JPH10164165A - デジタル伝送システム、デジタル信号の受信機及びデジタル信号の受信方法 - Google Patents
デジタル伝送システム、デジタル信号の受信機及びデジタル信号の受信方法Info
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- JPH10164165A JPH10164165A JP9317432A JP31743297A JPH10164165A JP H10164165 A JPH10164165 A JP H10164165A JP 9317432 A JP9317432 A JP 9317432A JP 31743297 A JP31743297 A JP 31743297A JP H10164165 A JPH10164165 A JP H10164165A
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- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 18
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims abstract description 25
- 230000004044 response Effects 0.000 abstract description 8
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 238000007476 Maximum Likelihood Methods 0.000 description 2
- 230000002457 bidirectional effect Effects 0.000 description 2
- 230000036039 immunity Effects 0.000 description 2
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 2
- 239000000654 additive Substances 0.000 description 1
- 230000000996 additive effect Effects 0.000 description 1
- 238000007630 basic procedure Methods 0.000 description 1
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 1
- 125000004122 cyclic group Chemical group 0.000 description 1
- 230000000593 degrading effect Effects 0.000 description 1
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 1
- 238000005315 distribution function Methods 0.000 description 1
- 230000008569 process Effects 0.000 description 1
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 1
- 230000000717 retained effect Effects 0.000 description 1
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 1
- 238000000411 transmission spectrum Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03178—Arrangements involving sequence estimation techniques
- H04L25/03203—Trellis search techniques
- H04L25/03235—Trellis search techniques with state-reduction using feedback filtering
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Error Detection And Correction (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Dc Digital Transmission (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 状態を減数して、帰還を介して受信シンボル
の最適推定を達成すること。 【解決手段】 トレリスベース方式によって、少なくと
も１つの帰還値の帰還の結果として減らされた状態数と
共に、デジタル伝送システムの推定されたパルス応答を
用いて受信信号の推定量が形成され、帰還値は、少なく
とも１つの推定量から判定され、デジタル伝送用の減数
された状態推定方式により、問題点は、初期の誤りのあ
るシンボル判定の帰還によって生じた付加的な雑音成分
から生じね帰還によって減数された状態数にも拘わら
ず、受信信号の最適推定量を達成するために、受信機
は、少なくとも１つの中間値から帰還値を形成し、伝送
シンボルと推定量は、値−１か又は１を受信機内に有し
ており、−１〜１の範囲内の値を有している中間値は、
帰還することができ、その結果、比較的良好な帰還値、
従って、受信信号用の比較的良好な推定量が達成され
る。 【効果】 デジタル伝送の電力効率の点で明らかな利得
が得られる。
の最適推定を達成すること。 【解決手段】 トレリスベース方式によって、少なくと
も１つの帰還値の帰還の結果として減らされた状態数と
共に、デジタル伝送システムの推定されたパルス応答を
用いて受信信号の推定量が形成され、帰還値は、少なく
とも１つの推定量から判定され、デジタル伝送用の減数
された状態推定方式により、問題点は、初期の誤りのあ
るシンボル判定の帰還によって生じた付加的な雑音成分
から生じね帰還によって減数された状態数にも拘わら
ず、受信信号の最適推定量を達成するために、受信機
は、少なくとも１つの中間値から帰還値を形成し、伝送
シンボルと推定量は、値−１か又は１を受信機内に有し
ており、−１〜１の範囲内の値を有している中間値は、
