JP2560893B2 - データ信号受信装置 - Google Patents
データ信号受信装置Info
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- JP2560893B2 JP2560893B2 JP2194251A JP19425190A JP2560893B2 JP 2560893 B2 JP2560893 B2 JP 2560893B2 JP 2194251 A JP2194251 A JP 2194251A JP 19425190 A JP19425190 A JP 19425190A JP 2560893 B2 JP2560893 B2 JP 2560893B2
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Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、最尤系列推定等化と誤り訂正符号とを同時
に用いて、符号間干渉が生じる通信路上を伝送するデー
タ信号に対して高精度の誤り訂正を行なって、高信頼度
のデータ伝送を可能とするデータ信号受信装置に関す
る。
に用いて、符号間干渉が生じる通信路上を伝送するデー
タ信号に対して高精度の誤り訂正を行なって、高信頼度
のデータ伝送を可能とするデータ信号受信装置に関す
る。
（従来の技術） 符号間干渉が生じる通信路を介して高い信頼性を保ち
ながらデータ伝送を行なうためには、受信側で通信路上
の符号間干渉を何らかの方法により推定し、該符号間干
渉を除去することが必要である。符号間干渉を除去する
方策としては、線形等化方式や判定帰還型等化方式等の
様々な等化方式が知られている（プロアキス著、ディジ
タル コミュニケーションズ（第２版）、マグロウヒ
ル、1989）。これらの等化方式の中では、最尤系列推定
方式（MLSE）が誤り率を最小にする最適な方式として知
られている（プロアキス著、ディジタル コミュニケー
ションズ（第２版）、マグロウヒル、1989）。
ながらデータ伝送を行なうためには、受信側で通信路上
の符号間干渉を何らかの方法により推定し、該符号間干
渉を除去することが必要である。符号間干渉を除去する
方策としては、線形等化方式や判定帰還型等化方式等の
様々な等化方式が知られている（プロアキス著、ディジ
タル コミュニケーションズ（第２版）、マグロウヒ
ル、1989）。これらの等化方式の中では、最尤系列推定
方式（MLSE）が誤り率を最小にする最適な方式として知
られている（プロアキス著、ディジタル コミュニケー
ションズ（第２版）、マグロウヒル、1989）。
一方、誤り訂正符号を利用する場合、受信信号の軟判
定出力を入力信号として利用する軟判定復号を行なうこ
とができれば、受信信号の硬判定出力を入力信号として
利用する硬判定復号を行なう場合よりもその訂正能力を
格段に向上できることが知られている。例えば、白色ガ
ウス雑音下では、８値軟判定復号は硬判定復号に比べSN
比でほぼ2dBの符号化利得が得られる（鮫島秀一、“軟
判定技術”、電子通信学会誌、vol.67,5,pp.564−568,
昭和59年）。したがって、等化と誤り訂正符号化を同時
に使用して高信頼度のデータ通信を行う場合には、等化
方式として最尤系列推定を、復号法として軟判定復号を
採用するのが最適なデータ信号受信方式と考えられる。
定出力を入力信号として利用する軟判定復号を行なうこ
とができれば、受信信号の硬判定出力を入力信号として
利用する硬判定復号を行なう場合よりもその訂正能力を
格段に向上できることが知られている。例えば、白色ガ
ウス雑音下では、８値軟判定復号は硬判定復号に比べSN
比でほぼ2dBの符号化利得が得られる（鮫島秀一、“軟
判定技術”、電子通信学会誌、vol.67,5,pp.564−568,
昭和59年）。したがって、等化と誤り訂正符号化を同時
に使用して高信頼度のデータ通信を行う場合には、等化
方式として最尤系列推定を、復号法として軟判定復号を
採用するのが最適なデータ信号受信方式と考えられる。
従来、最尤系列推定等化以外の等化方式と誤り訂正符
号の軟判定復号とを組み合わせるデータ信号受信方式は
いくつか提案されている。例えば、受信電界強度情報を
利用して軟判定信号を作成する方法も一つである（上杉
充ら、“軟判定Viterbi復号を用いた移動無線におけ
