de subportadoras respectivamente. K designa el número de portadores activos. La portadora de referencia no se incluye en la cuenta para K. De acuerdo con la Figura 3, se utiliza una manipulación de giro de fase de cuadratura (QPSK) se emplea para el mapeo del flujo de bit en los símbolos complejos. Sin embargo, también son posibles, los otros esquemas de mapeo M-ary (MPSK) similares a 2-PSK, 8-PSK, 16-QAM, 16-APSK, 64-APSK, etc. Además, para la facilidad de filtrado y minimización de efectos duplicación falsa algunos subportadoras que no se utilizan para codificar la información en el dispositivo que se muestra en la Figura 3. Estos subportadoras, que se ajustan a cero, constituyen las llamadas bandas de guarda en los bordes superior e inferior del espectro de la señal MCM. En la entrada del dispositivo de mapeo mostrado en la Figura 3, se reciben los pares de señal compleja bO [k] , bl [k] de un flujo de bits de entrada. Los pares de señal compleja K se ensamblan con el fin de formar un símbolo MCM. Los pares de señal se codifican en los giros de fase diferencial de K phi [k] necesarios para el ensamble de un símbolo MCM. En esta forma de realización, el mapeo de los Bits a los 0, 90, 180 y 270 grados de giros de fase se realiza utilizando "Gray Mapping" (Mapeo Gris) en un dispositivo de manipulación de giro de fase de cuadratura 220. El mapeo gris se utiliza para evitar los errores de la fase de detección diferencial menores a 135 grados causaran errores de bit dobles en los receptor . La codificación de la fase diferencial de las fases K se realiza en un codificador de fase diferencial 222. En esta etapa del procedimiento, las fases K phi [k] generado por el mapeador Gris QPSK están codificados diferencialmente . Principalmente, un bucle de retroalimentación 224 calcula una suma acumulativa sobre todas las fases K. Como punto de partida para el primer cálculo (k= 0) se utiliza la fase del conductor de referencia 226. Se provee un interruptor 228 con el fin de proveer la fase absoluta de la subportadora de referencia 226 o la información de la fase codificada en el procedimiento (es decir, z"1, donde z"1 denota el operador de retardo de la unidad) de la subportadora hasta un punto de coincidencia 230. En la salida del codificador de la fase diferencial 222, se provee la información de la fase teta [k] con la cual las subportadoras respectivas serán codificadas. En las formas de realización de preferencia de la presente invención, las subportadoras de un símbolo MCM se espacian de manera igual en la dirección del eje de frecuencia . La salida del codificador de la fase diferencial 222 se conecta a una unidad 232 para generar los símbolos de la subportadora compleja utilizando la información de la fase teta [k] . Hasta este punto, las fases K codificadas diferencialmente se convierten en los símbolos complejos a través de la multiplicación con el f ac tor ej [ 2 *pi teta [k] +PHI ) ] (Ecuación 1) donde el factor designa una escala de factor y PHI designa un ángulo adicional . El factor de la escala y el ángulo adicional PHI es opcional. Al elegir PHI = 45° se puede obtener una constelación de señal DQPSK qirada a 45 ° . Finalmente, el ensamble de un símbolo MCM se efectúa en una unidad de ensamblaje 234. Un símbolo MCM comprende subportadoras NFFT se ensambla a partir de los símbolos de la banda de guarda NFFT-K-1 que son "cero" , un símbolo de subportadora de referencia y los símbolos de subportadora DQPSK K. Es por esto que, el símbolo ensamblado MCM 200 se compone de valores complejos K que contienen la información codificada, dos bandas de guarda en ambos costados de los valores complejos NFFT y un símbolo de subportadora de referencia . El símbolo MCM se ha ensamblado en un dominio de frecuencia. Para la transformación dentro del dominio de tiempo, se realiza una transformación Fourier discreta (IDFT) inversa de la salida de la unidad de ensamblaje 234 se realiza a través de un transformador 236. En las formas de realización de la presente invención, el transformador 236 se adapta para desempeñar una transformación Fourier rápida (FFT) .

Un procedimiento adicional de la señal MCM en el transmisor al igual que en el receptor se describe anteriormente con referencia a la Figura 1. En el receptor se necesita un dispositivo de desmapeo 142 (Figura 1) para invertir las operaciones del dispositivo de mapeo descritos anteriormente con referencia a la Figura 3. La implementación del dispositivo de mapeo es sencilla, y por lo tanto, no necesita describirse en detalle en el presente. El mapeo diferencial junto con la dirección del eje de frecuencia son adecuados para la transmisión digital de la portadora múltiple (OFCM) sobre canales de trayectoria múltiple que cambian rápidamente. De acuerdo con este esquema de mapeo, no existe la necesidad para un canal que exceda estacionariamente un símbolo de portadora múltiple. Sin embargo, el mapeo diferencial en la dirección del eje de frecuencia puede crear un problema. En los ambientes de trayectorias múltiples, los ecos de trayectorias sucesores o precedentes de la trayectoria principal pueden conducir a compensaciones de fase sistemática entre las subportadoras en el mismo símbolo MCM. Es por esto que, se prefiere proveer una unidad de corrección con el fin de eliminar las compensaciones de dicha fase. Debido a que las compensaciones de fase inducidas por el canal entre los símbolos desmodulados diferenciales son errores sistemáticos, pueden corregirse por un algoritmo. En principio, este algoritmo debe calcular l.a compensación de la fase inducida del eco a partir de la constelación del espacio de la señal siguiendo la desmodulación diferencial y subsecuentemente corrija esta compensación de la fase. Los ejemplos de estos algoritmos de corrección de fase de eco se describen al final de esta especificación haciendo referencia a las Figuras 12 a 15. Enseguida, la sincronización de frecuencia precisa de acuerdo con la presente invención se describirá con referencia a las Figuras 4 a 8. Como se menciona anteriormente, la sincronización de la frecuencia parecida de acuerdo con la presente invención se realiza después de la terminación de una sincronización de frecuencia gruesa. Loas formas de realización de la sincronización de frecuencia gruesa puede realizarse por la unidad de sincronización de frecuencia del cuadro/portadora del símbolo 134 que se describe en adelante haciendo referencia a las Figuras 9 y 10 después de describir la sincronización de frecuencia precisa de acuerdo con la presente invención.

