JP2004364131A - 位相変調信号復調装置及び復調方法 - Google Patents
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Abstract
【課題】位相シフトキーイング変調信号を復調する際に、複雑な構成を有する乗算器や大容量ＲＯＭを使用することなく簡易な構成の復調装置を提供する。
【解決手段】送信側から送信される位相変調信号を受信して復調処理する位相変調信号復調装置において、受信した位相変調信号を直交検波した同相成分及び直交成分が入力され、該同相成分及び直交成分に基づいて位相点の存在領域を検出する位相点領域検出手段２１と、該位相点領域検出手段で検出した位相点存在領域情報と、前記同相成分及び直交成分とに基づいて前記位相点領域における基準角からの位相角を検出する位相誤差検出手段２２と、前記位領域検出手段で検出した位相点存在領域の基準角と、位相誤差検出手段で検出した位相角を加算して位相情報を算出する位相情報算出手段２３とを備えている。
【選択図】 図２
【解決手段】送信側から送信される位相変調信号を受信して復調処理する位相変調信号復調装置において、受信した位相変調信号を直交検波した同相成分及び直交成分が入力され、該同相成分及び直交成分に基づいて位相点の存在領域を検出する位相点領域検出手段２１と、該位相点領域検出手段で検出した位相点存在領域情報と、前記同相成分及び直交成分とに基づいて前記位相点領域における基準角からの位相角を検出する位相誤差検出手段２２と、前記位領域検出手段で検出した位相点存在領域の基準角と、位相誤差検出手段で検出した位相角を加算して位相情報を算出する位相情報算出手段２３とを備えている。
【選択図】 図２
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、位相シフトキーイング（ＰＳＫ）変調信号を復調する位相変調信号復調装置及び復調方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
この種の位相変調信号復調装置としては、入力位相変調信号を直交検波したＩ，Ｑ信号をデジタル値に変換し、デジタル化したＩ，Ｑ信号に再生キャリアを乗算して複素乗算を行い、複素乗算信号において連続する２シンボルの位置から連続する２シンボルの値の同一又は相違を判定しシリアルデータを生成し、生成したシリアルデータからフレーム同期の検出結果に基づいて伝送位相変調信号のＢ−ＰＳＫ期間を確定し、この期間の位相変調信号を用いてキャリアを再生し、再生したキャリアを複素乗算器に入力するようにしたデジタル復調装置が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
また、直交復調したＩｃｈ，Ｑｃｈのデータを各々Ａ／Ｄ変換してから角度計算器により角度θを求め、差動検波復調器で角度θからシンボルごとにθｎ−θｎ−１の差動復調を行い、その差分からその差動検波の位相歪をもとめ、次に角度θの値をデジタルＰＬＬに入力し、ＰＬＬのロックアップタイム後、その出力値θ′からシンボルごとにθ′ｎ−θ′ｎ−１の差動復調を行い、その差分から同期検波位相歪を求め、位相歪値比較器でその２つの位相歪値を比較して、切換スイッチで、同期検波の方がデータクオリティが優れていれば復調動作を同期検波に切り替えることにより、空間伝搬環境上での最適な復調動作を選択する無線データ通信の復調装置が提案されている（例えば、特許文献２参照）。
【０００４】
【特許文献１】
特開２００１−２４７２６号公報（第１頁〜第１１頁、図１）
【特許文献２】
特許第３１３０７７３号公報（第１頁〜第４頁、図１）
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記特許文献１に記載された従来例にあっては、Ｉ，Ｑ信号から搬送波同期を取るので、受信信号の位相補正を複素乗算器で行うようにしており、複素乗算には４つの乗算器が必要となるため、回路規模が大きくなるという未解決の課題がある。
【０００６】
また、上記特許文献２に記載された従来例にあっては、角度計算器で位相情報へ変換した後に、位相補正を行うので、位相補正は加算器となり、乗算器を必要としないが、位相情報への変換には、θ＝ｔａｎ−１（Ｑ／Ｉ）の演算が必要であり、これを実現するはＲＯＭを用いるのが一般的であり、大きな容量のＲＯＭが必要となるという未解決の課題がある。
【０００７】
そこで、本発明は、上記従来例の未解決の課題に着目してなされたものであり、複素乗算器やＲＯＭを用いることなく、簡易な構成とすることが可能な位相変調信号復調装置及び復調方法を提供することを目的としている。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
第１の技術手段は、送信側から送信される位相変調信号を受信して復調処理する位相変調信号復調装置において、受信した位相変調信号を直交検波した同相成分及び直交成分が入力され、該同相成分及び直交成分に基づいて位相点の存在領域を検出する位相点領域検出手段と、該位相点領域検出手段で検出した位相点存在領域情報と、前記同相成分及び直交成分とに基づいて前記位相点領域における基準角からの位相角を検出する位相誤差検出手段と、前記位相点領域検出手段で検出した位相点存在領域の基準角と、位相誤差検出手段で検出した位相角を加算して位相情報を算出する位相情報算出手段とを備えていることを特徴としている。
【０００９】
この第１の技術手段では、位相変調信号を直交検波した同相成分及び直交成分に基づいて位相点の存在領域を位相点領域検出手段で検出し、検出した位相点存在領域情報と、同相成分及び直交成分とに基づいて位相点領域における基準角からの位相角を位相誤差検出手段で検出し、検出した位相角と位相点存在領域の基準角とを位相情報算出手段で加算して位相情報を算出する。このように構成することにより、同相成分及び直交成分に基づいて位相情報を、ＲＯＭを設けることなく、正確に検出することができる。
【００１０】
また、第２の技術手段は、第１の技術手段において、前記位相点領域検出手段は、入力される同相成分及び直交成分の符号と絶対値の大小とに基づいて位相点存在領域情報を求めるように構成されていることを特徴としている。
この第２の技術手段では、同相成分及び直交成分の符号と絶対値の大小とから位相点の存在する位相存在領域情報を正確に求めることができる。
【００１１】
さらに、第３の技術手段は、第１又は第２の技術手段において、前記位相誤差検出手段は、位相点存在領域検出手段で検出した位相点存在領域情報に応じた基準角の正弦値及び余弦値を個別に出力する第１及び第２のデコーダと、該第１のデコーダから出力される正弦値と前記同相成分とを乗算する同相成分乗算手段と、前記第２のデコーダから出力される余弦値と前記直交成分とを乗算する直交成分乗算手段と、該直交成分乗算手段の乗算値から前記同相成分乗算手段の乗算値を減算して位相誤差角を算出する減算手段とを備えていることを特徴としている。
【００１２】
この第３の技術手段では、位相点存在領域情報に基づいて第１のデコーダから位相点存在領域における基準角の正弦値を出力すると共に、第２のデコーダから位相点存在領域おける基準角の余弦値を出力し、同相成分に正弦値を乗算し、直交成分に余弦値を乗算して、余弦値を乗算した直交成分から正弦値を乗算した同相成分を減算することにより、位相誤差角を算出する。
【００１３】
すなわち、位相点存在領域の基準角をαとし、この基準角αからの位相誤差角をθとしたときに、同相成分はｃｏｓ（α−θ）で表され、直交成分はｓｉｎ（α−θ）で表される。したがって、直交成分ｓｉｎ（α−θ）に基準角αの余弦値ｃｏｓαを乗算した乗算値ｓｉｎ（α−θ）・ｃｏｓαから同相成分ｃｏｓ（α−θ）に基準角αの正弦値ｓｉｎαを除算した乗算値ｃｏｓ（α−θ）・ｓｉｎαを減算することにより、位相誤差角θの近似値としてｓｉｎθを算出する。
【００１４】
したがって、８つの位相存在領域の正弦値及び余弦値はｓｉｎ（π／８）及びｃｏｓ（π／８）の正負値で表すことができるので、位相点存在領域情報に基づいて第１及び第２のデコーダで正負のｓｉｎ（π／８）及びｃｏｓ（π／８）を選択するだけでよく、大容量のＲＯＭを必要とすることなく、簡易な乗算器と減算器とで位相誤差を正確に検出することができる。
【００１５】
