JP2002118473A - 信号受信装置 - Google Patents
信号受信装置Info
- Publication number
- JP2002118473A JP2002118473A JP2000307643A JP2000307643A JP2002118473A JP 2002118473 A JP2002118473 A JP 2002118473A JP 2000307643 A JP2000307643 A JP 2000307643A JP 2000307643 A JP2000307643 A JP 2000307643A JP 2002118473 A JP2002118473 A JP 2002118473A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- state
- symbol
- metric
- signal
- data sequence
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Error Detection And Correction (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＭＬＳＥ等化器から軟判定データを出力して
ビタビ復号器の誤り訂正精度を向上させる。 【解決手段】 ＰＮ符号を伴う送信データ系列を受信す
る信号受信装置１００は、前記受信信号をベースバンド
信号に変換する信号変換手段１０４、１０６と、前記Ｐ
Ｎ符号に基づいて伝搬路の電波伝搬状態を推定するイン
パルスレスポンス推定手段１１０と、前記推定された電
波伝搬状態に基づいて生成された受信信号のレプリカか
ら、前記受信信号との誤差が最小となるレプリカを選出
し、これを前記送信データ系列として推定する最尤系列
推定型等化手段１１４を備える。最尤系列推定型等化手
段１１４は、推定される送信データ系列の各シンボル
が、その確からしさの割合として表されたものを出力
し、これを誤り訂正を行うビタビ復号手段１２２に与え
る。
ビタビ復号器の誤り訂正精度を向上させる。 【解決手段】 ＰＮ符号を伴う送信データ系列を受信す
る信号受信装置１００は、前記受信信号をベースバンド
信号に変換する信号変換手段１０４、１０６と、前記Ｐ
Ｎ符号に基づいて伝搬路の電波伝搬状態を推定するイン
パルスレスポンス推定手段１１０と、前記推定された電
波伝搬状態に基づいて生成された受信信号のレプリカか
ら、前記受信信号との誤差が最小となるレプリカを選出
し、これを前記送信データ系列として推定する最尤系列
推定型等化手段１１４を備える。最尤系列推定型等化手
段１１４は、推定される送信データ系列の各シンボル
が、その確からしさの割合として表されたものを出力
し、これを誤り訂正を行うビタビ復号手段１２２に与え
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、最尤系列推定を用
いて送信データ系列を推定する信号受信装置に関する。
いて送信データ系列を推定する信号受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来から、最尤系列推定の原理により最
適なデータ系列を推定し、これによって伝搬路の遅延波
によって生じる波形ひずみに対する受信性能を向上させ
た信号受信装置が知られている。
適なデータ系列を推定し、これによって伝搬路の遅延波
によって生じる波形ひずみに対する受信性能を向上させ
た信号受信装置が知られている。
【０００３】最尤系列推定を用いた通信においては、図
５に示すような信号送信装置により、図６に示すフレー
ムフォーマット６００を有する信号を生成し、送信する
ことが行われる。すなわち信号送信装置５００におい
て、送信データ系列は、誤り訂正のために畳み込み符号
化部５０２にて畳み込み符号化され、これに、ＰＮ発生
器５０４で生成された電波伝搬状態を推定するためのＰ
Ｎ符号（擬似雑音符号）がスイッチ５０６を介して挿入
され、図６のフレームフォーマット６００が形成され
る。このフレームフォーマット６００は、マッピング部
５０８でマッピング、すなわちデータが１のときは１
に、０のときは−１の値に変換される。このマッピング
信号はインターリーブ５１０でバースト誤りを分散させ
るためにインターリーブされ、ローパスフィルタ５１２
で波形整形されたのち、基準周波数発生器５１６とミキ
サー５１４で変調され、アンテナ５１８を通して送信さ
れる。
５に示すような信号送信装置により、図６に示すフレー
ムフォーマット６００を有する信号を生成し、送信する
ことが行われる。すなわち信号送信装置５００におい
て、送信データ系列は、誤り訂正のために畳み込み符号
化部５０２にて畳み込み符号化され、これに、ＰＮ発生
器５０４で生成された電波伝搬状態を推定するためのＰ
Ｎ符号（擬似雑音符号）がスイッチ５０６を介して挿入
され、図６のフレームフォーマット６００が形成され
る。このフレームフォーマット６００は、マッピング部
５０８でマッピング、すなわちデータが１のときは１
に、０のときは−１の値に変換される。このマッピング
信号はインターリーブ５１０でバースト誤りを分散させ
るためにインターリーブされ、ローパスフィルタ５１２
で波形整形されたのち、基準周波数発生器５１６とミキ
サー５１４で変調され、アンテナ５１８を通して送信さ
れる。
【０００４】図７は、信号受信装置の一般的構成例を示
すブロック図である。信号受信装置７００において、ア
ンテナ７０２より受信された信号は、基準信号発生器７
０４とミキサー７０６によってべースバンド信号に変換
され、ローパスフィルタ７０８によって、ノイズ除去と
ともに、波形整形される。インパルスレスポンス推定器
７１０は、送信信号に含まれるＰＮ符号に基づいてイン
パルスレスポンス、すなわち電波伝搬状態を推定し、こ
れに基づいて、データ信号レプリカ７１２は、最尤系列
推定型等化器（以下、ＭＬＳＥ等化器という）７１４の
