JP6214454B2 - 差動復調装置及び差動復調方法 - Google Patents

Description

本発明は、差動位相偏移変調方式を用いて変調された変調信号を復調する差動復調装置及び差動復調方法に関する。

ディジタル位相変調を用いた無線通信システムにおいては、電波干渉によるマルチパスフェージング又は受信機の移動に伴う伝送路環境の激しい変動などにより、受信機に到来する信号の品質が劣化するという問題がある。また、弱電界環境において受信信号電力と雑音電力とが拮抗する場合には、受信機で生成された復調信号の信頼性が低下するという問題がある。例えば、ディジタル角度変調方式として四位相偏移変調（ＱＰＳＫ：Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）を適用する場合、位相平面上に設けられた絶対位相基準と受信信号とを比較して復調を行う方法が一般的であるため、電波干渉若しくは受信機の移動、及び熱雑音に起因する受信信号の位相回転量が大きい場合に、原理上、正確な復調を行うことができなくなる。

このような問題による受信性能劣化を軽減するため、ＱＰＳＫ信号の位相差分を用いて新たな変調信号を生成する差動四位相偏移変調（ＤＱＰＳＫ：Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）が広く一般的に利用されている。ＤＱＰＳＫ信号の受信時には、ある時刻に受信した信号と、直前に受信した信号の位相差分を用いて復調信号を生成するため、ＤＱＰＳＫ方式には、マルチパスフェージング環境すなわち全ての受信信号に対し一定量の位相回転が印加されるような環境であっても正確な復調を行うことができるという利点がある。また、ＤＱＰＳＫ方式には、位相回転量が時間的に変化する移動受信環境であっても、位相回転量の変動速度が信号伝送速度に比べて十分に小さい場合は、位相回転にほとんど依存することなく正確な復調を行うことができるという利点がある。さらに、ＤＱＰＳＫ信号は、受信側において絶対位相基準を再生する必要がないため、ＤＱＰＳＫ方式には、受信機の簡素化が図れる利点がある。

ＤＱＰＳＫ信号の復調を行う際には、差動復調方式を用いるのが一般的である。差動復調方式を採用する受信機は、ｍ＋１番目に受信した受信信号Ｒ（ｍ＋１）と、その直前すなわちｍ番目に受信した受信信号Ｒ（ｍ）とを参照し、例えば、次式（１）を用いて、位相差分ΔΦを検出する。
ΔΦ＝∠｛Ｒ（ｍ＋１）Ｒ^＊（ｍ）｝ …（１）
ただし、∠｛α｝は、αの偏角であり、α^＊は、αの複素共役信号である。また、ｍは、整数である。例えば、特許文献１は、このような計算により差動復調を行う方法を開示している。

しかしながら、受信信号Ｒ（ｍ＋１）及び受信信号Ｒ（ｍ）が振幅及び位相成分を有する複素信号であるとすれば、式（１）の右辺を計算するために、少なくとも４回の乗算又は積和演算と、その結果から位相を求めるための計算とが必要となり、回路規模及び演算量が大きくなるという問題がある。

これに対し、特許文献２は、複数に分割された位相平面領域毎に位相基準を設け、その位相基準からの位相差分を計算することにより数値テーブル又は乗算器数を削減する方法を記載している。

特開平９−２３３１３８公報（段落００４９、図２） 特開２００４−３６４１３１公報（段落０００８、図２）

特許文献２に記載されている方法においては、演算アルゴリズムの簡素化は実現可能であるが、位相差分を計算するには、依然として復調結果を複素数で求める必要があるため、回路規模及び演算量の削減の効果は不十分である。

そこで、本発明は、上記従来技術の課題を解決するためになされたものであり、差動復調処理に要する回路規模及び演算量を低減することができる差動復調装置及び差動復調方法を提供することを目的とする。

本発明の一態様に係る差動復調装置は、差動位相偏移変調方式を用いて変調された変調信号を復調する差動復調装置であって、位相平面上において受信信号が存在する位相領域である存在領域を、前記変調信号の変調多値数に応じて分割された複数の位相領域から選択し、前記存在領域に対応する識別信号を出力する領域識別部と、前記領域識別部から出力された前記識別信号を時間遅延させた信号を遅延識別信号として出力する識別信号遅延部と、前記領域識別部から出力された識別信号と前記識別信号遅延部から出力された前記遅延識別信号との差分に対応する値を差分信号として出力する比較部と、前記比較部から出力された前記差分信号の値が予め決められた条件を満たす差分信号の集合である第１集合に含まれる場合に、前記差分信号を第１差分信号として出力すると共に前記第１差分信号に対応付けられた選択信号を出力し、前記比較部から出力された差分信号の値が前記第１集合に属さない差分信号の集合である第２集合に含まれる場合に、前記差分信号を第２差分信号として出力すると共に前記第２差分信号に対応付けられた選択信号を出力する切換部と、前記切換部から出力された前記第１差分信号の大きさに対応する第１判定信号を出力する第１判定部と、前記受信信号を時間遅延させた信号を遅延受信信号として出力する受信信号遅延部と、前記受信信号の値と前記受信信号遅延部から出力された前記遅延受信信号の値とを参照して積和演算を行い、該積和演算の結果を積和出力信号として出力する積和演算部と、前記切換部から出力された前記第２差分信号の大きさと前記積和演算部から出力された前記積和出力信号の大きさとに対応する第２判定信号を出力する第２判定部と、前記切換部から出力された前記選択信号に基づいて前記第１判定信号と前記第２判定信号の内のいずれか一方の信号を選択し、該選択された一方の信号を復調信号として出力する選択部と、を備え、前記第１集合は、前記差分信号に対応する位相平面の位相範囲の大きさの合計が、前記変調信号が擁する複数の理想信号点のうち、位相平面上において隣接する理想信号点の位相差分以下となるような前記差分信号の集合であり、前記受信信号及び前記遅延受信信号は、共に複素数であり、前記積和演算部は、前記受信信号の虚数部と前記遅延受信信号の実数部の乗算と、前記受信信号の実数部と前記遅延受信信号の虚数部の乗算と、２種類の実数の減算を行うことによって前記積和出力信号を生成することを特徴とする。

本発明の一態様に係る差動復調装置及び差動復調方法によれば、受信信号が存在する位相平面領域を識別する領域識別部を備え、位相平面上における受信信号の存在領域を復調前に識別することで、復調の際に最低限必要な演算手続のみを事前に抽出することが可能となる。また、切換部が識別信号の時間変化量に応じて復調方法を切り換えることで、第１判定部の出力を選択するときには、積和演算を行わずに復調が行われ、第２判定部の出力を選択するときには、簡素化された演算のみで復調することができるようになるため、差動復調処理に要する回路規模及び演算量を低減することが可能となる効果がある。

本発明の実施の形態１に係る差動復調装置の構成を概略的に示すブロック図である。 実施の形態１に係る差動復調装置における領域識別部の動作を説明するための図である。 実施の形態１に係る差動復調装置における領域識別部の動作を説明するための図である。 実施の形態１に係る差動復調装置における比較部の構成の一例を概略的に示すブロック図である。 実施の形態１に係る差動復調装置における比較部の構成の他の例を概略的に示すブロック図である。 実施の形態１に係る差動復調装置における切換部の動作を説明するための図である。 （ａ）及び（ｂ）は、実施の形態１に係る差動復調装置における第１判定部の動作を説明するための図である。 実施の形態１に係る差動復調装置における積和演算部の構成を概略的に示すブロック図である。 （ａ）及び（ｂ）は、実施の形態１に係る差動復調装置における第２判定部の動作を説明するための図である。 実施の形態１に係る差動復調装置における第２判定部の動作を説明するための図である。 （ａ）及び（ｂ）は、実施の形態１に係る差動復調装置における第２判定部の動作を説明するための図である。 実施の形態１に係る差動復調装置における第２判定部の動作を説明するための図である。 （ａ）及び（ｂ）は、実施の形態１に係る差動復調装置における第２判定部の動作を説明するための図である。 実施の形態１に係る差動復調装置における第２判定部の動作を説明するための図である。 本発明の実施の形態２に係る差動復調装置の構成を概略的に示すブロック図である。 本発明の実施の形態３に係る差動復調装置の構成を概略的に示すブロック図である。 本発明の実施の形態４に係る差動復調装置の構成を概略的に示すブロック図である。 本発明の実施の形態５に係る差動復調装置の構成を概略的に示すブロック図である。

《１》実施の形態１．
《１−１》実施の形態１の構成．
図１は、本発明の実施の形態１に係る差動復調装置１００の構成を概略的に示すブロック図である。差動復調装置１００は、実施の形態１に係る差動復調方法を実施することができる装置である。図１に示されるように、差動復調装置１００は、受信信号が存在する位相平面領域に対応する識別信号（後述する図３で説明するＤ（ｍ））を生成し、この識別信号の時間変化量に応じて復調方法を切り換えることで、差動復調の際に最低限必要な演算手続を事前に抽出する。また、実施の形態１に係る差動復調装置１００においては、積和演算内容を限定することにより、差動復調の際に用いる計算を簡素化し、差動復調処理に要する回路規模及び演算量を低減することができる。実施の形態１に係る差動復調装置１００及び差動復調方法は、差動位相偏移変調方式を用いて変調された変調信号を受信する受信機に適用することができる。

図１によれば、差動復調装置１００は、差動変調信号すなわち差動位相偏移変調（ＤＰＳＫ：Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）方式を用いて変調された変調信号である受信信号Ｒ（ｍ）を受け取り、差動復調結果を復調信号Ｚ（ｍ）として出力する。ここで、受信信号Ｒ（ｍ）と復調信号Ｚ（ｍ）とは、ともに振幅及び位相成分を有する複素信号であり、ｍは整数である。実施の形態１においては、差動位相偏移変調方式の一例としてＤＱＰＳＫ（変調多値数Ｎ＝４）方式を説明し、この変調方式で変調された変調信号を受信する装置及び方法を説明する。