帰還することができ、その結果、比較的良好な帰還値、
従って、受信信号用の比較的良好な推定量が達成され
る。 【効果】 デジタル伝送の電力効率の点で明らかな利得
が得られる。
Description
【０００１】
【０００２】
【外８】
【０００３】更に、本発明は、デジタル信号の受信機及
びデジタル信号の受信方法に関する。
びデジタル信号の受信方法に関する。
【０００４】
【従来の技術】本発明の技術思想は、デジタル伝送シス
テム、例えば、デジタルモービル無線システムに限定さ
れており、例えば、ＧＳＭシステム又はデジタル連続位
相変調（ＣＰＭ）無線リレーシステムであり、このシス
テムでは、トレリスベース推定方式が使用されており、
この方式は、伝送チャンネルの等化用及び他のトレリス
符号化信号（例えば、ＣＰＭ信号）を復号化するために
使用される。
テム、例えば、デジタルモービル無線システムに限定さ
れており、例えば、ＧＳＭシステム又はデジタル連続位
相変調（ＣＰＭ）無線リレーシステムであり、このシス
テムでは、トレリスベース推定方式が使用されており、
この方式は、伝送チャンネルの等化用及び他のトレリス
符号化信号（例えば、ＣＰＭ信号）を復号化するために
使用される。
【０００５】デジタル伝送が分散チャンネルに亘って行
われる場合、伝送信号は、歪まされて、雑音によって妨
害され、例えば、ＧＳＭでは、歪みは、マルチパス伝搬
及び変調方式の符号間干渉によって生じる。従って、受
信信号から伝送データを再生するための特殊な手段が受
信機に必要であり、即ち、等化方式を使用する必要があ
る。チャンネル符号化は、屡々、デジタル伝送（例え
ば、ＧＳＭでの畳み込み符号化）での対雑音抵抗性を強
化するために使用されるので、等化器によって推定され
たデータは、更に復号化される必要がある。復号器に、
符号化データの推定量が供給されるのみならず、どの程
度の信頼度でデータが判定されたのかを示す信頼度情報
（つまり、ソフトアウトプット情報（ＳＯ情報）と呼ば
れる）も等化器によって供給される場合には有利であ
る。トレリスベース減数状態等化方式（つまり、適当な
複雑度の長いパルス応答を等化するのに使用してもよ
い）では、供給されたソフトアウトプット（信頼度）情
報は、実際の値（後続復号化での劣化作用を有してい
る）からかなり異なっていることがある。
われる場合、伝送信号は、歪まされて、雑音によって妨
害され、例えば、ＧＳＭでは、歪みは、マルチパス伝搬
及び変調方式の符号間干渉によって生じる。従って、受
信信号から伝送データを再生するための特殊な手段が受
信機に必要であり、即ち、等化方式を使用する必要があ
る。チャンネル符号化は、屡々、デジタル伝送（例え
ば、ＧＳＭでの畳み込み符号化）での対雑音抵抗性を強
化するために使用されるので、等化器によって推定され
たデータは、更に復号化される必要がある。復号器に、
符号化データの推定量が供給されるのみならず、どの程
度の信頼度でデータが判定されたのかを示す信頼度情報
（つまり、ソフトアウトプット情報（ＳＯ情報）と呼ば
れる）も等化器によって供給される場合には有利であ
る。トレリスベース減数状態等化方式（つまり、適当な
複雑度の長いパルス応答を等化するのに使用してもよ
い）では、供給されたソフトアウトプット（信頼度）情
報は、実際の値（後続復号化での劣化作用を有してい
る）からかなり異なっていることがある。
【０００６】符号間干渉（ＩＳＩ）を発生する歪みチャ
ンネルに亘ってのパルス振幅変調（ＰＡＭ）は、図１の
右側部分に示されているように、等価ローパス領域内の
離散時間バージョンでモデル化される。サンプル化され
た受信信号ｒ（ｋ）は、チャンネル入力応答ｈ（ｋ）を
有しているＰＡＭ伝送系列ａ（ｋ）の雑音の影響を受け
た畳み込みとして生じ、その長さをＬとすると：
ンネルに亘ってのパルス振幅変調（ＰＡＭ）は、図１の
右側部分に示されているように、等価ローパス領域内の
離散時間バージョンでモデル化される。サンプル化され
た受信信号ｒ（ｋ）は、チャンネル入力応答ｈ（ｋ）を
有しているＰＡＭ伝送系列ａ（ｋ）の雑音の影響を受け
た畳み込みとして生じ、その長さをＬとすると：
【０００７】
【数１】
【０００８】その際、ｎ（ｋ）は、離散時間雑音を表
し、この雑音は、白色雑音と見なされ、白色化され整合
化フィルタが連続時間受信機入力フィルタとして使用さ
れている場合、サンプリング以前の事実が与えられる。
使用されている変調方法に依存して、振幅係数とチャン
ネル入力応答は、実部であるか、又は、複素数部であ
る。
し、この雑音は、白色雑音と見なされ、白色化され整合
化フィルタが連続時間受信機入力フィルタとして使用さ
れている場合、サンプリング以前の事実が与えられる。
使用されている変調方法に依存して、振幅係数とチャン
ネル入力応答は、実部であるか、又は、複素数部であ
る。
【０００９】最小誤差確率、最尤系列推定（ＭＬＳＥ）
を用いる最適等化方式は、Ｇ．Ｄ．Ｆｏｒｎｅｙ，“Ｍ
ａｘｉｍｕｍ ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ ｓｅｑｕｅｎｃ
ｅｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｏｆ ｄｉｇｉｔａｌ ｓｅ
ｑｕｅｎｃｅｓ ｉｎｔｈｅ ｐｒｅｓｅｎｃｅ ｏｆ
ｉｎｔｅｒｓｙｍｂｏｌｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ
（符号間干渉の存在下での、デジタル系列の最尤系列推
定）”，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎＩ
ｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｔｈｅｏｒｙ，ｖｏｌ．ＩＴ−
１８，１９７２，ｐｐ．３６３−３７８から公知であ
る。ここに特に示されているように、ＭＬＳＥは、ビタ
ービアルゴリズム（ＶＡ）で効率的に実行される。しか
し、長いパルス応答ｈ（ｋ）の場合には、ビタービアル
ゴリズムＶＡですら、実現困難である。と言うのは、ビ
タービアルゴリズムＶＡで行われるべきトレリス線図
は、Ｍ段の振幅係数での時間周期毎にＺ＝ＭL-1個の状
態を有しており、従って、ビタービアルゴリズムＶＡの
複雑度は、離散時間パルス応答の長さと共に指数関数的
に増大する。伝送されたシンボルによって影響を受けた
後続のシンボルの数が余りにも大き過ぎる場合、利用し
得る計算速度が限られているから、一層コスト上効率的
に、即ち、減数された状態で、等化方式を使用する必要
がある。