さらにまた、第４の技術手段は、第１又は第２の技術手段において、前記位相誤差検出手段は、同相成分及び直交成分の絶対値を比較して大きい成分と小さい成分とに分けて出力する比較選択手段と、該比較選択手段で選択した小さい成分にｃｏｓ（π／８）を乗算する余弦値乗算手段と、前記比較選択手段で選択した大きい成分にｓｉｎ（π／８）を乗算する正弦値乗算手段と、前記余弦値乗算手段及び正弦値乗算手段で算出した乗算値に対して位相点存在領域検出手段で検出した位相点存在領域情報に応じて正負の符号付けする符号付与手段と、該符号付与手段で符号付けされた乗算値を加算する加算手段とで構成されていることを特徴としている。
【００１６】
この第４の技術手段では、比較選択手段で同相成分及び直交成分の絶対値を比較して大きい成分と小さい成分とに分けて出力し、小さい成分にｃｏｓ（π／８）を乗算し、大きい成分にｓｉｎ（π／８）を乗算し、両乗算値に正負の符号付けを行うことにより、前述した第３の技術手段と同様に、大容量のＲＯＭを必要とすることなく、簡易な乗算器と符号付与手段と加算器とで位相誤差を正確に検出することができる。
【００１７】
なおさらに、第５の技術手段は、第４の技術手段において、前記余弦値乗算手段は、入力データを４ビットシフトさせる４ビットシフト器と、入力データから前記４ビットシフト器の出力値を減算する減算器とで構成され、前記正弦値乗算手段は、入力データを夫々２ビット及び３ビットシフトさせる２ビットシフト器及び３ビットシフト器と、両ビットシフト器の出力を加算する加算器とで構成されていることを特徴としている。
【００１８】
この第５の技術手段では、さらに入力データを４ビットシフト器で４ビットシフトさせることにより、入力データの１／１６（＝入力データ×０．０６２５）を演算し、この演算値を入力データから減算することにより、ｃｏｓ（π／８）の近似値０．９３７５を入力データに乗算した値を得ることができ、入力データを２ビットシフト器で２ビットシフトさせることにより入力データの１／４（＝入力データ×０．２５）を演算し、同様に入力データを３ビットシフト器で３ビットシフトさせることにより、入力データの１／８（＝入力データ×０．１２５）を演算し、両者を加算することにより、ｓｉｎ（π／８）の近似値０．３７５を入力データに乗算した値を得ることができ、ビットシフト器と加算器及び減算器とで乗算器を用いることなく正弦値乗算手段及び余弦値乗算手段を構成することができ、位相誤差検出手段をより簡易に構成することができる。
【００１９】
また、第６の技術手段は、送信側から送信される位相変調信号を受信して復調処理する位相変調信号復調方法において、 受信した位相変調信号を直交検波した同相成分及び直交成分が入力され、該同相成分及び直交成分に基づいて位相点の存在領域を検出する位相点領域検出ステップと、該位相点領域検出ステップで検出した位相点存在領域情報と、前記同相成分及び直交成分とに基づいて前記位相点領域における基準角からの位相角を検出する位相誤差検出ステップと、前記位相点領域検出ステップで検出した位相点存在領域の基準角と、位相誤差検出ステップで検出した位相角を加算して位相情報を算出する位相情報算出ステップとを備えていることを特徴としている。
【００２０】
この第６の技術手段によれば、前述した第１の技術手段と同様の作用効果を得ることができる。
【００２１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
図１は本発明の第１の実施形態を示す例えば２．４ＧＨｚのＩＳＭ帯を使用する近距離無線通信システムに適用した場合の無線データ受信装置を示すブロック図である。
【００２２】
図中、ＷＲは無線データ受信装置であって、この無線データ受信装置ＷＲは、受信アンテナ１を有し、この受信アンテナ１で送信側から送信される８相位相シフトキーイング（８ＰＳＫ）変調信号、ＱＰＳＫ変調信号、ＢＰＳＫ変調信号等の位相変調信号を受信し、受信した受信信号はミキサ２に供給されて、このミキサ２で、受信信号に位相同期ループ（以下、ＰＬＬと称す）回路３から入力される局部発振信号を乗算してダウンコンバートして中間周波信号（ＩＦ信号）に変換される。
【００２３】
そして、ミキサ２から出力される中間周波信号は、バンドパスフィルタ４を通じて受信信号を位相シフトキーイング復調するＰＳＫ復調部５に供給される。
このＰＳＫ復調部５は、入力される中間周波信号を同相成分（Ｉ成分）及び直交成分（Ｑ成分）に変換する直交検波回路６と、この直交検波回路６から出力される同相成分及び直交成分が入力され、これらから次段のＡ／Ｄ変換器８ａ，８ｂのサンプリング周波数の１／２以上の周波数成分を除去するローパスフィルタ７ａ及び７ｂと、これらローパスフィルタ７ａ及び７ｂのフィルタ出力が入力され、このフィルタ出力をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器８ａ及び８ｂと、Ａ／Ｄ変換器２３ａ及び２３ｂの出力信号が入力される位相同期ループ（ＰＬＬ）式の復調回路９とを備えている。
【００２４】
直交検波回路６は、中間周波信号が分岐されて入力される２つのミキサ６ａ及び６ｂと、これらミキサ６ａ及び６ｂに供給する局部発振信号を出力する発振器６ｃとを有し、発振器６ｃから出力される局部発振信号が直接ミキサ６ａに供給されると共に、局部発振信号を９０度移相する移相器６ｄを介してミキサ６ｂに供給することにより、ミキサ６ａから同相成分（Ｉ成分）が出力され、ミキサ６ｂから直交成分（Ｑ成分）が出力され、これら同相成分及び直交成分が複素ベースバンド信号を表している。
【００２５】
復調回路９は、Ａ／Ｄ変換器８ａ及び８ｂから出力されるデジタル信号が入力される位相計算器１０と、この位相計算器１０から出力される位相情報が入力される位相同期ループ（ＰＬＬ）回路１１と、この位相同期ループ回路１１で形成される位相情報をデコードしてＰＳＫ復調データを出力する判定回路１２とで構成されている。
【００２６】
ここで、位相計算器１０は、図２に示すように、Ａ／Ｄ変換器８ａ及び８ｂから入力されるデジタル信号の同相成分（Ｉ成分）及び直交成分（Ｑ成分）に基づいて仮復調を行い、仮位相データＤＰ及び位相点存在領域情報ＰＡを出力する仮復調器２１と、同相成分及び直交成分が入力されると共に、位相点存在領域情報ＰＡが入力され、これらに基づいて基準角αに対する位相誤差角θを検出する位相誤差検出回路２２と、仮復調器２１から出力される仮位相データＤＰに位相誤差角θを加算して位相情報ＰＩを算出する加算器２３とで構成されている。
【００２７】
仮復調器２１は、入力される同相成分Ｉ及び直交成分Ｑの符号と絶対値の大小比較とに基づいて位相点が存在する領域を特定し、特定した位相点存在領域を表す位相点存在情報ＰＡと位相存在領域の基準点を表す仮位相データＤＰを形成する。
すなわち、８相ＰＳＫ変調信号の位相配置図は、図３に示すように、横軸に同相成分Ｉを、縦軸に直交成分Ｑを夫々とったときに、８つの基準点ＰＢ１〜ＰＢ８は夫々、第１象限〜第４象限に夫々２つずつ横軸を“０”としたときに、位相角π／８、３π／８、５π／８、７π／８、９π／８、１１π／８、１３π／８及び１５π／８位置となる。
【００２８】
このため、各基準点ＰＢ１〜ＰＢ８を中心として隣接する基準点との中間位相角０、２π／８、４π／８、６π／８、８π／８、１０π／８、１２π／８、１４π／８及び１６π／８を境界線としたときに、位相角０〜２π／８の範囲を基準点ＰＢ１の存在する位相点存在領域Ａ１、２π／８〜４π／８の範囲を基準点ＰＢ２の存在する位相点存在領域Ａ２、……１４π／８〜０の範囲を基準点ＰＢ８の存在する位相点存在領域Ａ８として設定する。
【００２９】
そして、入力される同相成分Ｉ及び直交成分Ｑの絶対値の大小比較結果と、同相成分Ｉ及び直交成分Ｑの符号とから実際の位相点が前述した位相点存在領域Ａ１〜Ａ８の何れの領域に存在するかを判定し、下記表１に示すように、該当する位相点存在領域Ａｉ（ｉ＝１〜８）の基準点ＰＢｉの位相角を位相データＤＰとして加算器２３に出力すると共に、各位相点存在領域Ａ１，Ａ２，……Ａ８を３ビットの“０００”，“００１”，……“１１１”で表した位相点存在領域情報ＰＡを位相誤差検出回路２２に出力する。
【００３０】
【表１】
【００３１】