図１に示されるように、実施の形態１に係る差動復調装置１００は、領域識別部１０１と、識別信号遅延部１０２と、比較部１０３と、切換部１０４と、第１判定部１０５と、受信信号遅延部１０６と、積和演算部１０７と、第２判定部１０８と、選択部１０９とを有する。

差動復調装置１００に入力される受信信号Ｒ（ｍ）は、まず領域識別部１０１に入力される。領域識別部１０１は、位相平面（複素平面としてのＩＱ平面）上において受信信号Ｒ（ｍ）の存在する位相領域である存在領域（後述する図７（ａ）、図９（ａ）、図１０（ａ）、及び図１２（ａ）における縦線ハッチング領域）を、変調信号の変調多値数Ｎに応じて分割された複数の位相領域から選択し、存在領域に対応する値を識別信号Ｄ（ｍ）として出力する。複数の位相領域は、位相平面を等位相間隔に分割した領域であり、且つ、複数の位相領域の各々には、位相０度を基準として反時計回りに大きくなる値が識別信号として付されていることが望ましい。また、複数の位相領域の個数すなわち領域数は、変調信号の変調多値数Ｎの２倍であることが望ましい。

識別信号遅延部１０２は、領域識別部１０１で生成された識別信号Ｄ（ｍ）を時間遅延させた信号を遅延識別信号Ｄ（ｍ−１）として出力する。

比較部１０３は、識別信号Ｄ（ｍ）と遅延識別信号Ｄ（ｍ−１）との差分に対応する値を差分信号Ｑ（ｍ）として出力する。

切換部１０４は、差分信号Ｑ（ｍ）の値が第１集合Ｇ１に含まれる場合に、差分信号を第１差分信号Ｑ_１（ｍ）として出力すると共に前記第１差分信号Ｑ_１（ｍ）に対応付けられた選択信号Ｃ（ｍ）を出力し、差分信号Ｑ（ｍ）の値が第２集合Ｇ２に含まれる場合に、差分信号を第２差分信号Ｑ_２（ｍ）として出力すると共に第２差分信号Ｑ_２（ｍ）に対応付けられた選択信号Ｃ（ｍ）を出力する。第１集合Ｇ１は、差分信号Ｑ（ｍ）に対応する位相平面の位相範囲の大きさの合計が、変調信号が擁する複数の理想信号点のうち、位相平面上において隣接する理想信号点の位相差分以下となるような差分信号の集合である。第２集合Ｇ２は、第１集合Ｇ１に含まれない差分信号の集合である。第１集合Ｇ１及び第２集合Ｇ２については、後述する。

第１判定部１０５は、第１差分信号Ｑ_１（ｍ）の大きさに対応する第１判定信号Ｘ_１（ｍ）を生成する。

受信信号遅延部１０６は、受信信号Ｒ（ｍ）を時間遅延させた信号を遅延受信信号Ｒ（ｍ−１）として出力する。受信信号Ｒ（ｍ）及び遅延受信信号Ｒ（ｍ−１）は、共に複素数である。

積和演算部１０７は、受信信号Ｒ（ｍ）と遅延受信信号Ｒ（ｍ−１）の値を参照して積和演算を行い、この積和演算の結果を積和出力信号Ｐ（ｍ）として出力する。積和演算部１０７は、受信信号Ｒ（ｍ）の虚数部と遅延受信信号Ｒ（ｍ−１）の実数部の乗算と、受信信号Ｒ（ｍ）の実数部と遅延受信信号Ｒ（ｍ−１）の虚数部の乗算と、受信信号Ｒ（ｍ）の虚数部と遅延受信信号Ｒ（ｍ−１）の実数部の乗算によって得られた第１乗算結果値と受信信号Ｒ（ｍ）の実数部と遅延受信信号Ｒ（ｍ−１）の虚数部の乗算によって得られた第２乗算結果値との減算を行う。このように、実施の形態１においては、積和演算部１０７は、受信信号Ｒ（ｍ）の虚数部と遅延受信信号Ｒ（ｍ−１）の実数部の乗算と、受信信号Ｒ（ｍ）の実数部と遅延受信信号Ｒ（ｍ−１）の虚数部の乗算と、２種類の実数の減算を行うだけで積和出力信号Ｐ（ｍ）を生成することができる。

第２判定部１０８は、切換部１０４から与えられた第２差分信号Ｑ_２（ｍ）と積和演算部１０７から与えられた積和出力信号Ｐ（ｍ）の大きさとに対応する第２判定信号Ｘ_２（ｍ）を生成する。

選択部１０９は、切換部１０４から与えられた選択信号Ｃ（ｍ）に基づいて第１判定信号と第２判定信号のいずれかを選択し、この選択された信号を復調信号Ｚ（ｍ）として出力する。

《１−２》実施の形態１の動作．
図２は、実施の形態１に係る差動復調装置１００における領域識別部１０１の動作を説明するための図である。図２は、領域識別部１０１において用いられる複数の位相領域と、複数の位相領域の各々に付される識別信号Ｄ（ｍ）との関係の一例を示す。図２においては、位相０度を基準とし、境界線Ｌ（０），Ｌ（１），Ｌ（２），…によって、位相平面（ＩＱ平面）領域が等位相間隔で分割されている。隣り合う２つの境界線、すなわち、境界線Ｌ（ｎ）と境界線Ｌ（ｎ−１）とで挟まれた領域、すなわち、分割された位相平面領域には、値ｎが識別信号Ｄ（ｍ）として付与されている。ここで、ｎは、１≦ｎ≦２Ｎを満たす整数である。また、境界線Ｌ（０）と境界線Ｌ（２Ｎ）とは、同一の境界線であることが望ましい。ここで、２Ｎは、変調多値数の２倍を示す整数である。

図３は、実施の形態１に係る差動復調装置１００における領域識別部１０１の動作を説明するための図である。図３は、受信信号Ｒ（ｍ）がＤＱＰＳＫ信号である場合に、領域識別部１０１において用いられる複数の位相領域と、それらに付される識別信号との関係の一例を示す。図３においては、
受信信号Ｒ（ｍ）の位相が０からπ／４までの場合は、識別信号Ｄ（ｍ）＝１、
受信信号Ｒ（ｍ）の位相がπ／４から２π／４までの場合は、識別信号Ｄ（ｍ）＝２、
受信信号Ｒ（ｍ）の位相が２π／４から３π／４までの場合は、識別信号Ｄ（ｍ）＝３、…のように、識別信号Ｄ（ｍ）が決定される。識別信号Ｄ（ｍ）は、例えば、受信信号Ｒ（ｍ）の符号、及び実数部と虚数部の差分を参照することにより決定することができる。

また、差動復調装置１００に入力される受信信号Ｒ（ｍ）は、領域識別部１０１の他に、受信信号遅延部１０６及び積和演算部１０７にも入力される。受信信号遅延部１０６及び積和演算部１０７の具体的な動作例については、後述する。

上記のようにして決定された識別信号Ｄ（ｍ）は、識別信号遅延部１０２に入力される。識別信号遅延部１０２においては、入力された識別信号Ｄ（ｍ）が、Ｄフリップフロップ又はメモリ等により保持されると同時に、過去に保持されていた遅延識別信号Ｄ（ｍ−１）が出力されることが望ましい。入力された識別信号Ｄ（ｍ）が保持される時間区間は、受信信号Ｒ（ｍ）の受信周期と等しい値であることが望ましい。

領域識別部１０１から出力された識別信号Ｄ（ｍ）は、比較部１０３にも入力される。比較部１０３は、識別信号Ｄ（ｍ）と遅延識別信号Ｄ（ｍ−１）との差分を、差分信号Ｑ（ｍ）として出力する。

図４は、実施の形態１に係る差動復調装置１００における比較部１０３の構成の一例を概略的に示すブロック図である。図４に示されるように、比較部１０３は、第１差分演算部３１を有する。図４に示される比較部１０３においては、第１差分演算部３１は、識別信号Ｄ（ｍ）と遅延識別信号Ｄ（ｍ−１）との差分を計算し、この計算の結果である差分値を差分信号Ｑ（ｍ）として出力する。第１差分演算部３１は、識別信号Ｄ（ｍ）と遅延識別信号Ｄ（ｍ−１）との差分演算の結果が負の場合に、この差分演算の結果に変調多値数Ｎの２倍の値を加算した補正値（すなわち、補正された差分値）を差分信号Ｑ（ｍ）として出力する機能を持つことが望ましい。

例えば、Ｄ（ｍ）＝３及びＤ（ｍ−１）＝１である場合には、比較部１０３から出力される差分信号Ｑ（ｍ）の値は、Ｑ（ｍ）＝Ｄ（ｍ）−Ｄ（ｍ−１）＝３−１＝２の計算によって、２となり、
Ｄ（ｍ）＝６及びＤ（ｍ−１）＝１である場合には、比較部１０３から出力される差分信号Ｑ（ｍ）の値は、Ｑ（ｍ）＝Ｄ（ｍ）−Ｄ（ｍ−１）＝６−１＝５の計算によって、５となる。
また、Ｄ（ｍ）＝１及びＤ（ｍ−１）＝８である場合には、比較部１０３から出力される差分信号Ｑ（ｍ）の値は、Ｑ（ｍ）＝Ｄ（ｍ）−Ｄ（ｍ−１）＋２Ｎ＝１−８＋８＝１の計算によって、１となる。この演算は、Ｄ（ｍ）−Ｄ（ｍ−１）＝−７となるため、変調多値数Ｎの２倍の値すなわち８を加算する演算である。
比較部１０３は、図４に示される構成を採用することにより、遅延受信信号Ｒ（ｍ−１）が存在する位相領域から受信信号Ｒ（ｍ）が存在する位相領域までの反時計回り方向の位相回転量を判別することが可能となる。