る周波数選択性フェージングの補償”、1989年度電子情
報通信学会秋季全国大会予稿集Ｂ−519）。
号の軟判定復号とを組み合わせるデータ信号受信方式は
いくつか提案されている。例えば、受信電界強度情報を
利用して軟判定信号を作成する方法も一つである（上杉
充ら、“軟判定Viterbi復号を用いた移動無線におけ
る周波数選択性フェージングの補償”、1989年度電子情
報通信学会秋季全国大会予稿集Ｂ−519）。
しかし、ビタビアルゴリズムを用いた最尤系列推定度
化方式では、原理上その等化結果として硬判定結果しか
得られない（プロアキス著、ディジタル コミュニケー
ションズ（第２版）、マグロウヒル、1989）。そのた
め、この最尤系列推定等化方式と誤り訂正符号とを同時
に用いる方式においては、最尤系列推定回路出力をその
まま用いたのでは誤り訂正符号の復号において軟判定復
号を実現できず、誤り訂正符号の訂正能力を十分に利用
することができない。したがって、一般には等化及び復
号の双方においてそれぞれ最善とされる方式を組み合わ
せて用いるこことができないという欠点があった。
化方式では、原理上その等化結果として硬判定結果しか
得られない（プロアキス著、ディジタル コミュニケー
ションズ（第２版）、マグロウヒル、1989）。そのた
め、この最尤系列推定等化方式と誤り訂正符号とを同時
に用いる方式においては、最尤系列推定回路出力をその
まま用いたのでは誤り訂正符号の復号において軟判定復
号を実現できず、誤り訂正符号の訂正能力を十分に利用
することができない。したがって、一般には等化及び復
号の双方においてそれぞれ最善とされる方式を組み合わ
せて用いるこことができないという欠点があった。
これに対して、特願平２−85630号は、最尤系列推定
方式あるいは装置内の等化過程情報を押出し、それを数
値変換することで信頼度情報を得て実現する種々のデー
タ信号受信方式を提案している。これらの方法は、第４
図を用いて次のように説明される。
方式あるいは装置内の等化過程情報を押出し、それを数
値変換することで信頼度情報を得て実現する種々のデー
タ信号受信方式を提案している。これらの方法は、第４
図を用いて次のように説明される。
入力端子401に入力した受信信号rKはビタビ等化回路4
04に入力し、ビタビ等化回路404中でビタビアルゴリズ
ムに基づく最尤推定等化が行われて判定出力Ｋとな
る。ビタビ等化回路404中のメトリック計算で必要にな
る伝送路インパルス応答は、あらかじめ定められたトレ
ーニング期間中に送信されるトレーニング系列に対する
受信信号と、トレーニング系列生成回路402から供給さ
れる前述したトレーニング系列とを用いて伝送路推定回
路403で計算され、該伝送路インパルス応答がビタビ等
化回路404に供給される。一方、等化結果の信頼度情報
は、ビタビ等化回路404から最尤パスメトリック増分
値、パスメトリック分散値などの種々の等化過程情報と
して抽出された情報が信頼度情報生成回路405において
数値情報に変換されることで得られる。こうして得られ
た等化結果の信頼度情報は、該信頼度情報と時間的に対
応するように遅延回路406において遅延されたビタビ等
化回路404の判定出力とともに軟判定復号化回路407に入
力され、軟判定復号が実現される。軟判定復号の結果は
出力端子408に出力される。
04に入力し、ビタビ等化回路404中でビタビアルゴリズ
ムに基づく最尤推定等化が行われて判定出力Ｋとな
る。ビタビ等化回路404中のメトリック計算で必要にな
る伝送路インパルス応答は、あらかじめ定められたトレ
ーニング期間中に送信されるトレーニング系列に対する
受信信号と、トレーニング系列生成回路402から供給さ
れる前述したトレーニング系列とを用いて伝送路推定回
路403で計算され、該伝送路インパルス応答がビタビ等
化回路404に供給される。一方、等化結果の信頼度情報
は、ビタビ等化回路404から最尤パスメトリック増分
値、パスメトリック分散値などの種々の等化過程情報と
して抽出された情報が信頼度情報生成回路405において
数値情報に変換されることで得られる。こうして得られ
た等化結果の信頼度情報は、該信頼度情報と時間的に対
応するように遅延回路406において遅延されたビタビ等
化回路404の判定出力とともに軟判定復号化回路407に入
力され、軟判定復号が実現される。軟判定復号の結果は