Con la sincronización de frecuencia precisa de acuerdo con la presente invención las compensaciones de frecuencia que son menores a la mitad de la distancia de la subportadora pueden corregirse. Ya que las compensaciones de frecuencia son bajas o iguales para todas las subportadoras, el problema de la sincronización de frecuencia precisa se reduce a un nivel de subportadora. La Figura 4 es una vista esquemática de los símbolos MCM 200 en el plano de tiempo - frecuencia. Cada símbolo MCM 200 consiste de 432 símbolos de subportadora Cx a C432. Los símbolos MCM 200 están dispuestos a lo largo del eje de tiempo, el primer símbolo MCM 200 mostrados en la Figura 4 tienen asociados en el mismo un tiempo Ti, el siguiente símbolo MCM tiene asociado en el mismo un tiempo T2 continuando de esta manera. De acuerdo con una forma de realización de preferencia de la presente invención, la sincronización de frecuencia precisa se basa en una fase de rotación la cual se deriva de la misma subportadora de dos símbolos MCM que están adyacentes en la dirección del eje de tiempo, por ejemplo Ci/Ti y C?/T2. A continuación, la presente invención se describe con referencia al mapeo QPSK (QPSK = Manipulación del Giro de Fase de la Cuadratura) . Sin embargo, es obvio que la presente invención puede aplicarse a cualquier mapeo MPSK, donde M designa el número de los estados de fase utilizados para codificar, por ejemplo 2, 4, 8, 16... La Figura 5 representa un sistema coordinado complejo que muestra una constelación QPSK para cada una de las subportadoras con compensación de frecuencia. Las cuatro posiciones posibles de fase de un primer símbolo MCM, MCM-símbolo- 1 se muestran en 300. Al cambiar de la subportadora (subportadora n) de este símbolo MCM a la misma subportadora del siguiente símbolo MCM, MCM-símbolo-2 , la posición en la constelación QPSK se mantendrá sin cambios en caso de que no existiera una compensación de frecuencia. Si se encuentra presente una compensación de frecuencia, la cual es menor a la mitad de la distancia entre las subportadoras, como se mencionó anteriormente, esta compensación de frecuencia causa una rotación de fase de la constelación QPSK del MCM-símbolo-2 comparado con MCM-símbolo- 1. La nueva constelación QPSK, esto es las cuatro posibles posiciones de fase para la subportadora en materia del MCM-símbolo-2 se muestran en 302 en la Figura 5. Esta rotación de fase puede entregarse a partir de la siguiente ecuación: Cn (KtMcM) 0 e offset MCMCN ( (K - 1)TMCM) ? = 2p/off?etTMCM (Ecuación 2) Cn designa la constelación QPSK de una subportadora n en un símbolo MCM. donde n es un índice que corre desde 1 al número de subportadoras activas en el símbolo MCM. La información referente a la compensación de frecuencia se contiene en el término e32pf0ffsetTMCM de la ecuación 2. Esta compensación de frecuencia es idéntica para todas las subportadoras. Por lo tanto, la rotación de la fase es idéntica también para todas las subportadoras. Es así como, se puede realizar el promedio general de la subportadora de un símbolo MCM. La Figura 6 muestra un diagrama de bloque de un receptor MCM en el cual se implementa la presente invención. Se provee un convertidor análogo/digital 310 con el fin de realizar una conversión análoga digital de una señal convertida de bajada recibida en el extremo delantero del receptor 132 (Figura 1) . La salida del convertidos análogo/digital 310 se aplica a un filtro de trayectoria baja y una unidad de decimación 312. El filtro de trayectoria baja es un filtro que forma impulsos que es idéntico a un filtro de formación del impulsos en el transmisor MCM. En un convertidor al sistema decimal, la señal se muestrea en la frecuencia del símbolo MCM. Como se describió anteriormente con referencia a la Figura 1, los intervalos de guarda en la señal MCM se retiran por una unidad de remoción de intervalo de guarda 132. Los intervalos de guarda se insertan entre los dos símbolos MCM en el transmisor MCM con el fin de evitar la interferencia entre símbolos causada por la memoria del canal . La salida de la unidad de remoción de intervalo de guarda 132 se aplica a un desmodulador MCM 314 que corresponde al transformador Fourier rápido 140 mostrado en la Figura 1. Después del desmodulador MCM 314 se proveen una unidad decodificadora diferencial 316 y una unidad de mapeo 318. La unidad decodificadora diferencial 316, se recupera la información de la fase utilizando la decodificación diferencial. En la unidad de desmapeo 318, se realiza el desmapeo junto con la dirección del eje de frecuencia con el fin de reconstruir una señal binaria a partir de la salida de la señal compleja dentro de la unidad de desmapeo 318. La salida del desmodulador MCM 314 también se aplica a un detector de error de frecuencia precisa 320. El detector de error de frecuencia precisa 320 produce una señal de error de frecuencia desde la salida del desmodulador MCM. En la forma de realización descrita, la salida del detector de '"secuencia precisa 320 se aplica a un oscilador controlado numérico 322 a través de un filtro de bucle 324. El filtro de bucle 324 es un filtro de paso bajo para filtrar las porciones de interferencia superimpuestas de una frecuencia superior desde una señal de error que varía lentamente. El oscilador controlado numérico 322 produce una señal portadora sobre la base de una señal de error filtrada. La señal portadora producida por el oscilador controlado numérico 322 se utiliza para una corrección de frecuencia que se realiza al hacer uso de un multiplicador completo 326. Las entradas de un multiplicador complejo 326 son la salida del filtro de paso bajo de una unidad de decimación y la salida del oscilador controlado numérico. A continuación se presenta una descripción de una forma de realización de preferencia de un detector de error de frecuencia preciso 320 con referencia a la figura 7. El detector de error de frecuencia preciso 320 comprende un detector diferencial en el eje del tiempo 330. La salida del desmodulador MCM 314, es decir la salida FFT (FFT = Transformador Fourier Rápido) se aplica a la entrada de detector diferencial 330 que realiza una detección diferencial en el eje del tiempo con el fin de derivar la información sobre una compensación de frecuencia desde la misma subportadora de dos símbolos MCM que ingresan. En la forma de realización mostrada en la Figura 7, el numero de subportadoras activas es de 432. Es así como, el detector diferencial 330 realiza una correlación entre la primera muestra y la muestra 433. La primera muestra está asociada con MCM-símbolo- 1 (Figura 5), mientras que la muestra 433 está asociada con MCM-símbolo-2 (Figura 5) . Sin embargo, ambas muestras están asociadas con la misma subportadora. En