図５は、実施の形態１に係る差動復調装置１００における比較部の構成の他の例を概略的に示すブロック図である。図１においては比較部を符号１０３で示しているが、図１の比較部１０３の他の構成例である図５の比較部には、符号１０３ａを付与している。図５に示されるように、比較部１０３ａは、第１差分演算部３１と、第２差分演算部３２と、多値数保持部３３と、最小選択部３４とを有するように構成してもよい。図５に示される比較部１０３ａにおいては、第１差分演算部３１は、識別信号Ｄ（ｍ）と遅延識別信号Ｄ（ｍ−１）との差分を計算し、この計算の結果を第１差分候補信号Ｑ_Ａ（ｍ）として出力する。第１差分演算部３１は、識別信号Ｄ（ｍ）と遅延識別信号Ｄ（ｍ−１）との差分演算結果が負の場合に、この差分演算結果に変調多値数Ｎの２倍の値を加算した補正値を第１差分候補信号Ｑ_Ａ（ｍ）として出力する機能を持つことが望ましい。同時に、比較部１０３の第２差分演算部３２は、識別信号Ｄ（ｍ）と遅延識別信号Ｄ（ｍ−１）との差分を変調多値数Ｎの２倍の値から減算し、その結果を第２差分候補信号Ｑ_Ｂ（ｍ）として出力する機能を持つことが望ましい。第２差分演算部３２は、識別信号Ｄ（ｍ）と遅延識別信号Ｄ（ｍ−１）との差分演算結果が負の場合に、この差分演算結果に変調多値数Ｎの２倍の値を加算した補正値を、変調多値数Ｎの２倍の値から減算した値を第２差分候補信号ＱＢ（ｍ）として出力する機能を持つことが望ましい。さらに、比較部１０３の最小値選択部３４は、第１差分候補信号Ｑ_Ａ（ｍ）と第２差分候補信号Ｑ_Ｂ（ｍ）のうちの小さい値を選択する機能を持ち、選択された結果を差分信号Ｑ（ｍ）として出力することができる。

図５に示される比較部１０３ａにおいて、例えば、Ｄ（ｍ）＝３且つＤ（ｍ−１）＝１である場合には、第１差分候補信号Ｑ_Ａ（ｍ）の値は、Ｑ_Ａ（ｍ）＝３−１＝２の計算によって２となり、第２差分候補信号Ｑ_Ｂ（ｍ）の値は、Ｑ_Ｂ（ｍ）＝（４×２）−（３−１）＝６の計算によって６になり、差分信号Ｑ（ｍ）の値は、Ｑ_Ａ（ｍ）とＱ_Ｂ（ｍ）の内の最小値である２となる。

また、図５に示される比較部１０３ａにおいて、Ｄ（ｍ）＝６且つＤ（ｍ−１）＝１である場合には、第１差分候補信号Ｑ_Ａ（ｍ）の値は、Ｑ_Ａ（ｍ）＝６−１＝５の計算によって５となり、第２差分候補信号Ｑ_Ｂ（ｍ）の値は、Ｑ_Ｂ（ｍ）＝（４×２）−（６−１）＝３の計算によって３となるため、差分信号Ｑ（ｍ）の値は、Ｑ_Ａ（ｍ）とＱ_Ｂ（ｍ）の内の最小値である３となる。
さらに、図５に示される比較部１０３ａにおいて、Ｄ（ｍ）＝１且つＤ（ｍ−１）＝８である場合には、Ｄ（ｍ）−Ｄ（ｍ−１）＝−７であるから、変調多値数Ｎの２倍の値すなわち８が加算され、第１差分候補信号Ｑ_Ａ（ｍ）の値は、Ｑ_Ａ（ｍ）＝−７＋８＝１の計算によって１となる。同時に、第２差分候補信号Ｑ_Ｂ（ｍ）の値は、Ｑ_Ｂ（ｍ）＝（４×２）−（−７＋８）＝７の計算によって７となる。このため、差分信号Ｑ（ｍ）の値はＱ_Ａ（ｍ）とＱ_Ｂ（ｍ）の内の最小値である１となる。
一方、図５に示される比較部１０３ａにおいて、Ｄ（ｍ）＝１且つＤ（ｍ−１）＝３である場合には、Ｄ（ｍ）−Ｄ（ｍ−１）＝−２であるから、変調多値数Ｎの２倍の値すなわち８が加算され、第１差分候補信号Ｑ_Ａ（ｍ）の値は、Ｑ_Ａ（ｍ）＝−２＋８＝６の計算によって６となる。同時に、第２差分候補信号Ｑ_Ｂ（ｍ）の値は、Ｑ_Ｂ（ｍ）＝（４×２）−（−２＋８）＝２の計算によって２となる。このため、差分信号Ｑ（ｍ）の値はＱ_Ａ（ｍ）とＱ_Ｂ（ｍ）の内の最小値である２となる。このように図５に示される比較部１０３ａの構成を採用することにより、実施の形態１に係る差動復調装置１００は、遅延受信信号Ｒ（ｍ−１）が存在する位相領域から受信信号Ｒ（ｍ）が存在する位相領域までの位相回転量を判別することが可能となる。

上記のようにして決定された差分信号Ｑ（ｍ）は、切換部１０４に入力される。切換部１０４は、入力された差分信号Ｑ（ｍ）の値が第１集合Ｇ１に含まれる場合に、差分信号Ｑ（ｍ）を第１差分信号Ｑ_１（ｍ）として出力すると共に、第１差分信号Ｑ_１（ｍ）に対応付けられた選択信号Ｃ（ｍ）を出力する。また、切換部１０４は、差分信号Ｑ（ｍ）の値が第２集合Ｇ２に含まれる場合に、差分信号Ｑ（ｍ）を第２差分信号Ｑ_２（ｍ）として出力すると共に、第２差分信号Ｑ_２（ｍ）に対応付けられた選択信号Ｃ（ｍ）を出力する。

より望ましい形態として、切換部１０４は、差分信号Ｑ（ｍ）に応じて決定される識別信号Ｄ（ｍ）と遅延識別信号Ｄ（ｍ−１）との位相差分の候補の位相範囲Ｗの大きさＷａが所定の基準位相差分Ａ以内である場合に、差分信号Ｑ（ｍ）が第１集合Ｇ１に含まれるとみなし、差分信号Ｑ（ｍ）を第１差分信号Ｑ_１（ｍ）として出力し、また、差分信号Ｑ（ｍ）に応じて決定される識別信号Ｄ（ｍ）と遅延識別信号Ｄ（ｍ−１）の位相差分の候補の位相範囲Ｗの大きさＷａが所定の基準位相差分Ａを超える場合に、差分信号Ｑ（ｍ）が第２集合Ｇ２に含まれるとみなし、差分信号Ｑ（ｍ）を第２差分信号Ｑ_２（ｍ）として出力するように構成されてもよい。さらに、所定の基準位相差分Ａは、変調信号が擁する複数の理想信号点のうち、位相平面上において隣接する理想信号点の位相差分であることがさらに望ましい。

図６は、実施の形態１に係る差動復調装置１００における切換部１０４の動作を説明するための図である。図６は、受信信号Ｒ（ｍ）がＤＱＰＳＫ信号であり、且つ、比較部１０３の構成として図５を適用する場合である。切換部１０４は、差分信号Ｑ（ｍ）の値が第１集合Ｇ１に含まれる場合に、差分信号を第１差分信号Ｑ１（ｍ）として出力すると共に第１差分信号Ｑ１（ｍ）に対応付けられた選択信号Ｃ（ｍ）を出力し、差分信号Ｑ（ｍ）の値が第２集合Ｇ２に含まれる場合に、差分信号を第２差分信号Ｑ２（ｍ）として出力すると共に第２差分信号Ｑ２（ｍ）に対応付けられた選択信号Ｃ（ｍ）を出力する。第１集合Ｇ１は、差分信号Ｑ（ｍ）に対応する位相平面の位相範囲の大きさの合計が、変調信号が擁する複数の理想信号点のうち、位相平面上において隣接する理想信号点の位相差分以下となるような差分信号の集合である。第２集合Ｇ２は、第１集合Ｇ１に含まれない差分信号の集合である。

まず、図６において、差分信号Ｑ（ｍ）が０の場合を説明する。この場合、差分信号Ｑ（ｍ）に対応する位相平面の位相範囲Ｗの大きさＷａの合計はπ／２であり、変調信号が擁する複数の理想信号点のうち、位相平面上において隣接する理想信号点の位相差分はπ／２であるから、差分信号Ｑ（ｍ）に対応する位相平面の位相範囲の大きさの合計は、変調信号が擁する複数の理想信号点のうち、位相平面上において隣接する理想信号点の位相差分（所定の基準位相差分Ａ）以下である。したがって、この場合の差分信号Ｑ（ｍ）は、第１集合Ｇ１に含まれる。

また、図６において、差分信号Ｑ（ｍ）が１の場合を説明する。この場合、差分信号Ｑ（ｍ）に対応する位相平面の位相範囲Ｗの大きさＷａの合計はπであり、変調信号が擁する複数の理想信号点のうち、位相平面上において隣接する理想信号点の位相差分（所定の基準位相差分Ａ）はπ／２であるから、差分信号Ｑ（ｍ）に対応する位相平面の位相範囲の大きさの合計は、変調信号が擁する複数の理想信号点のうち、位相平面上において隣接する理想信号点の位相差分より大きい。したがって、この場合の差分信号Ｑ（ｍ）は、第２集合Ｇ２に含まれる。

また、図６において、差分信号Ｑ（ｍ）が２の場合を説明する。この場合、差分信号Ｑ（ｍ）に対応する位相平面の位相範囲Ｗの大きさＷａの合計はπであり、変調信号が擁する複数の理想信号点のうち、位相平面上において隣接する理想信号点の位相差分（所定の基準位相差分Ａ）はπ／２であるから、差分信号Ｑ（ｍ）に対応する位相平面の位相範囲の大きさの合計は、変調信号が擁する複数の理想信号点のうち、位相平面上において隣接する理想信号点の位相差分より大きい。したがって、この場合の差分信号Ｑ（ｍ）は、第２集合Ｇ２に含まれる。