を用いる最適等化方式は、Ｇ．Ｄ．Ｆｏｒｎｅｙ，“Ｍ
ａｘｉｍｕｍ ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ ｓｅｑｕｅｎｃ
ｅｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｏｆ ｄｉｇｉｔａｌ ｓｅ
ｑｕｅｎｃｅｓ ｉｎｔｈｅ ｐｒｅｓｅｎｃｅ ｏｆ
ｉｎｔｅｒｓｙｍｂｏｌｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ
（符号間干渉の存在下での、デジタル系列の最尤系列推
定）”，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎＩ
ｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｔｈｅｏｒｙ，ｖｏｌ．ＩＴ−
１８，１９７２，ｐｐ．３６３−３７８から公知であ
る。ここに特に示されているように、ＭＬＳＥは、ビタ
ービアルゴリズム（ＶＡ）で効率的に実行される。しか
し、長いパルス応答ｈ（ｋ）の場合には、ビタービアル
ゴリズムＶＡですら、実現困難である。と言うのは、ビ
タービアルゴリズムＶＡで行われるべきトレリス線図
は、Ｍ段の振幅係数での時間周期毎にＺ＝ＭL-1個の状
態を有しており、従って、ビタービアルゴリズムＶＡの
複雑度は、離散時間パルス応答の長さと共に指数関数的
に増大する。伝送されたシンボルによって影響を受けた
後続のシンボルの数が余りにも大き過ぎる場合、利用し
得る計算速度が限られているから、一層コスト上効率的
に、即ち、減数された状態で、等化方式を使用する必要
がある。
【００１０】
【外９】
【００１１】
【外１０】
【００１２】
【数２】
【００１３】
【外１１】
【００１４】この減数状態推定方式は、今後、判定帰還
系列推定（ＤＦＳＥ）と呼ぶ。状態及び遷移は、チャン
ネルメモリ内のシンボルの特殊な組み合わせに非蓋然的
に割り当てられないが、減数状態方式で一般的に生じる
ように、今後蓋然性があり、特に、判定帰還系列推定Ｄ
ＦＳＥを用いて、チャンネルメモリ内の最も古いシンボ
ルが、予備の判定シンボル値に対してのみ考慮される。
系列推定（ＤＦＳＥ）と呼ぶ。状態及び遷移は、チャン
ネルメモリ内のシンボルの特殊な組み合わせに非蓋然的
に割り当てられないが、減数状態方式で一般的に生じる
ように、今後蓋然性があり、特に、判定帰還系列推定Ｄ
ＦＳＥを用いて、チャンネルメモリ内の最も古いシンボ
ルが、予備の判定シンボル値に対してのみ考慮される。
【００１５】
【外１２】
【００１６】
【外１３】
【００１７】
【外１４】
【００１８】符号間干渉ＩＳＩを発生する無限長パルス
応答チャンネルは、常にＦＩＲ構造を有するトレリス符
号器として解釈されるので、入力シンボルの事後確率
は、状態確率の直接の結果である。つまり、双方向アル
ゴリズムは、トレリスのベース上で作動するので、ビタ
ービアルゴリズムと同様の形式で減数された状態のアル
ゴリズムである。前方巡回の場合、α（ｋ，Ｓ
( r )（ｋ））を計算するために、ＭR個に減数された状態
のそれぞれは、距離を計算するためのパスレジスタに配
属されており、このパスレジスタは、各時間周期内で更
新される。２つのパスメトリックが記憶されていて、後
方巡回の場合に再度使用される。
応答チャンネルは、常にＦＩＲ構造を有するトレリス符
号器として解釈されるので、入力シンボルの事後確率
は、状態確率の直接の結果である。つまり、双方向アル
ゴリズムは、トレリスのベース上で作動するので、ビタ
ービアルゴリズムと同様の形式で減数された状態のアル
ゴリズムである。前方巡回の場合、α（ｋ，Ｓ
( r )（ｋ））を計算するために、ＭR個に減数された状態
のそれぞれは、距離を計算するためのパスレジスタに配
属されており、このパスレジスタは、各時間周期内で更
新される。２つのパスメトリックが記憶されていて、後
方巡回の場合に再度使用される。
【００１９】
【外１５】
【００２０】
【外１６】
【００２１】
【発明が解決しようとする課題】本発明の課題は、状態
を減数して、帰還を介して受信されたシンボルの最適推
定を達成することにある。
を減数して、帰還を介して受信されたシンボルの最適推
定を達成することにある。
【００２２】
【課題を解決するための手段】本発明によると、この課
題は、受信機が、少なくとも１つの中間値（ｉｎｔｅｒ
ｍｅｄｉａｔｅ ｖａｌｕｅ）からの帰還値を形成する
ようにすることにより達成される。
題は、受信機が、少なくとも１つの中間値（ｉｎｔｅｒ
ｍｅｄｉａｔｅ ｖａｌｕｅ）からの帰還値を形成する
ようにすることにより達成される。
【００２３】離散値推定が減数状態のために帰還される
公知の受信機とは異なり、本発明によると、帰還値を形
成するために中間値を使用することができ、その中間値
は、他の値に適合される。デジタル伝送システムでは、
受信機内の伝送シンボル及び推定量は、例えば、値−１
又は１を有している。つまり、本発明の受信機では、−
１〜１の範囲内の値を有している中間値を帰還すること
ができ、その結果、一層良好な帰還値、従って、一層良
好な推定値を受信シンボルのために達成することができ
る。
公知の受信機とは異なり、本発明によると、帰還値を形
成するために中間値を使用することができ、その中間値
は、他の値に適合される。デジタル伝送システムでは、
受信機内の伝送シンボル及び推定量は、例えば、値−１
又は１を有している。つまり、本発明の受信機では、−
１〜１の範囲内の値を有している中間値を帰還すること
ができ、その結果、一層良好な帰還値、従って、一層良
好な推定値を受信シンボルのために達成することができ
る。
【００２４】
【発明の実施の形態】本発明の別の実施例では、受信機
は、受信シンボル用の少なくとも１つの推定量のための
ソフトアウトプット（信頼度）情報を形成する。受信機
では、どの程度の信頼度でデータが判定されたを示すソ
フトアウトプット（信頼度）情報を形成する推定方式を
使用することができる。デジタル伝送では、例えば、対
雑音抵抗性を強化するために、チャンネル符号化が屡々
使用され（例えば、ＧＳＭでの、畳み込み符号化）、そ
の結果、次の復号器が、依然として推定データを復号化
することができる。このために、有利には、復号器は、
符号化されたデータの推定量に加えてソフトアウトプッ
ト（信頼度）情報が供給されており、有利な実施例で
は、このソフトアウトプットＳＯ情報から、受信機は、
中間値を形成する。
は、受信シンボル用の少なくとも１つの推定量のための