位相誤差検出回路２２は、図４に示すように、仮復調器２１から入力される位相点存在領域情報ＰＡが入力され、これに基づいてｓｉｎα（α＝π／８、３π／８、……、１５π／８）に対応して正弦値（＝ｓｉｎ（π／８）＝±０．３８２６８）及び余弦値（＝ｃｏｓ（π／８）＝±０．９２３８７）の何れかを選択して出力する第１及び第２のデコーダ２５及び２６と、第１のデコーダ２５の出力値と同相成分Ｉとを乗算する乗算器２７と、第２のデコーダ２６の出力値と直交成分Ｑとを乗算する乗算器２８と、乗算器２８から出力される乗算値から乗算器２７から出力される乗算値を減算して位相誤差角θを算出する減算器２９とを備えている。
【００３２】
ここで、第１及び第２のデコーダ２５及び２６は、位相点存在領域情報ＰＡに基づいて下記表２に示すように正弦値及び余弦値を選択して乗算器２７及び２８に出力する。
【００３３】
【表２】
【００３４】
また、位相同期ループ回路１１は、位相計算器１０から入力される位相情報ＰＩから後述するループフィルタ３３のフィルタ出力を減算して搬送波に同期した出力位相を出力する位相比較手段としての減算器３１と、この減算器３１から出力される出力位相が入力され、これに基づいて位相オフセット値ｐｏを算出する位相オフセット検出回路３２と、この位相オフセット検出回路３２から出力される位相オフセット値ｐｏが入力されてループ積算器を構成し、フィルタ出力を減算器３１に出力するループフィルタ３３とで構成されている。
【００３５】
次に、上記第１の実施形態の動作を説明する。
今、図示しない送信装置からＰＳＫ変調信号を無線送信し、これを無線データ受信装置ＷＲで受信すると、受信アンテナ１で受信した受信信号がミキサ２に供給されて中間周波信号（ＩＦ信号）に変換されてバンドパスフィルタ４を介してＰＳＫ復調部５に供給される。
【００３６】
このＰＳＫ復調部５では、入力される中間周波信号を直交検波器６で検波することにより、同相成分Ｉ及び直交成分Ｑをローパスフィルタ７ａ及び７ｂを介してＡ／Ｄ変換器８ａ及び８ｂに供給してデジタル信号に変換する。
そして、Ａ／Ｄ変換器８ａ及び８ｂから出力されるデジタル信号が位相同期ループ（ＰＬＬ）式の復調回路９に入力されてＰＳＫ復調される。
【００３７】
このとき、復調回路９では、まず、Ａ／Ｄ変換器８ａ及び８ｂから出力されるデジタル化された同相成分Ｉ及び直交成分Ｑが位相計算器１０に供給されて位相情報ＰＩを算出する。
この位相計算器１０では、同相成分Ｉ及び直交成分Ｑが仮復調器２１に入力されることにより、この仮復調器２１で、同相成分Ｉ及び直交成分Ｑの符号と、これら同相成分Ｉ及び直交成分Ｑの絶対値大小比較によって、位相点（シンボル点）Ｐｉが存在する位相点存在領域Ａｉを特定する。
【００３８】
今、同相成分Ｉ及び直交成分Ｑで表される位相点Ｐｉが、図５に示すように、図３の位相配置図における第１象限における位相点存在領域Ａ２で、基準点ＰＢ２に対して反時計方向に位相誤差角＋θだけずれた位置に存在するものとする。この状態では、同相成分Ｉ及び直交成分Ｑの符号が共に正であり、直交成分Ｑの絶対値が同相成分Ｉの絶対値より大きいので、仮復調器２１で、位相点Ｐｉが位相点存在領域Ａ２に存在することを検出し、位相点存在領域Ａ２の基準点ＰＢ２の位相角３π／８を位相データＤＰとして加算器２３に出力すると共に、位相点存在領域Ａ２を表す“００１”の位相点存在領域情報ＰＡを位相誤差検出回路２２に出力する。
【００３９】
このため、位相誤差検出回路２２では、第１及び第２のデコーダ２５及び２６で入力された位相点存在領域情報ＰＡに基づいてｓｉｎ（３π／８）〔＝ｃｏｓ（π／８）〕及びｃｏｓ（３π／８）〔＝ｓｉｎ（π／８）〕に対応する正弦値＋０．９２３８７及び余弦値＋０．３８２６８を乗算器２７及び２８に出力する。
【００４０】
これら乗算器２７及び２８には同相成分Ｉ及び直交成分Ｑが入力されているので、これらが乗算され、その乗算出力Ｉ×０．９２３８７及びＱ×０．３８２６８が減算器２９に出力されることにより、Ｑ×０．３８２６８−Ｉ×０．９２３８７が算出されて、位相誤差角θが算出される。
すなわち、図５に示すように、基準点ＰＢ２の座標は位相角をαとしたとき、（ｃｏｓα，ｓｉｎα）で表され、位相点Ｐ２が基準点ＰＢ２から反時計方向にθだけずれているので、位相点Ｐ２の座標は（ｃｏｓ（α＋θ）＝Ｉ，ｓｉｎ（α＋θ）＝Ｑ）で表される。
【００４１】
したがって、第１及び第２のデコーダ２５及び２６で夫々正弦値ｓｉｎα及び余弦値ｃｏｓαを算出し、これらと同相成分ｃｏｓ（α＋θ）及び直交成分ｓｉｎ（α＋θ）を乗算することにより、乗算値ｓｉｎα・ｃｏｓ（α＋θ）及びｃｏｓα・ｓｉｎ（α＋θ）が算出され、これが減算器２９に供給されるので、下記（１）式で表される減算値Ｓ即ち位相誤差角θを算出する。
【００４２】
ここで、θは位相点存在領域Ａｉ内の値であって、−π／８≦θ≦＋π／８であるので、ｓｉｎθを位相誤差角θの近似値として採用することができる。
【００４３】
この位相誤差検出回路２２で算出された位相誤差角θが加算器２３に供給されて基準点αを表す位相データＤＰ（＝３π／８）に加算されるので、（α＋θ）の位相情報ＰＩが算出される。
そして、位相情報ＰＩが位相同期ループ（ＰＬＬ）回路１１に供給されて、この位相同期ループ回路１１の位相オフセット検出回路３２で位相情報ＰＩのオフセット成分ｐｏを検出し、このオフセット成分をループフィルタ３３に供給して平均化してから減算器３１に供給することにより、位相計算器１０で計算した位相情報ＰＩの位相誤差を除去し、この位相誤差が除去された位相情報ＰＩが判定回路１２に供給されて、レベル判定することにより、ＰＳＫ復調データが得られる。
【００４４】
また、同相成分Ｉ及び直交成分Ｑで表される位相点Ｐｉが基準角ＰＢｉに対して時計方向に遅れている場合には、位相点Ｐｉを構成する同相成分Ｉがｃｏｓ（α−θ）で表され、直交成分Ｑがｓｉｎ（α−θ）で表されることになる。このため、これらにデコーダ２５及び２６から出力されるｓｉｎα及びｃｏｓαを乗算してから減算器２９で減算することにより、減算器２９の減算出力Ｓは下記（２）式で表される。
【００４５】
このため、負値の位相誤差角−θを算出することができる。
【００４６】
このように、上記第１の実施形態によれば、直交検波した同相成分Ｉ及び直交成分Ｑに基づいて位相情報を算出する位相計算器１０を、同相成分Ｉ及び直交成分Ｑに基づいて位相点存在領域を検出して、位相点存在領域情報ＰＡ及び位相データＤＰを出力する位相点存在領域検出手段としての仮復調器２１と、同相成分Ｉ及び直交成分Ｑと位相点存在領域情報とに基づいて位相誤差角θを算出する位相誤差検出回路２２と、位相データと位相誤差角θとを加算する加算器２３とで構成したので、位相情報を算出するための大容量のＲＯＭを必要とすることなく、簡易な構成で位相情報を正確に算出することができる。
【００４７】
しかも、位相誤差検出回路２２が位相点存在領域情報ＰＡに基づいて位相角の正弦値及び余弦値を出力するデコーダ２５及び２６と、これらデコーダ２５及び２６の正弦値及び余弦値と同相成分Ｉ及び直交成分Ｑとを乗算する乗算器２７及び２８と、乗算器２８の乗算出力から乗算器２７の乗算出力を減算して位相誤差角θを算出する減算器２９とで構成されているので、複雑な乗算等を行うことなく、正確な位相誤差角θを容易に検出することができる。
【００４８】
次に、本発明の第２の実施形態を図６について説明する。
この第２の実施形態では、前述した第１の実施形態の位相誤差検出回路２２におけるデコーダ２５及び２６を用いることなく位相誤差角θを算出するようにしたものである。
すなわち、第２の実施形態では、位相誤差検出回路２２が、図６に示すように、直交検波された同相成分Ｉ及び直交成分Ｑが入力されてその絶対値の大小を比較して、小さい成分ＣＳ 及び大きい成分ＣＬ を出力する比較選択手段としての比較選択器４１と、この比較選択器４１から出力される小さい成分ＣＳ に余弦値ｃｏｓ（π／８）を乗算する余弦値乗算手段としての余弦値乗算器４２と、比較選択器４１から出力される大きい成分ＣＬ に正弦値ｓｉｎ（π／８）を乗算する正弦値乗算手段としての正弦値乗算器４３と、これら乗算器４２及び４３で算出された乗算値が入力され、これらに仮復調器２１から供給される位相点存在領域情報ＰＡに基づいて正負の符号付けを行う符号付与手段としての符号付与回路４４と、符号付けされた乗算値を加算する加算手段としての加算器４５とで構成されている。
【００４９】
ここで、符号付与回路４４は、下記表３に示すように、位相点存在領域情報ＰＡに基づいて乗算器４２及び４３の乗算値に対して符号付けを行う。
【００５０】
【表３】
【００５１】