出力のデータ系列候補とともに、送信データ系列のレプ
リカを生成する。差分器７１６では、前記レプリカとロ
ーパスフィルタ７０８からの出力との差分が取られ、２
乗値算出器７１８で２乗された誤差信号は、ＭＬＳＥ等
化器７１４に入力され、ここで誤差が最小となる送信デ
ータ系列が選出される。選出された送信データ系列はデ
インターリーブ７２０でデインターリーブされ、誤り訂
正機能を有するビタビ復号器７２２で誤り訂正されたの
ち、受信出力データとされる。
すブロック図である。信号受信装置７００において、ア
ンテナ７０２より受信された信号は、基準信号発生器７
０４とミキサー７０６によってべースバンド信号に変換
され、ローパスフィルタ７０８によって、ノイズ除去と
ともに、波形整形される。インパルスレスポンス推定器
７１０は、送信信号に含まれるＰＮ符号に基づいてイン
パルスレスポンス、すなわち電波伝搬状態を推定し、こ
れに基づいて、データ信号レプリカ７１２は、最尤系列
推定型等化器（以下、ＭＬＳＥ等化器という）７１４の
出力のデータ系列候補とともに、送信データ系列のレプ
リカを生成する。差分器７１６では、前記レプリカとロ
ーパスフィルタ７０８からの出力との差分が取られ、２
乗値算出器７１８で２乗された誤差信号は、ＭＬＳＥ等
化器７１４に入力され、ここで誤差が最小となる送信デ
ータ系列が選出される。選出された送信データ系列はデ
インターリーブ７２０でデインターリーブされ、誤り訂
正機能を有するビタビ復号器７２２で誤り訂正されたの
ち、受信出力データとされる。
【０００５】最尤系列推定においては、送信データ系列
のシンボル長が長くなると、推定されるレプリカの数が
激増することから、従来のＭＬＳＥ等化器７１４におい
ては、ビタビアルゴリズムを用いることによって、受信
信号と照合されるレプリカの数を少なくする手法が取ら
れている。以下、これについて説明する。
のシンボル長が長くなると、推定されるレプリカの数が
激増することから、従来のＭＬＳＥ等化器７１４におい
ては、ビタビアルゴリズムを用いることによって、受信
信号と照合されるレプリカの数を少なくする手法が取ら
れている。以下、これについて説明する。
【０００６】図８は、ＭＬＳＥ等化器内部のトレリス図
を示しており、ここでは、状態σnが新たな送信シンボ
ルａn+1によってどの状態σn+1に遷移するかが表されて
いる。矢印は、実線がａn+1＝１、破線がａn+1＝０を示
している。ここで、シンボルａn+1におけるメトリック
量Ｍ0(n+1)及びＭ1(n+1)は、下記基準に従って、決定さ
れる。
を示しており、ここでは、状態σnが新たな送信シンボ
ルａn+1によってどの状態σn+1に遷移するかが表されて
いる。矢印は、実線がａn+1＝１、破線がａn+1＝０を示
している。ここで、シンボルａn+1におけるメトリック
量Ｍ0(n+1)及びＭ1(n+1)は、下記基準に従って、決定さ
れる。
【０００７】（１）Ｍ0(n+1)は、Ｍ0(n)+(ｙn+1-ｓ00)2
とＭ1(n)+(ｙn+1-ｓ01)2のいずれか小さい方 （２）Ｍ1(n+1)は、Ｍ0(n)+(ｙn+1-ｓ10)2とＭ1(n)+(ｙ
n+1-ｓ11)2のいずれか小さい方 ここで、(ｙn+1-ｓ)2は、σn+1におけるブランチメトリ
ックを示している。すなわち、ｓ00、ｓ01、ｓ10、ｓ11
は、それぞれ状態σnとσn+1間における状態０から０、
０から１、１から０、１から１への遷移における受信シ
ンボルの真の値を表しており、これらはそれぞれ−１．
５、−０．５、０．５、１．５となり、また、ｙnは、
雑音を含む受信シンボルの値である。
とＭ1(n)+(ｙn+1-ｓ01)2のいずれか小さい方 （２）Ｍ1(n+1)は、Ｍ0(n)+(ｙn+1-ｓ10)2とＭ1(n)+(ｙ
n+1-ｓ11)2のいずれか小さい方 ここで、(ｙn+1-ｓ)2は、σn+1におけるブランチメトリ
ックを示している。すなわち、ｓ00、ｓ01、ｓ10、ｓ11
は、それぞれ状態σnとσn+1間における状態０から０、
０から１、１から０、１から１への遷移における受信シ
ンボルの真の値を表しており、これらはそれぞれ−１．
５、−０．５、０．５、１．５となり、また、ｙnは、
雑音を含む受信シンボルの値である。
【０００８】次に、各メトリック量のオーバーフローを
避けるために、下記基準に従って調整される。
避けるために、下記基準に従って調整される。
【０００９】（１）Ｍ0(n+1)＞Ｍ1(n+1)の場合は、 Ｍ0(n+1) ＝ Ｍ0(n+1)−Ｍ1(n+1) Ｍ1(n+1) ＝ ０ （２）Ｍ0(n+1)≦Ｍ1(n+1)の場合は、 Ｍ0(n+1) ＝ ０ Ｍ1(n+1) ＝ Ｍ1(n+1)−Ｍ0(n+1)
【００１０】図９はブランチメトリック図を示してい
る。図では、シンボルσn+2とシンボルσn+3の間でメト
リックを算出している。このとき、シンボルσ n+2とシ
ンボルσn+3でメトリックが最小となる遷移が太線で書
かれている。各シンボルにおいて算出されたメトリック
はシステムのメモリ上にパス履歴として記憶されてお
り、最後のデータにおいてメトリックが最小の状態を選
択すると、その状態におけるパス履歴（これを、生き残
りパスという）が送信されたデータ系列として出力され
ることとなる。そして、前述のように、この出力データ
系列は、デインターリーブ７２０を介してビタビ復号器
７２２に与えられ、ここで誤り訂正され、受信データと
される。なお、最尤系列推定の詳細については、「笹岡
秀一編、移動通信、オーム社発行」を参照されたい。
る。図では、シンボルσn+2とシンボルσn+3の間でメト
リックを算出している。このとき、シンボルσ n+2とシ
ンボルσn+3でメトリックが最小となる遷移が太線で書
かれている。各シンボルにおいて算出されたメトリック
はシステムのメモリ上にパス履歴として記憶されてお
り、最後のデータにおいてメトリックが最小の状態を選
択すると、その状態におけるパス履歴（これを、生き残
りパスという）が送信されたデータ系列として出力され