este punto, la señal de entrada Yk se aplica a z_1-bloque 332 y a partir de esto a una unidad 334 con el fin de formar el conjugado complejo de la salida de z_1-bloque 332. Se provee un multiplicador complejo 336 con el fin de multiplicar la salida de la unidad 334 a través de la señal de entrada Yk . La salida del multiplicador 336 es una señal Zk. La función del detector diferencial 330 puede expresarse de la siguiente manera: 2^ = Yk+? . Y*k (Ecuación 3) Y = [Yl f Y2 . . . , Yk . . . ] (Ecuación 4) Y^ ÍC^T^ Cz/T! . . . , C432/T1 , C1/TB. (Ecuación 5) Yk designa la salida del modulador MCM 314, es decir, la entrada del detector diferencial 330, en el tiempo k. Zk designa la salida del detector diferencial 330. K designa el número de portadoras activas. La salida Zk del detector diferencial 330 contiene una incertidumbre de pliegue M correspondiente a los giros de la fase codificable. En caso de que esta incertidumbre QPSK del pliegue M sea una incertidumbre de 4 pliegues, es decir 0o, 90°, 180° y 270°. Esta incertidumbre de giro de fase se elimina de Z haciendo uso del dispositivo de decisión M-PSK. Este dispositivo de decisión se conoce en la tecnología y, por lo tanto, no se describirá en detalle en la presente. La salida del dispositivo de salida 340 (a ) * representa el conjugado complejo del giro de la fase condificable decidido por el dispositivo de decisión 340. Esta salida del dispositivo de decisión 340 se correlaciona con la salida del detector (iiferencial 2339 al realizar una multiplicación compleja utilizando un multiplicador 342. La salida del multiplicador 342 representa la compensación de la fase de las subportadoras respectivas. Estas compensaciones de fase para las subportadoras respectivas se promedian sobre uno de los símbolos MCM en una unidad de promedio 344 de acuerdo con la forma de realización preferida de la presente invención. La salida de las unidades de promedio 344 representan la salida del detector de error de frecuencia preciso 320. La descripción matemática para este procedimiento es el siguiente: -offset — arg 2TIKTM M De acuerdo con las formas de realización de preferencia de la presente invención, el bucle de control de frecuencia tiene una estructura hacia atrás. En la forma de realización mostrada en la Figura 6, el bucle de retroalimentación está conectado entre la salida del desmodulador MCM 314 y la entrada de la unidad de remoción del intervalo de guarda 132. En la Figura 8, se muestra un diagrama de bloque de un receptor MCM que comprende una unidad de corrección de frecuencia gruesa 350 y una unidad de corrección de frecuencia precisa como se describe anteriormente. Como se muestra en la Figura 8, un multiplicador complejo común 326 puede utilizarse con el fin de realizar la corrección de frecuencia gruesa y la corrección de frecuencia precisa. Como se muestra en la Figura 8, puede proveerse el multiplicador 326 precedente al filtro de paso bajo y a la unidad de decimación 312. Dependiendo de la posición del multiplicador 326, una unidad de retención tiene que proveerse en el bucle de retroalimentación de sincronización de frecuencia precisa. En una forma de realización alternativa, es posible utilizar dos multiplicadores por separado para la corrección de frecuencia gruesa y para la corrección de frecuencia precisa. En este caso, el multiplicador para la corrección de frecuencia gruesa se dispondrá precediendo al filtro de trayectoria baja y a la unidad de decimación, donde el multiplicador para la corrección de frecuencia precisa se dispondrá siguiendo el filtro de trayectoria baja y la unidad de decimación . Enseguida, se describirán las formas de realización de preferencia para implementar una sincronización de frecuencia gruesa con referencia a las Figuras 9 y 10. Como se muestra en la Figura 9, la salida del extremo del frente del receptor 132 está conectado a un convertidor análogo/digital 310. La señal MCM convertida de bajada se muestrea en la salida del convertidor análogo/digital 310 y se aplica a una unidad de sincronización de cuadro/tiempo 360. en una forma de realización de preferencia, se provee un control de ganancia automático de funcionamiento rápido (AGC) (no mostrado) precedente a la unidad de sincronización de cuadro/tiempo con el fin de eliminar las fluctuaciones rápidas de canal . El AGC rápido se utiliza adicionalmente al AGC lento normalmente en la trayectoria de la señal, en el caso de transmisión sobre un canal de trayectorias múltiples con una respuesta larga de impulso de canal y un desvanecimiento selectivo de frecuencia. El AGC rápido ajusta el rango de promedio de amplitud de la señal hacia la amplitud promedio conocida del símbolo de referencia. Como se describe anteriormente, la unidad de sincronización de cuadro/tiempo utiliza la secuencia modulada de amplitud en la señal recibida con el fin de extraer la información de encuadre desde la señal MCM y posteriormente para retirar los intervalos de guarda desde ahí, Después de la unidad de sincronización de cuadro/tiempo 360 sigue una unidad de sincronización de frecuencia gruesa 362 que estima una compensación de frecuencia gruesa con base en la secuencia de amplitud modulada del símbolo de referencia de la señal MCM. En la unidad de sincronización de frecuencia gruesa 362, se determina una compensación de frecuencia de la frecuencia portadora con respecto a la frecuencia del oscilador en el receptor MCM con el fin de realizar una corrección de compensación de frecuencia en un bloque 364. Esta corrección de compensación de frecuencia en el bloque 364 se realiza a través de una multiplicación complej a . La salida del bloque 364 de corrección de compensación de frecuencia se aplica al desmodulador MCM 366 formado por el Transformador Fourier Rápido 140 y al mapeador de la portadora de bits 142 mostrado en la Figura 1. Con el fin de realizar la sincronización de frecuencia gruesa descrita en el presente, se debe realizar una desmodulación de amplitud en una señal MCM preprocesada. El preprocesamiento puede ser, por ejemplo, la conversión de bajada y la conversión análoga/digital de la señal MCM. el resultado de la desmodulación de amplitud de la señal MCM preprocesada es una envoltura que representa la amplitud de la señal MCM. Para la desmodulación de amplitud se puede utilizar un método simple alfamax+ betam?n_ . Este método se describe por ejemplo en Palacherla A. : DDSP-µP La Rutina Calcula la Magnitud, EDN, octubre 26, 1989; y Adams, W.T., y Bradley, J. : Aproximaciones de Magnitud para Implementación de Microprocesador, IEEE Micro, Vol. 3, No. 5, octubre, 1983. Es claro que se pueden utilizar métodos que describen la amplitud diferentes a los de alfamax+ betamin- . Para simplificación, es