JPH11355151A - ビタビ検出器及びこれを用いたディジタル磁気記録再生装置 - Google Patents
ビタビ検出器及びこれを用いたディジタル磁気記録再生装置Info
- Publication number
- JPH11355151A JPH11355151A JP16320298A JP16320298A JPH11355151A JP H11355151 A JPH11355151 A JP H11355151A JP 16320298 A JP16320298 A JP 16320298A JP 16320298 A JP16320298 A JP 16320298A JP H11355151 A JPH11355151 A JP H11355151A
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- Japan
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- circuit
- reliability
- likelihood
- sequence
- magnetic recording
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- Digital Magnetic Recording (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 簡易な構成で高密度記録が可能なディジタル
磁気記録再生装置を提供する。 【解決手段】 最尤検出回路が、最尤復号系列と同時に
その次に確からしい第２の系列を出力し、前記２つの系
列間尤度差を求め、該尤度差を用いて信頼度を出力する
回路を有することを特徴とするビタビ検出器を用いる。 【効果】 本発明により、軟判定出力型ＰＲＭＬ検出器
における、コンカレント系列を探索するためのトレース
バック処理が不要となり、実時間で信頼度を出力するこ
とができる。また、信頼度算出処理の過程で尤度差を逐
次比較するための比較器が不要となり、実現回路規模が
小さくなる。
磁気記録再生装置を提供する。 【解決手段】 最尤検出回路が、最尤復号系列と同時に
その次に確からしい第２の系列を出力し、前記２つの系
列間尤度差を求め、該尤度差を用いて信頼度を出力する
回路を有することを特徴とするビタビ検出器を用いる。 【効果】 本発明により、軟判定出力型ＰＲＭＬ検出器
における、コンカレント系列を探索するためのトレース
バック処理が不要となり、実時間で信頼度を出力するこ
とができる。また、信頼度算出処理の過程で尤度差を逐
次比較するための比較器が不要となり、実現回路規模が
小さくなる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はディジタルデータを
高密度に記録するための信号処理方式に係り、特に該方
式に用いられるビタビ検出器及びこれを用いたディジタ
ル磁気記録再生装置、該方式を用いたディジタル磁気記
録再生方法に関する。
高密度に記録するための信号処理方式に係り、特に該方
式に用いられるビタビ検出器及びこれを用いたディジタ
ル磁気記録再生装置、該方式を用いたディジタル磁気記
録再生方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】磁気ディスク装置への高密度記録、高速
化の要望はますます高まっており、これを支える記録再
生系の信号処理技術も高密度、高速記録に対応してき
た。記録符号では、その符号化レートＲを高くし、現在
ではＲ＝８／９が主流となっている。更に最近ではより
高レートなＲ＝１６／１７記録符号も実用化され始めて
いる。また、高密度記録に伴う符号間干渉の増大による
信号対雑音比の低下に対処するために、パーシャルレス
ポンス等化方式を採用し、再生チャネルで構成される既
知の干渉を用いて、ビタビアルゴリズム（最尤系列推
定）により再生信号に最も近い信号系列を検出するＰＲ
４ＭＬ（Ｐａｒｔｉａｌ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ Ｃｌａｓｓ
４ ｗｉｔｈ Ｍａｘｉｍｕｍ Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ
Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）が適用され、既にＬＳＩとして磁
気ディスク製品に搭載されている。ＰＲ４ＭＬ処理部へ
の入力信号系列を０，１バイナリデータとすると、ＰＲ
４ＭＬによって得られる信号系列間の最少２乗距離（Ｍ
ＳＥＤ：Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｓｑｕａｒｅｄ Ｅｕｃｌｉｄ
ｅａｎ Ｄｉｓｔａｎｃｅ）は、２であることが知られ
ている。よってＰＲ４ＭＬは、最尤系列推定を行わずに
磁気情報を０，１のみで判定するピーク検出方式（ＭＳ
ＥＤ＝１）に比べて、雑音に対する余裕度が３ｄＢ向上
する。
化の要望はますます高まっており、これを支える記録再
生系の信号処理技術も高密度、高速記録に対応してき
た。記録符号では、その符号化レートＲを高くし、現在
ではＲ＝８／９が主流となっている。更に最近ではより
高レートなＲ＝１６／１７記録符号も実用化され始めて
いる。また、高密度記録に伴う符号間干渉の増大による
信号対雑音比の低下に対処するために、パーシャルレス
ポンス等化方式を採用し、再生チャネルで構成される既
知の干渉を用いて、ビタビアルゴリズム（最尤系列推
定）により再生信号に最も近い信号系列を検出するＰＲ
４ＭＬ（Ｐａｒｔｉａｌ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ Ｃｌａｓｓ
４ ｗｉｔｈ Ｍａｘｉｍｕｍ Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ
Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）が適用され、既にＬＳＩとして磁
気ディスク製品に搭載されている。ＰＲ４ＭＬ処理部へ
の入力信号系列を０，１バイナリデータとすると、ＰＲ
４ＭＬによって得られる信号系列間の最少２乗距離（Ｍ
ＳＥＤ：Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｓｑｕａｒｅｄ Ｅｕｃｌｉｄ
ｅａｎ Ｄｉｓｔａｎｃｅ）は、２であることが知られ
ている。よってＰＲ４ＭＬは、最尤系列推定を行わずに
磁気情報を０，１のみで判定するピーク検出方式（ＭＳ
ＥＤ＝１）に比べて、雑音に対する余裕度が３ｄＢ向上
する。
【０００３】ＰＲ４ＭＬよりも更に高密度記録を実現す
るためには、ＭＳＥＤをより大きくするような信号処理
技術が必要となる。これを実現する方法として、ＥＰＲ
４ＭＬ（Ｅｘｔｅｎｄｅｄ ＰＲ４ＭＬ），ＥＥＰＲ４
ＭＬ（Ｅｘｔｅｎｄｅｄ ＥＰＲ４ＭＬ）などがある。
これらは、ＰＲ４ＭＬの考え方を拡張したものであり、
ＭＳＥＤはそれぞれ４，６（バイナリ換算）になること
が知られている。またチャネル状態数は、ＥＰＲ４ＭＬ
で８、ＥＥＰＲ４ＭＬで１６になる。
るためには、ＭＳＥＤをより大きくするような信号処理
技術が必要となる。これを実現する方法として、ＥＰＲ
４ＭＬ（Ｅｘｔｅｎｄｅｄ ＰＲ４ＭＬ），ＥＥＰＲ４
ＭＬ（Ｅｘｔｅｎｄｅｄ ＥＰＲ４ＭＬ）などがある。
これらは、ＰＲ４ＭＬの考え方を拡張したものであり、
ＭＳＥＤはそれぞれ４，６（バイナリ換算）になること
が知られている。またチャネル状態数は、ＥＰＲ４ＭＬ
で８、ＥＥＰＲ４ＭＬで１６になる。
【０００４】図２に、従来用いられているディジタル磁
気記録再生装置の構成を示す。図において、記録側で
は、ディジタルデータとしての０，１情報系列は、記録
符号化部２０１により、Ｒ＝８／９，１６／１７等の高
レート符号に変換される。記録符号は周知のように、０
の連続数を有限に抑えることで、再生部のタイミング抽
出や利得制御（図２では省略）の性能低下を防ぐことを
目的としている。記録符号化された系列は更に、プリコ
ーダ２０２により、１／（１＋Ｄ）等を伝達関数とする
符号に変換される。ここで、Ｄは遅延演算子であり、遅
延時間はビット間隔に等しい。プリコーダ２０２によ
り、再生部ビタビ検出後の復号誤り伝播長を有限に抑え
ることができる。プリコードされた系列は、増幅器２０
３、記録ヘッド２０４を介し、磁気記録媒体２０５に磁
気情報として記録される。
気記録再生装置の構成を示す。図において、記録側で
は、ディジタルデータとしての０，１情報系列は、記録
符号化部２０１により、Ｒ＝８／９，１６／１７等の高
レート符号に変換される。記録符号は周知のように、０
の連続数を有限に抑えることで、再生部のタイミング抽
出や利得制御（図２では省略）の性能低下を防ぐことを
目的としている。記録符号化された系列は更に、プリコ
ーダ２０２により、１／（１＋Ｄ）等を伝達関数とする
符号に変換される。ここで、Ｄは遅延演算子であり、遅
延時間はビット間隔に等しい。プリコーダ２０２によ
り、再生部ビタビ検出後の復号誤り伝播長を有限に抑え
ることができる。プリコードされた系列は、増幅器２０
３、記録ヘッド２０４を介し、磁気記録媒体２０５に磁
気情報として記録される。
【０００５】一方、再生側では、磁気記録媒体２０５に
記録された磁気情報を、再生ヘッド２０６、増幅器２０
７を介してアナログ電気信号に変換し、これをＡ／Ｄ変
換器２０８で、ビット間隔毎にサンプルされたディジタ
ル信号に変換する。前記ディジタル信号は、ＰＲ等化器
２０９により、ＰＲ４，ＥＰＲ４，ＥＥＰＲ４等のパー
シャルレスポンスチャネルに等化される。前記ＰＲ等化
は、周知のトランスバーサルフィルタによって実現でき
る。ＰＲ等化回路の出力は、ＰＲチャネル特性によって
定まる信号レベルに、雑音が加算されたものとなる。こ
こで、雑音は、媒体雑音や、再生側ヘッドより混入した
雑音、Ａ／Ｄ量子化雑音であり、これらはＰＲ等化回路
２０９を通ることにより、相関のある有色雑音となる。
前記雑音の加わった等化信号は、硬判定出力型ＰＲＭＬ
検出器（ビタビ検出器）２１０により、最尤系列推定
（ＭＬＳＥ：Ｍａｘｉｍｕｍ Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ Ｓ
ｅｑｕｅｎｃｅ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ）がなされ、最
も確からしいバイナリデータ系列を出力する。周知のよ
うに、前記プリコーダに対する逆特性（１＋Ｄ）は、ビ
タビ検出器内部でＮＲＺＩ（Ｎｏｎ Ｒｅｔｕｒｎ ｔｏ
Ｚｅｒｏ Ｉｎｖｅｒｔｅｄ）として出力できるので、
ポストコーダは省略できる。前記ビタビ検出されたデー
タ系列は、記録復号化部２１１により、情報系列に復元