この第２の実施形態によれば、例えば第１の実施形態と同様に、位相点Ｐｉが位相点存在領域Ａ２に存在し、基準点ＰＢ２〔ｓｉｎ（３π／８），ｃｏｓ（３π／８）〕より反時計方向にずれているおり、Ｉ＝ｓｉｎ｛（３π／８）＋θ）｝、Ｑ＝ｃｏｓ｛（３π／８）＋θ）｝で表されるものとすると、直交成分Ｑの絶対値が同相成分Ｉの絶対値より大きいため、小さい成分ＣＳ ＝Ｉ、大きい成分ＣＬ ＝Ｑとなる。このため、乗算器４２でＩ・ｃｏｓ（π／８）が算出され、乗算器４３でＱ・ｓｉｎ（π／８）が算出される。
【００５２】
したがって、乗算器４２の乗算値Ｍ１は、
となる。
【００５３】
これら乗算値が符号付与回路４４に供給されて、位相点存在領域情報ＰＡが“００１”であるので、乗算値Ｍ１に対して“−”が、乗算値Ｍ２に対して“＋”が付与され、これらが加算器４５で加算されることにより、加算器４５の加算出力Ａは、下記式で表される。
したがって、前述した第１の実施形態と同様に、比較選択器４１にデジタル値で表される同相成分Ｉ及び直交成分Ｑを入力することにより、この比較選択器４１で小さい成分ＣＳ として同相成分Ｉが選択され、大きい成分ＣＬ として直交成分Ｑが選択され、これらが夫々乗算器４２及び４３に供給されて、夫々「０．９２３８７」及び「０．３８２６７」を乗算し、これら乗算器４２及び４３の乗算値−Ｉ×０．９２３８７及びＱ×０．３８２６７とを加算器４５で加算することにより、位相誤差角θを算出することができる。
【００５４】
また、位相点Ｐｉが位相点存在領域Ａ３に存在し、基準点ＰＢ３から時計方向にずれているものとすると、この場合の同相成分Ｉは−ｓｉｎ（π／８−θ）で表され、直交成分Ｑはｃｏｓ（π／８−θ）で表される。
このとき、直交成分Ｑの絶対値が同相成分Ｉの絶対値より大きいので、小さい成分Ｃｓ ＝Ｉ、大きい成分ＣＬ ＝Ｑとなり、乗算器４２及び４３の乗算値Ｍ１及びＭ２は、
となり、符号付与回路４４で、位相点存在領域情報ＰＡが“０１０”であるので、乗算値Ｍ１及びＭ２に対して夫々“−”が付与されるので、加算器４５での加算値Ａは、
となり、加算器４５の加算値Ａが位相誤差角−θを表すことになる。
【００５５】
このように、上記第２の実施形態によれば、位相誤差検出回路２２を、直交検波した同相成分Ｉ及び直交成分Ｑの絶対値を比較して小さい成分ＣＳ 及び大きい成分ＣＬ を選択する比較選択器４１、この比較選択器４１の小さい成分ＣＳ 及び大きい成分ＣＬ に余弦値ｃｏｓ（π／８）及び正弦値ｓｉｎ（π／８）を乗算する乗算器４２及び４３と、これら乗算器４２及び４３の乗算値Ｍ１及びＭ２に対して、位相点存在領域情報ＰＡに基づいて符号を付与する符号付与回路４４と、符号付与された乗算値Ｍ１及びＭ２を加算する加算器４５との簡易な構成とすることができ、複素乗算を行うための複雑な乗算器や位相情報を算出するための大容量のＲＯＭを必要とすることなく、簡易な構成で位相情報を正確に算出することができる。
【００５６】
なお、上記第２の実施形態においては、比較選択器４１から出力される小さい成分ＣＳ 及び大きい成分ＣＬに乗算器４２及び４３で余弦値及び正弦値を乗算する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、図７に示すように、比較選択器４１の小さい成分ＣＳが入力される４ビットシフト器５１と小さい成分ＣＳから４ビットシフト器５１のシフト出力を減算する減算器５２とで乗算器４２を構成すると共に、比較選択器４１の大きい成分ＣＳが入力される２ビットシフト器５３及び３ビットシフト器５４と、これら２ビットシフト器５３及び３ビットシフト器５４のシフト出力を加算する加算器５５とで乗算器４３を構成することにより、実際に乗算器を使用することなく位相誤差角θを算出するようにしてもよい。このように構成することにより、４ビットシフト器５１でＣＳ／１６（＝０．０６２５ＣＳ）を算出し、これを小さい成分ＣＳから減算することにより、ＣＳ（１−１／１６）＝０．９３７５ＣＳ即ち余弦値ｃｏｓ（π／８）＝０．９２３８７に近似する０．９３７５を小さい成分ＣＳに乗算した乗算値Ｍ１を得ることができ、また、２ビットシフト器５１でＣＬ／４（＝０．２５ＣＬ）を算出し、３ビットシフト器５２でＣＬ／８（＝０．１２５ＣＬ）を算出し、両者を加算することにより、正弦値ｓｉｎ（π／８）＝０．３８２６８に近似する０．３７５を大きい成分ＣＬに乗算した乗算値Ｍ２を得ることができ、乗算器を用いることなく、４ビットシフト器５１、減算器５２、２ビットシフト器５３、３ビットシフト器５４及び加算器５５で乗算器を構成することができ、位相誤差検出回路２２の回路規模をより減少させることができる。
【００５７】
また、上記第１及び第２の実施形態においては、本発明を位相計算器１０の出力側に位相同期ループ回路１１を設けた無線データ受信装置ＷＲに適用した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、図８に示すように、直交検波器６の発振器６ｃを数値制御発振器６ｅで構成すると共に、Ａ／Ｄ変換器８ａ及び８ｂのデジタル出力をロールオフフィルタ６１ａ及び６１ｂを介して、前述した第１の実施形態又は第２の実施形態の構成を有する位相計算器１０に供給し、この位相計算機１０から出力される位相情報ＰＩをそのままＰＳＫ復調データとして出力すると共に、位相情報ＰＩを位相オフセット検出回路６２に供給して位相オフセット値ｐｏを検出し、検出した位相オフセットｐｏをループフィルタ６３で平均化して数値制御発振器６ｅに供給することにより位相誤差を除去するようにした無線データ受信装置にも本発明を適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態を示すブロック図である。
【図２】位相計算器を示すブロック図である。
【図３】ＰＳＫ受信信号の位相配置図である。
【図４】位相誤差検出回路を示すブロック図である。
【図５】位相誤差の検出原理を示す説明図である。
【図６】本発明の第２の実施形態を示すブロック図である。
【図７】第２の実施形態の変形例を示すブロック図である。
【図８】本発明を適用し得る無線データ受信装置の他の例を示すブロック図である。
【符号の説明】
ＷＲ…無線データ受信装置、１…受信アンテナ、２…ミキサ、３…ＰＬＬ回路、４…バンドパスフィルタ、５…ＰＳＫ復調部、６…直交検波器、７ａ，７ｂ…ローパスフィルタ、８ａ，８ｂ…Ａ／Ｄ変換器、９…位相同期ループ式の復調回路、１０…位相計算器、１１…位相同期ループ回路、１２…判定回路、２１…仮復調器、２２…位相誤差検出回路、２３…加算器、３５…第１のデコーダ、３６…第２のデコーダ、２７…第１の乗算器、２８…第２の乗算器、２９…減算器、３１…減算器、３２…位相オフセット検出回路、３３…ループフィルタ、４１…比較選択器、４２…余弦値乗算器、４３…正弦値乗算器、４４…符号付与回路、４５…加算器、５１…４ビットシフト器、５２…減算器、５３…２ビットシフト器、５４…３ビットシフト器、５５…加算器、６ｅ…数値制御発振器、６１ａ，６１ｂ…ロールオフフィルタ、６２…位相オフセット検出回路、６３…ループフィルタ
【発明の属する技術分野】
本発明は、位相シフトキーイング（ＰＳＫ）変調信号を復調する位相変調信号復調装置及び復調方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
この種の位相変調信号復調装置としては、入力位相変調信号を直交検波したＩ，Ｑ信号をデジタル値に変換し、デジタル化したＩ，Ｑ信号に再生キャリアを乗算して複素乗算を行い、複素乗算信号において連続する２シンボルの位置から連続する２シンボルの値の同一又は相違を判定しシリアルデータを生成し、生成したシリアルデータからフレーム同期の検出結果に基づいて伝送位相変調信号のＢ−ＰＳＫ期間を確定し、この期間の位相変調信号を用いてキャリアを再生し、再生したキャリアを複素乗算器に入力するようにしたデジタル復調装置が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
また、直交復調したＩｃｈ，Ｑｃｈのデータを各々Ａ／Ｄ変換してから角度計算器により角度θを求め、差動検波復調器で角度θからシンボルごとにθｎ−θｎ−１の差動復調を行い、その差分からその差動検波の位相歪をもとめ、次に角度θの値をデジタルＰＬＬに入力し、ＰＬＬのロックアップタイム後、その出力値θ′からシンボルごとにθ′ｎ−θ′ｎ−１の差動復調を行い、その差分から同期検波位相歪を求め、位相歪値比較器でその２つの位相歪値を比較して、切換スイッチで、同期検波の方がデータクオリティが優れていれば復調動作を同期検波に切り替えることにより、空間伝搬環境上での最適な復調動作を選択する無線データ通信の復調装置が提案されている（例えば、特許文献２参照）。