posible reducir el cálculo de amplitud para una detección en cuanto a la amplitud actual es superior o inferior a la amplitud promedio, La señal de salida entonces consisten de una secuencia de -1/+1 que puede utilizarse para determinar una compensación de frecuencia gruesa al realizar una correlación. Esta correlación puede desempeñarse fácilmente utilizando un circuito integrado simple (IC) . Adicionalmente, puede realizarse un sobre muestreo de la señal recibida en el extremo delantero RF . Por ejemplo, la señal recibida puede expresarse sobre muestreando dos veces. De acuerdo con la primera forma de realización, una compensación de frecuencia de la portadora de la señal MCM desde una frecuencia de oscilador en el receptor MCM se determina al correlacionar la envoltura obtenida al realizar la desmodulación de amplitud como se describe anteriormente con un patrón de referencia predeterminada . En caso de que no exista una compensación de frecuencia, el símbolo de referencia recibido r(k) será : r(k) = Sam(k) + n(k) (Ecuación 7) donde n(k) designa el "ruido Gaussiano aditivo" y SAM denota la secuencia AM que se ha enviado. Con el fin de simplificar el cálculo, el ruido Gaussiano aditivo puede rechazarse. Continúa: r(k) ^ s?M (k) (Ecuaci ón 8) En el caso de que una compensación de frecuencia constante f esté presente, la señal recibida será : r (k) = SAM (k) -eJ2pAfkTMCM (Ecuación 9) La información sobre la compensación de frecuencia se deriva a partir de la correlación de la señal recibida r(k) con la secuencia AM SMA que se conoce en el receptor: Es así como la compensación de frecuencia es (Ecuación 11] Ya que el argumento de |SAM(k)°2 es cero, la compensación de la frecuencia es: (Ecuación 12) De acuerdo con una segunda forma de realización del algoritmo de sincronización de la frecuencia gruesa, se utiliza un símbolo de referencia que comprende por lo menos dos secuencias idénticas 370 como se muestra en la Figura 10. La Figura 10 muestra el símbolo de referencia de una señal MCM que tiene dos secuencias idénticas 370 de una longitud L/2 cada una. La L designa el número de los valores de dos secuencias 370 del símbolo de referencia. Como se muestra en la Figura 10, dentro de la secuencia de amplitud modulada, existen por lo menos dos secciones idénticas dedicadas a la sincronización de frecuencia gruesa. Dos de estas secciones, contienen cada una las muestras L/2, que se muestran en el final de la secuencia de la amplitud modulada en la Figura 10. La secuencia de amplitud modulada contiene un gran número de muestras. Para una observación no ambigua de la fase, solamente se deben utilizar suficientes muestras para contener una rotación de fase de 2p . Este número se define como L/2 en la Figura 10. Enseguida, se presenta una derivación matemática de la determinación de una desviación de frecuencia de la portadora. De acuerdo con la Figura , se aplica la siguiente ecuación para las dos secuencias idénticas 370: L\ (L s\0<k =— I =s\—<k=L (Ecuación 13) Si no se encuentra presente ninguna compensación de frecuencia, la siguiente ecuación 14 se alcanzará por la señal recibida: rí* +!)-r(*) 0<*=f (Ecuación 14) r(k) designa los valores de secuencias idénticas. k es un índice de uno a L/2 para las muestras respectivas. Si existe una compensación de frecuencia para, por ejemplo, f, la señal recibida es: r(k)=r(k)-ei2p?/kt"™ (Ecuación 15) L j2*t&f{k + r(k + —) = r(k)-e •;); (Ecuación 16) r(k) designa los valores de la muestra de la porción recibida que se basa en las secuencias idénticas. La información sobre la compensación de frecuencia se deriva de la correlación de la señal recibida ~r(k + L / 2) con la señal recibida ~r(k) . Esta correlación se da por la siguiente ecuación: ( Ecuación 17 ) ~r* designa el conjugado complejo de los valores de muestra de la porción mencionada anteriormente. Es así como, la compensación de frecuencia es: (Ecuación 18) Ya que el argumento de |~r(k) |2 es igual a cero, la compensación de frecuencia se convierte en: (Ecuación 19) Es así como, es claro que en las dos formas de realización, descritas arriba, la posición de frecuencia del máximo de la salida resultante de la correlación determina el valor estimado de la portadora de compensación. Además, como también se muestra en la Figura 9, la correlación se realiza en una estructura hacia delante de alimentación. En caso de un canal con reflexiones fuertes, por ejemplo debido a la densidad de construcción alta, las correlaciones descritas anteriormente pueden ser insuficientes para obtener una sincronización de frecuencia gruesa adecuada. Por lo tanto, de acuerdo con una tercera forma de realización de la presente invención, los calores correspondientes de las dos porciones que están correlacionadas de acuerdo con una segunda forma de realización, puede pesarse con los valores correspondientes de los patrones de referencia predeterminados que corresponden a las dos secuencias idénticas del símbolo de referencia. Este peso puede maximizar la probabilidad de determinar correctamente la compensación de la frecuencia. La descripción matemática de este peso es la siguiente: (Ecuación 20) SAM designa la secuencia de amplitud modulada que se conoce en el receptor, y S*AM designa el conjugado completo del mismo. En caso de que las correlaciones anteriores se calculen en el dominio de frecuencia, la cantidad de (Ecuación 21) '*(*) (k )s; + i- 2 se utiliza en lugar del argumento. Esta cantidad se maximiza como una función de una corrección de frecuencia. La posición del máximo determina la estimación de la desviación de frecuencia. como se menciona anteriormente, la corrección se realiza en una estructure hacia delante de alimentación. Las formas de realización de preferencia para realizar una corrección de compensación de fase de eco cuando se utiliza un mapeo diferencial en el eje de frecuencia se describirá en adelante con referencia a las Figuras 12 y 15. Los giros de fase esquemáticos que provienen de los ecos en los ambientes de trayectoria múltiple pueden ocurrir entre las subportadoras en el mismo símbolo MCM. Estas compensaciones de fase pueden causar errores de bits cuando se desmodule el símbolo MCM en el receptor. Es así como, se prefiere hacer uso de un algoritmo para corregir los giros de fase sistemáticos que provienen de los ecos en los ambientes de trayectorias múltiples. En la Figura 12, se muestran los diagramas dispersos en la salida de un desmapeador diferencial de un receptor MCM. Como se puede observar la parte izquierda de la Figura 12, los giros de fase sistemáticos entre las subportadoras en el mismo símbolo MCM causan una rotación de los giros de fase desmodulada con respecto al eje del sistema coordinado complejo. En la parte derecha de la