ることとなる。そして、前述のように、この出力データ
系列は、デインターリーブ７２０を介してビタビ復号器
７２２に与えられ、ここで誤り訂正され、受信データと
される。なお、最尤系列推定の詳細については、「笹岡
秀一編、移動通信、オーム社発行」を参照されたい。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】ところで、前記従来の
信号受信装置において、ＭＬＳＥ等化器７１４の出力は
データ列、すなわち、０または１の二値で構成される硬
判定データである。しかしながら、誤り訂正用として用
意されたビタビ復号器７２２の入カとして、硬判定デー
タを与えた場合には、軟判定データを与える場合よりも
その訂正精度が低くなることが知られており、従って、
ビタビ復号器の誤り訂正精度を向上させる上では、ＭＬ
ＳＥ等化器の出力が硬判定データであることが好ましく
ないという問題がある。
信号受信装置において、ＭＬＳＥ等化器７１４の出力は
データ列、すなわち、０または１の二値で構成される硬
判定データである。しかしながら、誤り訂正用として用
意されたビタビ復号器７２２の入カとして、硬判定デー
タを与えた場合には、軟判定データを与える場合よりも
その訂正精度が低くなることが知られており、従って、
ビタビ復号器の誤り訂正精度を向上させる上では、ＭＬ
ＳＥ等化器の出力が硬判定データであることが好ましく
ないという問題がある。
【００１２】また、従来のＭＬＳＥ等化器においては、
前記生き残りパスを確定するために所定長のパス履歴を
メモリ上に保存する必要があり、このため十分な容量の
メモリが必要であった。
前記生き残りパスを確定するために所定長のパス履歴を
メモリ上に保存する必要があり、このため十分な容量の
メモリが必要であった。
【００１３】従って、本発明の目的は、ＭＬＳＥ等化器
から軟判定データを出力できるように構成し、これによ
ってビタビ復号器の誤り訂正精度を向上させることので
きる信号受信装置を提供することにある。
から軟判定データを出力できるように構成し、これによ
ってビタビ復号器の誤り訂正精度を向上させることので
きる信号受信装置を提供することにある。
【００１４】また、本発明の他の目的は、生き残りパス
の確定のためのパス履歴を最小限とし、これによってそ
の保存のためのメモリの容量を最小限に押さえることが
できる信号受信装置を提供することにある。
の確定のためのパス履歴を最小限とし、これによってそ
の保存のためのメモリの容量を最小限に押さえることが
できる信号受信装置を提供することにある。
【００１５】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
本発明は、ＰＮ符号を伴う送信データ系列を受信する信
号受信装置であって、前記受信信号をベースバンド信号
に変換する信号変換手段と、前記ＰＮ符号に基づいて伝
搬路の電波伝搬状態を推定するインパルスレスポンス推
定手段と、前記推定された電波伝搬状態に基づいて生成
された受信信号のレプリカから、前記受信信号との誤差
が最小となるレプリカを選出し、これを前記送信データ
系列として推定する最尤系列推定型等化手段であって、
前記推定される送信データ系列の各シンボルが、その確
からしさの割合として表されたものと、前記推定された
送信データ系列に対し、誤り訂正を行うビタビ復号手段
とを備えて構成されるものである。
本発明は、ＰＮ符号を伴う送信データ系列を受信する信
号受信装置であって、前記受信信号をベースバンド信号
に変換する信号変換手段と、前記ＰＮ符号に基づいて伝
搬路の電波伝搬状態を推定するインパルスレスポンス推
定手段と、前記推定された電波伝搬状態に基づいて生成
された受信信号のレプリカから、前記受信信号との誤差
が最小となるレプリカを選出し、これを前記送信データ
系列として推定する最尤系列推定型等化手段であって、
前記推定される送信データ系列の各シンボルが、その確
からしさの割合として表されたものと、前記推定された
送信データ系列に対し、誤り訂正を行うビタビ復号手段
とを備えて構成されるものである。
【００１６】この場合において、前記最尤系列推定型等
化手段により推定される送信データ系列のｎ＋１番目の
シンボルとしての出力Ｓn+1が、ｎ番目のシンボルにお
ける状態０のメトリックをＭ0(n)、状態１のメトリック
をＭ1(n)とし、ｎ＋１番目のシンボルにおけるブランチ
メトリックをそれぞれＡ〜Ｄとしたときに、下式により
与えられることが好ましい。
化手段により推定される送信データ系列のｎ＋１番目の
シンボルとしての出力Ｓn+1が、ｎ番目のシンボルにお
ける状態０のメトリックをＭ0(n)、状態１のメトリック
をＭ1(n)とし、ｎ＋１番目のシンボルにおけるブランチ
メトリックをそれぞれＡ〜Ｄとしたときに、下式により
与えられることが好ましい。
【数５】
【００１７】また、前記最尤系列推定型等化手段により
推定される送信データ系列のｎ＋１番目のシンボルとし
ての出力Ｓn+1が、ｎ番目のシンボルにおける状態０の
メトリックをＭ0(n)、状態１のメトリックをＭ1(n)と
し、ｎ＋１番目のシンボルにおけるブランチメトリック
をそれぞれＡ〜Ｄとしたときに、下式により与えられる
ようにすることができる。
推定される送信データ系列のｎ＋１番目のシンボルとし
ての出力Ｓn+1が、ｎ番目のシンボルにおける状態０の
メトリックをＭ0(n)、状態１のメトリックをＭ1(n)と
し、ｎ＋１番目のシンボルにおけるブランチメトリック
をそれぞれＡ〜Ｄとしたときに、下式により与えられる
ようにすることができる。
【数６】
【００１８】また、前記最尤系列推定型等化手段により
推定される送信データ系列のｎ＋１番目のシンボルとし
ての出力Ｓn+1が、ｎ番目のシンボルにおける状態０の
メトリックをＭ0、状態１のメトリックをＭ1、状態２の
メトリックをＭ2、状態３のメトリックをＭ3とし、ｎ＋
１番目のシンボルにおけるブランチメトリックをそれぞ
れＡ〜Ｈとしたときに、下式により与えられるようにす
ることができる。