また、図６において、差分信号Ｑ（ｍ）が３の場合を説明する。この場合、差分信号Ｑ（ｍ）に対応する位相平面の位相範囲Ｗの大きさＷａの合計はπであり、変調信号が擁する複数の理想信号点のうち、位相平面上において隣接する理想信号点の位相差分（所定の基準位相差分Ａ）はπ／２であるから、差分信号Ｑ（ｍ）に対応する位相平面の位相範囲の大きさの合計は、変調信号が擁する複数の理想信号点のうち、位相平面上において隣接する理想信号点の位相差分より大きい。したがって、この場合の差分信号Ｑ（ｍ）は、第２集合Ｇ２に含まれる。

また、図６において、差分信号Ｑ（ｍ）が４の場合を説明する。この場合、差分信号Ｑ（ｍ）に対応する位相平面の位相範囲Ｗの大きさＷａの合計はπ／２であり、変調信号が擁する複数の理想信号点のうち、位相平面上において隣接する理想信号点の位相差分（所定の基準位相差分Ａ）はπ／２であるから、差分信号Ｑ（ｍ）に対応する位相平面の位相範囲の大きさの合計は、変調信号が擁する複数の理想信号点のうち、位相平面上において隣接する理想信号点の位相差分以下である。したがって、この場合の差分信号Ｑ（ｍ）は、第１集合Ｇ１に含まれる。

また、図６によれば、まず差分信号Ｑ（ｍ）の値に対応して識別信号Ｄ（ｍ）と遅延識別信号Ｄ（ｍ−１）の位相差分の候補の位相範囲Ｗが決定される。より具体的な例を用いて、この位相範囲Ｗの決定手法について説明する。

例えば、受信信号Ｒ（ｍ）の位相がπ／６である場合、図３を参照すれば、識別信号Ｄ（ｍ）の値は１となる。また、遅延受信信号Ｒ（ｍ−１）の位相がπ／８である場合、同様にして図３を参照すれば、遅延識別信号Ｄ（ｍ−１）の値は１となる。したがって、比較部１０３から出力される差分信号Ｑ（ｍ）の値は、Ｑ（ｍ）＝１−１＝０の計算によって０となる。

一方、図３から、識別信号Ｄ（ｍ）＝１となる受信信号位相の範囲は、位相が０からπ／４までの範囲であることも分かる。すなわち、識別信号Ｄ（ｍ）の値の決定と同時に、「受信信号Ｒ（ｍ）の位相は、０からπ／４までの範囲内に存在する」という情報が得られることとなる。同様に、「遅延受信信号Ｒ（ｍ−１）の位相は、０からπ／４までの範囲内に存在する」という情報も得られる。

このとき、比較部１０３においては、「位相が０からπ／４までの範囲内に存在する受信信号Ｒ（ｍ）」と「位相が０からπ／４までの範囲内に存在する遅延受信信号Ｒ（ｍ−１）」の差分計算を行うため、両者の位相差分は、「−π／４から＋π／４までの範囲内に存在する」と判断される。したがって、受信信号Ｒ（ｍ）と遅延受信信号Ｒ（ｍ−１）の位相差分の候補の位相範囲Ｗは、π／４−（−π／４）＝π／２となる。Ｑ（ｍ）＝１、２、３、４の場合についても、同様の考え方で位相範囲Ｗが決定される。

次に、図６によれば、切換部１０４は、上述のようにして決定された位相範囲Ｗの大きさＷａを所定の基準位相差分Ａと比較し、位相範囲Ｗの大きさＷａが基準位相差分Ａ以下のとき（第１集合Ｇ１に含まれるとき）には第１差分信号Ｑ_１（ｍ）を出力し、位相範囲Ｗの大きさＷａが基準位相差分Ａより大きいとき（第２集合Ｇ２に含まれるとき）には第２差分信号Ｑ_２（ｍ）を出力する。切換部１０４がＤＱＰＳＫ信号を受信する場合、位相平面上における４種類の理想信号点の位相は、互いにπ／２離れているため、所定の基準位相差分Ａは、π／２と設定することが望ましい。

このとき、図６によれば、受信信号Ｒ（ｍ）と遅延受信信号Ｒ（ｍ−１）の位相差分の候補の位相範囲Ｗの大きさＷａが所定の基準位相差分Ａ以下となるのは、Ｑ（ｍ）＝０の場合とＱ（ｍ）＝４の場合である。ゆえに、切換部１０４は、これらの２通りの場合は、第１差分信号Ｑ_１（ｍ）を差分信号Ｑ（ｍ）として出力し、その他の場合は、第２差分信号Ｑ_２（ｍ）を差分信号Ｑ（ｍ）として出力する。一方、選択信号Ｃ（ｍ）は、切換部１０４で出力した信号を後段で特定するために必要な信号であり、差分信号Ｑ（ｍ）の値によらず常に出力されることが望ましい。選択信号Ｃ（ｍ）は、例えば、１ビットの信号であり、選択信号Ｃ（ｍ）として第１差分信号Ｑ_１（ｍ）が出力される際にＣ（ｍ）の値を“１”とし、選択信号Ｃ（ｍ）として第２差分信号Ｑ_２（ｍ）が出力される際にＣ（ｍ）の値を“０”とすることができる。

切換部１０４においては、選択信号Ｃ（ｍ）として第１差分信号Ｑ_１（ｍ）が出力されている間は、第２差分信号Ｑ_２（ｍ）の出力を停止することができる。一方、切換部１０４においては、選択信号Ｃ（ｍ）として第２差分信号Ｑ_２（ｍ）が出力されている間は、第１差分信号Ｑ_１（ｍ）の出力を停止することができる。

上記のようにして切換部１０４から出力された第１差分信号Ｑ_１（ｍ）は、第１判定部１０５に入力される。第１判定部１０５は、第１差分信号Ｑ_１（ｍ）の大きさに対応する第１判定信号Ｘ_１（ｍ）を出力する。第１判定部１０５の具体的な動作例を、以下に説明する。

図７（ａ）及び（ｂ）は、実施の形態１に係る差動復調装置１００における第１判定部１０５の動作を説明するための図である。例えば、受信信号Ｒ（ｍ）がＤＱＰＳＫ信号である場合、図６を参照すれば、差分信号Ｑ（ｍ）が０の場合と差分信号Ｑ（ｍ）が４の場合に、Ｑ_１（ｍ）が出力される。また、図６より、Ｑ（ｍ）＝０の場合は、位相範囲Ｗが−π／４から＋π／４までの範囲であり、Ｑ（ｍ）＝４の場合は、位相範囲Ｗが＋３π／４から＋５π／４までの範囲であるから、これらの領域を位相平面上で表現すると、図７（ａ）の縦線ハッチング領域ようになる。

一方、ＤＱＰＳＫ信号が擁する４つの理想信号点の位相が０、π／２、π、３π／２であると仮定する場合、これらの理想信号点に対応する復調信号点のとり得る領域は、図７（ｂ）のようになる。すなわち、位相０の理想信号点（Ｚ（ｍ）＝０）に対応する復調信号点の取り得る位相範囲Ｗは、−π／４から＋π／４までの範囲であり、位相π／２の理想信号点（Ｚ（ｍ）＝１）に対応する復調信号点の取り得る位相範囲Ｗは、＋π／４から＋３π／４までの範囲であり、位相πの理想信号点（Ｚ（ｍ）＝２）に対応する復調信号点の取り得る位相範囲Ｗは、＋３π／４から＋５π／４までの範囲であり、位相π３／２の理想信号点（Ｚ（ｍ）＝３）に対応する復調信号点の取り得る位相範囲Ｗは、＋５π／４から＋７π／４までの範囲である。

したがって、図７（ａ）及び（ｂ）より、第１判定部１０５は、第１差分信号Ｑ_１（ｍ）が０の場合は、第１判定信号Ｘ_１（ｍ）として位相０の理想信号点を表す“０”（すなわち、Ｚ（ｍ）＝０）を出力し、第１差分信号Ｑ_１（ｍ）が４の場合は、第１判定信号Ｘ_１（ｍ）として位相πの理想信号点を表す“２”（すなわち、Ｚ（ｍ）＝２）を出力することができる。このような構成を採用することにより、差動復調のための積和演算を一切行うことなく復調信号を得ることが可能となる。

図１に示されるように、実施の形態１に係る差動復調装置１００においては、受信信号Ｒ（ｍ）が受信信号遅延部１０６及び積和演算部１０７にも入力される。受信信号遅延部１０６においては、入力された受信信号Ｒ（ｍ）が、Ｄフリップフロップ又はメモリ等により保持されると同時に、過去に保持されていた遅延受信信号Ｒ（ｍ−１）が出力されることが望ましい。入力された受信信号Ｒ（ｍ）が保持される時間区間は、受信信号Ｒ（ｍ）の受信周期と等しい値であることが望ましい。

また、図１によれば、積和演算部１０７は、受信信号Ｒ（ｍ）と遅延受信信号Ｒ（ｍ−１）の値を参照して積和演算を行い、この積和演算の結果を積和出力信号Ｐ（ｍ）として出力する。

より望ましい形態として、積和演算部１０７は、受信信号Ｒ（ｍ）の虚数部と遅延受信信号Ｒ（ｍ−１）の実数部を乗算した結果から、受信信号Ｒ（ｍ）の実数部と遅延受信信号Ｒ（ｍ−１）の虚数部を乗算した結果を減じた値を、積和出力信号Ｐ（ｍ）として出力することができる。

図８は、実施の形態１に係る差動復調装置１００における積和演算部１０７の構成を概略的に示すブロック図である。図８に示されるように、積和演算部１０７は、開閉部７１と、第１要素分離部７２と、第２要素分離部７３と、第１乗算部７４と、第２乗算部７５と、減算部７６とを有する。図８によれば、積和演算部１０７においては、受信信号Ｒ（ｍ）と遅延受信信号Ｒ（ｍ−１）とは、ともに、まず、開閉部７１に入力される。
開閉部７１は、受信信号Ｒ（ｍ）を受信内部信号ｒ（ｍ）として出力し、同時に、遅延受信信号Ｒ（ｍ−１）を遅延受信内部信号ｒ（ｍ−１）として出力することが望ましい。また、開閉部７１は、切換部１０４が第２差分信号Ｑ_２（ｍ）を出力しない場合に、受信内部信号ｒ（ｍ）と遅延受信内部信号ｒ（ｍ−１）の出力を同時に、停止することが可能である。例えば、受信信号Ｒ（ｍ）がＤＱＰＳＫ信号である場合には、図６から理解できるように、差分信号Ｑ（ｍ）が１の場合、差分信号Ｑ（ｍ）が２の場合、又は差分信号Ｑ（ｍ）が３の場合に、切換部１０４から第２差分信号Ｑ_２（ｍ）が出力される。