Figura 12, se demuestra la fase desmodulada gira con respecto al eje del sistema coordinado complejo. En la parte derecha de la Figura 12, la fase desmodulada gira después de haber desempeñado la corrección de compensación de fase de eco. Ahora, las posiciones de los puntos de señal se encuentran substancialmente en el eje del sistema coordinado complejo. Estas posiciones corresponden a los giros de fase modulada de 0o, 90°, 180° y 270°, respectivamente . Un algoritmo de corrección de compensación de fase de eco (algoritmo EPOC) debe calcular la compensación de la fase inducida del eco a partir de la constelación del espacio de la señal siguiendo la desmodulación diferencial y subsecuentemente corregir esta compensación de fase. Con propósitos de ilustración, uno puede pensar el algoritmo más simple posible que elimine la fase del símbolo antes de calcular el elemento de todas las fases de las subportadoras. Para ilustrar el efecto de este algoritmo EPCO, se debe hacer referencia a los dos diagramas dispersos de los símbolos de las subportadoras contenidas en un símbolo MCM en la Figura 12. Estos diagramas dispersos se han obtenido como resultado de una simulación MCM. Para la simulación se ha utilizado un canal que puede mostrarse típicamente en redes de frecuencia simple. Los ecos de este canal se estiran hasta los limites del intervalo de guarda MCM. El intervalo de guarda se eligió para ser 25% de la duración del símbolo MCM en este caso. La Figura 13 representa un diagrama de bloque para ilustrar la posición y funcionalidad de un dispositivo de corrección de compensación de fase de eco en un receptor MCM. La señal de un transmisor MCM se transmite a través del canal 122 (Figuras 1 y 13) y se recibe en el extremo delantero del receptor 132 del receptor MCM. El procesamiento de señal entre el extremo delantero del receptor y el transformador Fourier rápido 140 se ha omitido en la Figura 12. La salida del transformador Fourier rápido se aplica al desmapeador, lo cual realiza un desmapeo diferencial a lo largo del eje de frecuencia. La salida del desmapeador son los giros de fase respectivos para las subportadoras. Las compensaciones de fase de estos ( iros de fase que se causan por los ecos en ambientes de trayectorias múltiples se visualizan a través de un bloque 400 en la Figura 13 que muestra un ejemplo de un diagrama disperso de los símbolos de la subportadora sin una corrección de compensación de fase de eco. La salida del desmapeador 142 se aplica a la entrada de un dispositivo de corrección de compensación de fase 402. El dispositivo de corrección de la fase de eco 402 utiliza un algoritmo EPOC con el fin de eliminar las compensaciones de la fase de eco en la salida del desmapeado 142. El resultado se muestra en el bloque 404 de la Figura 13, es decir, solamente los giros de fase codificados, 0o, 90°, 180° o 270° se encuentran presentes en la salida del dispositivo de corrección 402. La salida del dispositivo de corrección 402 forma la señal para el cálculo métrico que se realiza con el fin de recuperar el flujo de bits que representa ia información transmitida. Una primera forma de realización de un algoritmo EPOC y de un dispositivo que realiza lo mismo que se describe ahora con referencia a la Figura 14. La primera forma de realización del algoritmo EPOC inicia desde el supuesto de que cada símbolo complejo decodificado diferencialmente recibido se gira en un ángulo debido a los ecos en el canal de trayectoria múltiple. Para las subportadoras se asume un espaciamiento igual en frecuencia ya que esto representa una forma de realización de preferencia. Si las subportadoras no se espacian igualmente en frecuencia, se deberá introducir un factor de corrección en el algoritmo EPOC. La Figura 14 muestra el dispositivo de corrección 402 (Figura 13) para realizar la primera forma de realización de un algoritmo EPOC. Desde la salida del desmapeador 142 que contiene una compensación de fase de eco como se muestra, por ejemplo, en la parte izquierda de la Figura 12, los giros de la fase relacionados para transmitir la información deben desecharse. En este punto, la salida del desmapeador 142 se aplica a una unidad de desecho 500. en caso de un mapeo DQPSK, la unidad de desecho puede realizar una operación " ( . ) 4" . La unidad 500 proyecta todos los símbolos recibidos en el primer cuadrante. Por lo tanto, los giros de fase relacionados con la información transmitida se eliminan de los giros de la fase que representan los símbolos de la subportadora. El mismo efecto puede alcanzarse con una operación de un módulo - 4. Al haber eliminado la información relacionada con las fases del símbolo en la unidad 500, el primer enfoque para obtener una estimación será simplemente la de calcular el valor medio sobre todas las fases de símbolo de un símbolo MCM. Sin embargo, se prefiere realizar una decisión de umbral antes de determinar el valor medio sobre todas las fases del símbolo de un símbolo MCM. Debido al desvanecimiento Rayleigh algunos de los símbolos recibidos pueden contribuir con información no confiable para la determinación de la compensación de la fase de eco, Por lo tanto, dependiendo del valor absoluto de un símbolo, se realiza una decisión de umbral con el fin de determinar si el símbolo debe contribuir a la estimación de la compensación de la fase o no. Es así como, en la forma de realización mostrada en la Figura 14, se incluye una unidad de decisión de umbral 510. Después de la unidad 500 se calcula el valor absoluto y el argumento del símbolo decodificado diferencialmente en las unidades de cálculo respectivas 512 y 514. Dependiendo del valor absoluto de un símbolo respectivo, se deriva una señal de control . Esta señal de control se compara con un valor del umbral en un circuito de decisión 516. Si el valor absoluto, es decir la señal de control del mismo, es menor a de cierto umbral, el circuito de decisión 516 reemplaza el valor del ángulo que va a la operación de promedio a través de un valor igual a cero. En este extremo, se provee un interruptor con el fin de desconectar la salida de la unidad de cálculo del argumento 514 de la entrada de una etapa de procesamiento adicional y conecta la entrada de la etapa de procesamiento adicional con una unidad 518 que provee una salida constante de "cero" . Se provee una unidad de promedio 520 con el fin de calcular un valor medio con base en las compensaciones de fase fi determinado por los símbolos de la subportadora individual del símbolo MCM de la siguiente manera: f En la unidad de promedio 520, se realiza la suma sobre los sumandos K. La salida de la unidad de promedio 520 se provee para retener la unidad 522 que retiene la salida de la unidad de promedio 520 K veces.