【０００４】
【特許文献１】
特開２００１−２４７２６号公報（第１頁〜第１１頁、図１）
【特許文献２】
特許第３１３０７７３号公報（第１頁〜第４頁、図１）
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記特許文献１に記載された従来例にあっては、Ｉ，Ｑ信号から搬送波同期を取るので、受信信号の位相補正を複素乗算器で行うようにしており、複素乗算には４つの乗算器が必要となるため、回路規模が大きくなるという未解決の課題がある。
【０００６】
また、上記特許文献２に記載された従来例にあっては、角度計算器で位相情報へ変換した後に、位相補正を行うので、位相補正は加算器となり、乗算器を必要としないが、位相情報への変換には、θ＝ｔａｎ−１（Ｑ／Ｉ）の演算が必要であり、これを実現するはＲＯＭを用いるのが一般的であり、大きな容量のＲＯＭが必要となるという未解決の課題がある。
【０００７】
そこで、本発明は、上記従来例の未解決の課題に着目してなされたものであり、複素乗算器やＲＯＭを用いることなく、簡易な構成とすることが可能な位相変調信号復調装置及び復調方法を提供することを目的としている。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
第１の技術手段は、送信側から送信される位相変調信号を受信して復調処理する位相変調信号復調装置において、受信した位相変調信号を直交検波した同相成分及び直交成分が入力され、該同相成分及び直交成分に基づいて位相点の存在領域を検出する位相点領域検出手段と、該位相点領域検出手段で検出した位相点存在領域情報と、前記同相成分及び直交成分とに基づいて前記位相点領域における基準角からの位相角を検出する位相誤差検出手段と、前記位相点領域検出手段で検出した位相点存在領域の基準角と、位相誤差検出手段で検出した位相角を加算して位相情報を算出する位相情報算出手段とを備えていることを特徴としている。
【０００９】
この第１の技術手段では、位相変調信号を直交検波した同相成分及び直交成分に基づいて位相点の存在領域を位相点領域検出手段で検出し、検出した位相点存在領域情報と、同相成分及び直交成分とに基づいて位相点領域における基準角からの位相角を位相誤差検出手段で検出し、検出した位相角と位相点存在領域の基準角とを位相情報算出手段で加算して位相情報を算出する。このように構成することにより、同相成分及び直交成分に基づいて位相情報を、ＲＯＭを設けることなく、正確に検出することができる。
【００１０】
また、第２の技術手段は、第１の技術手段において、前記位相点領域検出手段は、入力される同相成分及び直交成分の符号と絶対値の大小とに基づいて位相点存在領域情報を求めるように構成されていることを特徴としている。
この第２の技術手段では、同相成分及び直交成分の符号と絶対値の大小とから位相点の存在する位相存在領域情報を正確に求めることができる。
【００１１】
さらに、第３の技術手段は、第１又は第２の技術手段において、前記位相誤差検出手段は、位相点存在領域検出手段で検出した位相点存在領域情報に応じた基準角の正弦値及び余弦値を個別に出力する第１及び第２のデコーダと、該第１のデコーダから出力される正弦値と前記同相成分とを乗算する同相成分乗算手段と、前記第２のデコーダから出力される余弦値と前記直交成分とを乗算する直交成分乗算手段と、該直交成分乗算手段の乗算値から前記同相成分乗算手段の乗算値を減算して位相誤差角を算出する減算手段とを備えていることを特徴としている。
【００１２】
この第３の技術手段では、位相点存在領域情報に基づいて第１のデコーダから位相点存在領域における基準角の正弦値を出力すると共に、第２のデコーダから位相点存在領域おける基準角の余弦値を出力し、同相成分に正弦値を乗算し、直交成分に余弦値を乗算して、余弦値を乗算した直交成分から正弦値を乗算した同相成分を減算することにより、位相誤差角を算出する。
【００１３】
すなわち、位相点存在領域の基準角をαとし、この基準角αからの位相誤差角をθとしたときに、同相成分はｃｏｓ（α−θ）で表され、直交成分はｓｉｎ（α−θ）で表される。したがって、直交成分ｓｉｎ（α−θ）に基準角αの余弦値ｃｏｓαを乗算した乗算値ｓｉｎ（α−θ）・ｃｏｓαから同相成分ｃｏｓ（α−θ）に基準角αの正弦値ｓｉｎαを除算した乗算値ｃｏｓ（α−θ）・ｓｉｎαを減算することにより、位相誤差角θの近似値としてｓｉｎθを算出する。
【００１４】
したがって、８つの位相存在領域の正弦値及び余弦値はｓｉｎ（π／８）及びｃｏｓ（π／８）の正負値で表すことができるので、位相点存在領域情報に基づいて第１及び第２のデコーダで正負のｓｉｎ（π／８）及びｃｏｓ（π／８）を選択するだけでよく、大容量のＲＯＭを必要とすることなく、簡易な乗算器と減算器とで位相誤差を正確に検出することができる。
【００１５】
さらにまた、第４の技術手段は、第１又は第２の技術手段において、前記位相誤差検出手段は、同相成分及び直交成分の絶対値を比較して大きい成分と小さい成分とに分けて出力する比較選択手段と、該比較選択手段で選択した小さい成分にｃｏｓ（π／８）を乗算する余弦値乗算手段と、前記比較選択手段で選択した大きい成分にｓｉｎ（π／８）を乗算する正弦値乗算手段と、前記余弦値乗算手段及び正弦値乗算手段で算出した乗算値に対して位相点存在領域検出手段で検出した位相点存在領域情報に応じて正負の符号付けする符号付与手段と、該符号付与手段で符号付けされた乗算値を加算する加算手段とで構成されていることを特徴としている。
【００１６】
この第４の技術手段では、比較選択手段で同相成分及び直交成分の絶対値を比較して大きい成分と小さい成分とに分けて出力し、小さい成分にｃｏｓ（π／８）を乗算し、大きい成分にｓｉｎ（π／８）を乗算し、両乗算値に正負の符号付けを行うことにより、前述した第３の技術手段と同様に、大容量のＲＯＭを必要とすることなく、簡易な乗算器と符号付与手段と加算器とで位相誤差を正確に検出することができる。
【００１７】
なおさらに、第５の技術手段は、第４の技術手段において、前記余弦値乗算手段は、入力データを４ビットシフトさせる４ビットシフト器と、入力データから前記４ビットシフト器の出力値を減算する減算器とで構成され、前記正弦値乗算手段は、入力データを夫々２ビット及び３ビットシフトさせる２ビットシフト器及び３ビットシフト器と、両ビットシフト器の出力を加算する加算器とで構成されていることを特徴としている。
【００１８】
この第５の技術手段では、さらに入力データを４ビットシフト器で４ビットシフトさせることにより、入力データの１／１６（＝入力データ×０．０６２５）を演算し、この演算値を入力データから減算することにより、ｃｏｓ（π／８）の近似値０．９３７５を入力データに乗算した値を得ることができ、入力データを２ビットシフト器で２ビットシフトさせることにより入力データの１／４（＝入力データ×０．２５）を演算し、同様に入力データを３ビットシフト器で３ビットシフトさせることにより、入力データの１／８（＝入力データ×０．１２５）を演算し、両者を加算することにより、ｓｉｎ（π／８）の近似値０．３７５を入力データに乗算した値を得ることができ、ビットシフト器と加算器及び減算器とで乗算器を用いることなく正弦値乗算手段及び余弦値乗算手段を構成することができ、位相誤差検出手段をより簡易に構成することができる。
【００１９】
また、第６の技術手段は、送信側から送信される位相変調信号を受信して復調処理する位相変調信号復調方法において、 受信した位相変調信号を直交検波した同相成分及び直交成分が入力され、該同相成分及び直交成分に基づいて位相点の存在領域を検出する位相点領域検出ステップと、該位相点領域検出ステップで検出した位相点存在領域情報と、前記同相成分及び直交成分とに基づいて前記位相点領域における基準角からの位相角を検出する位相誤差検出ステップと、前記位相点領域検出ステップで検出した位相点存在領域の基準角と、位相誤差検出ステップで検出した位相角を加算して位相情報を算出する位相情報算出ステップとを備えていることを特徴としている。
【００２０】
この第６の技術手段によれば、前述した第１の技術手段と同様の作用効果を得ることができる。