次に、受信内部信号ｒ（ｍ）は、第１要素分離部７２に入力され、受信内部信号ｒ（ｍ）が実数部ｒ_ｉ（ｍ）と虚数部ｒ_ｑ（ｍ）に分離される。同様に、遅延受信内部信号ｒ（ｍ−１）は、第２要素分離部７３に入力され、遅延受信内部信号ｒ（ｍ−１）が実数部ｒ_ｉ（ｍ−１）と虚数部ｒ_ｑ（ｍ−１）に分離される。
第１要素分離部７２と第２要素分離部７３とは、互いに同じ構成とすることができる。また、時間分割等により回路又は演算を共有することができる場合は、第１要素分離部７２と第２要素分離部７３の機能を、単一の要素分離部を用いて実現してもよい。一方、受信内部信号ｒ（ｍ）及び遅延受信内部信号ｒ（ｍ−１）が予め実数部と虚数部に分離されている場合は、第１要素分離部７２及び第２要素分離部７３の処理を省略してもよい。

さらに、積和演算部１０７においては、第１乗算部７４において、実数部ｒ_ｉ（ｍ−１）と虚数部ｒ_ｑ（ｍ）の乗算処理が行われ、この乗算処理の結果が第１乗算信号ｒ_ｉｑ_１（ｍ）として出力される。また、第２乗算部７５において、実数部ｒ_ｉ（ｍ）と虚数部ｒ_ｑ（ｍ−１）の乗算処理が行われ、この乗算処理の結果が第２乗算信号ｒ_ｉｑ_２（ｍ）として出力される。ただし、第１乗算部７４と第２乗算部７５は、同一の構成としてもよい。また、時間分割等により回路又は演算を共有することができる場合は、第１乗算部７４と第２乗算部７５の機能を、単一の乗算部を用いて実現してもよい。
最後に、減算部７６は、第１乗算信号ｒ_ｉｑ_１（ｍ）から第２乗算信号ｒ_ｉｑ_２（ｍ）を減ずる減算信号処理を行い、この減算信号処理の結果を積和出力信号Ｐ（ｍ）として出力する。

積和演算部１０７は、開閉部７１が、第２差分信号Ｑ_２（ｍ）が出力される場合のみ、受信信号Ｒ（ｍ）及び遅延受信信号Ｒ（ｍ−１）をそれぞれ受信内部信号ｒ（ｍ）及び遅延受信内部信号ｒ（ｍ−１）として出力し、受信内部信号ｒ（ｍ）の実数部ｒ_ｉ（ｍ）と虚数部ｒ_ｑ（ｍ）及び遅延受信内部信号ｒ（ｍ−１）の実数部ｒ_ｉ（ｍ−１）と虚数部ｒ_ｑ（ｍ−１）を参照して次式２のような計算を行い、この計算の結果を積和出力信号Ｐ（ｍ）として出力する構成であれば、上述のような構成に限定されない。
Ｐ（ｍ）＝ｒ_ｉ（ｍ−１）×ｒ_ｑ（ｍ）−ｒ_ｉ（ｍ）×ｒ_ｑ（ｍ−１） …式２

上記のようにして出力された積和出力信号Ｐ（ｍ）は、第２判定部１０８に入力される。第２判定部１０８は、第２差分信号Ｑ_２（ｍ）と積和出力信号Ｐ（ｍ）の大きさに対応する第２判定信号Ｘ_２（ｍ）を出力する。

望ましい形態として、第２判定部１０８は、第２差分信号Ｑ_２（ｍ）の値と積和出力信号Ｐ（ｍ）の値を、少なくとも１種類の所定の閾値Ｔと比較した結果に対応する理想信号点を、変調信号が擁する複数の理想信号点から選択し、選択された理想信号点の値を第２判定信号Ｘ_２（ｍ）として出力することができる。第２判定部１０８の具体的な動作例を以下で説明する。

第２判定部１０８は、切換部１０４から第２差分信号Ｑ_２（ｍ）が出力される場合にのみ、動作することが望ましい。例えば、受信信号Ｒ（ｍ）がＤＱＰＳＫ信号である場合には、図６から理解できるように、切換部１０４は、差分信号Ｑ（ｍ）が１の場合、差分信号Ｑ（ｍ）が２の場合、又は差分信号Ｑ（ｍ）が３の場合に、第２差分信号Ｑ_２（ｍ）を出力する。

図９（ａ）及び（ｂ）は、実施の形態１に係る差動復調装置１００における第２判定部１０８の動作を説明するための図である。図６より、第２差分信号Ｑ_２（ｍ）が１（すなわち、Ｑ_２（ｍ）＝１）の場合は、位相範囲Ｗが−π／２から＋π／２までの範囲であるから、この領域を位相平面上で表現すると図９（ａ）の縦線ハッチング領域のようになる。また、ＤＱＰＳＫ信号が擁する４つの理想信号点の位相が０、π／２、π、３π／２であると仮定する場合、これらの理想信号点に対応する復調信号点のとり得る領域は、図９（ｂ）のようになる。ただし、理想信号点における位相の値と信号点の値Ｚ（ｍ）との関係は、上述した通りである。したがって、図９（ａ）に示されるＱ_２（ｍ）＝１の場合は、図９（ｂ）に示されるように、復調信号点の候補としてＺ（ｍ）＝０、Ｚ（ｍ）＝１、及びＺ（ｍ）＝３の３種類が存在することが分かる。

図１０は、実施の形態１に係る差動復調装置１００における第２判定部１０８の動作を説明するための図である。例えば、差動復調装置１００を備えた受信機が移動していない静止状態等（すなわち、受信機を備えた車両などが停止している状態等）における受信信号の受信時であって、受信信号Ｒ（ｍ）の振幅変動がなく、振幅が１であると仮定する場合には、受信信号Ｒ（ｍ）と遅延受信信号Ｒ（ｍ−１）の位相差分すなわち復調信号の位相差分と、積和出力信号Ｐ（ｍ）の値との関係は、図１０のようになる。図１０によれば、
積和出力信号Ｐ（ｍ）が−１から−１／√２（＝−１／（２^１／２））までの範囲内であれば、受信信号Ｒ（ｍ）と遅延受信信号Ｒ（ｍ−１）との差分は、−π／２から−π／４までの範囲内であり、
積和出力信号Ｐ（ｍ）が−１／√２から＋１／√２までの範囲内であれば、受信信号Ｒ（ｍ）と遅延受信信号Ｒ（ｍ−１）との差分は、−π／４から＋π／４までの範囲内であり、
積和出力信号Ｐ（ｍ）が＋１／√２から＋１までの範囲内であれば、受信信号Ｒ（ｍ）と遅延受信信号Ｒ（ｍ−１）との差分は、＋π／４から＋π／２までの範囲内であることが分かる。
したがって、所定の閾値Ｔとして−１／√２と＋１／√２を選択すれば、
積和出力信号の積和出力信号Ｐ（ｍ）の値が−１／√２以下であれば、Ｚ（ｍ）＝３であり、
積和出力信号Ｐ（ｍ）の値が−１／√２より大きく＋１／√２以下であれば、Ｚ（ｍ）＝０であり、
積和出力信号Ｐ（ｍ）の値が＋１／√２より大きければ、Ｚ（ｍ）＝１と特定することが可能となる。

図１１（ａ）及び（ｂ）は、実施の形態１に係る差動復調装置１００における第２判定部１０８の動作を説明するための図である。図６より、Ｑ_２（ｍ）＝２の場合は、位相範囲Ｗが±π／４から±π３／４（複号同順）までの範囲であるから、この領域を位相平面上で表現すると図１１（ａ）の縦線ハッチング領域のようになる。また、ＤＱＰＳＫ信号が擁する４つの理想信号点の位相が０、π／２、π、３π／２であると仮定する場合、これらの理想信号点に対応する復調信号点のとり得る領域は、図１１（ｂ）のようになる。ただし、理想信号点における位相の値と信号点の値Ｚ（ｍ）の関係は、上述した通りである。したがって、Ｑ_２（ｍ）＝２の場合は、復調信号点の候補としてＺ（ｍ）＝１、Ｚ（ｍ）＝３の２種類が存在することが分かる。

図１２は、実施の形態１に係る差動復調装置１００における第２判定部１０８の動作を説明するための図である。例えば、差動復調装置１００を備えた受信機が移動していない静止状態等（すなわち、受信機を備えた車両などが停止している状態等）における受信信号の受信時であって、受信信号Ｒ（ｍ）の振幅変動がなく、振幅が１であると仮定する場合、受信信号Ｒ（ｍ）と遅延受信信号Ｒ（ｍ−１）の位相差分すなわち復調信号の位相差分と、積和出力信号Ｐ（ｍ）の値との関係は、図１２のようになる。図１２によれば、
積和出力信号Ｐ（ｍ）が＋１／√２から＋１までの範囲内であれば、受信信号Ｒ（ｍ）と遅延受信信号Ｒ（ｍ−１）との差分は、＋π／４から＋３π／４までの範囲内であり、
積和出力信号Ｐ（ｍ）が−１から−１／√２までの範囲内であれば、受信信号Ｒ（ｍ）と遅延受信信号Ｒ（ｍ−１）との差分は、＋５π／４から＋７π／４までの範囲内であることが分かる。
したがって、所定の閾値Ｔとして０を選択すれば、積和出力信号Ｐ（ｍ）の値が０以下であればＺ（ｍ）＝３であり、０を超えればＺ（ｍ）＝１であると特定することが可能となる。