される。
記録された磁気情報を、再生ヘッド２０６、増幅器２０
７を介してアナログ電気信号に変換し、これをＡ／Ｄ変
換器２０８で、ビット間隔毎にサンプルされたディジタ
ル信号に変換する。前記ディジタル信号は、ＰＲ等化器
２０９により、ＰＲ４，ＥＰＲ４，ＥＥＰＲ４等のパー
シャルレスポンスチャネルに等化される。前記ＰＲ等化
は、周知のトランスバーサルフィルタによって実現でき
る。ＰＲ等化回路の出力は、ＰＲチャネル特性によって
定まる信号レベルに、雑音が加算されたものとなる。こ
こで、雑音は、媒体雑音や、再生側ヘッドより混入した
雑音、Ａ／Ｄ量子化雑音であり、これらはＰＲ等化回路
２０９を通ることにより、相関のある有色雑音となる。
前記雑音の加わった等化信号は、硬判定出力型ＰＲＭＬ
検出器（ビタビ検出器）２１０により、最尤系列推定
（ＭＬＳＥ：Ｍａｘｉｍｕｍ Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ Ｓ
ｅｑｕｅｎｃｅ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ）がなされ、最
も確からしいバイナリデータ系列を出力する。周知のよ
うに、前記プリコーダに対する逆特性（１＋Ｄ）は、ビ
タビ検出器内部でＮＲＺＩ（Ｎｏｎ Ｒｅｔｕｒｎ ｔｏ
Ｚｅｒｏ Ｉｎｖｅｒｔｅｄ）として出力できるので、
ポストコーダは省略できる。前記ビタビ検出されたデー
タ系列は、記録復号化部２１１により、情報系列に復元
される。
【０００６】このように、ディジタル磁気記録再生装置
では、高レート記録符号を用いるとともに、パーシャル
レスポンスとビタビ検出とを組み合せることで、再生信
号の信号対雑音比を高め、高密度記録を実現している。
では、高レート記録符号を用いるとともに、パーシャル
レスポンスとビタビ検出とを組み合せることで、再生信
号の信号対雑音比を高め、高密度記録を実現している。
【０００７】最近では、上記従来発明に加えて、更に記
録密度を高めるための信号処理方式が種々検討されてい
る。その有力方式として、ＳＯＶＡ（Ｓｏｆｔ−Ｏｕｔ
ｐｕｔ Ｖｉｔｅｒｂｉ Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ）がある。
これは、硬判定出力型ＰＲＭＬ検出部２１０において、
最尤復号されたバイナリデータ（０，１）に加え、その
信頼度（復号結果の確からしさに関する情報）を出力
し、アナログ値としての復号結果を得る方式である。書
き込み側で予め符号化（外符号化）しておけば、読み出
し側では前記アナログ値を用いて、外符号を軟判定復号
することができる。軟判定復号は、アナログ値を信頼度
情報として利用できるため、硬判定復号に比べて誤り率
特性が向上することが知られている。
録密度を高めるための信号処理方式が種々検討されてい
る。その有力方式として、ＳＯＶＡ（Ｓｏｆｔ−Ｏｕｔ
ｐｕｔ Ｖｉｔｅｒｂｉ Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ）がある。
これは、硬判定出力型ＰＲＭＬ検出部２１０において、
最尤復号されたバイナリデータ（０，１）に加え、その
信頼度（復号結果の確からしさに関する情報）を出力
し、アナログ値としての復号結果を得る方式である。書
き込み側で予め符号化（外符号化）しておけば、読み出
し側では前記アナログ値を用いて、外符号を軟判定復号
することができる。軟判定復号は、アナログ値を信頼度
情報として利用できるため、硬判定復号に比べて誤り率
特性が向上することが知られている。
【０００８】ＳＯＶＡに関する文献は多数公開されてい
るが、実用上重要なものとして、文献［１］：ア ビタ
ビ アルゴニズム ウイズ ソフトーディシジョン アウト
プッツ アンド イツ アプリケイションズ、アイ イー
イー イー グローベコム（ＡＶｉｔｅｒｂｉ Ａｌｇｏ
ｒｉｔｈｍ ｗｉｔｈ Ｓｏｆｔ−Ｄｅｃｉｓｉｏｎ Ｏ
ｕｔｐｕｔｓ ａｎｄ ｉｔｓ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ
ｓ，ＩＥＥＥ ＧＬＯＢＥＣＯＭ）‘８９，ｐｐ．１６
８０−１６８６，１９８９、文献［２］：プロデユーシ
ング ソフトーディシジョン インフォメーション アト
ザ アウトプット オブ ア クラス ＩＶ パーシャル レ
スポンス ビタビデテクター、アイ イー イーイー アイ
シー シー（Ｐｒｏｄｕｃｉｎｇ Ｓｏｆｔ−ＤＥｃｉ
ｓｉｏｎ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ ａｔｔｈｅ Ｏｕｔ
ｐｕｔ ｏｆ ａ Ｃｌａｓｓ ＩＶ Ｐａｒｔｉａｌ Ｒｅ
ｓｐｏｎｓｅ ＶｉｔｅｒｂｉＤｅｔｅｃｔｏｒ，ＩＥ
ＥＥ ＩＣＣ）‘９１，ｐｐ．８２０−８２４，１９９
１、文献［３］：ア ロウ コンプレキシテイ ソフトー
アウトプット ビタビ デコーダー アーチテクチヤー ア
イイー イー イー アイ シー シー（Ａ Ｌｏｗ Ｃｏｍ
ｐｌｅｘｉｔｙ Ｓｏｆｔ−Ｏｕｔｐｕｔ Ｖｉｔｅｒｂ
ｉ Ｄｅｃｏｄｅｒ Ａｒｃｈｉｔｅｃｔｕｒｅ，ＩＥＥ
Ｅ ＩＣＣ）‘９３，ｐｐ．７３７−７４０，１９９３
がある。
るが、実用上重要なものとして、文献［１］：ア ビタ
ビ アルゴニズム ウイズ ソフトーディシジョン アウト
プッツ アンド イツ アプリケイションズ、アイ イー
イー イー グローベコム（ＡＶｉｔｅｒｂｉ Ａｌｇｏ
ｒｉｔｈｍ ｗｉｔｈ Ｓｏｆｔ−Ｄｅｃｉｓｉｏｎ Ｏ
ｕｔｐｕｔｓ ａｎｄ ｉｔｓ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ
ｓ，ＩＥＥＥ ＧＬＯＢＥＣＯＭ）‘８９，ｐｐ．１６
８０−１６８６，１９８９、文献［２］：プロデユーシ
ング ソフトーディシジョン インフォメーション アト
ザ アウトプット オブ ア クラス ＩＶ パーシャル レ
スポンス ビタビデテクター、アイ イー イーイー アイ
シー シー（Ｐｒｏｄｕｃｉｎｇ Ｓｏｆｔ−ＤＥｃｉ
ｓｉｏｎ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ ａｔｔｈｅ Ｏｕｔ
ｐｕｔ ｏｆ ａ Ｃｌａｓｓ ＩＶ Ｐａｒｔｉａｌ Ｒｅ
ｓｐｏｎｓｅ ＶｉｔｅｒｂｉＤｅｔｅｃｔｏｒ，ＩＥ
ＥＥ ＩＣＣ）‘９１，ｐｐ．８２０−８２４，１９９
１、文献［３］：ア ロウ コンプレキシテイ ソフトー
アウトプット ビタビ デコーダー アーチテクチヤー ア
イイー イー イー アイ シー シー（Ａ Ｌｏｗ Ｃｏｍ
ｐｌｅｘｉｔｙ Ｓｏｆｔ−Ｏｕｔｐｕｔ Ｖｉｔｅｒｂ
ｉ Ｄｅｃｏｄｅｒ Ａｒｃｈｉｔｅｃｔｕｒｅ，ＩＥＥ
Ｅ ＩＣＣ）‘９３，ｐｐ．７３７−７４０，１９９３
がある。
【０００９】文献［１］は、ビタビ復号処理の過程にお
いて、尤度を用いて最大事後確率（Ｍａｘｉｍｕｍ Ａ
ｐｒｉｏｒｉ Ｐｒｏｂａｂｉｌｉｔｙ，ＭＡＰ）を理
論的に導出する手法を述べている。ＭＡＰアルゴリズム
は、トレリス線図上で取り得る全ての系列の送信確率を
考慮した最適なｂｉｔ−ｂｙ−ｂｉｔ復号方式である
が、演算処理が極めて複雑なため、このままでは実用化
できない。そこで同文献では、これを簡単化する手法と
して、考慮すべき系列を２つ（最尤復号系列とコンカレ
ント系列）に絞り、その尤度差を用いて信頼度を近似す
る方式、すなわちＳＯＶＡを考案している。ここでコン
カレント系列とは、ＡＣＳ（Ａｄｄ，Ｃｏｍｐａｒｅ，
Ｓｅｌｅｃｔ）演算において、生き残りパスを選択する
際に棄却された方のパスをトレースバックすることで得
られる系列のことである。ＳＯＶＡの復号誤り特性はＭ
ＡＰアルゴリズムに比べて劣化するが、処理は非常に簡
単になる。
いて、尤度を用いて最大事後確率（Ｍａｘｉｍｕｍ Ａ
ｐｒｉｏｒｉ Ｐｒｏｂａｂｉｌｉｔｙ，ＭＡＰ）を理
論的に導出する手法を述べている。ＭＡＰアルゴリズム
は、トレリス線図上で取り得る全ての系列の送信確率を
考慮した最適なｂｉｔ−ｂｙ−ｂｉｔ復号方式である
が、演算処理が極めて複雑なため、このままでは実用化
できない。そこで同文献では、これを簡単化する手法と
して、考慮すべき系列を２つ（最尤復号系列とコンカレ
ント系列）に絞り、その尤度差を用いて信頼度を近似す
る方式、すなわちＳＯＶＡを考案している。ここでコン
カレント系列とは、ＡＣＳ（Ａｄｄ，Ｃｏｍｐａｒｅ，
Ｓｅｌｅｃｔ）演算において、生き残りパスを選択する
際に棄却された方のパスをトレースバックすることで得
られる系列のことである。ＳＯＶＡの復号誤り特性はＭ
ＡＰアルゴリズムに比べて劣化するが、処理は非常に簡
単になる。
【００１０】文献［２］では、文献［１］に基づき、Ｓ
ＯＶＡをＰＲ４ＭＬに適用した場合の特性改善について
検討している。ここでは推定誤り率（ｅｒｒｏｒ ｐｒ
ｏｂａｂｉｌｉｔｙ ｅｓｔｉｍａｔｅ）を逐次更新す
ることで信頼度を厳密に算出しており、実時間処理を前
提としていない。
ＯＶＡをＰＲ４ＭＬに適用した場合の特性改善について
検討している。ここでは推定誤り率（ｅｒｒｏｒ ｐｒ
ｏｂａｂｉｌｉｔｙ ｅｓｔｉｍａｔｅ）を逐次更新す
ることで信頼度を厳密に算出しており、実時間処理を前
提としていない。
【００１１】一方、文献［３］では、独自の手法でＳＯ
ＶＡを解析し、文献［１］と同じ結果を導出している。
ここでは更に、文献［１］，［２］よりも実用的な観点
から検討を進め、尤度差のみを用いて信頼度を効率的に
算出する具体的な構成を示している。
ＶＡを解析し、文献［１］と同じ結果を導出している。
ここでは更に、文献［１］，［２］よりも実用的な観点
から検討を進め、尤度差のみを用いて信頼度を効率的に
算出する具体的な構成を示している。
【００１２】図３及び図４に従来発明によるＳＯＶＡの
構成を示す。これは、前記文献［３］に記述されている
ものである。図３はＰＲ等化信号を用いて最尤復号し、
かつその信頼度を算出するための構成であり、図４は図
３における信頼度更新回路の詳細な構成である。図３に
おいて、等化信号が入力されると、加算比較選択回路３
０１でＡＣＳ演算が行われ、生き残りパスがトレースバ
ック回路１（３０２）に記憶される。トレースバック回
路１（３０２）では、Ｌビットにわたって生き残りパス
を過去に溯り、到達したパスのデータ（ここではバイポ
ーラとする）を最尤復号結果として、トレースバック回
路２（３０３）に出力する。トレースバック回路２（３
０３）は、トレースバック回路１（３０２）の最尤復号
系列から更にＬ’ビット過去のデータまで溯ると同時
に、コンカレント系列をも探索し、両系列の尤度差ＷL
（ｋ）から信頼度を算出する。ここでＷL（ｋ）は、現
時刻ｋにおけるレベルＬの尤度差と定義する。また、レ
ベルとは遅延回路及びシフトレジスタにおける、現在時
刻を０として溯った時間のビット数である。すなわち図
３において、トレースバック回路１（３０２）の遅延段