ソフトアウトプット（信頼度）情報を形成する。受信機
では、どの程度の信頼度でデータが判定されたを示すソ
フトアウトプット（信頼度）情報を形成する推定方式を
使用することができる。デジタル伝送では、例えば、対
雑音抵抗性を強化するために、チャンネル符号化が屡々
使用され（例えば、ＧＳＭでの、畳み込み符号化）、そ
の結果、次の復号器が、依然として推定データを復号化
することができる。このために、有利には、復号器は、
符号化されたデータの推定量に加えてソフトアウトプッ
ト（信頼度）情報が供給されており、有利な実施例で
は、このソフトアウトプットＳＯ情報から、受信機は、
中間値を形成する。
【００２５】更に有利な実施例では、受信機は、非方向
又は双方向巡回規則を用いた最適単一シンボル推定方式
を用いて、受信されたシンボル用のソフトアウトプット
（信頼度）情報を形成する。
又は双方向巡回規則を用いた最適単一シンボル推定方式
を用いて、受信されたシンボル用のソフトアウトプット
（信頼度）情報を形成する。
【００２６】受信されたシンボル用ソフトアウトプット
ＳＯ情報は、更に、単純化された準最適推定方式を用い
て、受信されたシンボルから受信機によって形成され
る。他方、例えば、非方向又は双方向アルゴリズムは、
シンボルの信頼度を計算するための最適な方式を示し、
更に、複数の単純化された準最適方式があり、それによ
ると、２つのアルゴリズムから系統的に導出され、又
は、純粋にヒューリスティックな考察によって見つけら
れた。可能な単純化は、例えば、乗算を必要とする実際
の確率を算出する代わりに、ＡＣＳ演算（加算−比較−
選択：Ａｄｄ−Ｃｏｍｐａｒｅ−Ｓｅｌｅｃｔ）により
更新された加算的なパスメトリックを使用することであ
る。純粋なビタービアルゴリズムＶＡは、シンボルの信
頼度を形成するために変更してもよく、それにより、ソ
フトアウトプットビタービアルゴリズムＳＯＶＡ（Ｓｏ
ｆｔ−Ｏｕｔｐｕｔ−ＶＡ）が達成される。つまり、準
最適方式は、一般には、判定帰還の結果として、減数状
態となる。
ＳＯ情報は、更に、単純化された準最適推定方式を用い
て、受信されたシンボルから受信機によって形成され
る。他方、例えば、非方向又は双方向アルゴリズムは、
シンボルの信頼度を計算するための最適な方式を示し、
更に、複数の単純化された準最適方式があり、それによ
ると、２つのアルゴリズムから系統的に導出され、又
は、純粋にヒューリスティックな考察によって見つけら
れた。可能な単純化は、例えば、乗算を必要とする実際
の確率を算出する代わりに、ＡＣＳ演算（加算−比較−
選択：Ａｄｄ−Ｃｏｍｐａｒｅ−Ｓｅｌｅｃｔ）により
更新された加算的なパスメトリックを使用することであ
る。純粋なビタービアルゴリズムＶＡは、シンボルの信
頼度を形成するために変更してもよく、それにより、ソ
フトアウトプットビタービアルゴリズムＳＯＶＡ（Ｓｏ
ｆｔ−Ｏｕｔｐｕｔ−ＶＡ）が達成される。つまり、準
最適方式は、一般には、判定帰還の結果として、減数状
態となる。
【００２７】別の実施例では、受信機は、帰還値を第１
の共通成分と第２のプライベート成分とに分割する。つ
まり、プライベート及び／又はコモン判定帰還等化ＤＦ
Ｅに任意に分割する本発明の帰還の原理は、硬判定帰還
ストラテジーと組み合わせてもよい。その結果、帰還期
間は、４つまでの異なった成分によって形成される。例
えば、推定されたパルス応答のエネルギ分布は、分割基
準として使用してもよい。
の共通成分と第２のプライベート成分とに分割する。つ
まり、プライベート及び／又はコモン判定帰還等化ＤＦ
Ｅに任意に分割する本発明の帰還の原理は、硬判定帰還
ストラテジーと組み合わせてもよい。その結果、帰還期
間は、４つまでの異なった成分によって形成される。例
えば、推定されたパルス応答のエネルギ分布は、分割基
準として使用してもよい。
【００２８】更に、前述の課題は、デジタル信号を受信
するための受信機及び方法によって達成される。
するための受信機及び方法によって達成される。
【００２９】本発明のこれらの観点及びその他の観点
は、以下の実施例の説明により明らかとなる。
は、以下の実施例の説明により明らかとなる。
【００３０】
【実施例】図１では、左側部分に、符号間干渉と雑音２
を発生するチャンネル１が示されている。右側部分に
は、プライベート判定帰還５を有する減数状態のトレリ
スベース推定方式３を備えた等化器４を図表示したもの
が示されている。
を発生するチャンネル１が示されている。右側部分に
は、プライベート判定帰還５を有する減数状態のトレリ
スベース推定方式３を備えた等化器４を図表示したもの
が示されている。
【００３１】
【外１７】
【００３２】各ハイパー状態に対して別個のパスヒスト
リがあるので、図１の硬判定帰還の全値は、
リがあるので、図１の硬判定帰還の全値は、
【００３３】
【数３】
【００３４】であり、通常、ハイパー状態相互で異なっ
ている。
ている。
【００３５】
【外１８】
【００３６】
【数４】
【００３７】
【外１９】
【００３８】別の実施例としては、等化のために使用さ
れる方式が記載されている。しかし、基本プロシージャ
ーは、他のトレリス符号化信号に拡張される。ＣＰＭ信
号は、チャンネルによって歪まされた信号同様のトレリ
ス符号化信号として解釈される。ＣＰＭでは、パルス雑
音は、伝送スペクトルを圧縮するために、意図的に信号
内に挿入される。従って、トレリスベース推定方式は、
分散チャンネルに亘って伝送された信号用と同様にして
ＣＰＭ用に使用され、その結果、本発明の技術思想は、
ＣＰＭを用いた符号化伝送のために使用される。
れる方式が記載されている。しかし、基本プロシージャ
ーは、他のトレリス符号化信号に拡張される。ＣＰＭ信
号は、チャンネルによって歪まされた信号同様のトレリ
ス符号化信号として解釈される。ＣＰＭでは、パルス雑
音は、伝送スペクトルを圧縮するために、意図的に信号
内に挿入される。従って、トレリスベース推定方式は、
分散チャンネルに亘って伝送された信号用と同様にして
ＣＰＭ用に使用され、その結果、本発明の技術思想は、
ＣＰＭを用いた符号化伝送のために使用される。
【００３９】
【外２０】
【００４０】
【数５】
【００４１】誤差重みの表現は、
【００４２】
【数６】
【００４３】二乗誤差の、この式は、式（６）による期
待値の形成の際に使用され、複合帰還後の全表現から導
出される。最小値を見つけるために、この式は、ゼロに
設定される。
待値の形成の際に使用され、複合帰還後の全表現から導
出される。最小値を見つけるために、この式は、ゼロに