推定される送信データ系列のｎ＋１番目のシンボルとし
ての出力Ｓn+1が、ｎ番目のシンボルにおける状態０の
メトリックをＭ0、状態１のメトリックをＭ1、状態２の
メトリックをＭ2、状態３のメトリックをＭ3とし、ｎ＋
１番目のシンボルにおけるブランチメトリックをそれぞ
れＡ〜Ｈとしたときに、下式により与えられるようにす
ることができる。
【数７】
【００１９】さらに、前記最尤系列推定型等化手段によ
り推定される送信データ系列のｎ＋１番目のシンボルと
しての出力Ｓn+1が、ｎ番目のシンボルにおける状態０
のメトリックをＭ0、状態１のメトリックをＭ1、状態２
のメトリックをＭ2、状態３のメトリックをＭ3とし、ｎ
＋１番目のシンボルにおけるブランチメトリックをそれ
ぞれＡ〜Ｈとしたときに、下式により与えられるように
することができる。
り推定される送信データ系列のｎ＋１番目のシンボルと
しての出力Ｓn+1が、ｎ番目のシンボルにおける状態０
のメトリックをＭ0、状態１のメトリックをＭ1、状態２
のメトリックをＭ2、状態３のメトリックをＭ3とし、ｎ
＋１番目のシンボルにおけるブランチメトリックをそれ
ぞれＡ〜Ｈとしたときに、下式により与えられるように
することができる。
【数８】
【００２０】
【発明の実施の形態】以下、図示した一実施形態に基い
て本発明を詳細に説明する。図１は、本発明の信号受信
装置の構成の一例を示すブロック図である。図に示すよ
うに、信号受信装置１００は、図７に示した従来の信号
受信装置とほぼ同様の構成を有している。すなわち、信
号受信装置１００は、アンテナ１０２、基準信号発生器
１０４、ミキサー１０６、ローパスフィルタ１０８、イ
ンパルスレスポンス推定器１１０、データ信号レプリカ
１１２、差分器１１６、２乗値算出器１１８、デインタ
ーリーブ１２０及びビタビ復号器１２２を有する。
て本発明を詳細に説明する。図１は、本発明の信号受信
装置の構成の一例を示すブロック図である。図に示すよ
うに、信号受信装置１００は、図７に示した従来の信号
受信装置とほぼ同様の構成を有している。すなわち、信
号受信装置１００は、アンテナ１０２、基準信号発生器
１０４、ミキサー１０６、ローパスフィルタ１０８、イ
ンパルスレスポンス推定器１１０、データ信号レプリカ
１１２、差分器１１６、２乗値算出器１１８、デインタ
ーリーブ１２０及びビタビ復号器１２２を有する。
【００２１】一方で、信号受信装置１００は、先のＭＬ
ＳＥ等化器７１４に代えて、軟判定出力ＭＬＳＥ等化器
１１４を備えている。軟判定出力ＭＬＳＥ等化器１１４
は、従来のものと同様、２乗値算出器１１８で２乗され
た誤差信号を入力し、前記生成された受信信号のレプリ
カから、前記受信信号との誤差が最小となるレプリカを
選出し、これを前記送信データ系列として推定するが、
この場合に、推定される送信データ系列の各シンボル
が、その確からしさの割合として表されたものを出力す
るものである。
ＳＥ等化器７１４に代えて、軟判定出力ＭＬＳＥ等化器
１１４を備えている。軟判定出力ＭＬＳＥ等化器１１４
は、従来のものと同様、２乗値算出器１１８で２乗され
た誤差信号を入力し、前記生成された受信信号のレプリ
カから、前記受信信号との誤差が最小となるレプリカを
選出し、これを前記送信データ系列として推定するが、
この場合に、推定される送信データ系列の各シンボル
が、その確からしさの割合として表されたものを出力す
るものである。
【００２２】図２は、軟判定出力ＭＬＳＥ等化器１１４
内部のトレリス図を示しており、この図に従って、以
下、シンボルσn+1における出力について説明する。こ
こで、シンボルσnにおける状態０のメトリックをＭ
0(n)、状態１のメトリックをＭ1(n)とする。そして、σ
n+1における受信シンボルの値とレプリカとの二乗誤
差、すなわちブランチメトリックＡ、Ｂ、Ｃ、Ｄを下式
により算出する。
内部のトレリス図を示しており、この図に従って、以
下、シンボルσn+1における出力について説明する。こ
こで、シンボルσnにおける状態０のメトリックをＭ
0(n)、状態１のメトリックをＭ1(n)とする。そして、σ
n+1における受信シンボルの値とレプリカとの二乗誤
差、すなわちブランチメトリックＡ、Ｂ、Ｃ、Ｄを下式
により算出する。
【００２３】Ａ＝(ｙn+1-ｓ00)2 Ｂ＝(ｙn+1-ｓ01)2 Ｃ＝(ｙn+1-ｓ10)2 Ｄ＝(ｙn+1-ｓ11)2
【００２４】ここで、ｓ00、ｓ01、ｓ10、ｓ11は、それ
ぞれ状態σnとσn+1間における状態０から０、０から
１、１から０、１から１への遷移における受信シンボル
の真の値を表しており、これらはそれぞれ−１．５、−
０．５、０．５、１．５となり、また、ｙn+1は、雑音
を含む受信シンボルの値である。
ぞれ状態σnとσn+1間における状態０から０、０から
１、１から０、１から１への遷移における受信シンボル
の真の値を表しており、これらはそれぞれ−１．５、−
０．５、０．５、１．５となり、また、ｙn+1は、雑音
を含む受信シンボルの値である。
【００２５】ここで、受信シンボルが状態０となる確率
と、状態１となる確率の比をＱ0対Ｑ1とし、それぞれ下
式で定義する。
と、状態１となる確率の比をＱ0対Ｑ1とし、それぞれ下
式で定義する。
【００２６】
【数９】
【００２７】そして、これらの比を正規化した値を、軟
判定出力ＭＬＳＥ等化器１１４の出力Ｓn+1とする。す
なわち、
判定出力ＭＬＳＥ等化器１１４の出力Ｓn+1とする。す
なわち、
【００２８】
【数１０】
【００２９】これによって、軟判定出力ＭＬＳＥ等化器
１１４の後段のビタビ復号器１２２の入力データを軟判
定データとすることができるようになる。
１１４の後段のビタビ復号器１２２の入力データを軟判
定データとすることができるようになる。
【００３０】次に、軟判定出力ＭＬＳＥ等化器の他の構
成例について説明する。前記実施形態において軟判定出
力を算出するためには、システムにおいて指数演算を実
行する必要があるが（数９）、以下の例ではこれを近似
した値を用いる。すなわち、まず、下記基準に従って、