数はＬビット、トレースバック回路２（３０３）のシフ
トレジスタ長はＬ’ビットである。従ってパスメモリ長
はＬ＋Ｌ’（ビット）となる。前記尤度差は、前記等化
信号を遅延回路３０４によりＬビットだけ遅延させたも
のから両系列の尤度差を算出している。この一連の処理
は、加算選択減算回路３０５で行われる。加算選択減算
回路３０５では、前記遅延された等化信号と、前記最尤
復号系列及びコンカレント系列との信号間２乗距離をそ
れぞれの尤度として計算し、その差を出力している。前
記尤度差はシフトレジスタ３０６及び信頼度更新回路３
０７に入力され、信頼度が逐次計算される。信頼度は次
のようにして求められる。時刻ｋのレベルｊ（ｊ＝Ｌ，
…，Ｌ＋Ｌ’）において、最尤復号系列とコンカレント
系列に含まれるデータｓj（ｋ）及びｓ’j（ｋ）が等し
い場合は、１時刻前に得られた信頼度Ｗj（ｋ）を現時
刻ｋにおけるレベルｊの信頼度とする。ｓj（ｋ）と
ｓ’j（ｋ）が異なる場合は、１時刻前の信頼度Ｗ
j（ｋ）とレベルＬの値ＷL（ｋ）（シフトレジスタに入
力される尤度差）のうちの小さい方を現時刻ｋにおける
レベルｊの信頼度とする。
構成を示す。これは、前記文献［３］に記述されている
ものである。図３はＰＲ等化信号を用いて最尤復号し、
かつその信頼度を算出するための構成であり、図４は図
３における信頼度更新回路の詳細な構成である。図３に
おいて、等化信号が入力されると、加算比較選択回路３
０１でＡＣＳ演算が行われ、生き残りパスがトレースバ
ック回路１（３０２）に記憶される。トレースバック回
路１（３０２）では、Ｌビットにわたって生き残りパス
を過去に溯り、到達したパスのデータ（ここではバイポ
ーラとする）を最尤復号結果として、トレースバック回
路２（３０３）に出力する。トレースバック回路２（３
０３）は、トレースバック回路１（３０２）の最尤復号
系列から更にＬ’ビット過去のデータまで溯ると同時
に、コンカレント系列をも探索し、両系列の尤度差ＷL
（ｋ）から信頼度を算出する。ここでＷL（ｋ）は、現
時刻ｋにおけるレベルＬの尤度差と定義する。また、レ
ベルとは遅延回路及びシフトレジスタにおける、現在時
刻を０として溯った時間のビット数である。すなわち図
３において、トレースバック回路１（３０２）の遅延段
数はＬビット、トレースバック回路２（３０３）のシフ
トレジスタ長はＬ’ビットである。従ってパスメモリ長
はＬ＋Ｌ’（ビット）となる。前記尤度差は、前記等化
信号を遅延回路３０４によりＬビットだけ遅延させたも
のから両系列の尤度差を算出している。この一連の処理
は、加算選択減算回路３０５で行われる。加算選択減算
回路３０５では、前記遅延された等化信号と、前記最尤
復号系列及びコンカレント系列との信号間２乗距離をそ
れぞれの尤度として計算し、その差を出力している。前
記尤度差はシフトレジスタ３０６及び信頼度更新回路３
０７に入力され、信頼度が逐次計算される。信頼度は次
のようにして求められる。時刻ｋのレベルｊ（ｊ＝Ｌ，
…，Ｌ＋Ｌ’）において、最尤復号系列とコンカレント
系列に含まれるデータｓj（ｋ）及びｓ’j（ｋ）が等し
い場合は、１時刻前に得られた信頼度Ｗj（ｋ）を現時
刻ｋにおけるレベルｊの信頼度とする。ｓj（ｋ）と
ｓ’j（ｋ）が異なる場合は、１時刻前の信頼度Ｗ
j（ｋ）とレベルＬの値ＷL（ｋ）（シフトレジスタに入
力される尤度差）のうちの小さい方を現時刻ｋにおける
レベルｊの信頼度とする。
【００１３】図４は上記アルゴリズムを実現する回路構
成を、シフトレジスタ１段分について示したものであ
る。図において、レベルｊ及びｊ＋１における信頼度
は、それぞれＲＥＧ（ｊ）（４０１），ＲＥＧ（ｊ＋
１）（４０２）に記憶されている。ＥＯＲ回路４０３で
はｓj（ｋ）とｓ’j（ｋ）との排他的論理和が取られ、
その結果が０の場合はＷj（ｋ）をマルチプレクサ４０
４よりＲＥＧ（ｊ＋１）に出力し、１の場合はＷ
j（ｋ）とＷL（ｋ）を比較回路４０５で比較し、小さい
方をマルチプレクサよりＲＥＧ（ｊ＋１）（４０２）に
出力する。この処理をシフトレジスタ３０６の全段数−
１についてパラレルに行うことで、シフトレジスタ３０
６出力より信頼度ＷL+L'（ｋ）を得ることができる（図
３参照）。前記信頼度と、トレースバック回路２（３０
３）より得られた復号出力（＋１，−１）との積を乗算
器３０８により求めることで、軟判定出力を得る。信頼
度は一般に、０から１の範囲で正規化されるため、軟判
定出力は信頼度が高いほど１または−１に近く、信頼度
が低いほど０に近い値を取る。
成を、シフトレジスタ１段分について示したものであ
る。図において、レベルｊ及びｊ＋１における信頼度
は、それぞれＲＥＧ（ｊ）（４０１），ＲＥＧ（ｊ＋
１）（４０２）に記憶されている。ＥＯＲ回路４０３で
はｓj（ｋ）とｓ’j（ｋ）との排他的論理和が取られ、
その結果が０の場合はＷj（ｋ）をマルチプレクサ４０
４よりＲＥＧ（ｊ＋１）に出力し、１の場合はＷ
j（ｋ）とＷL（ｋ）を比較回路４０５で比較し、小さい
方をマルチプレクサよりＲＥＧ（ｊ＋１）（４０２）に
出力する。この処理をシフトレジスタ３０６の全段数−
１についてパラレルに行うことで、シフトレジスタ３０
６出力より信頼度ＷL+L'（ｋ）を得ることができる（図
３参照）。前記信頼度と、トレースバック回路２（３０
３）より得られた復号出力（＋１，−１）との積を乗算
器３０８により求めることで、軟判定出力を得る。信頼
度は一般に、０から１の範囲で正規化されるため、軟判
定出力は信頼度が高いほど１または−１に近く、信頼度
が低いほど０に近い値を取る。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】上記従来発明に基づく
ＳＯＶＡを磁気記録再生装置に適用する場合、次の問題
が生じる。すなわち従来発明では、 （１）コンカレントパスを求めるためにトレースバック
処理が必要となり、実時間処理が困難である。
ＳＯＶＡを磁気記録再生装置に適用する場合、次の問題
が生じる。すなわち従来発明では、 （１）コンカレントパスを求めるためにトレースバック
処理が必要となり、実時間処理が困難である。
【００１５】（２）信頼度更新回路に（シフトレジスタ
長−１）段分の比較回路が必要であり、回路規模が大き
い。
長−１）段分の比較回路が必要であり、回路規模が大き
い。
【００１６】特に上記（１）は、従来発明による信頼度
計算のための処理時間がＬ’Ｔ（秒、Ｔはビット間隔）
と、シフトレジスタ３０６の段数分かかるという問題が
ある（詳細後述）。
計算のための処理時間がＬ’Ｔ（秒、Ｔはビット間隔）
と、シフトレジスタ３０６の段数分かかるという問題が
ある（詳細後述）。
【００１７】本発明の目的は、上記問題点に鑑み、より
簡易な構成で実時間処理が可能な高密度ディジタル磁気
記録再生装置を提供することにある。
簡易な構成で実時間処理が可能な高密度ディジタル磁気
記録再生装置を提供することにある。
【００１８】
【課題を解決するための手段】本発明の課題を解決する
ため、軟判定出力型ＰＲＭＬ検出器において、最尤復号
系列と同時に２番目に確からしい系列（２ｎｄ系列）を
求め、両系列に対する尤度の差を求め、これを更新する
手段を設ける。
ため、軟判定出力型ＰＲＭＬ検出器において、最尤復号
系列と同時に２番目に確からしい系列（２ｎｄ系列）を
求め、両系列に対する尤度の差を求め、これを更新する
手段を設ける。
【００１９】また、信頼度更新回路において、シフトレ
ジスタ長にわたり前記最尤復号系列及び２ｎｄ系列の排
他的論理和を取り、これを順次シフトレジスタに記憶
し、その結果から両系列の復号データが等しい場合は
１．０、異なる場合は前記尤度差の累積値を信号間最小
２乗距離で正規化したものを信頼度とする手段を設け
る。
ジスタ長にわたり前記最尤復号系列及び２ｎｄ系列の排
他的論理和を取り、これを順次シフトレジスタに記憶
し、その結果から両系列の復号データが等しい場合は
１．０、異なる場合は前記尤度差の累積値を信号間最小
２乗距離で正規化したものを信頼度とする手段を設け
る。
【００２０】あるいは、上記信頼度更新回路において、
シフトレジスタを用いずに、上記最尤復号系列と２ｎｄ
系列の排他的論理和を取り、その結果から両系列の復号
データが等しい場合は１．０、異なる場合は中間値０．
５を信頼度とする手段を設ける。
シフトレジスタを用いずに、上記最尤復号系列と２ｎｄ
系列の排他的論理和を取り、その結果から両系列の復号
データが等しい場合は１．０、異なる場合は中間値０．
５を信頼度とする手段を設ける。
【００２１】
【発明の実施の形態】以下、本発明を用いたディジタル
磁気記録再生装置の実施例につき、図面を用いて説明す
る。
磁気記録再生装置の実施例につき、図面を用いて説明す
る。
【００２２】図１は本発明を用いたディジタル磁気記録
再生装置のシステム構成である。図において、記録側で
は、ディジタルデータとしての０，１情報系列は、記録
符号化部１０１により、Ｒ＝１６／１７等の高レート符
号に変換される。記録符号は周知のように、０の連続数
を有限に抑えることで、再生部のタイミング抽出や利得
制御（図１では省略）の性能低下を防ぐことを目的とし
ている。記録符号化された系列は次に、外符号化部１０
２で誤り訂正符号化がなされる。誤り訂正符号は、たた
み込み符号やハミング符号など任意の符号で実現でき
る。前記外符号化された系列は、インタリーブ回路１０
３により、インタリーブ処理がなされる。これは、深さ
Ｎ（ビット）、縦Ｎ（ビット）の２面バッファメモリで
構成され、深さ方向に書き込まれたデータを縦方向に読
み出すことで実現される。インタリーブ処理を行う目的
は、読み出し側でデインタリーブ処理（インタリーブ処
理の逆変換）を行うことで信号系列をランダマイズし、
雑音の有色性に起因する相関を減らすことで等価的に雑
音を白色化し、外復号の性能を最適化するためである。
前記インタリーブされた符号系列は、プリコーダ１０４
により、１／（１＋Ｄ）等を伝達関数とする符号に変換
される。ここで、Ｄは遅延演算子であり、遅延時間はビ
ット間隔に等しい。プリコードされた系列は、増幅器１
０５、記録ヘッド１０６を介し、磁気記録媒体１０７に
磁気情報として記録される。
再生装置のシステム構成である。図において、記録側で
は、ディジタルデータとしての０，１情報系列は、記録
符号化部１０１により、Ｒ＝１６／１７等の高レート符
号に変換される。記録符号は周知のように、０の連続数
を有限に抑えることで、再生部のタイミング抽出や利得
制御（図１では省略）の性能低下を防ぐことを目的とし
ている。記録符号化された系列は次に、外符号化部１０
２で誤り訂正符号化がなされる。誤り訂正符号は、たた
み込み符号やハミング符号など任意の符号で実現でき
る。前記外符号化された系列は、インタリーブ回路１０
３により、インタリーブ処理がなされる。これは、深さ
Ｎ（ビット）、縦Ｎ（ビット）の２面バッファメモリで