【００２１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
図１は本発明の第１の実施形態を示す例えば２．４ＧＨｚのＩＳＭ帯を使用する近距離無線通信システムに適用した場合の無線データ受信装置を示すブロック図である。
【００２２】
図中、ＷＲは無線データ受信装置であって、この無線データ受信装置ＷＲは、受信アンテナ１を有し、この受信アンテナ１で送信側から送信される８相位相シフトキーイング（８ＰＳＫ）変調信号、ＱＰＳＫ変調信号、ＢＰＳＫ変調信号等の位相変調信号を受信し、受信した受信信号はミキサ２に供給されて、このミキサ２で、受信信号に位相同期ループ（以下、ＰＬＬと称す）回路３から入力される局部発振信号を乗算してダウンコンバートして中間周波信号（ＩＦ信号）に変換される。
【００２３】
そして、ミキサ２から出力される中間周波信号は、バンドパスフィルタ４を通じて受信信号を位相シフトキーイング復調するＰＳＫ復調部５に供給される。
このＰＳＫ復調部５は、入力される中間周波信号を同相成分（Ｉ成分）及び直交成分（Ｑ成分）に変換する直交検波回路６と、この直交検波回路６から出力される同相成分及び直交成分が入力され、これらから次段のＡ／Ｄ変換器８ａ，８ｂのサンプリング周波数の１／２以上の周波数成分を除去するローパスフィルタ７ａ及び７ｂと、これらローパスフィルタ７ａ及び７ｂのフィルタ出力が入力され、このフィルタ出力をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器８ａ及び８ｂと、Ａ／Ｄ変換器２３ａ及び２３ｂの出力信号が入力される位相同期ループ（ＰＬＬ）式の復調回路９とを備えている。
【００２４】
直交検波回路６は、中間周波信号が分岐されて入力される２つのミキサ６ａ及び６ｂと、これらミキサ６ａ及び６ｂに供給する局部発振信号を出力する発振器６ｃとを有し、発振器６ｃから出力される局部発振信号が直接ミキサ６ａに供給されると共に、局部発振信号を９０度移相する移相器６ｄを介してミキサ６ｂに供給することにより、ミキサ６ａから同相成分（Ｉ成分）が出力され、ミキサ６ｂから直交成分（Ｑ成分）が出力され、これら同相成分及び直交成分が複素ベースバンド信号を表している。
【００２５】
復調回路９は、Ａ／Ｄ変換器８ａ及び８ｂから出力されるデジタル信号が入力される位相計算器１０と、この位相計算器１０から出力される位相情報が入力される位相同期ループ（ＰＬＬ）回路１１と、この位相同期ループ回路１１で形成される位相情報をデコードしてＰＳＫ復調データを出力する判定回路１２とで構成されている。
【００２６】
ここで、位相計算器１０は、図２に示すように、Ａ／Ｄ変換器８ａ及び８ｂから入力されるデジタル信号の同相成分（Ｉ成分）及び直交成分（Ｑ成分）に基づいて仮復調を行い、仮位相データＤＰ及び位相点存在領域情報ＰＡを出力する仮復調器２１と、同相成分及び直交成分が入力されると共に、位相点存在領域情報ＰＡが入力され、これらに基づいて基準角αに対する位相誤差角θを検出する位相誤差検出回路２２と、仮復調器２１から出力される仮位相データＤＰに位相誤差角θを加算して位相情報ＰＩを算出する加算器２３とで構成されている。
【００２７】
仮復調器２１は、入力される同相成分Ｉ及び直交成分Ｑの符号と絶対値の大小比較とに基づいて位相点が存在する領域を特定し、特定した位相点存在領域を表す位相点存在情報ＰＡと位相存在領域の基準点を表す仮位相データＤＰを形成する。
すなわち、８相ＰＳＫ変調信号の位相配置図は、図３に示すように、横軸に同相成分Ｉを、縦軸に直交成分Ｑを夫々とったときに、８つの基準点ＰＢ１〜ＰＢ８は夫々、第１象限〜第４象限に夫々２つずつ横軸を“０”としたときに、位相角π／８、３π／８、５π／８、７π／８、９π／８、１１π／８、１３π／８及び１５π／８位置となる。
【００２８】
このため、各基準点ＰＢ１〜ＰＢ８を中心として隣接する基準点との中間位相角０、２π／８、４π／８、６π／８、８π／８、１０π／８、１２π／８、１４π／８及び１６π／８を境界線としたときに、位相角０〜２π／８の範囲を基準点ＰＢ１の存在する位相点存在領域Ａ１、２π／８〜４π／８の範囲を基準点ＰＢ２の存在する位相点存在領域Ａ２、……１４π／８〜０の範囲を基準点ＰＢ８の存在する位相点存在領域Ａ８として設定する。
【００２９】
そして、入力される同相成分Ｉ及び直交成分Ｑの絶対値の大小比較結果と、同相成分Ｉ及び直交成分Ｑの符号とから実際の位相点が前述した位相点存在領域Ａ１〜Ａ８の何れの領域に存在するかを判定し、下記表１に示すように、該当する位相点存在領域Ａｉ（ｉ＝１〜８）の基準点ＰＢｉの位相角を位相データＤＰとして加算器２３に出力すると共に、各位相点存在領域Ａ１，Ａ２，……Ａ８を３ビットの“０００”，“００１”，……“１１１”で表した位相点存在領域情報ＰＡを位相誤差検出回路２２に出力する。
【００３０】
【表１】
位相誤差検出回路２２は、図４に示すように、仮復調器２１から入力される位相点存在領域情報ＰＡが入力され、これに基づいてｓｉｎα（α＝π／８、３π／８、……、１５π／８）に対応して正弦値（＝ｓｉｎ（π／８）＝±０．３８２６８）及び余弦値（＝ｃｏｓ（π／８）＝±０．９２３８７）の何れかを選択して出力する第１及び第２のデコーダ２５及び２６と、第１のデコーダ２５の出力値と同相成分Ｉとを乗算する乗算器２７と、第２のデコーダ２６の出力値と直交成分Ｑとを乗算する乗算器２８と、乗算器２８から出力される乗算値から乗算器２７から出力される乗算値を減算して位相誤差角θを算出する減算器２９とを備えている。
【００３２】
ここで、第１及び第２のデコーダ２５及び２６は、位相点存在領域情報ＰＡに基づいて下記表２に示すように正弦値及び余弦値を選択して乗算器２７及び２８に出力する。
【００３３】
【表２】
また、位相同期ループ回路１１は、位相計算器１０から入力される位相情報ＰＩから後述するループフィルタ３３のフィルタ出力を減算して搬送波に同期した出力位相を出力する位相比較手段としての減算器３１と、この減算器３１から出力される出力位相が入力され、これに基づいて位相オフセット値ｐｏを算出する位相オフセット検出回路３２と、この位相オフセット検出回路３２から出力される位相オフセット値ｐｏが入力されてループ積算器を構成し、フィルタ出力を減算器３１に出力するループフィルタ３３とで構成されている。
【００３５】
次に、上記第１の実施形態の動作を説明する。
今、図示しない送信装置からＰＳＫ変調信号を無線送信し、これを無線データ受信装置ＷＲで受信すると、受信アンテナ１で受信した受信信号がミキサ２に供給されて中間周波信号（ＩＦ信号）に変換されてバンドパスフィルタ４を介してＰＳＫ復調部５に供給される。
【００３６】
このＰＳＫ復調部５では、入力される中間周波信号を直交検波器６で検波することにより、同相成分Ｉ及び直交成分Ｑをローパスフィルタ７ａ及び７ｂを介してＡ／Ｄ変換器８ａ及び８ｂに供給してデジタル信号に変換する。
そして、Ａ／Ｄ変換器８ａ及び８ｂから出力されるデジタル信号が位相同期ループ（ＰＬＬ）式の復調回路９に入力されてＰＳＫ復調される。
【００３７】
このとき、復調回路９では、まず、Ａ／Ｄ変換器８ａ及び８ｂから出力されるデジタル化された同相成分Ｉ及び直交成分Ｑが位相計算器１０に供給されて位相情報ＰＩを算出する。
この位相計算器１０では、同相成分Ｉ及び直交成分Ｑが仮復調器２１に入力されることにより、この仮復調器２１で、同相成分Ｉ及び直交成分Ｑの符号と、これら同相成分Ｉ及び直交成分Ｑの絶対値大小比較によって、位相点（シンボル点）Ｐｉが存在する位相点存在領域Ａｉを特定する。
【００３８】
今、同相成分Ｉ及び直交成分Ｑで表される位相点Ｐｉが、図５に示すように、図３の位相配置図における第１象限における位相点存在領域Ａ２で、基準点ＰＢ２に対して反時計方向に位相誤差角＋θだけずれた位置に存在するものとする。この状態では、同相成分Ｉ及び直交成分Ｑの符号が共に正であり、直交成分Ｑの絶対値が同相成分Ｉの絶対値より大きいので、仮復調器２１で、位相点Ｐｉが位相点存在領域Ａ２に存在することを検出し、位相点存在領域Ａ２の基準点ＰＢ２の位相角３π／８を位相データＤＰとして加算器２３に出力すると共に、位相点存在領域Ａ２を表す“００１”の位相点存在領域情報ＰＡを位相誤差検出回路２２に出力する。
【００３９】
このため、位相誤差検出回路２２では、第１及び第２のデコーダ２５及び２６で入力された位相点存在領域情報ＰＡに基づいてｓｉｎ（３π／８）〔＝ｃｏｓ（π／８）〕及びｃｏｓ（３π／８）〔＝ｓｉｎ（π／８）〕に対応する正弦値＋０．９２３８７及び余弦値＋０．３８２６８を乗算器２７及び２８に出力する。