La salida de la unidad de retención 522 se conecta con una unidad de rotación de fase 524 que realiza la corrección de las compensaciones de la fase de los puntos de la señal compleja K sobre la base de un valor medio f. La unidad de rotación de la fase 524 realiza la corrección de las compensaciones de fase al hacer uso de la siguiente ecuación: = Vk . e"jf (Ecuación 23) En esta ecuación, v'k designa los símbolos <'ecodificados diferencialmente corregidos de la fase K para entrada al cálculo métrico suave, donde v designa los símbolos de salida. Mientras que un canal que sea casi estacionario durante la duración de uno de los símbolos MCM pueda asumirse, utilizando el valor medio de todas las subportadoras de uno de los símbolos MCM proveerá los resultados correctos. Se puede proveer una unidad 527 con el fin de amortiguar los puntos de señal compleja hasta que se determine el valor medio de las compensaciones de fase para un símbolo MCM. La salida de la unidad de rotación de fase 524 se aplica a la etapa de procesamiento adicional 526 para realizar el cálculo métrico suave. Con respecto a los resultados de la corrección de la compensación de fase de eco, se hace referencia nuevamente a la Figura 12 Las dos gráficas contienen una simulación que incluye la primera forma de ."ealización de los algoritmos de corrección de la compensación de la fase de eco descritas anteriormente. En el instante de la toma instantánea del diagrama disperso mostrado en la parte izquierda de la Figura 12, obviamente el canal distorsiona la constelación de tal manera, que una simple rotación de ángulo es un supuesto válido. Como se muestra en la parte derecha de la Figura 12, la constelación de la señal puede girarse hacia atrás del eje al aplicar el valor medio determinado para la rotación de los símbolos detectados diferencialmente . Una segunda forma de realización de un algoritmo de una corrección de compensación de fase se describe a continuación. Esta segunda forma de realización puede utilizarse preferentemente en relación con los canales de trayectoria múltiple que tienen hasta dos ecos de trayectoria fuerte. El algoritmo de la segunda forma de realización es más compleja que el algoritmo de la primera forma de realización. Lo que sigue es una derivación matemática de la segunda forma de realización de un método para la corrección de compensación de la fase de eco. Los siguientes supuestos pueden realizarse con el fin de facilitar la explicación de la segunda forma de realización de un algoritmo EPOC. En esta forma de realización, el intervalo de guarda de la señal MCM se asumen que sea de por lo menos tan largo como la respuesta del impulso h [q] . q = 0, 1, ... , Qh-1 del canal de trayectorias múltiples.

En el transmisor cada uno de los símbolos MCM se ensambla utilizando el mapeo de eje de frecuencia anterior. El símbolo de referencia de la subportadora es igual a l, es decir que el giro de fase es de 0 grados. El giro de fase opcional PHI es igual a cero, es decir que la constelación de la constelación de la señal DQPSK no se gira. Utilizando una ecuación esto puede expresarse como : ak 0 ak_?a?n k (Ecuación 24) con k : índice k = l,2,...,k de la subportadora activa ; símbolo de incremento en la fase = e yi' compleja; m=0,l,2,3, es el número del símbolo QPSK que se deriva de los pares codificados "Gray" (gris de 2 bits. aO = 1 : símbolo de la subportadora de referencia En la salida DFT del receptor las variables de decisión ek= a Hk (Ecuación 25) se obtienen con (Ecuación 26 ) estando el DFT de la respuesta de impul so del canal h [q] en la posición k. Con | ak | 2 = i los rendimientos de desmodulación diferencial v v k = e ck • e ck*-l = a akxncH n kp Hk'- l (Ecuación 27) Para el receptor, se introduce un término de fase adicional fk, el cual puede utilizarse para corregir la compensación de fase sistemática causada por el canal . Por lo tanto la variable de la decisión final en el receptor es vk' = v • eJP* = ak"C • e ' Hk • -i (Ecuación 28) Como se puede observar de la Ecuación 28, la Información útil a?nc también se pesa con el producto e:'fk. Hk . H*k_? (rotación y función de transferencia efectiva del canal) . Este producto debe valuarse como real para una detección libre de error. Considerando esto, es mejor elegir el ángulo de rotación igual al argumento negativo de Hk . H*k-?. Para derivar el algoritmo para canales de 2 trayectorias, la naturaleza de H . H*k^? se investiga en la siguiente sección. Se asume que el canal de 2 trayectorias exhibe dos ecos con un contenido de energía que no es igual a cero, es decir, por lo menos dos ecos dominantes. Este supuesto produce la respuesta del impulso. h[q] = c d0[q] + c2d0[q - q0] (Ecuación 29) con Cl , c2 : coeficientes complejos que representan los ecos de la trayectoria; q0 : retardo del segundo eco de la trayectoria con respecto al primer eco de la trayectoria; d0 : Pulso Dirac; d0 [k] = 1 para k = 0 d0 [k] = 0 cualquier otro La función de transferencia del canal se obtiene al aplicar un DFT a la Ecuación 29: (Ecuación 30) Con la ecuación 30 la función de transferencia efectiva para la desmodulación diferencial a lo largo del eje de frecuencia es: (Ecuación 31) Asumiendo un canal de 2 trayectorias libre de ruido, se puede observar a partir de la Ecuación 31 que los símbolos en el lado del receptor se localizan en una línea recta en el caso de que el símbolo 1+jO hubiese sido enviado (ver el supuesto anterior) . Esta línea recta puede caracterizarse por un punto (Ecuación 32) y el vector 9 * . ~J?g° (Ecuación 33) que determina su dirección. Con los supuestos anteriores, se realiza la siguiente derivación geométrica. Una anotación más adecuada para la derivación geométrica de la segunda forma de realización de un algoritmo EPOC se obtiene si la parte real del plano complejo se designa como x = Re { z } , la parte imaginaria como y = Im{z}, respectivamente, es decir que, z = x + jy. Con esta nueva anotación, la línea recta, en la que los símbolos recibidos yacen en caso de un canal de dos trayectorias libres de ruido sea f(x) = a + b • x (Ecuación 34) con a = Im{c ^ • Im{cb} (Ecuación 35; Rejc,} y b = - (Ecuación 36) El ruido adicional esparcirá los símbolos alrededor de la línea recta dada por las Ecuaciones 34 a 36. En este caso la Ecuación 36 es la curva de regresión de un agrupamiento de símbolos. Para la derivación geométrica de la segunda forma de realización de un algoritmo EPOC, el ángulo fk de la Ecuación 28 se elige para que sea una función de la distancia cuadrada del símbolo considerado desde el origen : fk = (Ecuación 37) La ecuación 37 muestra que el espacio de señal completo está distorsionado (torsión), sin embargo, conservando las distancias desde el origen. Para la derivación del algoritmo de la segunda forma de realización fk ( . ) tiene que determinarse de tal forma que todas las variables de decisión v' (sin asumir ruido) yazcan sobre el eje real: í/ / (Ecuación 38) Las transformaciones adicionales de la Ecuación 38 conducen a una ecuación cuadrática que debe resolverse para obtener la solución de fk .