構成され、深さ方向に書き込まれたデータを縦方向に読
み出すことで実現される。インタリーブ処理を行う目的
は、読み出し側でデインタリーブ処理（インタリーブ処
理の逆変換）を行うことで信号系列をランダマイズし、
雑音の有色性に起因する相関を減らすことで等価的に雑
音を白色化し、外復号の性能を最適化するためである。
前記インタリーブされた符号系列は、プリコーダ１０４
により、１／（１＋Ｄ）等を伝達関数とする符号に変換
される。ここで、Ｄは遅延演算子であり、遅延時間はビ
ット間隔に等しい。プリコードされた系列は、増幅器１
０５、記録ヘッド１０６を介し、磁気記録媒体１０７に
磁気情報として記録される。
【００２３】一方、再生側では、磁気記録媒体１０７に
記録された磁気情報を、再生ヘッド１０８、増幅器１０
９を介してアナログ電気信号に変換し、これをＡ／Ｄ変
換器１１０で、ビット間隔毎にサンプルされたディジタ
ル信号に変換する。前記ディジタル信号は、ＰＲ等化器
１１１により、ＰＲ４，ＥＰＲ４，ＥＥＰＲ４等のパー
シャルレスポンスチャネルに等化される。前記ＰＲ等化
は、周知のトランスバーサルフィルタによって実現でき
る。ＰＲ等化器１１１の出力は、ＰＲチャネル特性によ
って定まる信号レベルに、雑音が加算されたものとな
る。ここで、雑音は、媒体雑音や、再生側ヘッドより混
入した雑音、Ａ／Ｄ量子化雑音であり、これらはＰＲ等
化器１１１を通ることにより、相関のある有色雑音とな
る。前記雑音の加わった等化信号は、軟判定出力型ＰＲ
ＭＬ検出器１１２により、最尤系列推定（ＭＬＳＥ：Ｍ
ａｘｉｍｕｍ Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ Ｓｅｑｕｅｎｃｅ
Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ）がなされ、最も確からしいデ
ータ系列の復号結果が信頼度を含んだアナログ値（−
１．０−〜１．０）として出力される（本発明による軟
判定出力型ＰＲＭＬ検出器の詳細な構成については後で
述べる）。
記録された磁気情報を、再生ヘッド１０８、増幅器１０
９を介してアナログ電気信号に変換し、これをＡ／Ｄ変
換器１１０で、ビット間隔毎にサンプルされたディジタ
ル信号に変換する。前記ディジタル信号は、ＰＲ等化器
１１１により、ＰＲ４，ＥＰＲ４，ＥＥＰＲ４等のパー
シャルレスポンスチャネルに等化される。前記ＰＲ等化
は、周知のトランスバーサルフィルタによって実現でき
る。ＰＲ等化器１１１の出力は、ＰＲチャネル特性によ
って定まる信号レベルに、雑音が加算されたものとな
る。ここで、雑音は、媒体雑音や、再生側ヘッドより混
入した雑音、Ａ／Ｄ量子化雑音であり、これらはＰＲ等
化器１１１を通ることにより、相関のある有色雑音とな
る。前記雑音の加わった等化信号は、軟判定出力型ＰＲ
ＭＬ検出器１１２により、最尤系列推定（ＭＬＳＥ：Ｍ
ａｘｉｍｕｍ Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ Ｓｅｑｕｅｎｃｅ
Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ）がなされ、最も確からしいデ
ータ系列の復号結果が信頼度を含んだアナログ値（−
１．０−〜１．０）として出力される（本発明による軟
判定出力型ＰＲＭＬ検出器の詳細な構成については後で
述べる）。
【００２４】前記軟判定検出された復号系列は、デイン
タリーブ回路１１３によりデインタリーブ処理がなされ
る。デインタリーブ回路１１３はインタリーブ処理の逆
変換回路であり、深さＮ（ビット）、縦Ｎ（ビット）の
２面バッファメモリで構成され、深さ方向に書き込まれ
たデータを縦方向に読み出すことで実現される。デイン
タリーブされた軟判定信号系列は外復号器１１４により
誤り訂正復号される。ここでは、前記軟判定信号を用い
て軟判定復号を行う。外符号がブロック符号の場合、軟
判定復号としては一般に、ＧＭＤ（Ｇｅｎｅｒａｌｉｚ
ｅｄ Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｄｉｓｔａｎｃｅ）復号法やＣｈ
ａｓｅ復号法がよく知られている。外符号がたたみ込み
符号の場合は、軟判定ビタビ復号を行える。前記により
軟判定復号された結果はバイナリデータ系列として出力
され、記録復号器１１５によりもとの情報系列を復元す
る。
タリーブ回路１１３によりデインタリーブ処理がなされ
る。デインタリーブ回路１１３はインタリーブ処理の逆
変換回路であり、深さＮ（ビット）、縦Ｎ（ビット）の
２面バッファメモリで構成され、深さ方向に書き込まれ
たデータを縦方向に読み出すことで実現される。デイン
タリーブされた軟判定信号系列は外復号器１１４により
誤り訂正復号される。ここでは、前記軟判定信号を用い
て軟判定復号を行う。外符号がブロック符号の場合、軟
判定復号としては一般に、ＧＭＤ（Ｇｅｎｅｒａｌｉｚ
ｅｄ Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｄｉｓｔａｎｃｅ）復号法やＣｈ
ａｓｅ復号法がよく知られている。外符号がたたみ込み
符号の場合は、軟判定ビタビ復号を行える。前記により
軟判定復号された結果はバイナリデータ系列として出力
され、記録復号器１１５によりもとの情報系列を復元す
る。
【００２５】図５に本発明の第１実施例による軟判定出
力型ＰＲＭＬ検出器１１２の詳細な構成を示す。ＰＲ等
化器１１１より出力された等化信号は、ＬＶＡ−ＰＲＭ
Ｌ検出器５０１及び遅延回路５０２に入力される。ここ
でＬＶＡ−ＰＲＭＬ検出器５０１は、リストビタビアル
ゴリズム（Ｌｉｓｔ Ｖｉｔｅｒｂｉ Ａｌｇｏｒｉｔｈ
ｍ）を用いたビタビ検出器であり、最尤復号系列に加え
て複数個の候補系列を、尤度の高い順にパラレルに出力
する。リストビタビアルゴリズムの詳細は文献［４］：
リスト ビタビ デコーディング アルゴリズムズ ウイズ
アプリケーションズ、アイ イー イー イー トラン
ス、オン コミュニケーションズ（Ｌｉｓｔ Ｖｉｔｅｒ
ｂｉ Ｄｅｃｏｄｉｎｇ Ａｌｇｏｒｉｔｈｍｓ ｗｉｔ
ｈ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．
ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ）４２巻，Ｎｏ．
２／３／４，ｐｐ．３１３−３２３，１９９４に記載さ
れており、磁気記録に適用可能である。ここでは最尤復
号系列（ｂｅｓｔ系列）ｄ１k-δとその次に確からしい
系列（２ｎｄ系列）ｄ２k-δの２つを同時に出力するＬ
ＶＡ−ＰＲＭＬ検出器を用いる。ｋは現時刻、δはＬＶ
Ａ−ＰＲＭＬ検出器内パスメモリ長である。
力型ＰＲＭＬ検出器１１２の詳細な構成を示す。ＰＲ等
化器１１１より出力された等化信号は、ＬＶＡ−ＰＲＭ
Ｌ検出器５０１及び遅延回路５０２に入力される。ここ
でＬＶＡ−ＰＲＭＬ検出器５０１は、リストビタビアル
ゴリズム（Ｌｉｓｔ Ｖｉｔｅｒｂｉ Ａｌｇｏｒｉｔｈ
ｍ）を用いたビタビ検出器であり、最尤復号系列に加え
て複数個の候補系列を、尤度の高い順にパラレルに出力
する。リストビタビアルゴリズムの詳細は文献［４］：
リスト ビタビ デコーディング アルゴリズムズ ウイズ
アプリケーションズ、アイ イー イー イー トラン
ス、オン コミュニケーションズ（Ｌｉｓｔ Ｖｉｔｅｒ
ｂｉ Ｄｅｃｏｄｉｎｇ Ａｌｇｏｒｉｔｈｍｓ ｗｉｔ
ｈ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．
ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ）４２巻，Ｎｏ．
２／３／４，ｐｐ．３１３−３２３，１９９４に記載さ
れており、磁気記録に適用可能である。ここでは最尤復
号系列（ｂｅｓｔ系列）ｄ１k-δとその次に確からしい
系列（２ｎｄ系列）ｄ２k-δの２つを同時に出力するＬ
ＶＡ−ＰＲＭＬ検出器を用いる。ｋは現時刻、δはＬＶ
Ａ−ＰＲＭＬ検出器内パスメモリ長である。
【００２６】２ｎｄ系列と、従来発明で用いられている
コンカレント系列とは本質的に異なるものである。２ｎ
ｄ系列は、ある一定の区間（パスメモリ）内において、
最尤系列に最も近い系列である。これに対してコンカレ
ント系列は、ＡＣＳ演算において生き残りパスを選択す
る際に、棄却された方のパスをトレースバックすること
で得られる系列である。従って、必ずしも最尤系列に最
も近い系列ではない。本発明では、２ｎｄ系列を用いる
ことで最も尤度的に疑わしい復号データ箇所を正確に特
定し、その箇所でのｂｅｓｔ系列との尤度差を求めるこ
とで直ちに信頼度を得ることができる。
コンカレント系列とは本質的に異なるものである。２ｎ
ｄ系列は、ある一定の区間（パスメモリ）内において、
最尤系列に最も近い系列である。これに対してコンカレ
ント系列は、ＡＣＳ演算において生き残りパスを選択す
る際に、棄却された方のパスをトレースバックすること
で得られる系列である。従って、必ずしも最尤系列に最
も近い系列ではない。本発明では、２ｎｄ系列を用いる
ことで最も尤度的に疑わしい復号データ箇所を正確に特
定し、その箇所でのｂｅｓｔ系列との尤度差を求めるこ
とで直ちに信頼度を得ることができる。
【００２７】前記ｂｅｓｔ系列及び２ｎｄ系列は、信頼
度計算回路５０２に入力される。信頼度計算回路５０２
は、状態遷移履歴生成回路５０３、ＰＲチャネル信号生
成回路５０４、尤度差計算回路５０５、信頼度更新回路
５０６、及び遅延回路５０７で構成される。状態遷移履
歴生成回路５０３は、ｂｅｓｔ系列及び２ｎｄ系列の各
々に対し、１時刻分の状態遷移履歴ｑ１k-δ，ｑ１
k-δ-1及びｑ２k-δ，ｑ２k-δ-1を求める。状態遷移履
歴生々回路は、例えば図６に示す簡単な回路構成で容易
に実現できる。図６はチャネル状態数が１６の場合の構
成例であり、５つの遅延素子６０１〜６０５で構成され
る。遅延素子６０１〜６０４までが状態ｑ１k-δ及びｑ
２k-δ、遅延素子６０２〜６０５までが状態ｑ１k-δ-1
及びｑ２k-δ-1を示す。
度計算回路５０２に入力される。信頼度計算回路５０２
は、状態遷移履歴生成回路５０３、ＰＲチャネル信号生
成回路５０４、尤度差計算回路５０５、信頼度更新回路
５０６、及び遅延回路５０７で構成される。状態遷移履
歴生成回路５０３は、ｂｅｓｔ系列及び２ｎｄ系列の各
々に対し、１時刻分の状態遷移履歴ｑ１k-δ，ｑ１
k-δ-1及びｑ２k-δ，ｑ２k-δ-1を求める。状態遷移履
歴生々回路は、例えば図６に示す簡単な回路構成で容易
に実現できる。図６はチャネル状態数が１６の場合の構
成例であり、５つの遅延素子６０１〜６０５で構成され
る。遅延素子６０１〜６０４までが状態ｑ１k-δ及びｑ
２k-δ、遅延素子６０２〜６０５までが状態ｑ１k-δ-1
及びｑ２k-δ-1を示す。