【００４０】
これら乗算器２７及び２８には同相成分Ｉ及び直交成分Ｑが入力されているので、これらが乗算され、その乗算出力Ｉ×０．９２３８７及びＱ×０．３８２６８が減算器２９に出力されることにより、Ｑ×０．３８２６８−Ｉ×０．９２３８７が算出されて、位相誤差角θが算出される。
すなわち、図５に示すように、基準点ＰＢ２の座標は位相角をαとしたとき、（ｃｏｓα，ｓｉｎα）で表され、位相点Ｐ２が基準点ＰＢ２から反時計方向にθだけずれているので、位相点Ｐ２の座標は（ｃｏｓ（α＋θ）＝Ｉ，ｓｉｎ（α＋θ）＝Ｑ）で表される。
【００４１】
したがって、第１及び第２のデコーダ２５及び２６で夫々正弦値ｓｉｎα及び余弦値ｃｏｓαを算出し、これらと同相成分ｃｏｓ（α＋θ）及び直交成分ｓｉｎ（α＋θ）を乗算することにより、乗算値ｓｉｎα・ｃｏｓ（α＋θ）及びｃｏｓα・ｓｉｎ（α＋θ）が算出され、これが減算器２９に供給されるので、下記（１）式で表される減算値Ｓ即ち位相誤差角θを算出する。
【００４２】
【００４３】
この位相誤差検出回路２２で算出された位相誤差角θが加算器２３に供給されて基準点αを表す位相データＤＰ（＝３π／８）に加算されるので、（α＋θ）の位相情報ＰＩが算出される。
そして、位相情報ＰＩが位相同期ループ（ＰＬＬ）回路１１に供給されて、この位相同期ループ回路１１の位相オフセット検出回路３２で位相情報ＰＩのオフセット成分ｐｏを検出し、このオフセット成分をループフィルタ３３に供給して平均化してから減算器３１に供給することにより、位相計算器１０で計算した位相情報ＰＩの位相誤差を除去し、この位相誤差が除去された位相情報ＰＩが判定回路１２に供給されて、レベル判定することにより、ＰＳＫ復調データが得られる。
【００４４】
また、同相成分Ｉ及び直交成分Ｑで表される位相点Ｐｉが基準角ＰＢｉに対して時計方向に遅れている場合には、位相点Ｐｉを構成する同相成分Ｉがｃｏｓ（α−θ）で表され、直交成分Ｑがｓｉｎ（α−θ）で表されることになる。このため、これらにデコーダ２５及び２６から出力されるｓｉｎα及びｃｏｓαを乗算してから減算器２９で減算することにより、減算器２９の減算出力Ｓは下記（２）式で表される。
【００４５】
【００４６】
このように、上記第１の実施形態によれば、直交検波した同相成分Ｉ及び直交成分Ｑに基づいて位相情報を算出する位相計算器１０を、同相成分Ｉ及び直交成分Ｑに基づいて位相点存在領域を検出して、位相点存在領域情報ＰＡ及び位相データＤＰを出力する位相点存在領域検出手段としての仮復調器２１と、同相成分Ｉ及び直交成分Ｑと位相点存在領域情報とに基づいて位相誤差角θを算出する位相誤差検出回路２２と、位相データと位相誤差角θとを加算する加算器２３とで構成したので、位相情報を算出するための大容量のＲＯＭを必要とすることなく、簡易な構成で位相情報を正確に算出することができる。
【００４７】
しかも、位相誤差検出回路２２が位相点存在領域情報ＰＡに基づいて位相角の正弦値及び余弦値を出力するデコーダ２５及び２６と、これらデコーダ２５及び２６の正弦値及び余弦値と同相成分Ｉ及び直交成分Ｑとを乗算する乗算器２７及び２８と、乗算器２８の乗算出力から乗算器２７の乗算出力を減算して位相誤差角θを算出する減算器２９とで構成されているので、複雑な乗算等を行うことなく、正確な位相誤差角θを容易に検出することができる。
【００４８】
次に、本発明の第２の実施形態を図６について説明する。
この第２の実施形態では、前述した第１の実施形態の位相誤差検出回路２２におけるデコーダ２５及び２６を用いることなく位相誤差角θを算出するようにしたものである。
すなわち、第２の実施形態では、位相誤差検出回路２２が、図６に示すように、直交検波された同相成分Ｉ及び直交成分Ｑが入力されてその絶対値の大小を比較して、小さい成分ＣＳ 及び大きい成分ＣＬ を出力する比較選択手段としての比較選択器４１と、この比較選択器４１から出力される小さい成分ＣＳ に余弦値ｃｏｓ（π／８）を乗算する余弦値乗算手段としての余弦値乗算器４２と、比較選択器４１から出力される大きい成分ＣＬ に正弦値ｓｉｎ（π／８）を乗算する正弦値乗算手段としての正弦値乗算器４３と、これら乗算器４２及び４３で算出された乗算値が入力され、これらに仮復調器２１から供給される位相点存在領域情報ＰＡに基づいて正負の符号付けを行う符号付与手段としての符号付与回路４４と、符号付けされた乗算値を加算する加算手段としての加算器４５とで構成されている。
【００４９】
ここで、符号付与回路４４は、下記表３に示すように、位相点存在領域情報ＰＡに基づいて乗算器４２及び４３の乗算値に対して符号付けを行う。
【００５０】
【表３】
この第２の実施形態によれば、例えば第１の実施形態と同様に、位相点Ｐｉが位相点存在領域Ａ２に存在し、基準点ＰＢ２〔ｓｉｎ（３π／８），ｃｏｓ（３π／８）〕より反時計方向にずれているおり、Ｉ＝ｓｉｎ｛（３π／８）＋θ）｝、Ｑ＝ｃｏｓ｛（３π／８）＋θ）｝で表されるものとすると、直交成分Ｑの絶対値が同相成分Ｉの絶対値より大きいため、小さい成分ＣＳ ＝Ｉ、大きい成分ＣＬ ＝Ｑとなる。このため、乗算器４２でＩ・ｃｏｓ（π／８）が算出され、乗算器４３でＱ・ｓｉｎ（π／８）が算出される。
【００５２】
したがって、乗算器４２の乗算値Ｍ１は、
【００５３】
これら乗算値が符号付与回路４４に供給されて、位相点存在領域情報ＰＡが“００１”であるので、乗算値Ｍ１に対して“−”が、乗算値Ｍ２に対して“＋”が付与され、これらが加算器４５で加算されることにより、加算器４５の加算出力Ａは、下記式で表される。
【００５４】
また、位相点Ｐｉが位相点存在領域Ａ３に存在し、基準点ＰＢ３から時計方向にずれているものとすると、この場合の同相成分Ｉは−ｓｉｎ（π／８−θ）で表され、直交成分Ｑはｃｏｓ（π／８−θ）で表される。
このとき、直交成分Ｑの絶対値が同相成分Ｉの絶対値より大きいので、小さい成分Ｃｓ ＝Ｉ、大きい成分ＣＬ ＝Ｑとなり、乗算器４２及び４３の乗算値Ｍ１及びＭ２は、
【００５５】
このように、上記第２の実施形態によれば、位相誤差検出回路２２を、直交検波した同相成分Ｉ及び直交成分Ｑの絶対値を比較して小さい成分ＣＳ 及び大きい成分ＣＬ を選択する比較選択器４１、この比較選択器４１の小さい成分ＣＳ 及び大きい成分ＣＬ に余弦値ｃｏｓ（π／８）及び正弦値ｓｉｎ（π／８）を乗算する乗算器４２及び４３と、これら乗算器４２及び４３の乗算値Ｍ１及びＭ２に対して、位相点存在領域情報ＰＡに基づいて符号を付与する符号付与回路４４と、符号付与された乗算値Ｍ１及びＭ２を加算する加算器４５との簡易な構成とすることができ、複素乗算を行うための複雑な乗算器や位相情報を算出するための大容量のＲＯＭを必要とすることなく、簡易な構成で位相情報を正確に算出することができる。
【００５６】
なお、上記第２の実施形態においては、比較選択器４１から出力される小さい成分ＣＳ 及び大きい成分ＣＬに乗算器４２及び４３で余弦値及び正弦値を乗算する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、図７に示すように、比較選択器４１の小さい成分ＣＳが入力される４ビットシフト器５１と小さい成分ＣＳから４ビットシフト器５１のシフト出力を減算する減算器５２とで乗算器４２を構成すると共に、比較選択器４１の大きい成分ＣＳが入力される２ビットシフト器５３及び３ビットシフト器５４と、これら２ビットシフト器５３及び３ビットシフト器５４のシフト出力を加算する加算器５５とで乗算器４３を構成することにより、実際に乗算器を使用することなく位相誤差角θを算出するようにしてもよい。このように構成することにより、４ビットシフト器５１でＣＳ／１６（＝０．０６２５ＣＳ）を算出し、これを小さい成分ＣＳから減算することにより、ＣＳ（１−１／１６）＝０．９３７５ＣＳ即ち余弦値ｃｏｓ（π／８）＝０．９２３８７に近似する０．９３７５を小さい成分ＣＳに乗算した乗算値Ｍ１を得ることができ、また、２ビットシフト器５１でＣＬ／４（＝０．２５ＣＬ）を算出し、３ビットシフト器５２でＣＬ／８（＝０．１２５ＣＬ）を算出し、両者を加算することにより、正弦値ｓｉｎ（π／８）＝０．３８２６８に近似する０．３７５を大きい成分ＣＬに乗算した乗算値Ｍ２を得ることができ、乗算器を用いることなく、４ビットシフト器５１、減算器５２、２ビットシフト器５３、３ビットシフト器５４及び加算器５５で乗算器を構成することができ、位相誤差検出回路２２の回路規模をより減少させることができる。