設定される。
【００４４】
【数７】
【００４５】この式から、
【００４６】
【数８】
【００４７】と、値
【００４８】
【数９】
【００４９】が、ハイパー状態Ｓ(r)（ｋ）にするブラ
ンチ全ての最小誤差重みに対する最適軟判定帰還値とし
て、推定された（期待された）チャンネルパラメータｈ
（μ）を用いて得られる。
ンチ全ての最小誤差重みに対する最適軟判定帰還値とし
て、推定された（期待された）チャンネルパラメータｈ
（μ）を用いて得られる。
【００５０】帰還されるそれぞれの単一シンボルの最適
値である実際の結果は、以下で見つけられる。
値である実際の結果は、以下で見つけられる。
【００５１】
【数１０】
【００５２】その際、Ａm，ｍ∈｛０，１，．．．Ｍ−
１｝は、Ｍ段伝送のシンボルアルファベットＡからの許
容された振幅係数を示す。個別帰還値は、本発明による
と、伝送シンボルの数Ａから離散値Ａmの重み付けされ
た成分によって形成され、従って、排他的にＡから選択
されるのではなく、値のアナログ領域を有している。従
って、軟判定帰還値（ＳＤＦ）は、誤差の重みを最小化
するために使用される。例えば、Ａ0＝１，及びＡ1＝−
１を用いた２進伝送では、以下が保持される。
１｝は、Ｍ段伝送のシンボルアルファベットＡからの許
容された振幅係数を示す。個別帰還値は、本発明による
と、伝送シンボルの数Ａから離散値Ａmの重み付けされ
た成分によって形成され、従って、排他的にＡから選択
されるのではなく、値のアナログ領域を有している。従
って、軟判定帰還値（ＳＤＦ）は、誤差の重みを最小化
するために使用される。例えば、Ａ0＝１，及びＡ1＝−
１を用いた２進伝送では、以下が保持される。
【００５３】
【数１１】
【００５４】
【外２１】
【００５５】式（１１）で使用される所要シンボル確率
は、いずれにせよ、減数状態非方向アルゴリズムでの中
間の大きさとして既に利用可能であり、その結果、軟判
定帰還値の使用は、もっと多くの回路と、この回路での
コストを意味するものではない。
は、いずれにせよ、減数状態非方向アルゴリズムでの中
間の大きさとして既に利用可能であり、その結果、軟判
定帰還値の使用は、もっと多くの回路と、この回路での
コストを意味するものではない。
【００５６】軟判定帰還値を形成する方式を説明するた
めに、非方向アルゴリズムの減数状態バージョンについ
て、ここでは、１実施例として概説する。
めに、非方向アルゴリズムの減数状態バージョンについ
て、ここでは、１実施例として概説する。
【００５７】シンボルａ（ｋ）に対する最適ソフトアウ
トプット（信頼度）情報 Ｐｒ｛ａ（ｋ）＝Ａm｜〈ｒ（ν）〉｝に対する近似値
トプット（信頼度）情報 Ｐｒ｛ａ（ｋ）＝Ａm｜〈ｒ（ν）〉｝に対する近似値
【００５８】
【数１２】
【００５９】が、アルゴリズムを用いて計算される。近
似値は、第１に、状態それ自体の減数の結果であり、第
２に、更に将来のＤ受信値ｒ（ｖ）のみ（従って、ｖ＝
ｋ＋Ｄに至るまでのみ）評価されるという事実によって
生じる。従って、受信値の全系列が、個別ａ（ｋ）用の
ソフトアウトプット（信頼度）情報を判定するのに使用
されるわけではない。しかし、充分に大きいＤに対し
て、近似は、既に非常に正確であると仮定されている。
従って、アルゴリズムは、連続的に作用し、このアルゴ
リズムによって、判定遅延Ｄ後、式
似値は、第１に、状態それ自体の減数の結果であり、第
２に、更に将来のＤ受信値ｒ（ｖ）のみ（従って、ｖ＝
ｋ＋Ｄに至るまでのみ）評価されるという事実によって
生じる。従って、受信値の全系列が、個別ａ（ｋ）用の
ソフトアウトプット（信頼度）情報を判定するのに使用
されるわけではない。しかし、充分に大きいＤに対し
て、近似は、既に非常に正確であると仮定されている。
従って、アルゴリズムは、連続的に作用し、このアルゴ
リズムによって、判定遅延Ｄ後、式
【００６０】
【数１３】
【００６１】から形成されるソフトアウトプット（信頼
度）情報が与えられる。ここで、時間期間ｋ内で生じる
ソフトアウトプット（信頼度）情報の論議の際の判定遅
延は、信号要素ａ（ｋ−Ｄ）の場合に考慮され、瞬時点
ｋに至るまでの受信値は分かっていると仮定された。
度）情報が与えられる。ここで、時間期間ｋ内で生じる
ソフトアウトプット（信頼度）情報の論議の際の判定遅
延は、信号要素ａ（ｋ−Ｄ）の場合に考慮され、瞬時点
ｋに至るまでの受信値は分かっていると仮定された。
【００６２】トレリスベースアルゴリズムから読み出さ
れるべき所望のソフトアウトプット（信頼度）情報の計
算は、式（１４）の分子及び分母内の全分布率関数を前
提とし、この関数は、再度、以下の式で計算される。
れるべき所望のソフトアウトプット（信頼度）情報の計
算は、式（１４）の分子及び分母内の全分布率関数を前
提とし、この関数は、再度、以下の式で計算される。
【００６３】
【数１４】
【００６４】最後のステップで、短縮された式
【００６５】
【数１５】
【００６６】
【外２２】
【００６７】
【外２３】
【００６８】その結果、非方向アルゴリズムは、所望の
ソフトアウトプット（信頼度）情報（ａ（ｋ−Ｄ）のシ
ンボル確率に相応する）を、状態確率と状態判定シンボ
ル確率との積の和から判定することができ、２つの大き
さ（減数状態の場合での近似によって）のそれぞれに対
して１つの巡回を与えることができる。状態確率の第１
の巡回は、以下のように示される。
ソフトアウトプット（信頼度）情報（ａ（ｋ−Ｄ）のシ
ンボル確率に相応する）を、状態確率と状態判定シンボ
ル確率との積の和から判定することができ、２つの大き
さ（減数状態の場合での近似によって）のそれぞれに対
して１つの巡回を与えることができる。状態確率の第１
の巡回は、以下のように示される。
【００６９】
【数１６】
【００７０】その際、Ｖ（Ｓ(r)（ｋ＋１））は、 Ｓ
(r)（ｋ＋１）の許容された先行状態全てを示す。この
式では、γ（Ｓ(r)（ｋ），Ｓ(r)（ｋ＋１））は、状態
Ｓ(r)（ｋ）からＳ(r)（ｋ＋１）への遷移（ブランチ）
のブランチ確率を示し、以下の比例式によるガウス雑音
で表現することができる。
(r)（ｋ＋１）の許容された先行状態全てを示す。この
式では、γ（Ｓ(r)（ｋ），Ｓ(r)（ｋ＋１））は、状態
Ｓ(r)（ｋ）からＳ(r)（ｋ＋１）への遷移（ブランチ）
のブランチ確率を示し、以下の比例式によるガウス雑音
で表現することができる。
【００７１】
【数１７】
【００７２】（（２）参照）。σ2は、雑音過程の可変
条件数である。
条件数である。
【００７３】状態判定ソフトアウトプット（信頼度）情