【００２８】一方、ＰＲチャネル信号生成回路５０４
は、ｂｅｓｔ系列及び２ｎｄ系列を用いて、理想ＰＲ等
化信号ｙ１k-δ，ｙ２k-δを推定するものである。ＰＲ
チャネルの伝達特性がわかっているので、例えば図７に
示す簡単な回路構成で理想信号を容易に計算できる。図
７は１６状態の場合の構成例であり、Ｃ０〜Ｃ４はチャ
ネル伝達関数により定まる係数である。例えばＥＥＰＲ
４チャネルの場合、Ｃ０＝１，Ｃ１＝２，Ｃ２＝０，Ｃ
３＝−２，Ｃ４＝−１である。各遅延素子７０１〜７０
４に記憶された復号データは、乗算器７０５〜７０９及
び乗算器７１０〜７１４、総和演算回路７１５及び７１
６により、前記係数Ｃ０〜Ｃ４とたたみ込み演算され、
各々ｂｅｓｔ，２ｎｄ系列に対する理想信号ｙ１k-δ，
ｙ２k-δを得る。
は、ｂｅｓｔ系列及び２ｎｄ系列を用いて、理想ＰＲ等
化信号ｙ１k-δ，ｙ２k-δを推定するものである。ＰＲ
チャネルの伝達特性がわかっているので、例えば図７に
示す簡単な回路構成で理想信号を容易に計算できる。図
７は１６状態の場合の構成例であり、Ｃ０〜Ｃ４はチャ
ネル伝達関数により定まる係数である。例えばＥＥＰＲ
４チャネルの場合、Ｃ０＝１，Ｃ１＝２，Ｃ２＝０，Ｃ
３＝−２，Ｃ４＝−１である。各遅延素子７０１〜７０
４に記憶された復号データは、乗算器７０５〜７０９及
び乗算器７１０〜７１４、総和演算回路７１５及び７１
６により、前記係数Ｃ０〜Ｃ４とたたみ込み演算され、
各々ｂｅｓｔ，２ｎｄ系列に対する理想信号ｙ１k-δ，
ｙ２k-δを得る。
【００２９】尤度差計算回路５０５は、前記により得ら
れた状態遷移履歴ｑ１k-δ，ｑ１k-δ-1及びｑ２k-δ，
ｑ２k-δ-1、ＰＲチャネル信号生成回路５０４により得
られた理想等化信号ｙ１k-δ，ｙ２k-δ、そして遅延回
路５０２によりパスメモリ長δビットだけ遅延された生
の等化信号ｒk-δを入力し、ｂｅｓｔ，２ｎｄ系列間の
尤度差を算出する。図８にその概念と回路構成を示す。
図中概念図において、ｂｅｓｔ系列と２ｎｄ系列の状態
遷移が時刻１において分岐し、時刻４で再びマージして
いるものとする。この時、尤度差が生じるのは異なる状
態に遷移している区間（時刻１から４）である。この区
間では、状態遷移履歴ｑ１k-δ，ｑ１k-δ-1及びｑ２
k-δ，ｑ２k-δ-1において、少なくともいずれか一方の
時刻の状態が異なっている。よって、前記区間について
のみ尤度差を計算し、その累積値｜ΔＭｉ｜（ｉ＝０，
１，…）をとれば、状態がマージした時点での値が信頼
度となる。一方、ｂｅｓｔ，２ｎｄ系列とも同一の状態
遷移をたどる場合は、ともに等しい等化信号を出力し、
尤度差はなくなるため、累積値｜ΔＭｉ｜＝０とする。
換言すれば、状態遷移履歴がｂｅｓｔ，２ｎｄ系列で等
しい場合は尤度差を計算する必要がない。図８の回路は
上記概念に基づく構成となっている。
れた状態遷移履歴ｑ１k-δ，ｑ１k-δ-1及びｑ２k-δ，
ｑ２k-δ-1、ＰＲチャネル信号生成回路５０４により得
られた理想等化信号ｙ１k-δ，ｙ２k-δ、そして遅延回
路５０２によりパスメモリ長δビットだけ遅延された生
の等化信号ｒk-δを入力し、ｂｅｓｔ，２ｎｄ系列間の
尤度差を算出する。図８にその概念と回路構成を示す。
図中概念図において、ｂｅｓｔ系列と２ｎｄ系列の状態
遷移が時刻１において分岐し、時刻４で再びマージして
いるものとする。この時、尤度差が生じるのは異なる状
態に遷移している区間（時刻１から４）である。この区
間では、状態遷移履歴ｑ１k-δ，ｑ１k-δ-1及びｑ２
k-δ，ｑ２k-δ-1において、少なくともいずれか一方の
時刻の状態が異なっている。よって、前記区間について
のみ尤度差を計算し、その累積値｜ΔＭｉ｜（ｉ＝０，
１，…）をとれば、状態がマージした時点での値が信頼
度となる。一方、ｂｅｓｔ，２ｎｄ系列とも同一の状態
遷移をたどる場合は、ともに等しい等化信号を出力し、
尤度差はなくなるため、累積値｜ΔＭｉ｜＝０とする。
換言すれば、状態遷移履歴がｂｅｓｔ，２ｎｄ系列で等
しい場合は尤度差を計算する必要がない。図８の回路は
上記概念に基づく構成となっている。
【００３０】すなわち、比較回路８０１及び８０２によ
り状態遷移履歴ｑ１k-δとｑ２k-δ，及びｑ１k-δ-1と
ｑ２k-δ-1を比べ、ともに等しい場合はリセット信号Ｒ
０を有効（１）にして遅絶対値出力及び遅延素子の記憶
内容を０にする。この時、比較回路８０１，８０２の出
力はともに１であり、ＡＮＤ回路８０３の出力も１とな
る。いずれか一方の状態遷移履歴が異なる場合は、異な
る方の比較回路８０１または８０２の出力が０となり、
ＡＮＤ回路８０３の出力も０になる。この時、リセット
信号Ｒ０は無効（０）となり、尤度差の累積演算が実行
される。図８において尤度差の累積演算は、等化信号ｒ
k-δ、ｂｅｓｔ，２ｎｄ系列理想等化信号ｙ１k-δ-1，
ｙ２k-δ-1を用いて算出される。加算器８０４，８０５
によってｙ１k-δ−ｒk-δ，ｙ２k-δ−ｒk-δがそれぞ
れ計算され、乗算器８０６，８０７により各々の加算結
果の２乗が求められる。２乗された結果は更に、加算器
８０８によって差分が計算され、尤度差が得られる。前
記尤度差は加算器８０９により、遅延素子８１０に貯え
られていた１時刻前の値と加算され、絶対値回路８１１
を通った後、｜ΔＭk-δ｜として信頼度更新回路５０６
に出力される。遅延素子８１０及び絶対値回路８１１
は、前記リセット信号Ｒ０により制御され、Ｒ０＝１の
時、これらの値は０にリセットされる。前記尤度差累積
値｜ΔＭk-δ｜は、前記復号データｄ１k-δ，ｄ２k-δ
とともに信頼度更新回路５０６に入力され、信頼度Ｌ
k-δ-λが出力される。ここで、λは信頼度更新回路内
シフトレジスタ長である。
り状態遷移履歴ｑ１k-δとｑ２k-δ，及びｑ１k-δ-1と
ｑ２k-δ-1を比べ、ともに等しい場合はリセット信号Ｒ
０を有効（１）にして遅絶対値出力及び遅延素子の記憶
内容を０にする。この時、比較回路８０１，８０２の出
力はともに１であり、ＡＮＤ回路８０３の出力も１とな
る。いずれか一方の状態遷移履歴が異なる場合は、異な
る方の比較回路８０１または８０２の出力が０となり、
ＡＮＤ回路８０３の出力も０になる。この時、リセット
信号Ｒ０は無効（０）となり、尤度差の累積演算が実行
される。図８において尤度差の累積演算は、等化信号ｒ
k-δ、ｂｅｓｔ，２ｎｄ系列理想等化信号ｙ１k-δ-1，
ｙ２k-δ-1を用いて算出される。加算器８０４，８０５
によってｙ１k-δ−ｒk-δ，ｙ２k-δ−ｒk-δがそれぞ
れ計算され、乗算器８０６，８０７により各々の加算結
果の２乗が求められる。２乗された結果は更に、加算器
８０８によって差分が計算され、尤度差が得られる。前
記尤度差は加算器８０９により、遅延素子８１０に貯え
られていた１時刻前の値と加算され、絶対値回路８１１
を通った後、｜ΔＭk-δ｜として信頼度更新回路５０６
に出力される。遅延素子８１０及び絶対値回路８１１
は、前記リセット信号Ｒ０により制御され、Ｒ０＝１の
時、これらの値は０にリセットされる。前記尤度差累積
値｜ΔＭk-δ｜は、前記復号データｄ１k-δ，ｄ２k-δ
とともに信頼度更新回路５０６に入力され、信頼度Ｌ
k-δ-λが出力される。ここで、λは信頼度更新回路内
シフトレジスタ長である。
【００３１】図９に信頼度更新回路５０６の構成を示
す。図において、復号データｄ１k-δ，ｄ２k-δの排他
的論理和がＥＯＲ回路９０１で演算され、ｂｅｓｔ系列
と２ｎｄ系列の復号データの比較がなされる。ＥＯＲ回
路９０１の出力ｅi（ｉ＝０，１，…，λ−１）は、ｄ
１k-δ＝ｄ２k-δの時０、ｄ１k-δ≠ｄ２k-δの時１で
ある。前記出力ｅiはシフトレジスタ９０２に入力され
る。ここではシフトレジスタ長λ＝８（ビット）の例を
示してある。信頼度更新部９０３では、前記ｅi及び尤
度差累積値｜ΔＭk-δ｜を用いて信頼度を更新する。信
頼度Ｌiはレベル毎に同図に示す表に従って更新され、
その結果がシフトレジスタ９０４に記憶される。すなわ
ち、信頼度更新部への入力値｜ΔＭk-δ｜＝０．０の
時、ｅi＝０ならばＬi＝１．０、ｅi＝１ならばＬi＝
０．０とする。｜ΔＭk-δ｜≠０．０の時、ｅi＝０な
らばＬi＝１．０、ｅi＝１ならばＬi＝｜ΔＭk-δ｜／
ＭＳＥＤ（信号間最小２乗距離で正規化）とする。ｅi
＝０の場合は、状態遷移がｂｅｓｔ，２ｎｄ系列間で一
致する場合もしない場合も信頼度を１．０に固定すると
いうことである。これは、ｂｅｓｔ系列が２ｎｄ系列に
誤っても、復号データは実質的に誤らないためである。
ｅi＝１の場合は、｜ΔＭk-δ｜≠０．０の時にこの値
自身を信頼度とする。これは、ｅiがシフトされる毎に
累積尤度差が更新され、最終的に状態遷移履歴の異なる
区間（図８参照）のみに対する復号データの信頼度とな
るためである。従って、シフトレジスタ出力Ｌk-δ-λ
は、ｅ0が１の時の最終的な信頼度となる。
す。図において、復号データｄ１k-δ，ｄ２k-δの排他
的論理和がＥＯＲ回路９０１で演算され、ｂｅｓｔ系列
と２ｎｄ系列の復号データの比較がなされる。ＥＯＲ回
路９０１の出力ｅi（ｉ＝０，１，…，λ−１）は、ｄ
１k-δ＝ｄ２k-δの時０、ｄ１k-δ≠ｄ２k-δの時１で
ある。前記出力ｅiはシフトレジスタ９０２に入力され
る。ここではシフトレジスタ長λ＝８（ビット）の例を
示してある。信頼度更新部９０３では、前記ｅi及び尤
度差累積値｜ΔＭk-δ｜を用いて信頼度を更新する。信
頼度Ｌiはレベル毎に同図に示す表に従って更新され、
その結果がシフトレジスタ９０４に記憶される。すなわ
ち、信頼度更新部への入力値｜ΔＭk-δ｜＝０．０の
時、ｅi＝０ならばＬi＝１．０、ｅi＝１ならばＬi＝
０．０とする。｜ΔＭk-δ｜≠０．０の時、ｅi＝０な
らばＬi＝１．０、ｅi＝１ならばＬi＝｜ΔＭk-δ｜／
ＭＳＥＤ（信号間最小２乗距離で正規化）とする。ｅi
＝０の場合は、状態遷移がｂｅｓｔ，２ｎｄ系列間で一
致する場合もしない場合も信頼度を１．０に固定すると
いうことである。これは、ｂｅｓｔ系列が２ｎｄ系列に
誤っても、復号データは実質的に誤らないためである。
ｅi＝１の場合は、｜ΔＭk-δ｜≠０．０の時にこの値
自身を信頼度とする。これは、ｅiがシフトされる毎に
累積尤度差が更新され、最終的に状態遷移履歴の異なる
区間（図８参照）のみに対する復号データの信頼度とな
るためである。従って、シフトレジスタ出力Ｌk-δ-λ
は、ｅ0が１の時の最終的な信頼度となる。
【００３２】一方、｜ΔＭk-δ｜＝０．０の時はｂｅｓ
ｔ，２ｎｄ系列間の尤度が偶発的に一致した場合であ
り、信頼度は最も低い。よってこの場合はＬi＝０．０
とする。ただしこれは一時的なものであり、次時点での
累積尤度差に逐次更新されることは前に述べた通りであ
る。
ｔ，２ｎｄ系列間の尤度が偶発的に一致した場合であ
り、信頼度は最も低い。よってこの場合はＬi＝０．０