図１３（ａ）及び（ｂ）は、実施の形態１に係る差動復調装置１００における第２判定部１０８の動作を説明するための図である。図６より、Ｑ_２（ｍ）＝３の場合は、位相範囲Ｗが±π／２から±π（複号同順）までの範囲であるから、この領域を位相平面上で表現すると図１３（ａ）のようになる。また、ＤＱＰＳＫ信号が擁する４つの理想信号点の位相が０、π／２、π、３π／２であると仮定する場合、これらの理想信号点に対応する復調信号点のとり得る領域は、図１３（ｂ）のようになる。ただし、理想信号点における位相の値と信号点の値Ｚ（ｍ）の関係は、上述した通りである。したがって、Ｑ_２（ｍ）＝３の場合は、復調信号点の候補としてＺ（ｍ）＝１、Ｚ（ｍ）＝２、Ｚ（ｍ）＝３の３種類が存在することが分かる。

図１４は、実施の形態１に係る差動復調装置１００における第２判定部１０８の動作を説明するための図である。差動復調装置１００を備えた受信機が移動していない静止状態等（すなわち、受信機を備えた車両などが停止している状態等）における受信信号の受信時であって、受信信号Ｒ（ｍ）の振幅変動がなく振幅が１であると仮定する場合、受信信号Ｒ（ｍ）と遅延受信信号Ｒ（ｍ−１）の位相差分すなわち復調信号の位相差分と積和出力信号Ｐ（ｍ）の値の関係は、図１４のようになる。図１４によれば、
積和出力信号Ｐ（ｍ）が＋１／√２から＋１までの範囲内であれば、受信信号Ｒ（ｍ）と遅延受信信号Ｒ（ｍ−１）との差分は、＋π／２から＋３π／４までの範囲内であり、
積和出力信号Ｐ（ｍ）が−１／√２から＋１／√２までの範囲内であれば、受信信号Ｒ（ｍ）と遅延受信信号Ｒ（ｍ−１）との差分は、＋３π／４から＋５π／４までの範囲内であり、
積和出力信号Ｐ（ｍ）が−１から−１／√２までの範囲内であれば、受信信号Ｒ（ｍ）と遅延受信信号Ｒ（ｍ−１）との差分は、＋π５／４から＋３π／２までの範囲内であることが分かる。
したがって、所定の閾値Ｔとして−１／√２と＋１／√２を選択すれば、積和出力信号Ｐ（ｍ）の値が−１／√２以下であればＺ（ｍ）＝３であり、−１／√２を超えて＋１／√２以下であればＺ（ｍ）＝２であり、＋１／√２を超えればＺ（ｍ）＝１と特定することが可能となる。

第２判定部１０８としてこのような構成を採用することにより、積和演算数を限定して得られた積和出力信号Ｐ（ｍ）を参照するだけで復調信号を得ることが可能となる。

以上の処理によって得られた第１判定信号Ｘ_１（ｍ）及び第２判定信号Ｘ_２（ｍ）は、選択部１０９に入力される。選択部１０９は、選択信号Ｃ（ｍ）の値に基づいて、第１判定信号Ｘ_１（ｍ）及び第２判定信号Ｘ_２（ｍ）の内のいずれか一方を、復調信号Ｚ（ｍ）として出力する。例えば、選択信号Ｃ（ｍ）が１ビットの信号であって、第１差分信号Ｑ_１（ｍ）が出力される際に“１”となり、第２差分信号Ｑ_２（ｍ）が出力される際に“０”となる信号であると仮定する場合、選択部１０９は、選択信号Ｃ（ｍ）が１である場合に、第１判定信号Ｘ_１（ｍ）を復調信号Ｚ（ｍ）として出力し、選択信号Ｃ（ｍ）が０である場合に、第２判定信号Ｘ_２（ｍ）を復調信号Ｚ（ｍ）として出力することができる。

《１−３》実施の形態１の効果．
実施の形態１に係る差動復調装置１００及び差動復調方法によれば、位相平面上における受信信号の存在領域（図７（ａ）、図９（ａ）、図１０（ａ）、及び図１２（ａ）における縦線ハッチング領域）を復調前に識別することができるようになり、復調の際に最低限必要な演算手続のみを事前に抽出することが可能となるため、差動復調処理に要する回路規模及び演算量を低減することができるという効果が得られる。

《２》実施の形態２．
図１５は、本発明の実施の形態２に係る差動復調装置２００の構成を概略的に示すブロック図である。差動復調装置２００は、実施の形態２に係る差動復調方法を実施することができる装置である。図１５において、図１に示される実施の形態１に係る差動復調装置１００の構成要素と同一又は対応する構成要素には、図１に示される符号と同じ符号を付与する。

実施の形態２は、以下の４点において、上記実施の形態１と相違する。
（１）上記実施の形態１に係る差動復調装置１００（図１）に備えられていない構成として、図１５に示される実施の形態２に係る差動復調装置２００は、受信信号Ｒ（ｍ）が入力され、正規化受信信号Ａ（ｍ）を出力する振幅調整部２０１を備えられている。
（２）上記実施の形態１に係る差動復調装置１００（図１）は、受信信号Ｒ（ｍ）が入力され、遅延受信信号Ｒ（ｍ−１）を出力する受信信号遅延部１０６を備えているが、正規化受信信号Ａ（ｍ）が入力され、正規化遅延受信信号Ａ（ｍ−１）を出力する受信信号遅延部２０６を備えている。
（３）上記実施の形態１に係る差動復調装置１００（図１）の受信信号遅延部１０６は、受信信号Ｒ（ｍ）が入力され、遅延受信信号Ｒ（ｍ−１）を出力するが、実施の形態２に係る差動復調装置２００（図１５）の受信信号遅延部２０６は、正規化受信信号Ａ（ｍ）が入力され、遅延正規化受信信号Ａ（ｍ−１）を出力する。
（４）上記実施の形態１に係る差動復調装置１００（図１）の積和演算部１０７は、受信信号Ｒ（ｍ）と遅延受信信号Ｒ（ｍ−１）と第２差分信号Ｑ_２（ｍ）が入力され、積和出力信号Ｐ（ｍ）を出力するが、実施の形態２に係る差動復調装置２００の積和演算部２０７は、正規化受信信号Ａ（ｍ）と正規化遅延受信信号Ａ（ｍ−１）と第２差分信号Ｑ_２（ｍ）が入力され、積和出力信号Ｐ（ｍ）を出力する。

図１５において、振幅調整部２０１は、受信信号Ｒ（ｍ）の振幅を一定値又は一定範囲内に調整し、この調整の結果を正規化受信信号Ａ（ｍ）として出力する機能を持つ。振幅調整部２０１は、自動利得制御機能を持つ構成であってもよいし、ビットシフト演算を用いて振幅を拡縮するような機能を持つ構成であってもよい。

また、図１５における受信信号遅延部２０６は、図１に示される実施の形態１における受信信号遅延部１０６と入力信号と出力信号とが異なるが、図１に示される受信信号遅延部１０６と同一の構成を採用することができる。さらに、積和演算部２０７は、図１に示される実施の形態１における積和演算部１０７と入力信号と出力信号とが異なるが、図１に示される積和演算部１０７と同一の構成を採用することができる。

実施の形態２に係る差動復調装置２００及び差動復調方法においては、マルチパスフェージング環境又は移動受信環境において振幅変動が発生する場合であっても、受信信号の振幅を安定させることが可能となる。したがって、実施の形態２に係る差動復調装置２００及び差動復調方法によれば、位相平面上における受信信号の存在領域（図７（ａ）、図９（ａ）、図１０（ａ）、及び図１２（ａ）における縦線ハッチング領域）を復調前に識別することができるようになり、復調の際に最低限必要な演算手続のみを事前に抽出することが可能となるため、差動復調処理に要する回路規模及び演算量を低減することができるという効果が得られる。

《３》実施の形態３．
図１６は、本発明の実施の形態３に係る差動復調装置３００の構成を概略的に示すブロック図である。差動復調装置３００は、実施の形態３に係る差動復調方法を実施することができる装置である。図１６において、図１５に示される実施の形態２に係る差動復調装置２００の構成要素と同一又は対応する構成要素には、図１５に示される符号と同じ符号を付与する。

実施の形態３は、以下の３点において上記実施の形態２と相違し、他の点は上記実施の形態２と同じである。
（１）上記実施の形態２に係る差動復調装置２００（図１５）に備えられていない構成として、図１６に示されるように、実施の形態３に係る差動復調装置３００は、振幅情報信号α（ｍ）が入力され、振幅制御信号β（ｍ）及び閾値制御信号γ（ｍ）を出力する振幅制御部３０２を備えている。
（２）上記実施の形態２に係る差動復調装置２００（図１５）の振幅調整部２０１は、受信信号Ｒ（ｍ）が入力され、正規化受信信号Ａ（ｍ）を出力するが、実施の形態３に係る差動復調装置３００の振幅制御部３０１は、受信信号Ｒ（ｍ）と振幅制御信号β（ｍ）とが入力され、正規化受信信号Ａ（ｍ）と振幅情報信号α（ｍ）とを出力する。
（３）上記実施の形態２に係る差動復調装置２００（図１５）の第２判定部１０８は、第２差分信号Ｑ_２（ｍ）と積和出力信号Ｐ（ｍ）とが入力され、第２判定信号Ｘ_２（ｍ）を出力するが、実施の形態３に係る差動復調装置３００の第２判定部３０８は、第２差分信号Ｑ_２（ｍ）と積和出力信号Ｐ（ｍ）と閾値制御信号γ（ｍ）とが入力され、第２判定信号Ｘ_２（ｍ）を出力する。

図１６において、振幅調整部３０１は、受信信号Ｒ（ｍ）の振幅を一定値又は一定範囲内に調整する正規化処理を行い、この調整の結果を正規化された受信信号（正規化受信信号）Ａ（ｍ）として出力する機能を持つ。振幅調整部３０１は、自動利得制御機能を持つ構成であってもよいし、ビットシフト演算を用いて振幅を拡縮するような機能を持つ構成であってもよい。