報の第２の巡回は、以下の計算によって見つけられる。
報の第２の巡回は、以下の計算によって見つけられる。
【００７４】
【数１８】
【００７５】この計算は、Ｄ≧δ≧Ｒ＋１の全て、及
び、ａ（ｋ−δ）∈Ａの全ての場合に、つまり、各新た
な状態Ｓ(r)（ｋ＋１）の場合に行うことができる。
び、ａ（ｋ−δ）∈Ａの全ての場合に、つまり、各新た
な状態Ｓ(r)（ｋ＋１）の場合に行うことができる。
【００７６】状態を考慮しない（従って、δ＝Ｒ）時間
期間ｋ内のシンボルの入るべき状態判定ソフトアウトプ
ット（信頼度）情報のために、計算は、以下を介して保
持され、
期間ｋ内のシンボルの入るべき状態判定ソフトアウトプ
ット（信頼度）情報のために、計算は、以下を介して保
持され、
【００７７】
【数１９】
【００７８】それ故、この計算は、各新たなハイパー状
態及びａ（ｋ−δ）∈Ａ全てに対して行われる。集合
態及びａ（ｋ−δ）∈Ａ全てに対して行われる。集合
【００７９】
【数２０】
【００８０】が使用され、定義されたシンボルａ（ｋ−
Ｒ）とそれぞれの時間位置を含む状態全てが含まれる。
従って、Ｓ（ａ（ｋ−Ｒ））∧Ｖ（Ｓ(r)（ｋ＋１））
は、Ｓ(r)（ｋ）の先行であって、要素ａ（ｋ−Ｒ）を
含む１状態Ｓ(r)（ｋ＋１）を表す。大きさγ（Ｓ（ａ
（ｋ−Ｒ））∧Ｖ（Ｓ(r)（ｋ＋１））， Ｓ(r)（ｋ＋
１）は、このＳ(r)（ｋ）からＳ(r)（ｋ＋１）に導くブ
ランチの確率である。
Ｒ）とそれぞれの時間位置を含む状態全てが含まれる。
従って、Ｓ（ａ（ｋ−Ｒ））∧Ｖ（Ｓ(r)（ｋ＋１））
は、Ｓ(r)（ｋ）の先行であって、要素ａ（ｋ−Ｒ）を
含む１状態Ｓ(r)（ｋ＋１）を表す。大きさγ（Ｓ（ａ
（ｋ−Ｒ））∧Ｖ（Ｓ(r)（ｋ＋１））， Ｓ(r)（ｋ＋
１）は、このＳ(r)（ｋ）からＳ(r)（ｋ＋１）に導くブ
ランチの確率である。
【００８１】このようにして、ソフトアウトプット（信
頼度）情報を判定するために必要な大きさは全て、巡回
的に計算することができる。
頼度）情報を判定するために必要な大きさは全て、巡回
的に計算することができる。
【００８２】非方向アルゴリズムに加えて、軟判定帰還
を有する減数状態双方向アルゴリズムを利用することが
できる。双方向アルゴリズムのα（ｋ，Ｓ（ｋ））を判
定するための前方巡回は、同時に、非方向アルゴリズム
の本質的部分を形成するので、これは、適切な付加回路
と、軟判定帰還のために必要な確率を判定するために巡
回が必要な、非方向アルゴリズムの付加的な第２の巡回
を含むことから生じるコストしか必要としない。このた
めに更新されるべきパスレジスタの長さは、Ｌ−１−Ｒ
に過ぎない。と言うのは、この組み合わされたアルゴリ
ズムの非方向部分は、判定帰還のために必要であるに過
ぎず、双方向部分によって計算されるシンボル確率を計
算するためには必要でないからである。逆に、明らかに
一層複雑な第２前方巡回は、純粋に非方向アルゴリズム
で必要である。と言うのは、Ｄ≒２Ｌの推定遅延は、統
計的関係をほぼ完全に記録するための最小位相チャンネ
ル内で必要であるからである。
を有する減数状態双方向アルゴリズムを利用することが
できる。双方向アルゴリズムのα（ｋ，Ｓ（ｋ））を判
定するための前方巡回は、同時に、非方向アルゴリズム
の本質的部分を形成するので、これは、適切な付加回路
と、軟判定帰還のために必要な確率を判定するために巡
回が必要な、非方向アルゴリズムの付加的な第２の巡回
を含むことから生じるコストしか必要としない。このた
めに更新されるべきパスレジスタの長さは、Ｌ−１−Ｒ
に過ぎない。と言うのは、この組み合わされたアルゴリ
ズムの非方向部分は、判定帰還のために必要であるに過
ぎず、双方向部分によって計算されるシンボル確率を計
算するためには必要でないからである。逆に、明らかに
一層複雑な第２前方巡回は、純粋に非方向アルゴリズム
で必要である。と言うのは、Ｄ≒２Ｌの推定遅延は、統
計的関係をほぼ完全に記録するための最小位相チャンネ
ル内で必要であるからである。
【００８３】最小二乗誤差を有する式（１０）によるξ
SDF（ｋ，Ｓ(r)（ｋ））の解は、考え得る軟判定帰還ス
トラテジーの大きな領域から考えられる１つの可能性で
あるに過ぎない。特に、準最適な方式によると、準最適
な軟判定帰還値を用いることができるか、又は、必要で
あるかのどちらかである。
SDF（ｋ，Ｓ(r)（ｋ））の解は、考え得る軟判定帰還ス
トラテジーの大きな領域から考えられる１つの可能性で
あるに過ぎない。特に、準最適な方式によると、準最適
な軟判定帰還値を用いることができるか、又は、必要で
あるかのどちらかである。
【００８４】判定帰還を、プライベート判定帰還等化Ｄ
ＦＥ及び１つのコモン判定帰還等化ＤＦＥに細分割する
という既述の原理は、共通判定帰還等化ＤＦＥを排他的
に使用するか、又は、プライベート判定帰還等化ＤＦＥ
を排他的に使用するか、どちらかの極端な２つの場合で
の軟判定値を用いた別の問題なしに可能である。
ＦＥ及び１つのコモン判定帰還等化ＤＦＥに細分割する
という既述の原理は、共通判定帰還等化ＤＦＥを排他的
に使用するか、又は、プライベート判定帰還等化ＤＦＥ
を排他的に使用するか、どちらかの極端な２つの場合で
の軟判定値を用いた別の問題なしに可能である。
【００８５】パルスホロアの第１の部分が距離の計算に
考慮される図３に示された帰還項
考慮される図３に示された帰還項
【００８６】
【数２１】
【００８７】は、各状態に対して個別に形成され、再
度、状態依存軟判定シンボル値が使用される。他方、パ
ルスホロアの最後の部分を考慮する帰還項
度、状態依存軟判定シンボル値が使用される。他方、パ
ルスホロアの最後の部分を考慮する帰還項
【００８８】
【数２２】
【００８９】
【外２４】
【００９０】
【外２５】
【００９１】
【発明の効果】本発明の利点を有する質を持った推定方
式（例えば、等化方式）のソフトアウトプット（信頼
度）ＳＯ値が、軟判定入力情報を処理することができる
ダウンストリーム復号器で実質的に利用される場合、軟
判定シンボル値の帰還を行う本発明の方式により、デジ
タル伝送の電力効率の点で明らかな利得が得られる。
式（例えば、等化方式）のソフトアウトプット（信頼
度）ＳＯ値が、軟判定入力情報を処理することができる
ダウンストリーム復号器で実質的に利用される場合、軟
判定シンボル値の帰還を行う本発明の方式により、デジ
タル伝送の電力効率の点で明らかな利得が得られる。
【００９２】更に、硬判定帰還を使用するそれぞれの方
式と比較して、判定帰還方式によって付加的に生じた雑
音電力は、最小平均二乗誤差の推定に基づいて約１ｄＢ