とする。ただしこれは一時的なものであり、次時点での
累積尤度差に逐次更新されることは前に述べた通りであ
る。
【００３３】上記処理によって得られた信頼度Ｌ
k-δ-λはシフトレジスタ９０４より出力される。前記
信頼度Ｌk-δ-λは、図５遅延回路５０７によりλビッ
トだけ遅延された前記復号データｄ１k-δ-λと乗算器
５０８により乗算され、信頼度を含んだアナログ復号値
ｚk-δ-λとなる。アナログ復号値ｚk-δ-λは図１にお
けるデインタリーブ回路１１３に出力される。
k-δ-λはシフトレジスタ９０４より出力される。前記
信頼度Ｌk-δ-λは、図５遅延回路５０７によりλビッ
トだけ遅延された前記復号データｄ１k-δ-λと乗算器
５０８により乗算され、信頼度を含んだアナログ復号値
ｚk-δ-λとなる。アナログ復号値ｚk-δ-λは図１にお
けるデインタリーブ回路１１３に出力される。
【００３４】このように、本実施例では信頼度更新回路
において従来のようにビット毎の比較回路が不要であ
り、復号データをシフトする毎に、新たに入力される累
積尤度差または１．０に置換するだけでよい。これは、
本発明では軟判定出力型ＰＲＭＬ検出器１１２において
ＬＶＡ−ＰＲＭＬ検出器５０１によりｂｅｓｔ，２ｎｄ
系列を同時に出力しており、これらデータ系列の相違
（状態遷移履歴の相違区間）が直ちに判明するためであ
る。信頼度が低いのは前記相違区間のみであり、これ以
外はｂｅｓｔ，２ｎｄ系列とも一致しているために復号
データの信頼性は十分高い。よって本発明では、上記相
違区間以外の全ての信頼度を１．０に固定することがで
きる。これに対して従来発明では、ＬＶＡ検出を行って
いないために２ｎｄ系列を直ちに得ることができず、コ
ンカレント系列に対する尤度差を求め、逐次比較するこ
とで等価的に２ｎｄ系列に対する尤度差を探索してい
る。従ってコンカレント系列を得るためのトレースバッ
ク処理やシフトレジスタ長分の比較回路４０５が必要に
なり、処理遅延や回路規模が増大する。本発明では、ト
レースバック処理及び比較回路が不要である。
において従来のようにビット毎の比較回路が不要であ
り、復号データをシフトする毎に、新たに入力される累
積尤度差または１．０に置換するだけでよい。これは、
本発明では軟判定出力型ＰＲＭＬ検出器１１２において
ＬＶＡ−ＰＲＭＬ検出器５０１によりｂｅｓｔ，２ｎｄ
系列を同時に出力しており、これらデータ系列の相違
（状態遷移履歴の相違区間）が直ちに判明するためであ
る。信頼度が低いのは前記相違区間のみであり、これ以
外はｂｅｓｔ，２ｎｄ系列とも一致しているために復号
データの信頼性は十分高い。よって本発明では、上記相
違区間以外の全ての信頼度を１．０に固定することがで
きる。これに対して従来発明では、ＬＶＡ検出を行って
いないために２ｎｄ系列を直ちに得ることができず、コ
ンカレント系列に対する尤度差を求め、逐次比較するこ
とで等価的に２ｎｄ系列に対する尤度差を探索してい
る。従ってコンカレント系列を得るためのトレースバッ
ク処理やシフトレジスタ長分の比較回路４０５が必要に
なり、処理遅延や回路規模が増大する。本発明では、ト
レースバック処理及び比較回路が不要である。
【００３５】図１０に、本発明の第２実施例による軟判
定出力型ＰＲＭＬ検出器１１２の構成を示す。ここで
は、図５に示した第１実施例の構成を簡単化している。
図において、等化信号ｒkはＬＶＡ−ＰＲＭＬ検出器１
００１に入力され、先に述べたリストビタビアルゴリズ
ムに従って、ｂｅｓｔ系列ｄ１k-δ及び２ｎｄ系列ｄ２
k -δが復号される。ｄ１k-δ及びｄ２k-δは信頼度計算
回路１００２に入力される。信頼度計算回路１００２は
信頼度更新回路１００３、乗算器１００４で構成され
る。また、信頼度更新回路１００３はＥＯＲ回路１００
５、セレクタ回路１００６のみで構成される。信頼度計
算回路１００２において、信頼度更新回路に入力された
前記系列ｄ１k-δ及びｄ２k-δは、ＥＯＲ回路１００５
で排他的論理和が演算される。前記ＥＯＲ回路１００５
の出力ｅk-δはセレクタ回路１００６（図中ＳＥＬと表
示）に入力され、ｅk-δ＝０の時は１．０、ｅk-δ＝１
の時は０．５を選択し、信頼度Ｌk-δとする。信頼度Ｌ
k-δは前記復号データｄ１k-δとの積が乗算器１００４
により演算され、信頼度を含んだ復号値ｚk-δとなる。
復号値ｚk-δは図１におけるデインタリーブ回路１１３
に出力される。本実施例では復号値ｚk-δは±１．０，
±０．５のいずれかになる。ＬＶＡ検出を用いているた
め、ｂｅｓｔ，２ｎｄ系列が等しい時は信頼度が十分高
いと判断できるため、信頼度は１．０に固定できる。一
方、ｂｅｓｔ，２ｎｄ系列が異なる時は、最尤復号結果
は尤度的に怪しいと考えられるため、信頼度を中間値
０．５に固定している。このように信頼度を固定的に出
力することで、図５第１実施例における遅延回路５０
２，５０７や状態遷移履歴生成回路５０３、ＰＲチャネ
ル信号生成回路５０４、尤度差計算回路５０５、信頼度
更新回路５０６内シフトレジスタが不要となり、処理が
著しく簡易化される。本実施例における前記復号値ｚ
k-δは粗い軟判定出力であるが、これを用いて、例えば
外復号として軟判定ビタビ復号を行った場合の特性は、
第１実施例の軟判定出力を用いた場合の特性に比べて殆
ど劣化しない。
定出力型ＰＲＭＬ検出器１１２の構成を示す。ここで
は、図５に示した第１実施例の構成を簡単化している。
図において、等化信号ｒkはＬＶＡ−ＰＲＭＬ検出器１
００１に入力され、先に述べたリストビタビアルゴリズ
ムに従って、ｂｅｓｔ系列ｄ１k-δ及び２ｎｄ系列ｄ２
k -δが復号される。ｄ１k-δ及びｄ２k-δは信頼度計算
回路１００２に入力される。信頼度計算回路１００２は
信頼度更新回路１００３、乗算器１００４で構成され
る。また、信頼度更新回路１００３はＥＯＲ回路１００
５、セレクタ回路１００６のみで構成される。信頼度計
算回路１００２において、信頼度更新回路に入力された
前記系列ｄ１k-δ及びｄ２k-δは、ＥＯＲ回路１００５
で排他的論理和が演算される。前記ＥＯＲ回路１００５
の出力ｅk-δはセレクタ回路１００６（図中ＳＥＬと表
示）に入力され、ｅk-δ＝０の時は１．０、ｅk-δ＝１
の時は０．５を選択し、信頼度Ｌk-δとする。信頼度Ｌ
k-δは前記復号データｄ１k-δとの積が乗算器１００４
により演算され、信頼度を含んだ復号値ｚk-δとなる。
復号値ｚk-δは図１におけるデインタリーブ回路１１３
に出力される。本実施例では復号値ｚk-δは±１．０，
±０．５のいずれかになる。ＬＶＡ検出を用いているた
め、ｂｅｓｔ，２ｎｄ系列が等しい時は信頼度が十分高
いと判断できるため、信頼度は１．０に固定できる。一
方、ｂｅｓｔ，２ｎｄ系列が異なる時は、最尤復号結果
は尤度的に怪しいと考えられるため、信頼度を中間値
０．５に固定している。このように信頼度を固定的に出
力することで、図５第１実施例における遅延回路５０
２，５０７や状態遷移履歴生成回路５０３、ＰＲチャネ
ル信号生成回路５０４、尤度差計算回路５０５、信頼度
更新回路５０６内シフトレジスタが不要となり、処理が
著しく簡易化される。本実施例における前記復号値ｚ
k-δは粗い軟判定出力であるが、これを用いて、例えば
外復号として軟判定ビタビ復号を行った場合の特性は、
第１実施例の軟判定出力を用いた場合の特性に比べて殆
ど劣化しない。
【００３６】図１１に、本発明による軟判定出力型ＰＲ
ＭＬ検出器の処理時間短縮効果を示す。図は、第１実施
例（図５）を用いた場合の処理時間を、従来発明（図
３）と比較したものである。従来発明では、信頼度計算
処理において、トレースバック（３０３）、加算選択減
算（３０５）、及び信頼度更新（３０７）の一連の処理
をシリアルに行わねばならず、各処理に要する時間はそ
れぞれ、α、Ｌ’Ｔ、及びβ（秒）である。ここで、
α、β＜Ｔ、Ｌ’はシフトレジスタ３０６の段数、Ｔは
ビット間隔（単位：秒）である。よって、全体としての
処理時間はα＋β＋Ｌ’Ｔ（秒）となる。従来発明で
は、信頼度を算出するためにまず、トレースバック処理
（３０３）によってコンカレント系列を求める必要があ
る。その後加算選択減算処理（３０５）により、前記コ
ンカレント系列と最尤復号系列との尤度差を計算し、こ
れを信頼度更新処理回路３０７に入力する。このため、
前記一連の処理はシリアルに行われる。加えて、加算選
択減算処理（３０５）は、前記コンカレント系列との尤
度差を、シフトレジスタ段数Ｌ’ビットにわたり計算す
る必要があるため、その処理時間はＬ’Ｔ（秒）とな
る。このため従来発明では、実質的なデータレートは１
／Ｌ’Ｔ（ビット／秒）と遅く、かつ信頼度を実時間で
求めることは困難であった。
ＭＬ検出器の処理時間短縮効果を示す。図は、第１実施
例（図５）を用いた場合の処理時間を、従来発明（図
３）と比較したものである。従来発明では、信頼度計算
処理において、トレースバック（３０３）、加算選択減
算（３０５）、及び信頼度更新（３０７）の一連の処理
をシリアルに行わねばならず、各処理に要する時間はそ
れぞれ、α、Ｌ’Ｔ、及びβ（秒）である。ここで、
α、β＜Ｔ、Ｌ’はシフトレジスタ３０６の段数、Ｔは
ビット間隔（単位：秒）である。よって、全体としての
処理時間はα＋β＋Ｌ’Ｔ（秒）となる。従来発明で
は、信頼度を算出するためにまず、トレースバック処理
（３０３）によってコンカレント系列を求める必要があ
る。その後加算選択減算処理（３０５）により、前記コ
ンカレント系列と最尤復号系列との尤度差を計算し、こ
れを信頼度更新処理回路３０７に入力する。このため、
前記一連の処理はシリアルに行われる。加えて、加算選
択減算処理（３０５）は、前記コンカレント系列との尤
度差を、シフトレジスタ段数Ｌ’ビットにわたり計算す
る必要があるため、その処理時間はＬ’Ｔ（秒）とな
る。このため従来発明では、実質的なデータレートは１
／Ｌ’Ｔ（ビット／秒）と遅く、かつ信頼度を実時間で
求めることは困難であった。
【００３７】これに対し本発明では、ＬＶＡ−ＰＲＭＬ
検出５０１により、最尤復号系列と２ｎｄ系列を同時に
出力し、これらを用いて直ちに信頼度を計算することが
できるため、従来発明のようにコンカレント系列を探索
する必要がない。このため図１１に示すように、信頼度
計算（５０２）のために必要な一連の処理である、状態
遷移履歴生成（５０３）、ＰＲチャネル信号生成（５０
４）、尤度差計算（５０５）、及び信頼度更新（５０
６）を、全てパラレルに行うことができる。よって、信
頼度を実時間で計算することができ、処理時間はＴ秒、
データレートは１／Ｔ（ビット／秒）となる。換言すれ
ば、本発明により、信頼度計算の処理時間を従来の約１
／Ｌ’に短縮（従来のＬ’倍にデータレートを高速化）
できる。Ｌ’は通常、１０ビット程度以上必要であるか
ら、本発明は、従来の１／１０程度以下に処理時間を短
縮（従来の１０倍程度以上にデータレートを高速化）で
きる効果を有する。