また、振幅調整部３０１は、出力された正規化受信信号Ａ（ｍ）の振幅に関する情報を振幅情報信号α（ｍ）として出力することができる。さらに、振幅調整部３０１は、自動利得制御又はビットシフト演算を用いて振幅を拡縮する際に、振幅制御信号β（ｍ）を参照することができる。より具体的には、振幅情報信号α（ｍ）及び振幅制御信号β（ｍ）は、自動利得制御の制御値又はビットシフト演算時の符号ビット数であることが望ましい。

図１６において、振幅制御部３０２は、振幅情報信号α（ｍ）に基づいて振幅情報を制御し、その結果を振幅制御信号β（ｍ）及び閾値制御信号γ（ｍ）として出力する機能を持つ。ここで、振幅情報信号α（ｍ）は、一例として自動利得制御の制御値であることが望ましく、当該制御値が最大許容振幅を示す値又はそれに近い値である場合に、振幅を小さくするような制御値を振幅制御信号β（ｍ）として出力することができ、当該制御値が最小許容振幅を示す値又はそれに近い値である場合に、振幅を大きくするような制御値を振幅制御信号β（ｍ）として出力することができる。

一方、振幅情報信号α（ｍ）は、他の一例としてビットシフト演算時の符号ビット数であることが望ましく、当該制御値が最小許容符号ビット数を示す値又はそれに近い値である場合に、振幅を小さくするような制御値を振幅制御信号β（ｍ）として出力することができ、当該制御値が最大許容符号ビット数を示す値又はそれに近い値である場合に、振幅を大きくするような制御値を振幅制御信号β（ｍ）として出力することができる。

さらに、振幅制御部３０２は、振幅制御信号β（ｍ）の大きさに応じて閾値制御信号γ（ｍ）の値を変化させることができる。より具体的には、振幅制御部３０２は、振幅制御信号β（ｍ）が振幅を小さくするような制御値であれば、閾値制御信号γ（ｍ）も小さくすることができる。また、振幅制御部３０２は、振幅制御信号β（ｍ）が振幅を大きくするような制御値であれば、閾値制御信号γ（ｍ）も大きくすることができる。

また、図１６における第２判定部３０８は、図１５における第２判定部１０８の入力信号を図１６のように置き換え、全ての所定閾値Ｔを閾値制御信号γ（ｍ）の値に応じて変化させる構成とすることによって、実現することができる。より具体的には、第２判定部３０８は、閾値制御信号γ（ｍ）の値を用いて、全ての所定閾値Ｔを逓倍して、γ（ｍ）×Ｔを新たな閾値とするような構成とすることが望ましい。これは、調整された振幅レベル（正規化後の受信信号レベル）と、第２判定部１０８で判定に用いる閾値を連動させることで、信号を表現するビット数の最適化を図るための手法である。

実施の形態３に係る差動復調装置３００及び差動復調方法においては、受信信号を表現するためのビット数を適切な値又は範囲内とすることが可能となる。また、実施の形態３に係る差動復調装置３００及び差動復調方法によれば、位相平面上における受信信号の存在領域（図７（ａ）、図９（ａ）、図１０（ａ）、及び図１２（ａ）における縦線ハッチング領域）を復調前に識別することができるようになり、復調の際に最低限必要な演算手続のみを事前に抽出することが可能となるため、差動復調処理に要する回路規模及び演算量を低減することができるという効果が得られる。

《４》実施の形態４．
図１７は、本発明の実施の形態４に係る差動復調装置４００の構成を概略的に示すブロック図である。差動復調装置４００は、実施の形態４に係る差動復調方法を実施することができる装置である。図１７において、図１に示される実施の形態１に係る差動復調装置１００の構成要素と同一又は対応する構成要素には、図１に示される符号と同じ符号を付与する。

実施の形態４は、以下の３点において上記実施の形態１と相違し、他の点は実施の形態１と同じである。
（１）上記実施の形態１に係る差動復調装置１００には、方式識別信号Ｈ（ｊ）（ｊは、整数）が入力されないが、実施の形態４に係る差動復調装置４００には、方式識別信号Ｈ（ｊ）が入力される。
（２）上記実施の形態１に係る差動復調装置１００は、方式識別信号Ｈ（ｊ）を入力とする構成要素を備えていないが、実施の形態４に係る差動復調装置４００は、方式識別信号Ｈ（ｊ）が入力され、変調多値数信号Ｎ（ｊ）を出力する多値数識別部４１０を備えている。
（３）上記実施の形態１に係る差動復調装置１００においては、領域識別部１０１、比較部１０３、切換部１０４、第１判定部１０５、及び第２判定部１０８に変調多値数信号Ｎ（ｊ）が入力されないが、実施の形態４に係る差動復調装置４００においては、領域識別部４０１、比較部４０３、切換部４０４、第１判定部４０５、及び第２判定部４０８に変調多値数信号Ｎ（ｊ）が入力される。

図１７に示されるように、多値数識別部４１０は、入力される方式識別信号Ｈ（ｊ）の値に応じて受信信号Ｒ（ｍ）に適用されている変調方式の変調多値数を判断し、この判断の結果を変調多値数信号Ｎ（ｊ）として出力する。より具体的には、例えば、方式識別信号Ｈ（ｊ）がＤＱＰＳＫ信号を表す識別信号である場合、その変調信号が擁する理想信号点は４点であるから、多値数識別部４１０は、変調多値数信号Ｎ（ｊ）を“４”として出力することができる。また、方式識別信号Ｈ（ｊ）が変調信号の変調多値数そのものである場合、多値数識別部４１０は、方式識別信号Ｈ（ｊ）をそのまま変調多値数信号Ｎ（ｊ）として出力することもできる。

図１７に示されるように、領域識別部４０１、比較部４０３、切換部４０４、第１判定部４０５、及び第２判定部４０８は、各々の信号処理において変調多値数を用いる際に、変調多値数信号Ｎ（ｊ）を参照することができる。より具体的には、実施の形態４に係る差動復調装置４００及び差動復調方法においては、上記実施の形態１に係る差動復調装置１００における説明の際に用いた変調多値数Ｎを、変調多値数信号Ｎ（ｊ）に置き換えた内容の動作を実行することができる。

実施の形態４に係る差動復調装置４００及び差動復調方法においては、受信チャンネルの切換又は受信サービスの切換等に伴い受信信号Ｒ（ｍ）の変調方式が変化する場合であっても、位相平面上における受信信号Ｒ（ｍ）の存在領域（図７（ａ）、図９（ａ）、図１０（ａ）、及び図１２（ａ）における縦線ハッチング領域）を復調前に識別することができる。したがって、実施の形態４に係る差動復調装置４００及び差動復調方法によれば、復調の際に最低限必要な演算手続のみを事前に抽出することが可能となるため、差動復調処理に要する回路規模及び演算量を低減することができるという効果が得られる。

《５》実施の形態５．
図１８は、本発明の実施の形態５に係る差動復調装置５００の構成を概略的に示すブロック図である。差動復調装置５００は、実施の形態５に係る差動復調方法を実施することができる装置である。図１８において、図１４に示される実施の形態４に係る差動復調装置４００の構成要素と同一又は対応する構成要素には、図１４に示される符号と同じ符号を付与する。

実施の形態５は、以下の２点において上記実施の形態４と相違し、他の点は上記実施の形態４と同じである。
（１）上記実施の形態４に係る差動復調装置４００には、方式識別信号Ｈ（ｊ）が入力されているが、実施の形態５に係る差動復調装置５００には、方式識別信号Ｈ（ｊ）が入力されていない。
（２）上記実施の形態４に係る差動復調装置４００の多値数識別部４１０への入力信号は、方式識別信号Ｈ（ｊ）であるが、実施の形態５に係る差動復調装置５００の多値数識別部５１０への入力信号は、受信信号Ｒ（ｍ）である。

図１８において、多値数識別部５１０は、受信信号Ｒ（ｍ）に適用されている差動位相偏移変調方式の変調多値数を判断し、この判断の結果を変調多値数信号Ｎ（ｊ）として出力する。より具体的には、例えば、受信信号Ｒ（ｍ）がＤＱＰＳＫ信号である場合、その変調信号が擁する理想信号点は４点であるから、多値数識別部５１０は、変調多値数信号Ｎ（ｊ）を“４”として出力することができる。多値数識別部５１０は、例えば、受信信号Ｒ（ｍ）を位相平面上において累積的に加算し、この累積的な加算の結果得られる収束点の数を推定することにより、受信信号Ｒ（ｍ）に適用されている差動位相偏移変調方式の変調多値数を判断することができる。

実施の形態５に係る差動復調装置５００及び差動復調方法においては、受信チャンネルの切換又は受信サービスの切換等に伴い受信信号Ｒ（ｍ）の変調方式が変化する場合であって、且つ、受信信号Ｒ（ｍ）に適用されている変調方式を判断するための信号が差動復調装置５００の外部から得られない場合であっても、位相平面上における受信信号の存在領域（図７（ａ）、図９（ａ）、図１０（ａ）、及び図１２（ａ）における縦線ハッチング領域）を復調前に識別することができる。したがって、実施の形態５に係る差動復調装置５００及び差動復調方法によれば、復調の際に最低限必要な演算手続のみを事前に抽出することが可能となるため、差動復調処理に要する回路規模及び演算量を低減することができるという効果が得られる。

《６》変形例．
上記実施の形態１から５に係る差動復調装置及び差動復調方法は、本発明を適用した態様を例示するものであり、本発明は、これらの例示に限定されるものではない。例えば、本発明は、上記実施の形態１から５までのいずれか２つ以上の構成要素又は処理プロセスを組合せることにより実現することも可能である。例えば、実施の形態２又は３の振幅復調部２０１又は３０１と、実施の形態４又は５の多値数識別部４１０又は５１０との両方を備えた差動復調装置が可能である。