Ｚ0及びＺ1を決定する。
成例について説明する。前記実施形態において軟判定出
力を算出するためには、システムにおいて指数演算を実
行する必要があるが（数９）、以下の例ではこれを近似
した値を用いる。すなわち、まず、下記基準に従って、
Ｚ0及びＺ1を決定する。
【００３１】（１）Ｚ0は、Ｍ0(n)+ＡとＭ1(n)+Ｂのい
ずれか小さい方 （２）Ｚ1は、Ｍ0(n)+ＣとＭ1(n)+Ｄのいずれか小さい
方
ずれか小さい方 （２）Ｚ1は、Ｍ0(n)+ＣとＭ1(n)+Ｄのいずれか小さい
方
【００３２】そして、受信シンボルが状態０となる確率
と、状態１となる確率の比Ｑ0対Ｑ1を、下式で定義す
る。
と、状態１となる確率の比Ｑ0対Ｑ1を、下式で定義す
る。
【００３３】
【数１１】
【００３４】ここで、定数Ｇが２nであれば、この演算
はビットシフトにより算出することができ、演算が極め
て単純化される一方で、前記指数演算による結果と大き
な差は生じない。前記と同様にして、これらの比を正規
化した値を、軟判定出力ＭＬＳＥ等化器１１４の出力Ｓ
n+1とする。すなわち、
はビットシフトにより算出することができ、演算が極め
て単純化される一方で、前記指数演算による結果と大き
な差は生じない。前記と同様にして、これらの比を正規
化した値を、軟判定出力ＭＬＳＥ等化器１１４の出力Ｓ
n+1とする。すなわち、
【００３５】
【数１２】
【００３６】以上の方法によっても、軟判定出力ＭＬＳ
Ｅ等化器１１４の後段のビタビ復号器１２２の入力デー
タを軟判定データとすることができるようになる。
Ｅ等化器１１４の後段のビタビ復号器１２２の入力デー
タを軟判定データとすることができるようになる。
【００３７】次に、軟判定出力ＭＬＳＥ等化器の更に他
の構成例について説明する。本実施形態においては、伝
搬路特性が更に複雑になった場合を考慮した軟判定出力
の例を示す。伝搬路特性が複雑になると、受信信号に、
１つ及び２つ前のシンボルが影響を及ぼすようになる。
この場合は、状態には２ビットの情報が含まれ、σn＝
(ａn，ａn-1)と表され、状態数は４つとなる。
の構成例について説明する。本実施形態においては、伝
搬路特性が更に複雑になった場合を考慮した軟判定出力
の例を示す。伝搬路特性が複雑になると、受信信号に、
１つ及び２つ前のシンボルが影響を及ぼすようになる。
この場合は、状態には２ビットの情報が含まれ、σn＝
(ａn，ａn-1)と表され、状態数は４つとなる。
【００３８】図３は、この場合の軟判定出力ＭＬＳＥ等
化器１１４内部のトレリス図を示しており、この図に従
って、以下、シンボルσn+1における出力について説明
する。ここで、シンボルσnにおける状態０のメトリッ
クをＭ0(n)、状態１のメトリックをＭ1(n)、状態２のメ
トリックをＭ2(n)、状態３のメトリックをＭ3(n)とす
る。そして、σn+1における受信シンボルの値とレプリ
カとの二乗誤差、すなわちブランチメトリックＡ〜Ｈを
下式により算出する。
化器１１４内部のトレリス図を示しており、この図に従
って、以下、シンボルσn+1における出力について説明
する。ここで、シンボルσnにおける状態０のメトリッ
クをＭ0(n)、状態１のメトリックをＭ1(n)、状態２のメ
トリックをＭ2(n)、状態３のメトリックをＭ3(n)とす
る。そして、σn+1における受信シンボルの値とレプリ
カとの二乗誤差、すなわちブランチメトリックＡ〜Ｈを
下式により算出する。
【００３９】Ａ＝(ｙn+1-ｓ000)2 Ｂ＝(ｙn+1-ｓ010)2 Ｃ＝(ｙn+1-ｓ100)2 Ｄ＝(ｙn+1-ｓ110)2 Ｅ＝(ｙn+1-ｓ001)2 Ｆ＝(ｙn+1-ｓ011)2 Ｇ＝(ｙn+1-ｓ101)2 Ｈ＝(ｙn+1-ｓ111)2
【００４０】ここで、ｓ000、ｓ010、ｓ100、ｓ110、ｓ
001、ｓ011、ｓ101、ｓ111は、それぞれ状態σnとσn+1
間における状態００から００、０１から００、１０から
０１、１１から０１、００から１０、０１から１０、１
０から１１、１１から１１への遷移における受信シンボ
ルの真の値を表しており、これらはそれぞれ−１．７
５、−１．２５、−０．７５、−０．２５、０．２５、
０．７５、１．２５、１．７５となり、また、ｙ
n+1は、雑音を含む受信シンボルの値である。
001、ｓ011、ｓ101、ｓ111は、それぞれ状態σnとσn+1
間における状態００から００、０１から００、１０から
０１、１１から０１、００から１０、０１から１０、１
０から１１、１１から１１への遷移における受信シンボ
ルの真の値を表しており、これらはそれぞれ−１．７
５、−１．２５、−０．７５、−０．２５、０．２５、
０．７５、１．２５、１．７５となり、また、ｙ
n+1は、雑音を含む受信シンボルの値である。
【００４１】ついで、下記基準に従って、Ｚ0〜Ｚ3を決
定する。 （１）Ｚ0は、Ｍ0(n)+ＡとＭ1(n)+Ｂのいずれか小さい
方 （２）Ｚ1は、Ｍ2(n)+ＣとＭ3(n)+Ｄのいずれか小さい
方 （３）Ｚ2は、Ｍ0(n)+ＥとＭ1(n)+Ｆのいずれか小さい
方 （４）Ｚ3は、Ｍ2(n)+ＧとＭ3(n)+Ｈのいずれか小さい
方
定する。 （１）Ｚ0は、Ｍ0(n)+ＡとＭ1(n)+Ｂのいずれか小さい
方 （２）Ｚ1は、Ｍ2(n)+ＣとＭ3(n)+Ｄのいずれか小さい
方 （３）Ｚ2は、Ｍ0(n)+ＥとＭ1(n)+Ｆのいずれか小さい
方 （４）Ｚ3は、Ｍ2(n)+ＧとＭ3(n)+Ｈのいずれか小さい
方
【００４２】そして、Ｚ0〜Ｚ3の最小値をＺminとし、
下記基準に従って、Ｌ0とＬ1を求める。 （１）Ｌ0は、(Ｚ0−Ｚmin)、(Ｚ1−Ｚmin)のいずれか
小さい方 （２）Ｌ1は、(Ｚ2−Ｚmin)、(Ｚ3−Ｚmin)のいずれか
小さい方
下記基準に従って、Ｌ0とＬ1を求める。 （１）Ｌ0は、(Ｚ0−Ｚmin)、(Ｚ1−Ｚmin)のいずれか
小さい方 （２）Ｌ1は、(Ｚ2−Ｚmin)、(Ｚ3−Ｚmin)のいずれか
小さい方
【００４３】そして、受信シンボルが状態０となる確率