検出５０１により、最尤復号系列と２ｎｄ系列を同時に
出力し、これらを用いて直ちに信頼度を計算することが
できるため、従来発明のようにコンカレント系列を探索
する必要がない。このため図１１に示すように、信頼度
計算（５０２）のために必要な一連の処理である、状態
遷移履歴生成（５０３）、ＰＲチャネル信号生成（５０
４）、尤度差計算（５０５）、及び信頼度更新（５０
６）を、全てパラレルに行うことができる。よって、信
頼度を実時間で計算することができ、処理時間はＴ秒、
データレートは１／Ｔ（ビット／秒）となる。換言すれ
ば、本発明により、信頼度計算の処理時間を従来の約１
／Ｌ’に短縮（従来のＬ’倍にデータレートを高速化）
できる。Ｌ’は通常、１０ビット程度以上必要であるか
ら、本発明は、従来の１／１０程度以下に処理時間を短
縮（従来の１０倍程度以上にデータレートを高速化）で
きる効果を有する。
【００３８】上記は、第１実施例の場合を例に述べた
が、第２実施例（図１０）についてもこれと同等の処理
時間短縮効果のあることは、上記説明より明らかであ
る。
が、第２実施例（図１０）についてもこれと同等の処理
時間短縮効果のあることは、上記説明より明らかであ
る。
【００３９】
【発明の効果】以上のように本発明によれば、軟判定出
力型ＰＲＭＬ検出器における、コンカレント系列を探索
するためのトレースバック処理が不要となり、実時間で
信頼度を出力することができる。また、信頼度算出処理
の過程で尤度差を逐次比較するための比較器が不要とな
り、実現回路規模が小さくなる。
力型ＰＲＭＬ検出器における、コンカレント系列を探索
するためのトレースバック処理が不要となり、実時間で
信頼度を出力することができる。また、信頼度算出処理
の過程で尤度差を逐次比較するための比較器が不要とな
り、実現回路規模が小さくなる。
【００４０】従って本発明により、簡易な構成で高密度
記録が可能なディジタル磁気記録再生装置を提供でき
る。
記録が可能なディジタル磁気記録再生装置を提供でき
る。
【図１】本発明によるディジタル磁気記録再生装置の構
成図である。
成図である。
【図２】従来発明によるディジタル磁気記録再生装置の
構成図である。
構成図である。
【図３】従来発明による軟判定出力型ＰＲＭＬ検出器の
構成図である。
構成図である。
【図４】従来発明による軟判定出力型ＰＲＭＬ検出器内
信頼度更新回路図である。
信頼度更新回路図である。
【図５】本発明の第１実施例による軟判定出力型ＰＲＭ
Ｌ検出器の構成図である。
Ｌ検出器の構成図である。
【図６】本発明の第１実施例による軟判定出力型ＰＲＭ
Ｌ検出器内状態遷移履歴生成回路図である。
Ｌ検出器内状態遷移履歴生成回路図である。
【図７】本発明の第１実施例による軟判定出力型ＰＲＭ
Ｌ検出器内ＰＲチャネル信号生成回路図である。
Ｌ検出器内ＰＲチャネル信号生成回路図である。
【図８】本発明の第１実施例による軟判定出力型ＰＲＭ
Ｌ検出器内尤度差計算の概念及び実現回路図である。
Ｌ検出器内尤度差計算の概念及び実現回路図である。
【図９】本発明の第１実施例による軟判定出力型ＰＲＭ
Ｌ検出器内信頼度更新回路図である。
Ｌ検出器内信頼度更新回路図である。
【図１０】本発明の第２実施例による軟判定出力型ＰＲ
ＭＬ検出器の構成図である。
ＭＬ検出器の構成図である。
【図１１】本発明による軟判定出力型ＰＲＭＬ検出器の
処理時間短縮効果を示す図である。
処理時間短縮効果を示す図である。
１０１，２０１・・・記録符号化部、１０２・・・外符号化
部、１０３・・・インタリーブ回路、１０４・・・プリコー
ダ、１０５，１０９，２０３，２０７・・・増幅器、１０
６，２０４・・・記録ヘッド、１０７，２０５・・・磁気記録
媒体、１０８，２０６・・・再生ヘッド、１１０，２０８・
・・Ａ／Ｄ変換器、１１１，２０９・・・ＰＲ等化回路、１
１２・・・軟判定出力型ＰＲＭＬ検出器、１１２・・・ポスト
コーダ、１１３・・・デインタリーブ回路、１１４・・・軟判
定外復号化部、１１５，２１１・・・記録復号化部、２１
０・・・硬判定出力型ＰＲＭＬ検出器、３０１・・・加算比較
選択回路、３０２・・・トレースバック回路１、３０３・・・
トレースバック回路２、３０４・・・遅延回路、３０５・・・
加算選択減算回路、３０６・・・シフトレジスタ、３０７・
・・信頼度更新回路、３０８・・・乗算器、４０１・・・第ｊレ
ベルシフトレジスタ、４０２・・・第（ｊ＋１）レベルシ
フトレジスタ、４０３・・・排他的論理和回路、４０４・・・
マルチプレクサ回路、４０５・・・比較回路、５０１・・・Ｌ
ＶＡ−ＰＲＭＬ検出器、５０２，５０７・・・信頼度計算
回路、５０３・・・状態遷移履歴生成回路、５０４・・・ＰＲ
チャネル信号生成回路、５０５・・・尤度差計算回路、５
０６・・・信頼度更新回路、５０８・・・乗算器、６０１〜６
０５，７０１〜７０４・・・遅延素子、７０５〜７１４・・・
乗算器、７１５，７１６・・・総和演算回路、８０１，８
０２・・・比較回路、８０３・・・ＡＮＤ回路、８０４，８０
５，８０８・・・加算器、８０６，８０７，８０９・・・乗算
器、８１０・・・遅延素子、８１１・・・絶対値回路、９０１
・・・排他的論理和回路、９０２，９０４・・・シフトレジス
タ、９０３・・・信頼度更新部、１００１・・・ＬＶＡ−ＰＲ
ＭＬ検出器、１００２・・・信頼度計算回路、１００３・・・
信頼度更新回路、１００４・・・乗算器、１００５・・・排他
的論理和回路、１００６・・・セレクタ回路。
部、１０３・・・インタリーブ回路、１０４・・・プリコー
ダ、１０５，１０９，２０３，２０７・・・増幅器、１０
６，２０４・・・記録ヘッド、１０７，２０５・・・磁気記録
媒体、１０８，２０６・・・再生ヘッド、１１０，２０８・
・・Ａ／Ｄ変換器、１１１，２０９・・・ＰＲ等化回路、１
１２・・・軟判定出力型ＰＲＭＬ検出器、１１２・・・ポスト
コーダ、１１３・・・デインタリーブ回路、１１４・・・軟判
定外復号化部、１１５，２１１・・・記録復号化部、２１
０・・・硬判定出力型ＰＲＭＬ検出器、３０１・・・加算比較
選択回路、３０２・・・トレースバック回路１、３０３・・・
トレースバック回路２、３０４・・・遅延回路、３０５・・・
加算選択減算回路、３０６・・・シフトレジスタ、３０７・
・・信頼度更新回路、３０８・・・乗算器、４０１・・・第ｊレ
ベルシフトレジスタ、４０２・・・第（ｊ＋１）レベルシ
フトレジスタ、４０３・・・排他的論理和回路、４０４・・・
マルチプレクサ回路、４０５・・・比較回路、５０１・・・Ｌ
ＶＡ−ＰＲＭＬ検出器、５０２，５０７・・・信頼度計算
回路、５０３・・・状態遷移履歴生成回路、５０４・・・ＰＲ
チャネル信号生成回路、５０５・・・尤度差計算回路、５
０６・・・信頼度更新回路、５０８・・・乗算器、６０１〜６
０５，７０１〜７０４・・・遅延素子、７０５〜７１４・・・
乗算器、７１５，７１６・・・総和演算回路、８０１，８
０２・・・比較回路、８０３・・・ＡＮＤ回路、８０４，８０
５，８０８・・・加算器、８０６，８０７，８０９・・・乗算
器、８１０・・・遅延素子、８１１・・・絶対値回路、９０１
・・・排他的論理和回路、９０２，９０４・・・シフトレジス
タ、９０３・・・信頼度更新部、１００１・・・ＬＶＡ−ＰＲ
ＭＬ検出器、１００２・・・信頼度計算回路、１００３・・・
信頼度更新回路、１００４・・・乗算器、１００５・・・排他
的論理和回路、１００６・・・セレクタ回路。
Claims (24)
- 【請求項１】最尤検出回路が、最尤復号系列と同時にそ
の次に確からしい第２の系列を出力し、前記２つの系列
間尤度差を求め、該尤度差を用いて信頼度を出力する回
路を有することを特徴とするビタビ検出器。 - 【請求項２】リストビタビアルゴリズムにより最尤復号
系列と同時にその次に確からしい第２の系列を出力する
回路を有することを特徴とする請求項１記載のビタビ検
出器。 - 【請求項３】前記最尤復号系列と同時にその次に確から
しい第２の系列からそれぞれの状態遷移履歴及び理想等
化信号を生成し、前記状態遷移履歴及び理想等化信号と
パーシャルレスポンス等化して得られた信号を遅延させ
た信号から、前記２つの復号系列間尤度差を計算する回
路を有し、前記尤度差を用いて信頼度を出力する回路を
有することを特徴とする請求項１記載のビタビ検出器。 - 【請求項４】前記復号系列間尤度差を計算する回路が、
前記２つの復号系列が同一の状態遷移履歴をたどる場合
は、計算を行わずに尤度差を０とし、チャネル状態遷移
履歴が異なる場合に尤度差を計算し、該尤度差の累積値
を算出する回路を有することを特徴とする請求項３記載
のビタビ検出器。 - 【請求項５】前記信頼度を出力する回路が、前記２つの
復号系列の排他的論理和を演算し、該演算結果を第１の
シフトレジスタに入力し、該演算値によって、第２のシ
フトレジスタに記憶された、各レベルでの信頼度を前記
請求項４記載の累積尤度差、または１．０に置換し、該
第２シフトレジスタの出力が最終的な信頼度となるよう
に更新する回路を有することを特徴とする請求項３記載
のビタビ検出器。 - 【請求項６】前記信頼度を出力する回路が、前記排他的
論理和の演算値が０の場合は信頼度を１．０、前記演算
値が１の場合は、前記累積尤度差が０の時信頼度を０．
０、前記累積尤度差が０でない時、該累積尤度差を信号
間最小２乗距離で正規化したものを信頼度とする回路を
有することを特徴とする請求項５記載のビタビ検出器。 - 【請求項７】前記最尤検出を行う回路が、前記２つの復
号系列の排他的論理和を演算し、演算結果が０の時信頼
度を１．０、１の時信頼度を中間値０．５に設定する回
路を有することを特徴とする請求項１または２記載のビ
タビ検出器。 - 【請求項８】前記信頼度を出力する回路を、単一ビット
間隔Ｔ（秒）以内の実時間で処理する回路を有すること
を特徴とする請求項１から７までのいずれかに記載のビ
タビ検出器。 - 【請求項９】記録符号化回路と、記録ヘッドと、磁気記
録媒体と、再生ヘッドと、最尤検出回路と、記録復号化
回路を有し、前記記録符号化回路からのディジタルデー
タの信号を前記記録ヘッドを用いて前記磁気記録媒体に
記録する記録側回路と、前記再生ヘッドを用いて前記磁
気記録媒体から読み出した信号を前記最尤検出回路と、
前記記録復号化回路に送り上記信号を再生する再生側回
路とを有する装置の、前記最尤検出回路が最尤復号系列
と同時にその次に確からしい第２の系列を出力し、前記
２つの系列間尤度差を求め、前記尤度差を用いて信頼度
を出力するビタビ検出器であることを特徴とするディジ
タル磁気記録再生装置。 - 【請求項１０】リストビタビアルゴリズムにより最尤復
号系列と同時にその次に確からしい第２の系列を出力す
る回路を有することを特徴とする請求項９記載のディジ
タル磁気記録再生装置。 - 【請求項１１】前記最尤復号系列と同時にその次に確か
らしい第２の系列からそれぞれの状態遷移履歴及び理想
等化信号を生成し、前記状態遷移履歴及び理想等化信号