En el caso de un canal de dos trayectorias, la corrección de compensación de fase de eco para una variable de decisión determinada vk es v'k = ck. ejfk (Ecuación 39) con (Ecuación 40) A partir de estas dos posibles soluciones la ecuación cuadrática mencionada anteriormente, Ecuación 40 es la solución que no puede causar un giro de fase adicional de 180 grados. Las dos gráficas en la Figura 15 muestran la proyección del algoritmo EPOC de la segunda forma de realización para un cuadrante del plano complejo. Descrita aquí se encuentra la rejilla cuadrática en el sector |arg(z) | _< p / 4 y la línea recta y = f (x) a+b.x con a = -1.0 y b = 0.5 (línea punteada) . En caso de un canal libre de ruido, todos los símbolos recibidos yacerán sobre la línea recta si 1+jO se envía. El círculo mostrado en las gráficas determina la línea limítrofe para los dos casos de la Ecuación 40. En la parte izquierda, Figura 15 se muestra la situación antes de la proyección, en la parte derecha, la Figura 15 muestra la situación después de aplicar el algoritmo de la proyección. Al ver en la parte izquierda, uno puede observar que la línea recta ahora yace en el eje real con 2 +jO fijo en el punto de la proyección. Por lo tanto, se puede concluir con que el algoritmo de corrección compensa la fase de eco de acuerdo con que la segunda forma de realización cumpla con la meta diseñada. Antes de que se pueda aplicar la segunda forma de realización del algoritmo EPOC, se tiene que determinar la línea de aproximación a través de los símbolos recibidos, es decir, deben estimarse los parámetros a y b. Para este propósito, se asume que los símbolos recibidos yacen en el sector |arg(z) | <_ p / 4, si 1+jO se envía. Si se envían otros símbolos diferentes a 1+jO, se puede aplicar la operación de módulo para proyectar todos los símbolos en el sector deseado. Procediendo de esta manera se evita la necesidad de decidir sobre los símbolos en una etapa anterior y permite promediar todos los puntos de señal de un símbolo MCM 8 en lugar de promediar sobre solamente de todos los puntos de la señal) . Para la siguiente regla de cálculo para el algoritmo EPOC de la segunda forma de realización, xi se utiliza para denotar la parte real del punto de señal i-th y yi para la parte imaginaria, respectivamente (i = 1, 2, ... , k) . Todos juntos, los valores de K se encuentran disponibles para la determinación. Al elegir el método de menos cuadros, la línea recta que debe determinarse puede obtenerse al minimizar (a, b) = arg min ^ (y, - (a + B • x M ?-l (Ecuación 41) La solución para la Ecuación 41 puede encontrarse en la literatura que permanece abierta. Esto es ¿, a = y - x • b (Ecuación 42) con valores medios 1 ? 1 ? * = - ^ x>> Y = - 2 Y? ( Ecuac ión 43 ) ^ 1 - 1 i-I En caso necesario, se puede aplicar un método de estimación con mayor solidez. Sin embargo, el intercambio tendrá una complejidad computacional mucho más alta.

Para evitar los problemas con el rango en el que sea aplicable la proyección, la determinación de la línea recta debe separarse en dos partes. Primero, los centros de al agrupación de gravedad se mueven sobre los ejes, enseguida, el espacio de la señal se distorsiona. ' Asumiendo que a y b son los parámetros originales de la línea recta y <x es el ángulo de rotación, fk ( . = tiene que aplicarse con los parámetros transformados .

(Ecuación 44) Además de los dos algoritmos EPOC explicados en la sección anterior, se pueden designar diferentes algoritmos que, sin embargo, será más posible exhibir en un grado más alto de complejidad computacional .

Claims (5)

1. REIVINDICACIONES 1. Un método para realizar una sincronización de frecuencia precisa para una desviación de frecuencia de portadora desde un oscilador de frecuencia en un sistema de desmodulación de portadora múltiple del tipo que tiene la capacidad de llevar a cabo una decodificación de la fase diferencial de las señales moduladas de portadora múltiple, donde estas señales comprenden una pluralidad de símbolos, donde cada uno de los símbolos se definen por las diferencias de fase entre las portadoras simultáneas que tienen diferente frecuencias, este método comprende los pasos de: a) determinar la diferencia de fase entre las fases de la misma portadora en símbolos diferentes; b) determinar la compensación de frecuencia eliminando las incert idumbres del giro de la fase con relación a la información transmitida desde la diferencia de la fase haciendo uso de un dispositivo de decisión M-PSK; y c) realizar una corrección de retroalimentación de la desviación de frecuencia con base en la compensación de frecuencia determinada.
2. 2. Un método para realizar una sincronización de frecuencia precisa para una desviación de frecuencia portadora desde una frecuencia del oscilador en un sistema de desmodulación de portadora múltiple del tipo que tiene la capacidad de llevar a cabo una decodificación de fase diferencial de las señales moduladas de la portadora múltiple, donde las señales comprenden una pluralidad de símbolos, y donde cada uno de los símbolos se define por las diferencias de fase entre las portadoras simultáneas que tienen diferentes frecuencias, este método comprende los pasos de: a) determinar la fase respectiva de la misma portadora en los símbolos diferentes; b) eliminar las incertidumbres de giro de fase relacionadas con la información transmitida desde las fases para determinar las desviaciones de fase respectivas haciendo uso de un dispositivo de decisión M-PSK; c) determinar una compensación de frecuencia al determinar una diferencia de fase entre las desviaciones de la fase; y d) realizar una corrección de retroalimentación de la desviación de frecuencia portadora con base en la compensación de la frecuencia determinada .