と、状態１となる確率の比Ｑ0対Ｑ1を、下式で定義す
る。
と、状態１となる確率の比Ｑ0対Ｑ1を、下式で定義す
る。
【００４４】
【数１３】
【００４５】前記と同様にして、これらの比を正規化し
た値を、軟判定出力ＭＬＳＥ等化器１１４の出力Ｓn+1
とする。すなわち、
た値を、軟判定出力ＭＬＳＥ等化器１１４の出力Ｓn+1
とする。すなわち、
【００４６】
【数１４】
【００４７】以上の方法によっても、軟判定出力ＭＬＳ
Ｅ等化器１１４の後段のビタビ復号器１２２の入力デー
タを軟判定データとすることができるようになる。
Ｅ等化器１１４の後段のビタビ復号器１２２の入力デー
タを軟判定データとすることができるようになる。
【００４８】次に、軟判定出力ＭＬＳＥ等化器の更に他
の構成例について説明する。この実施形態は、前記複雑
な伝搬路特性を考慮した場合において、演算処理を簡略
化した例を示している。すなわち、受信シンボルが状態
０となる確率と、状態１となる確率の比Ｑ0対Ｑ1を、前
記数１３に代えて、下式で定義する。
の構成例について説明する。この実施形態は、前記複雑
な伝搬路特性を考慮した場合において、演算処理を簡略
化した例を示している。すなわち、受信シンボルが状態
０となる確率と、状態１となる確率の比Ｑ0対Ｑ1を、前
記数１３に代えて、下式で定義する。
【００４９】
【数１５】
【００５０】前記と同様にして、これらの比を正規化し
た値を、軟判定出力ＭＬＳＥ等化器１１４の出力Ｓn+1
とする。すなわち、
た値を、軟判定出力ＭＬＳＥ等化器１１４の出力Ｓn+1
とする。すなわち、
【００５１】
【数１６】
【００５２】以上の方法によっても、軟判定出力ＭＬＳ
Ｅ等化器１１４の後段のビタビ復号器１２２の入力デー
タを軟判定データとすることができるようになる。
Ｅ等化器１１４の後段のビタビ復号器１２２の入力デー
タを軟判定データとすることができるようになる。
【００５３】次に、本発明の他の実施形態に係る信号受
信装置の構成例について説明する。図４は、空間ダイバ
ーシチを適用した信号受信装置のブロック図を示してい
る。図に示す信号受信装置４００は、アンテナ４０２、
基準信号発生器４０４、ミキサー４０６、ローパスフィ
ルタ４０８、インパルスレスポンス推定器４１０、デー
タ信号レプリカ４１２、差分器４１６、２乗値算出器４
１８を並列的に有し、２乗値算出器４１８の出力を加算
器４２４で加算し、軟判定出力ＭＬＳＥ等化器４１４に
入力するよう構成してる。すなわち、シンボルσn+1に
おけるメトリックス量Ｍ0(n+1)、Ｍ1(n+1)は、下記基準
により決定される。
信装置の構成例について説明する。図４は、空間ダイバ
ーシチを適用した信号受信装置のブロック図を示してい
る。図に示す信号受信装置４００は、アンテナ４０２、
基準信号発生器４０４、ミキサー４０６、ローパスフィ
ルタ４０８、インパルスレスポンス推定器４１０、デー
タ信号レプリカ４１２、差分器４１６、２乗値算出器４
１８を並列的に有し、２乗値算出器４１８の出力を加算
器４２４で加算し、軟判定出力ＭＬＳＥ等化器４１４に
入力するよう構成してる。すなわち、シンボルσn+1に
おけるメトリックス量Ｍ0(n+1)、Ｍ1(n+1)は、下記基準
により決定される。
【００５４】（１）Ｍ0(n+1)は、Ｍ0(n)+(ｙ1n+1-ｓ00)
2+(ｙ2n+1-ｓ00)2と、Ｍ1(n)+(ｙ1n+1-ｓ01)2+(ｙ2n+1-
ｓ01)2のいずれか小さい方 （２）Ｍ1(n+1)は、Ｍ0(n)+(ｙ1n+1-ｓ10)2+(ｙ2n+1-ｓ
10)2と、Ｍ1(n)+(ｙ1n+1-ｓ11)2+(ｙ2n+1-ｓ11)2のいず
れか小さい方
2+(ｙ2n+1-ｓ00)2と、Ｍ1(n)+(ｙ1n+1-ｓ01)2+(ｙ2n+1-
ｓ01)2のいずれか小さい方 （２）Ｍ1(n+1)は、Ｍ0(n)+(ｙ1n+1-ｓ10)2+(ｙ2n+1-ｓ
10)2と、Ｍ1(n)+(ｙ1n+1-ｓ11)2+(ｙ2n+1-ｓ11)2のいず
れか小さい方
【００５５】軟判定ＭＬＳＥ等化器４１４においては、
前記に示した演算が実行され、その出力は、デインター
リーブ１２０でデインタリーブされ、ビタビ復号器１２
２で誤り訂正される。
前記に示した演算が実行され、その出力は、デインター
リーブ１２０でデインタリーブされ、ビタビ復号器１２
２で誤り訂正される。
【００５６】以上、本発明の一実施形態を図面に沿って
説明した。しかしながら本発明は前記実施形態に示した
事項に限定されず、特許請求の範囲の記載に基いてその
変更、改良等が可能であることは明らかである。例え
ば、上記の実施形態においては、通信の変調方式をＢＰ
ＳＫを採用したものを想定しているが、ＱＰＳＫ（Quad
riphase Phase Shift Keying）、１６ＱＡＭ（Quadratu
re Amplitude Modulation）、６４ＱＡＭ、８相ＰＳＫ
等においても本発明は適用可能である。
説明した。しかしながら本発明は前記実施形態に示した
事項に限定されず、特許請求の範囲の記載に基いてその
変更、改良等が可能であることは明らかである。例え
ば、上記の実施形態においては、通信の変調方式をＢＰ
ＳＫを採用したものを想定しているが、ＱＰＳＫ（Quad
riphase Phase Shift Keying）、１６ＱＡＭ（Quadratu
re Amplitude Modulation）、６４ＱＡＭ、８相ＰＳＫ
等においても本発明は適用可能である。
【００５７】
【発明の効果】以上の如く本発明によれば、ＭＬＳＥ等
化器から軟判定データを出力できるようになり、これに
よってビタビ復号器の誤り訂正精度を向上させることが
できる。
化器から軟判定データを出力できるようになり、これに
よってビタビ復号器の誤り訂正精度を向上させることが
できる。
【００５８】また、本発明によれば、生き残りパスの確
定のためのパス履歴を最小限とすることができ、これに
よってその保存のためのメモリの容量を最小限に押さえ
ることができる。
定のためのパス履歴を最小限とすることができ、これに