だけ低減される。
式と比較して、判定帰還方式によって付加的に生じた雑
音電力は、最小平均二乗誤差の推定に基づいて約１ｄＢ
だけ低減される。
【図１】トレリスベース減数状態等化器を用いて、符号
間干渉を等化するプロシージャーのブロック回路図を示
し、
間干渉を等化するプロシージャーのブロック回路図を示
し、
【図２】判定帰還から展開された付加的な（プライベー
トな）雑音期間ｎを説明するための、変更されたブロッ
ク回路図を示し、
トな）雑音期間ｎを説明するための、変更されたブロッ
ク回路図を示し、
【図３】判定帰還がプライベート成分及び共通成分に分
割された場合のブロック回路図を示す。
割された場合のブロック回路図を示す。
１ 伝送系 ２ 雑音 ３ トレリスベース推定方式 ４ 等化器 ５ 帰還
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 シュテファン ミュラー ドイツ連邦共和国 エアランゲン ゲシュ ヴィスター−ショル−シュトラーセ １ (72)発明者 ヴォルフガング ゲルシュタッカー ドイツ連邦共和国 ニュルンベルク ズィ ッテンバッハー シュトラーセ 14 アー (72)発明者 ヨハネス フーバー ドイツ連邦共和国 ランゲンゼンデルバッ ハ ヴァルトシュトラーセ １ ツェー
Claims (8)
- 【請求項１】 【外１】 ことを特徴とするデジタル伝送システム。
- 【請求項２】 【外２】 請求項１記載のデジタル伝送システム。
- 【請求項３】 【外３】 請求項１又は２記載のデジタル伝送システム。
- 【請求項４】 【外４】 請求項１〜３迄の何れか１記載のデジタル伝送システ
ム。 - 【請求項５】 【外５】 請求項１〜４迄の何れか１記載のデジタル伝送システ
ム。 - 【請求項６】 受信機は、帰還値（ξ）を、第１の共通
成分（ξ（ｋ））と第２のプライベート成分（ξ（ｋ，
Ｓ（ｋ）））に分割する請求項１〜５迄の何れか１記載
のデジタル伝送システム。 - 【請求項７】 【外６】 ことを特徴とするデジタル信号の受信機。
- 【請求項８】 【外７】 ことを特徴とするデジタル信号の受信方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE19647653A DE19647653A1 (de) | 1996-11-18 | 1996-11-18 | Digitales Übertragungssystem mit trellisbasiertem, zustandsreduziertem Schätzverfahren |
| DE19647653.4 | 1996-11-18 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10164165A true JPH10164165A (ja) | 1998-06-19 |
| JP4024364B2 JP4024364B2 (ja) | 2007-12-19 |
Family
ID=7812009
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP31743297A Expired - Lifetime JP4024364B2 (ja) | 1996-11-18 | 1997-11-18 | デジタル伝送システム、デジタル信号の受信機及びデジタル信号の受信方法 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6118816A (ja) |
| EP (1) | EP0843444B1 (ja) |
| JP (1) | JP4024364B2 (ja) |
| DE (2) | DE19647653A1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4837873B2 (ja) * | 2000-06-19 | 2011-12-14 | トレリスウェア・テクノロジーズ・インコーポレーテッド | 複雑性を減少させるために縮小状態ソフト入力／ソフト出力アルゴリズムを使用した反復および非反復データ検出法 |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| AU8804698A (en) * | 1998-06-29 | 2000-01-17 | Nokia Networks Oy | Symbol estimation using soft-output algorithm and feedback |
| US6263467B1 (en) * | 1998-08-20 | 2001-07-17 | General Electric Company | Turbo code decoder with modified systematic symbol transition probabilities |
| DE19935824A1 (de) * | 1999-07-29 | 2001-02-15 | Siemens Ag | Verfahren zum Erzeugen von Zuverlässigkeitsinformationen für die Kanaldecodierung in einem Funkempfänger sowie entsprechender Funkempfänger |
| US6463105B1 (en) * | 1999-09-13 | 2002-10-08 | Ericsson Inc. | Methods and systems for estimation of the carrier to interference ratio for a wireless communication channel |
| US6658071B1 (en) * | 2000-02-14 | 2003-12-02 | Ericsson Inc. | Delayed decision feedback log-map equalizer |
| GB0420183D0 (en) * | 2004-09-10 | 2004-10-13 | Ttp Communications Ltd | Metric calculation utilising pre-stored values |
Family Cites Families (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0216183B1 (en) * | 1985-08-28 | 1992-06-03 | Nec Corporation | Decision feedback equalizer with a pattern detector |