出力端子408に出力される。
（発明が解決しようとする課題） しかしながら、等化過程情報を抽出するデータ信号受
信方式においては、信頼度情報の生成にあたって最尤系
列推定回路内の種々のパラメータを用いた計算や処理が
信頼度情報生成回路405において必要となり、計算量ま
たは処理量が増加するという欠点があった。
信方式においては、信頼度情報の生成にあたって最尤系
列推定回路内の種々のパラメータを用いた計算や処理が
信頼度情報生成回路405において必要となり、計算量ま
たは処理量が増加するという欠点があった。
そこで本発明の目的は、最尤系列推定等化方式と誤り
訂正符号とを同時に用いるデータ信号受信方式において
も、誤り訂正符号の復号に軟判定復号を利用することを
可能とする新しいデータ信号受信装置を提供することに
ある。本発明は、特願平２−85630号の各方法に比べよ
り簡単な方法で軟判定復号を可能とし、符号間干渉の生
じる通信路上を伝送するデータ信号に対する誤り訂正符
号の訂正能力を向上させることができる。すなわち、本
発明は等化及び復号の双方においてそれぞれ最善の方式
を組み合わせて用いるデータ信号受信装置をより簡単な
方法で実現し、高信頼度のデータ伝送を可能とする。
訂正符号とを同時に用いるデータ信号受信方式において
も、誤り訂正符号の復号に軟判定復号を利用することを
可能とする新しいデータ信号受信装置を提供することに
ある。本発明は、特願平２−85630号の各方法に比べよ
り簡単な方法で軟判定復号を可能とし、符号間干渉の生
じる通信路上を伝送するデータ信号に対する誤り訂正符
号の訂正能力を向上させることができる。すなわち、本
発明は等化及び復号の双方においてそれぞれ最善の方式
を組み合わせて用いるデータ信号受信装置をより簡単な
方法で実現し、高信頼度のデータ伝送を可能とする。
（課題を解決するための手段） 本発明のデータ信号受信装置は、 受信信号を入力しビタビアルゴリズムを用いて最尤系
列推定を行って前記受信信号の判定結果を出力するビダ
ビ等化回路と、トレーニング系列を出力するトレーニン
グ系列生成回路と、前記ビダビ等化回路が前記受信信号
を入力して当該受信信号の判定結果を出力するまでの時
間の遅延を前記受信信号に与える第１の遅延回路と、あ
らかじめ定められた時間内はデータ信号出力として前記
受信信号を、参照信号出力として前記トレーニング系列
をそれぞれ出力し、前記あらかじめ定められた時間以後
はデータ信号出力として前記第１の遅延回路の出力を、
参照信号出力として前記ビダビ等化回路の判定結果をそ
れぞれ出力する切換え回路と、該切換え回路の前記デー
タ信号出力と前記参照信号出力とを入力し、前記参照信
号出力の系列と伝送路インパルス応答系列推定値とに基
づき受信信号レプリカを作成し、該受信信号レプリカと
前記データ信号出力との差の誤差信号を計算し、該誤差
信号に基づき前記伝送路インパルス応答系列推定値を更
新設定するとともに前記ビダビ等化回路に当該伝送路イ
ンパルス応答系列推定値を供給する伝送路推定回路とか
らなる最尤系列推定回路と、 前記伝送路推定回路内で求めた前記誤差信号を入力し
てあらかじめ定められた規則に従って数値変換し、該数
値変換により得られた値を前記ビタビ等化回路の前記判
定結果の信頼度情報として出力する数値変換回路と、 前記ビタビ等化回路の判定出力に前記数値変換回路に
おいて前記判定出力に対応する信頼度情報が出力される
までの時間の遅延を与える第２の遅延回路と、 該第２の遅延回路により遅延された前記ビタビ等化回
路の判定出力と前記数値変換回路の出力とを入力して誤
り訂正符号の軟判定復号を行う軟判定復号回路と、 を有することを特徴とする。
列推定を行って前記受信信号の判定結果を出力するビダ
ビ等化回路と、トレーニング系列を出力するトレーニン
グ系列生成回路と、前記ビダビ等化回路が前記受信信号
を入力して当該受信信号の判定結果を出力するまでの時
間の遅延を前記受信信号に与える第１の遅延回路と、あ
らかじめ定められた時間内はデータ信号出力として前記
受信信号を、参照信号出力として前記トレーニング系列
をそれぞれ出力し、前記あらかじめ定められた時間以後
はデータ信号出力として前記第１の遅延回路の出力を、
参照信号出力として前記ビダビ等化回路の判定結果をそ
れぞれ出力する切換え回路と、該切換え回路の前記デー