3. 3. El método de acuerdo con la Reivindicación 1, donde se realizan los pasos a) y b) para una pluralidad de portadoras en estos símbolos, se determina la compensación de frecuencia promediada al promediar las compensaciones de frecuencia determinadas de la pluralidad de portadoras, Y se realiza la corrección de la retroalimentación de la desviación de frecuencia con base en la compensación de frecuencia promediada en el paso c) .
4. 4. El método de acuerdo con la Reivindicación 2, donde los pasos a) , b) y c) se realizan para una pluralidad de portadoras en estos símbolos, se determina una compensación de frecuencia promediada al promediar las compensaciones de frecuencia determinadas de la pluralidad de portadoras, y se realiza la corrección de retroalimentación de la desviación de frecuencia sobre la base de la compensación de frecuencia promediada.
5. 5. El método de acuerdo con la Reivindicación 1, donde el paso b) comprende el paso de eliminar las incertidumbres del giro de la fase que corresponde a los giros de la fase M-ary. 7. El método de acuerdo con la Reivindicación 2, donde el paso a) comprende el paso para determinar las fases respectivas de la misma portadora en los símbolos que están adyacentes en la dirección del eje de tiempo. 8. El método de acuerdo con la Reivindicación 2, donde el paso b) comprende el paso para eliminar los giros de la fase M-ary. 9. Un aparato para realizar una sincronización de frecuencia precisa que compensa la desviación de frecuencia portadora de una frecuencia del oscilador, para un sistema de desmodulación de portadora múltiple del tipo que tiene la capacidad de llevar a cabo una fase diferencial decodificando las señales moduladas de la portadora múltiple, estas señales comprenden una pluralidad de símbolos, donde cada uno de los símbolos se define por las diferencias de fase entre las portadoras simultáneas que tienen diferentes frecuencias, en el cual este aparato comprende : elementos para determinar una diferencia de ?:ase entre las fases de la misma portadora en diferentes símbolos; el dispositivo de decisión M-PSK para determinar una compensación de frecuencia al eliminar las incertidumbres del giro de la fase relacionada con la información transmitida de la diferencia de fase; y elementos para realizar una corrección de retroalimentación de la desviación de frecuencia con base en ia compensación de la frecuencia determinada. 10. Un aparato para realizar una sincronización de frecuencia precisa que compensa una desviación de frecuencia portadora de una frecuencia de oscilador, para un sistema de desmodulación de portadora múltiple del tipo que tiene la capacidad de llevar a cabo una decodificación de la fase diferencial de señales moduladas de la portadora múltiple, donde las señales comprenden una pluralidad de símbolos, y donde cada uno de los símbolos se definen por las diferencias de fase entre las portadoras simultáneas que tienen diferentes frecuencias, en el cual el aparato comprende de : elementos para determinar las fases respectivas de la misma portadora en símbolos diferentes ; un dispositivo de decisión M-PSK para eliminar las incertidumbres de giro de fase relacionadas con la información transmitida de estas fases para determinar las desviaciones de fase respectivas; elementos para determinar una compensación de Frecuencia al determinar una diferencia de fase entre las desviaciones de fase; elementos para realizar una corrección de retroalimentación de la desviación de frecuencia con base en la compensación de frecuencia determinada. 11. El aparato de acuerdo con la Reivindicación 9, además comprende: elementos para determinar una compensación de frecuencia promediada por las compensaciones de frecuencia determinadas de una pluralidad de portadoras, donde estos elementos para realizar una corrección de retroalimentación realizan la corrección de retroalimentación de la desviación de frecuencia con base en la compensación de frecuencia promediada. 12. El aparato de acuerdo con la Reivindicación 10, además comprende: elementos para determinar una compensación de frecuencia promediada a través de promediar las compensaciones de frecuencia determinadas por una pluralidad de portadoras, donde estos elementos para desempeñar una corrección de retroalimentación realizan la corrección de retroalimentación de la desviación de frecuencia con base en la compensación de frecuencia promediada. 13. El aparato de acuerdo con la Reivindicación 9, donde los elementos para determinar una diferencia de fase comprenden medios para determinar una diferencia de fase entre las fases de la misma portadora en los símbolos que están adyacentes en la dirección del eje de tiempo. 14. El aparato de acuerdo con la Reivindicación 10, donde los elementos para determinar las fases respectivas comprenden elementos para determinar las fases respectivas de la misma portadora en símbolos que están adyacentes en la dirección del eje de tiempo. 15. El aparato de acuerdo con la Reivindicación 9, donde los elementos para realizar una corrección de retroalimentación de la desviación de frecuencia comprenden un oscilador controlado numérico y un multiplicador complejo. 16. Un aparato de acuerdo con la Reivindicación 15, donde los elementos para realizar una corrección de retroalimentación de la desviación de frecuencia además comprenden un filtro de trayectoria baja que precede al oscilador controlado numérico. RESUMEN DE LA INVENCIÓN Un método y un aparato relacionado con una sincronización de frecuencia precisa que compensa la desviación de frecuencia portadora de una frecuencia de oscilador en un sistema de desmodulación de portadora múltiple del tipo que tiene la capacidad de llevar a cabo una decodificación de la fase diferencial de las señales moduladas portadoras múltiples, donde las señales comprenden una pluralidad de símbolos, y donde cada uno de los símbolos se define por las diferencias de fase entre las portadoras simultáneas que tienen diferentes frecuencias. Se determina una diferencia de fase entre las fases de la misma portadora en símbolos diferentes. A partir de esto, se determina la compensación de frecuencia a través de eliminar las incertidumbres de giro de fase relacionadas con la información transmitida a partir de la diferencia de fase haciendo uso de un dispositivo de decisión M-PSK. Finalmente, se realiza una corrección de retroalimentación de la desviación de frecuencia portadora con base en la compensación de frecuencia determinada. Alternativamente, la compensación de frecuencia promediada puede determinarse al promediar las compensaciones de la frecuencia determinada de una pluralidad de portadoras. Entonces, la corrección de retroalimentación de la desviación de frecuencia se realiza sobre la base de la compensación de frecuencia promediada .