よってその保存のためのメモリの容量を最小限に押さえ
ることができる。
【図１】本発明に係る信号受信装置の構成の一例を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
【図２】本発明に係る軟判定出力ＭＬＳＥ等化器内部の
トレリス図である。
トレリス図である。
【図３】本発明に係る軟判定出力ＭＬＳＥ等化器内部の
トレリス図である。
トレリス図である。
【図４】本発明の他の構成に係る信号受信装置のブロッ
ク図である。
ク図である。
【図５】信号送信装置の構成の一例を示すブロック図で
ある。
ある。
【図６】信号送信装置と信号受信装置との間で送受され
るＰＮ符号を備えたデータフレームを示す図である。
るＰＮ符号を備えたデータフレームを示す図である。
【図７】従来の信号受信装置の構成例を示すブロック図
である。
である。
【図８】ＭＬＳＥ等化器内部のトレリス図である。
【図９】ＭＬＳＥ等化器内部のブランチメトリック図を
示している。
示している。
１００ 信号受信装置 １０２ アンテナ １０４ 基準信号発生器 １０６ ミキサー １０８ ローパスフィルタ １１０ インパルスレスポンス推定器 １１２ データ信号レプリカ １１４ 最尤系列推定型等化手段 １１６ 差分器 １１８ 乗値算出器 １２０ デインターリーブ １２２ ビタビ復号器
Claims (5)
- 【請求項１】 ＰＮ符号を伴う送信データ系列を受信す
る信号受信装置であって、 前記受信信号をベースバンド信号に変換する信号変換手
段と、 前記ＰＮ符号に基づいて伝搬路の電波伝搬状態を推定す
るインパルスレスポンス推定手段と、 前記推定された電波伝搬状態に基づいて生成された受信
信号のレプリカから、前記受信信号との誤差が最小とな
るレプリカを選出し、これを前記送信データ系列として
推定する最尤系列推定型等化手段であって、前記推定さ
れる送信データ系列の各シンボルが、その確からしさの
割合として表されたものと、 前記推定された送信データ系列に対し、誤り訂正を行う
ビタビ復号手段と、を備えた信号受信装置。 - 【請求項２】 前記最尤系列推定型等化手段により推定
される送信データ系列のｎ＋１番目のシンボルとしての
出力Ｓn+1が、ｎ番目のシンボルにおける状態０のメト
リックをＭ0(n)、状態１のメトリックをＭ1(n)とし、ｎ
＋１番目のシンボルにおけるブランチメトリックをそれ
ぞれＡ〜Ｄとしたときに、下式により与えられる請求項
１に記載の信号受信装置。 【数１】 - 【請求項３】 前記最尤系列推定型等化手段により推定
される送信データ系列のｎ＋１番目のシンボルとしての
出力Ｓn+1が、ｎ番目のシンボルにおける状態０のメト
リックをＭ0(n)、状態１のメトリックをＭ1(n)とし、ｎ
＋１番目のシンボルにおけるブランチメトリックをそれ
ぞれＡ〜Ｄとしたときに、下式により与えられる請求項
１に記載の信号受信装置。 【数２】 - 【請求項４】 前記最尤系列推定型等化手段により推定
される送信データ系列のｎ＋１番目のシンボルとしての
出力Ｓn+1が、ｎ番目のシンボルにおける状態０のメト
リックをＭ0、状態１のメトリックをＭ1、状態２のメト
リックをＭ2、状態３のメトリックをＭ3とし、ｎ＋１番
目のシンボルにおけるブランチメトリックをそれぞれＡ
〜Ｈとしたときに、下式により与えられる請求項１に記
載の信号受信装置。 【数３】 - 【請求項５】 前記最尤系列推定型等化手段により推定
される送信データ系列のｎ＋１番目のシンボルとしての
出力Ｓn+1が、ｎ番目のシンボルにおける状態０のメト
リックをＭ0、状態１のメトリックをＭ1、状態２のメト
リックをＭ2、状態３のメトリックをＭ3とし、ｎ＋１番
目のシンボルにおけるブランチメトリックをそれぞれＡ
〜Ｈとしたときに、下式により与えられる請求項１に記
載の信号受信装置。 【数４】
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000307643A JP2002118473A (ja) | 2000-10-06 | 2000-10-06 | 信号受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000307643A JP2002118473A (ja) | 2000-10-06 | 2000-10-06 | 信号受信装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002118473A true JP2002118473A (ja) | 2002-04-19 |
Family
ID=18788121
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000307643A Pending JP2002118473A (ja) | 2000-10-06 | 2000-10-06 | 信号受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2002118473A (ja) |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH118573A (ja) * | 1997-06-16 | 1999-01-12 | Nec Corp | 遅延判定帰還型系列推定受信装置 |
| JPH11355151A (ja) * | 1998-06-11 | 1999-12-24 | Hitachi Ltd | ビタビ検出器及びこれを用いたディジタル磁気記録再生装置 |
| JP2000059273A (ja) * | 1998-04-30 | 2000-02-25 | Lucent Technol Inc | チャネルインパルス応答推定方法 |
-
2000
- 2000-10-06 JP JP2000307643A patent/JP2002118473A/ja active Pending