また、上記実施の形態１から５に係る差動復調装置及び差動復調方法は、差動位相偏移変調方式の一例としてＤＱＰＳＫ方式を採用する場合を説明したが、本発明は、ＤＱＰＳＫ方式以外の差動位相偏移変調方式を採用する装置及び方法にも適用可能である。

さらに、上記実施の形態１から５に係る差動復調装置及び差動復調方法は、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ−Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）又はＬＳＩ（Ｌａｒｇｅ Ｓｃａｌｅ Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ）における信号処理回路又は信号処理プロセスに適用可能であるだけでなく、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）における演算処理回路又は演算処理プロセスにも適用可能である。

３１ 第１差分演算部、 ３２ 第２差分演算部、 ３３ 多値数保持部、 ３４ 最小値選択部、 ７１ 開閉部、 ７２ 第１要素分離部、 ７３ 第２要素分離部、 ７４ 第１乗算部、 ７５ 第２乗算部、 ７６ 減算部、 １００ 差動復調装置、 １０１ 領域識別部、 １０２ 識別信号遅延部、 １０３ 比較部、 １０４ 切換部、 １０５ 第１判定部、 １０６ 受信信号遅延部、 １０７ 積和演算部、 １０８ 第２判定部、 １０９ 選択部、 ２００ 差動復調装置、 ２０１ 振幅調整部、 ２０６ 受信信号遅延部、 ２０７ 積和演算部、 ３００ 差動復調装置、 ３０１ 振幅調整部、 ３０２ 振幅制御部、 ３０８ 第２判定部、 ４００ 差動復調装置、 ４１０ 多値数識別部、 ４０１ 領域識別部、 ４０３ 比較部、 ４０４ 切換部、 ４０５ 第１判定部、 ４０８ 第２判定部、 ５００ 差動復調装置、 ５１０ 多値数識別部。

Claims (10)

1. 差動位相偏移変調方式を用いて変調された変調信号を復調する差動復調装置であって、
   位相平面上において受信信号が存在する位相領域である存在領域を、前記変調信号の変調多値数に応じて分割された複数の位相領域から選択し、前記存在領域に対応する識別信号を出力する領域識別部と、
   前記領域識別部から出力された前記識別信号を時間遅延させた信号を遅延識別信号として出力する識別信号遅延部と、
   前記領域識別部から出力された識別信号と前記識別信号遅延部から出力された前記遅延識別信号との差分に対応する値を差分信号として出力する比較部と、
   前記比較部から出力された前記差分信号の値が予め決められた条件を満たす差分信号の集合である第１集合に含まれる場合に、前記差分信号を第１差分信号として出力すると共に前記第１差分信号に対応付けられた選択信号を出力し、前記比較部から出力された差分信号の値が前記第１集合に属さない差分信号の集合である第２集合に含まれる場合に、前記差分信号を第２差分信号として出力すると共に前記第２差分信号に対応付けられた選択信号を出力する切換部と、
   前記切換部から出力された前記第１差分信号の大きさに対応する第１判定信号を出力する第１判定部と、
   前記受信信号を時間遅延させた信号を遅延受信信号として出力する受信信号遅延部と、
   前記受信信号の値と前記受信信号遅延部から出力された前記遅延受信信号の値とを参照して積和演算を行い、該積和演算の結果を積和出力信号として出力する積和演算部と、
   前記切換部から出力された前記第２差分信号の大きさと前記積和演算部から出力された前記積和出力信号の大きさとに対応する第２判定信号を出力する第２判定部と、
   前記切換部から出力された前記選択信号に基づいて前記第１判定信号と前記第２判定信号の内のいずれか一方の信号を選択し、該選択された一方の信号を復調信号として出力する選択部と、
   を備え、
   前記第１集合は、前記差分信号に対応する位相平面の位相範囲の大きさの合計が、前記変調信号が擁する複数の理想信号点のうち、位相平面上において隣接する理想信号点の位相差分以下となるような前記差分信号の集合であり、
   前記受信信号及び前記遅延受信信号は、共に複素数であり、
   前記積和演算部は、前記受信信号の虚数部と前記遅延受信信号の実数部の乗算と、前記受信信号の実数部と前記遅延受信信号の虚数部の乗算と、２種類の実数の減算を行うことによって前記積和出力信号を生成する
   ことを特徴とする差動復調装置。
2. 振幅が一定値又は一定範囲内に制御された前記受信信号を正規化して出力する振幅調整部をさらに備え、
   前記受信信号遅延部が出力する前記遅延受信信号は、前記振幅調整部から出力された、正規化された前記受信信号を時間遅延させた信号であり、
   前記積和演算部が出力する前記積和出力信号は、正規化された前記受信信号の値と正規化された前記遅延受信信号の値とを参照して行われた積和演算の結果に基づく信号である
   ことを特徴とする請求項１に記載の差動復調装置。
3. 前記差動位相偏移変調方式に関する情報を参照して変調多値数を識別し、該変調多値数の値を変調多値数信号として出力する多値数識別部をさらに備え、
   前記領域識別部は、前記位相平面上において前記受信信号が存在する前記存在領域を、前記変調多値数信号に応じて分割された複数の位相領域から選択し、前記存在領域に対応する前記識別信号を出力し、
   前記比較部は、前記識別信号と前記遅延識別信号との差分と前記変調多値数信号に応じて一意に決定される値を前記差分信号として出力する
   ことを特徴とする請求項１に記載の差動復調装置。
4. 前記受信信号を参照して変調多値数を識別し、その値を変調多値数信号として出力する多値数識別部をさらに備え、
   前記領域識別部は、位相平面上において受信信号が存在する存在領域を、前記変調多値数信号に応じて分割された複数の位相領域から選択し、前記存在領域に対応する識別信号を出力し、
   前記比較部は、前記識別信号と前記遅延識別信号の差分と前記変調多値数信号に応じて一意に決定される値を差分信号として出力する
   ことを特徴とする請求項１に記載の差動復調装置。
5. 複数の前記位相領域は、前記位相平面を等位相間隔に分割した領域であり、複数の前記位相領域の各々には、位相０度を基準として反時計回りに大きくなる値が前記識別信号として付されており、
   前記比較部は、前記識別信号と前記遅延識別信号の差分を前記差分信号として出力する
   ことを特徴とする請求項１から４のいずれか１項に記載の差動復調装置。
6. 複数の前記位相領域の領域数は、前記変調信号の変調多値数の２倍であることを特徴とする請求項５に記載の差動復調装置。
7. 前記積和演算部は、前記受信信号の虚数部と前記遅延受信信号の実数部を乗算した結果から、前記受信信号の実数部と前記遅延受信信号の虚数部を乗算した結果を減じた値を前記積和出力信号として出力することを特徴とする請求項１から６のいずれか１項に記載の差動復調装置。
8. 前記第１判定部は、前記変調信号が擁する複数の理想信号点から前記第１差分信号の値に対応する理想信号点を選択し、該選択された理想信号点の値を前記第１判定信号として出力し、
   前記第２判定部は、前記第２差分信号の値と前記積和出力信号の値との少なくとも１種類の所定閾値と比較した結果に対応する理想信号点を、前記変調信号が擁する複数の理想信号点から選択し、該選択された理想信号点の値を前記第２判定信号として出力する
   ことを特徴とする請求項１から７のいずれか１項に記載の差動復調装置。
9. 正規化された前記受信信号の振幅に関する情報を振幅情報信号として参照し、振幅制御信号と閾値制御信号を出力する振幅制御部をさらに備え、
   前記振幅調整部は、前記振幅制御信号を用いて振幅が一定値又は一定範囲内に制御された前記受信信号を正規化して出力すると共に、前記振幅情報信号を出力し、
   前記第２判定部は、前記第２差分信号の値と前記積和出力信号の値とを、前記閾値制御信号に基づく少なくとも１種類の所定閾値と比較した結果に対応する理想信号点を、前記変調信号が擁する複数の理想信号点から選択して、該選択された理想信号点の値を前記第２判定信号として出力する
   ことを特徴とする請求項２に記載の差動復調装置。
10. 差動位相偏移変調方式を用いて変調された変調信号を復調する差動復調方法であって、
    位相平面上において受信信号が存在する位相領域である存在領域を、前記変調信号の変調多値数に応じて分割された複数の位相領域から選択し、前記存在領域に対応する識別信号を生成するステップと、
    前記識別信号を時間遅延させた信号を遅延識別信号として生成するステップと、
    前記識別信号と前記遅延識別信号との差分に対応する値を差分信号として生成するステップと、
    前記差分信号の値が予め決められた条件を満たす差分信号の集合である第１集合に含まれる場合に、前記差分信号を第１差分信号として出力すると共に前記第１差分信号に対応付けられた選択信号を出力し、前記差分信号の値が前記第１集合に属さない差分信号の集合である第２集合に含まれる場合に、前記差分信号を第２差分信号として出力すると共に前記第２差分信号に対応付けられた選択信号を出力するステップと、
    前記第１差分信号の大きさに対応する第１判定信号を出力するステップと、
    前記受信信号を時間遅延させた信号を遅延受信信号として出力するステップと、
    前記受信信号の値と前記遅延受信信号の値とを参照して積和演算を行い、該積和演算の結果を積和出力信号として出力するステップと、
    前記第２差分信号の大きさと前記積和出力信号の大きさとに対応する第２判定信号を出力するステップと、
    前記選択信号に基づいて前記第１判定信号と前記第２判定信号の内のいずれか一方の信号を選択し、該選択された一方の信号を復調信号として出力するステップと、
    を有し、
    前記第１集合は、前記差分信号に対応する位相平面の位相範囲の大きさの合計が、前記変調信号が擁する複数の理想信号点のうち、位相平面上において隣接する理想信号点の位相差分以下となるような前記差分信号の集合であり、
    前記受信信号及び前記遅延受信信号は、共に複素数であり、
    前記積和出力信号を出力する前記ステップにおいて、前記受信信号の虚数部と前記遅延受信信号の実数部の乗算と、前記受信信号の実数部と前記遅延受信信号の虚数部の乗算と、２種類の実数の減算を行うことによって前記積和出力信号を生成する
    ことを特徴とする差動復調方法。
    

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