タ信号出力と前記参照信号出力とを入力し、前記参照信
号出力の系列と伝送路インパルス応答系列推定値とに基
づき受信信号レプリカを作成し、該受信信号レプリカと
前記データ信号出力との差の誤差信号を計算し、該誤差
信号に基づき前記伝送路インパルス応答系列推定値を更
新設定するとともに前記ビダビ等化回路に当該伝送路イ
ンパルス応答系列推定値を供給する伝送路推定回路とか
らなる最尤系列推定回路と、 前記伝送路推定回路内で求めた前記誤差信号を入力し
てあらかじめ定められた規則に従って数値変換し、該数
値変換により得られた値を前記ビタビ等化回路の前記判
定結果の信頼度情報として出力する数値変換回路と、 前記ビタビ等化回路の判定出力に前記数値変換回路に
おいて前記判定出力に対応する信頼度情報が出力される
までの時間の遅延を与える第２の遅延回路と、 該第２の遅延回路により遅延された前記ビタビ等化回
路の判定出力と前記数値変換回路の出力とを入力して誤
り訂正符号の軟判定復号を行う軟判定復号回路と、 を有することを特徴とする。
（作用） 最尤系列推定等化方式では、最尤状態にいたるパスを
与えるデータ系列をその判定出力として直接与える。そ
のため、等化回路に後置される誤り訂正符号の復号化回
路には硬判定出力しか供給されず、軟判定復号に必要な
判定出力の信頼度情報が得られない。
与えるデータ系列をその判定出力として直接与える。そ
のため、等化回路に後置される誤り訂正符号の復号化回
路には硬判定出力しか供給されず、軟判定復号に必要な
判定出力の信頼度情報が得られない。
一方、本発明では、伝送路推定回路がビタビ等化回路
の判定結果出力と伝送路インパルス応答系列推定値とに
基づき受信信号レプリカを計算している。ここで用いる
伝送路インパルス応答系列推定値は、作成された受信信
号レプリカと時間的に対応する真の受信信号との差で定
まる誤差信号をもとに、LMS,RLSなどのアルゴリズム
（プロアキス著、ディジタル コミュニケーションズ
（第２版）、マグロウヒル、1989）を用いて計算され、
ビタビ等化回路に供給される。
の判定結果出力と伝送路インパルス応答系列推定値とに
基づき受信信号レプリカを計算している。ここで用いる
伝送路インパルス応答系列推定値は、作成された受信信
号レプリカと時間的に対応する真の受信信号との差で定
まる誤差信号をもとに、LMS,RLSなどのアルゴリズム
（プロアキス著、ディジタル コミュニケーションズ
（第２版）、マグロウヒル、1989）を用いて計算され、
ビタビ等化回路に供給される。
ここで、受信信号とその受信信号レプリカとの誤差信
号に着目する。誤差信号の値を以下の４通りの場合にわ
けて考察すると、それぞれ次のような傾向を示す。
号に着目する。誤差信号の値を以下の４通りの場合にわ
けて考察すると、それぞれ次のような傾向を示す。
（１）ビタビ等化回路の判定出力が正しく、伝送路推定
も正しい場合、 符号間干渉による効果は正しく推定できるが、伝送路雑
音によって誤差信号の大小が決定される。
も正しい場合、 符号間干渉による効果は正しく推定できるが、伝送路雑
音によって誤差信号の大小が決定される。
（２）ビタビ等化回路の判定出力が正しく、伝送路推定
が誤っている場合、 符号間干渉による効果は正しく推定できない。伝送路雑
音の影響が無視できる場合、誤差信号の値は伝送路推定
の誤りの度合いに応じた値をとる。
が誤っている場合、 符号間干渉による効果は正しく推定できない。伝送路雑
音の影響が無視できる場合、誤差信号の値は伝送路推定
の誤りの度合いに応じた値をとる。
（３）ビタビ等化回路の判定出力が誤っており、伝送路
推定は正しい場合、 符号間干渉による効果は正しく推定できない。伝送路雑
音の値によらず誤差信号の値は大きい。
推定は正しい場合、 符号間干渉による効果は正しく推定できない。伝送路雑
音の値によらず誤差信号の値は大きい。
（４）ビタビ等化回路の判定出力が誤っており、伝送路
推定も誤っている場合、 符号間干渉による効果は正しく推定できない。伝送路雑
音の値によらず誤差信号の値は大きい。
推定も誤っている場合、 符号間干渉による効果は正しく推定できない。伝送路雑
音の値によらず誤差信号の値は大きい。
伝送路推定回路のタップ係数は、（２）の場合の「誤
差信号の大きさが伝送路推定の不正確さの度合いを示
す」という性質を利用して正しい伝送路インパルス応答
を推定するように更新している。伝送路変動が少ない場