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH118573A (ja) * | 1997-06-16 | 1999-01-12 | Nec Corp | 遅延判定帰還型系列推定受信装置 |
| JP2000059273A (ja) * | 1998-04-30 | 2000-02-25 | Lucent Technol Inc | チャネルインパルス応答推定方法 |
| JPH11355151A (ja) * | 1998-06-11 | 1999-12-24 | Hitachi Ltd | ビタビ検出器及びこれを用いたディジタル磁気記録再生装置 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| EP1290821B1 (en) | Methods and systems for decoding a received signal having a transmitter or channel induced coupling between bits | |
| EP0792540B1 (en) | A system for decoding digital data using a variable decision depth | |
| US5144644A (en) | Soft trellis decoding | |
| EP1042889B1 (en) | Computationally efficient sequence estimation | |
| US20070153943A1 (en) | Turbo equalization scheme | |
| WO1996016483A9 (en) | A system for decoding digital data using a variable decision depth | |
| US8229040B2 (en) | Feedforward receiver and method for reducing inter-symbol interference by using joint soft values | |
| WO2006025676A1 (en) | Method and apparatus for calculating log-likelihood ratio for decoding in a receiver for a mobile communication system | |
| US5867531A (en) | Maximum likelihood sequence estimator and maximum likelihood sequence estimating method | |
| JP2007028607A (ja) | 固定ノイズ分散値を用いるデコーダ、及びこれを用いたデコーディング方法 | |
| US20110211661A1 (en) | Metrics Calculations Utilizing Pre-Stored Values | |
| US20120076192A1 (en) | Efficient high performance demodulation of low bt value gaussian minimum shift keying incorporating turbo equalization | |
| JP3164309B2 (ja) | 最尤復号同期検波方法 | |
| JP3776283B2 (ja) | 復調器、受信機、および通信システム | |
| CN101119177A (zh) | 一种相干通信机用的比特-符号信号处理方法 | |
| JP3728171B2 (ja) | 信頼性情報計算方法 | |
| US20020150180A1 (en) | Method for enhancing soft-value information | |
| JP2004512742A (ja) | グレイ符号化された信号からソフトビット情報を生成する方法 | |
| KR100945532B1 (ko) | 가변 스텝 크기를 이용한 위상 오차 추정 장치 및 그 방법 | |
| JP2002118473A (ja) | 信号受信装置 | |
| US6693568B2 (en) | Apparatus, and an associated method, for detecting digital data using MLSE detection with a dynamically-sized trellis | |
| JP4629223B2 (ja) | 軟判定復号アルゴリズムにおいて使用されるブランチ・メトリックを計算する方法および装置 | |
| JP2710696B2 (ja) | 軟判定ビタビ復号方法 | |
| JPH10262090A (ja) | 最尤系列推定器及び最尤系列推定方法 | |
| JPH05335893A (ja) | 等化方法及び装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A711 | Notification of change in applicant |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A711 Effective date: 20050929 |
|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20071001 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20100212 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20100223 |
|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20100622 |