とパーシャルレスポンス等化して得られた信号を遅延さ
せた信号から、前記２つの復号系列間尤度差を計算する
回路を有し、前記尤度差を用いて信頼度を出力する回路
を有することを特徴とする請求項９記載のディジタル磁
気記録再生装置。 - 【請求項１２】前記復号系列間尤度差を計算する回路
が、前記２つの復号系列が同一の状態遷移履歴をたどる
場合は、計算を行わずに尤度差を０とし、チャネル状態
遷移履歴が異なる場合に尤度差を計算し、該尤度差の累
積値を算出する回路を有することを特徴とする請求項１
１記載のディジタル磁気記録再生装置。 - 【請求項１３】前記信頼度を出力する回路が、前記２つ
の復号系列の排他的論理和を演算し、該演算結果を第１
のシフトレジスタに入力し、該演算値によって、第２の
シフトレジスタに記憶された、各レベルでの信頼度を前
記請求項４記載の累積尤度差、または１．０に置換し、
該第２シフトレジスタの出力が最終的な信頼度となるよ
うに更新する回路を有することを特徴とする請求項１１
記載のディジタル磁気記録再生装置。 - 【請求項１４】前記信頼度を出力する回路が、前記排他
的論理和の演算値が０の場合は信頼度を１．０、前記演
算値が１の場合は、前記累積尤度差が０の時信頼度を
０．０、前記累積尤度差が０でない時、該累積尤度差を
信号間最小２乗距離で正規化したものを信頼度とする回
路を有することを特徴とする請求項１３記載のディジタ
ル磁気記録再生装置。 - 【請求項１５】前記最尤検出を行う回路が、前記２つの
復号系列の排他的論理和を演算し、演算結果が０の時信
頼度を１．０、１の時信頼度を中間値０．５に設定する
回路を有することを特徴とする請求項９または１０記載
のディジタル磁気記録再生装置。 - 【請求項１６】前記信頼度を出力する回路を、単一ビッ
ト間隔Ｔ（秒）以内の実時間で処理する回路を有するこ
とを特徴とする請求項９から１５までのいずれかに記載
のディジタル磁気記録再生装置。 - 【請求項１７】ディジタルデータの信号を記録符号化し
て磁気記録媒体に記録し、該磁気記録媒体から読み出し
た信号を最尤検出、記録復号化して前記ディジタルデー
タの信号を再生する方法の、前記最尤検出が最尤復号系
列と同時にその次に確からしい第２の系列を出力し、前
記２つの系列間尤度差を求め、前記尤度差を用いて信頼
度を出力することを特徴とするディジタル磁気記録再生
方法。 - 【請求項１８】リストビタビアルゴリズムにより最尤復
号系列と同時にその次に確からしい第２の系列を出力す
ることを特徴とする請求項１７記載のディジタル磁気記
録再生方法。 - 【請求項１９】前記最尤復号系列と同時にその次に確か
らしい第２の系列からそれぞれの状態遷移履歴及び理想
等化信号を生成し、前記状態遷移履歴及び理想等化信号
と前記パーシャルレスポンス等化して得られた信号を遅
延させた信号から、前記２つの復号系列間尤度差を計算
し、前記尤度差を用いて信頼度を出力することを特徴と
する請求項１７記載のディジタル磁気記録再生方法。 - 【請求項２０】前記復号系列間尤度差を計算する方法
が、前記２つの復号系列が同一の状態遷移履歴をたどる
場合は、計算を行わずに尤度差を０とし、前記チャネル
状態遷移履歴が異なる場合に尤度差を計算し、該尤度差
の累積値を算出することを特徴とする請求項１９記載の
ディジタル磁気記録再生方法。 - 【請求項２１】前記信頼度を出力する方法が、前記２つ
の復号系列の排他的論理和を演算し、該演算結果を第１
のシフトレジスタに入力し、該演算値によって、第２の
シフトレジスタに記憶された、各レベルでの信頼度を前
記請求項２０記載の累積尤度差、または１．０に置換
し、該第２シフトレジスタの出力が最終的な信頼度とな
るように更新することを特徴とする請求項１９記載のデ
ィジタル磁気記録再生方法。 - 【請求項２２】前記信頼度を出力する方法が、前記排他
的論理和の演算値が０の場合は信頼度を１．０、前記演
算値が１の場合は、前記累積尤度差が０の時信頼度を
０．０、前記累積尤度差が０でない時、該累積尤度差を
信号間最小２乗距離で正規化したものを信頼度とするこ
とを特徴とする請求項２１記載のディジタル磁気記録再
生方法。 - 【請求項２３】前記最尤検出を行う方法が、前記２つの
復号系列の排他的論理和を演算し、演算結果が０の時信
頼度を１．０、１の時信頼度を中間値０．５に設定する
ことを特徴とする請求項１７または１８記載のディジタ
ル磁気記録再生方法。 - 【請求項２４】前記信頼度を出力する方法を、単一ビッ
ト間隔Ｔ（秒）以内の実時間で処理することを特徴とす
る請求項１７から２３までのいずれかに記載のディジタ
ル磁気記録再生方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16320298A JP3653391B2 (ja) | 1998-06-11 | 1998-06-11 | ビタビ検出器及びこれを用いたディジタル磁気記録再生装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16320298A JP3653391B2 (ja) | 1998-06-11 | 1998-06-11 | ビタビ検出器及びこれを用いたディジタル磁気記録再生装置 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11355151A true JPH11355151A (ja) | 1999-12-24 |
| JP3653391B2 JP3653391B2 (ja) | 2005-05-25 |
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ID=15769231
Family Applications (1)
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|---|---|---|---|
| JP16320298A Expired - Fee Related JP3653391B2 (ja) | 1998-06-11 | 1998-06-11 | ビタビ検出器及びこれを用いたディジタル磁気記録再生装置 |
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|---|---|
| JP (1) | JP3653391B2 (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002118473A (ja) * | 2000-10-06 | 2002-04-19 | Toyo Commun Equip Co Ltd | 信号受信装置 |
| US7576935B2 (en) | 2000-06-27 | 2009-08-18 | Fujitsu Limited | Apparatus for recording and regenerating data |
| WO2012140997A1 (ja) * | 2011-04-15 | 2012-10-18 | 日立コンシューマエレクトロニクス株式会社 | 情報再生装置および情報再生方法 |
| WO2012172867A1 (ja) * | 2011-06-17 | 2012-12-20 | 日立コンシューマエレクトロニクス株式会社 | 光情報再生装置および光情報再生方法 |
| CN103782518A (zh) * | 2011-05-27 | 2014-05-07 | 华为技术有限公司 | 语音信号处理方法、装置和接入网系统 |
| US9105301B2 (en) | 2012-01-18 | 2015-08-11 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Signal processing apparatus, signal processing method, and magnetic disk apparatus |
-
1998
- 1998-06-11 JP JP16320298A patent/JP3653391B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7576935B2 (en) | 2000-06-27 | 2009-08-18 | Fujitsu Limited | Apparatus for recording and regenerating data |
| JP2002118473A (ja) * | 2000-10-06 | 2002-04-19 | Toyo Commun Equip Co Ltd | 信号受信装置 |
| WO2012140997A1 (ja) * | 2011-04-15 | 2012-10-18 | 日立コンシューマエレクトロニクス株式会社 | 情報再生装置および情報再生方法 |
| JP2012226788A (ja) * | 2011-04-15 | 2012-11-15 | Hitachi Consumer Electronics Co Ltd | 情報再生装置および情報再生方法 |
| CN103782518A (zh) * | 2011-05-27 | 2014-05-07 | 华为技术有限公司 | 语音信号处理方法、装置和接入网系统 |
| WO2012172867A1 (ja) * | 2011-06-17 | 2012-12-20 | 日立コンシューマエレクトロニクス株式会社 | 光情報再生装置および光情報再生方法 |
| JP2013004147A (ja) * | 2011-06-17 | 2013-01-07 | Hitachi Consumer Electronics Co Ltd | 光情報再生装置および光情報再生方法 |
| US8947991B2 (en) | 2011-06-17 | 2015-02-03 | Hitachi Consumer Electronics Co., Ltd. | Optical information reproducing apparatus and optical information reproducing method |
| US9105301B2 (en) | 2012-01-18 | 2015-08-11 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Signal processing apparatus, signal processing method, and magnetic disk apparatus |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3653391B2 (ja) | 2005-05-25 |
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