【００５７】
また、上記第１及び第２の実施形態においては、本発明を位相計算器１０の出力側に位相同期ループ回路１１を設けた無線データ受信装置ＷＲに適用した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、図８に示すように、直交検波器６の発振器６ｃを数値制御発振器６ｅで構成すると共に、Ａ／Ｄ変換器８ａ及び８ｂのデジタル出力をロールオフフィルタ６１ａ及び６１ｂを介して、前述した第１の実施形態又は第２の実施形態の構成を有する位相計算器１０に供給し、この位相計算機１０から出力される位相情報ＰＩをそのままＰＳＫ復調データとして出力すると共に、位相情報ＰＩを位相オフセット検出回路６２に供給して位相オフセット値ｐｏを検出し、検出した位相オフセットｐｏをループフィルタ６３で平均化して数値制御発振器６ｅに供給することにより位相誤差を除去するようにした無線データ受信装置にも本発明を適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態を示すブロック図である。
【図２】位相計算器を示すブロック図である。
【図３】ＰＳＫ受信信号の位相配置図である。
【図４】位相誤差検出回路を示すブロック図である。
【図５】位相誤差の検出原理を示す説明図である。
【図６】本発明の第２の実施形態を示すブロック図である。
【図７】第２の実施形態の変形例を示すブロック図である。
【図８】本発明を適用し得る無線データ受信装置の他の例を示すブロック図である。
【符号の説明】
ＷＲ…無線データ受信装置、１…受信アンテナ、２…ミキサ、３…ＰＬＬ回路、４…バンドパスフィルタ、５…ＰＳＫ復調部、６…直交検波器、７ａ，７ｂ…ローパスフィルタ、８ａ，８ｂ…Ａ／Ｄ変換器、９…位相同期ループ式の復調回路、１０…位相計算器、１１…位相同期ループ回路、１２…判定回路、２１…仮復調器、２２…位相誤差検出回路、２３…加算器、３５…第１のデコーダ、３６…第２のデコーダ、２７…第１の乗算器、２８…第２の乗算器、２９…減算器、３１…減算器、３２…位相オフセット検出回路、３３…ループフィルタ、４１…比較選択器、４２…余弦値乗算器、４３…正弦値乗算器、４４…符号付与回路、４５…加算器、５１…４ビットシフト器、５２…減算器、５３…２ビットシフト器、５４…３ビットシフト器、５５…加算器、６ｅ…数値制御発振器、６１ａ，６１ｂ…ロールオフフィルタ、６２…位相オフセット検出回路、６３…ループフィルタ
Claims (6)
- 送信側から送信される位相変調信号を受信して復調処理する位相変調信号復調装置において、
受信した位相変調信号を直交検波した同相成分及び直交成分が入力され、該同相成分及び直交成分に基づいて位相点の存在領域を検出する位相点領域検出手段と、該位相点領域検出手段で検出した位相点存在領域情報と、前記同相成分及び直交成分とに基づいて前記位相点領域における基準角からの位相角を検出する位相誤差検出手段と、前記位相点領域検出手段で検出した位相点存在領域の基準角と、位相誤差検出手段で検出した位相角を加算して位相情報を算出する位相情報算出手段とを備えていることを特徴とする位相変調信号復調装置。 - 前記位相点領域検出手段は、入力される同相成分及び直交成分の符号と絶対値の大小とに基づいて位相点存在領域情報を求めるように構成されていることを特徴とする請求項１に記載の位相変調信号復調装置。
- 前記位相誤差検出手段は、位相点存在領域検出手段で検出した位相点存在領域情報に応じた基準角に対応する正弦値及び余弦値を個別に出力する第１及び第２のデコーダと、該第１のデコーダから出力される正弦値と前記同相成分とを乗算する同相成分乗算手段と、前記第２のデコーダから出力される余弦値と前記直交成分とを乗算する直交成分乗算手段と、該直交成分乗算手段の乗算値から前記同相成分乗算手段の乗算値を減算して位相誤差角を算出する減算手段とを備えていることを特徴とする請求項１又は２に記載の位相変調信号復調装置。
- 前記位相誤差検出手段は、同相成分及び直交成分の絶対値を比較して大きい成分と小さい成分とに分けて出力する比較選択手段と、該比較選択手段で選択した小さい成分にｃｏｓ（π／８）を乗算する余弦値乗算手段と、前記比較選択手段で選択した大きい成分にｓｉｎ（π／８）を乗算する正弦値乗算手段と、前記余弦値乗算手段及び正弦値乗算手段で算出した乗算値に対して位相点存在領域検出手段で検出した位相点存在領域情報に応じて正負の符号付けする符号付与手段と、該符号付与手段で符号付けされた乗算値を加算する加算手段とで構成されていることを特徴とする請求項１又は２に記載の位相変調信号復調装置。
- 前記余弦値乗算手段は、入力データを４ビットシフトさせる４ビットシフト器と、入力データから前記４ビットシフト器の出力値を減算する減算器とで構成され、前記正弦値乗算手段は、入力データを夫々２ビット及び３ビットシフトさせる２ビットシフト器及び３ビットシフト器と、両ビットシフト器の出力を加算する加算器とで構成されていることを特徴とする請求項４に記載の位相変調信号復調装置。
- 送信側から送信される位相変調信号を受信して復調処理する位相変調信号復調方法において、
受信した位相変調信号を直交検波した同相成分及び直交成分が入力され、該同相成分及び直交成分に基づいて位相点の存在領域を検出する位相点領域検出ステップと、該位相点領域検出ステップで検出した位相点存在領域情報と、前記同相成分及び直交成分とに基づいて前記位相点領域における基準角からの位相角を検出する位相誤差検出ステップと、前記位相点領域検出ステップで検出した位相点存在領域の基準角と、位相誤差検出ステップで検出した位相角を加算して位相情報を算出する位相情報算出ステップとを備えていることを特徴とする位相変調信号復調方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2003162341A JP2004364131A (ja) | 2003-06-06 | 2003-06-06 | 位相変調信号復調装置及び復調方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2003162341A JP2004364131A (ja) | 2003-06-06 | 2003-06-06 | 位相変調信号復調装置及び復調方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2004364131A true JP2004364131A (ja) | 2004-12-24 |
Family
ID=34054518
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2003162341A Withdrawn JP2004364131A (ja) | 2003-06-06 | 2003-06-06 | 位相変調信号復調装置及び復調方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2004364131A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006319897A (ja) * | 2005-05-16 | 2006-11-24 | Oki Electric Ind Co Ltd | 復調回路及び復調方法 |
| EP2930897A1 (en) | 2014-04-10 | 2015-10-14 | Mitsubishi Electric Corporation | Differential demodulator and differential demodulation method |
-
2003
- 2003-06-06 JP JP2003162341A patent/JP2004364131A/ja not_active Withdrawn
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| CN104980387A (zh) * | 2014-04-10 | 2015-10-14 | 三菱电机株式会社 | 差分解调装置和差分解调方法 |
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