| GB2219469A (en) * | 1988-06-02 | 1989-12-06 | Philips Electronic Associated | A decision feedback equaliser and a method of operating a decision feedback equaliser |
| EP0593763B1 (en) * | 1990-11-19 | 1999-07-07 | Fujitsu Limited | Maximum likelihood decoding method and device thereof |
| DE4038251A1 (de) * | 1990-11-30 | 1992-06-04 | Philips Patentverwaltung | Entzerrer fuer ein digitales uebertragungssystem |
| JP2673389B2 (ja) * | 1991-03-07 | 1997-11-05 | 松下電器産業株式会社 | データ伝送装置 |
| FR2675968B1 (fr) * | 1991-04-23 | 1994-02-04 | France Telecom | Procede de decodage d'un code convolutif a maximum de vraisemblance et ponderation des decisions, et decodeur correspondant. |
| US5303263A (en) * | 1991-06-25 | 1994-04-12 | Oki Electric Industry Co., Ltd. | Transmission channel characteristic equalizer |
| JPH05207075A (ja) * | 1992-01-24 | 1993-08-13 | Hitachi Ltd | ディジタル通信システム |
| US5282225A (en) * | 1992-02-04 | 1994-01-25 | Northeastern University | Adaptive blind channel equalizer system |
| MY108838A (en) * | 1992-07-03 | 1996-11-30 | Koninklijke Philips Electronics Nv | Adaptive viterbi detector |
| US5406585A (en) * | 1992-11-30 | 1995-04-11 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for trellis decoding in a multiple-access system |
| JPH06205053A (ja) * | 1993-01-05 | 1994-07-22 | Yamaha Corp | 復号装置 |
| EP0637139B1 (en) * | 1993-01-19 | 2003-04-09 | Ntt Mobile Communications Network Inc. | Method for removing interference wave, receiver and communication system which use the method |
| JP3400545B2 (ja) * | 1994-06-23 | 2003-04-28 | 株式会社日立製作所 | 判定帰還型等化器 |
| US5450453A (en) * | 1994-09-28 | 1995-09-12 | Motorola, Inc. | Method, apparatus and system for decoding a non-coherently demodulated signal |
-
1996
- 1996-11-18 DE DE19647653A patent/DE19647653A1/de not_active Withdrawn
-
1997
- 1997-11-10 DE DE59712733T patent/DE59712733D1/de not_active Expired - Lifetime
- 1997-11-10 EP EP97203476A patent/EP0843444B1/de not_active Expired - Lifetime
- 1997-11-12 US US08/968,955 patent/US6118816A/en not_active Expired - Lifetime
- 1997-11-18 JP JP31743297A patent/JP4024364B2/ja not_active Expired - Lifetime
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4837873B2 (ja) * | 2000-06-19 | 2011-12-14 | トレリスウェア・テクノロジーズ・インコーポレーテッド | 複雑性を減少させるために縮小状態ソフト入力／ソフト出力アルゴリズムを使用した反復および非反復データ検出法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0843444B1 (de) | 2006-09-20 |
| US6118816A (en) | 2000-09-12 |
| DE59712733D1 (de) | 2006-11-02 |
| DE19647653A1 (de) | 1998-05-20 |
| JP4024364B2 (ja) | 2007-12-19 |
| EP0843444A2 (de) | 1998-05-20 |
| EP0843444A3 (de) | 1999-05-12 |
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| Martínez et al. | KING ABDULLAH UNIVERSITY OF SCIENCE & TECHNOLOGY |
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