合には、伝送路推定回路のタップ係数更新をトレーニン
グ時に限り、それ以外の時はタップ数を固定してもよ
い。
差信号の大きさが伝送路推定の不正確さの度合いを示
す」という性質を利用して正しい伝送路インパルス応答
を推定するように更新している。伝送路変動が少ない場
合には、伝送路推定回路のタップ係数更新をトレーニン
グ時に限り、それ以外の時はタップ数を固定してもよ
い。
（１）、（３）を見ると、伝送路推定がほぼ正しい場
合には、伝送路雑音の影響により判定出力が正しくても
誤差信号が大きくなる時はあるものの、一般には「誤差
信号が大きいときには判定出力が綾っている可能性が高
く、その判定出力の信頼性は低い」という性質が存在す
る。したがって、伝送路推定が初期設定時あるいはトレ
ーニング終了後にはば正しく行われ、以後の伝送路変動
に十分追従できれば、この誤差信号によりビタビ等化回
路の判定結果の信頼度情報を作成することができる。そ
して、この信頼度情報を数値表現に変換し、その値を最
尤系列推定等化回路の判定結果と同時に軟判定復号化回
路の入力として与えれば、軟判定復号を実現することが
できる。信頼度情報は、必要に応じて実数値、離散多
値、２値をとることが考えられる。より簡易には、数値
変換回路においては閾値を設けるのみとし、信頼度の低
い場合のみ誤り消失にするという情報を軟判定復号化回
路に供給し、軟判定復号化回路では消失誤り訂正を行う
としても特性向上が期待できる。
合には、伝送路雑音の影響により判定出力が正しくても
誤差信号が大きくなる時はあるものの、一般には「誤差
信号が大きいときには判定出力が綾っている可能性が高
く、その判定出力の信頼性は低い」という性質が存在す
る。したがって、伝送路推定が初期設定時あるいはトレ
ーニング終了後にはば正しく行われ、以後の伝送路変動
に十分追従できれば、この誤差信号によりビタビ等化回
路の判定結果の信頼度情報を作成することができる。そ
して、この信頼度情報を数値表現に変換し、その値を最
尤系列推定等化回路の判定結果と同時に軟判定復号化回
路の入力として与えれば、軟判定復号を実現することが
できる。信頼度情報は、必要に応じて実数値、離散多
値、２値をとることが考えられる。より簡易には、数値
変換回路においては閾値を設けるのみとし、信頼度の低
い場合のみ誤り消失にするという情報を軟判定復号化回
路に供給し、軟判定復号化回路では消失誤り訂正を行う
としても特性向上が期待できる。
以上をまとめると次のようになる。最尤系列推定等化
回路はデータ系列の推定結果を直接与えるから、その出
力は硬判定信号となり、判定出力の信頼度に関する情報
は得られない。しかし、判定出力の信頼度情報は、伝送
路推定回路内で計算される、受信信号と受信信号レプリ
カとの誤差信号を数値変換することによって与えること
ができる。最尤推定等化回路の出力ばかりでなく、この
信頼度情報も同時に軟判定復号化回路に出力すれば、数
値変換回路という簡単な回路を付加するだけで軟判定誤
り訂正が実現され、高信頼度のデータ伝送が可能とな
る。
回路はデータ系列の推定結果を直接与えるから、その出
力は硬判定信号となり、判定出力の信頼度に関する情報
は得られない。しかし、判定出力の信頼度情報は、伝送
路推定回路内で計算される、受信信号と受信信号レプリ
カとの誤差信号を数値変換することによって与えること
ができる。最尤推定等化回路の出力ばかりでなく、この
信頼度情報も同時に軟判定復号化回路に出力すれば、数
値変換回路という簡単な回路を付加するだけで軟判定誤
り訂正が実現され、高信頼度のデータ伝送が可能とな
る。
（実施例） 第１図は、本願発明のデータ信号受信装置の一実施例
を示す図である。第２図は、本実施例の伝送路推定回路
103の構成を示す図である。
を示す図である。第２図は、本実施例の伝送路推定回路
103の構成を示す図である。
第１図において、入力端子101に入力した受信信号rK
はビタビ等化回路104に入力し、ビタビ等化回路104中で
ビタビアルゴリズムに基づく最尤推定等化が行われ、判
定出力Ｋが得られる。ビタビ等化回路104のメトリッ
ク計算で必要になる伝送路インパルス応答を（＝
［h1,h2,…,hL］、第２図の遅延素子209に対応する時間
間隔をＴとすると、LTは伝送路インパルス応答の長さ）
は、伝送路推定回路103により計算される。
はビタビ等化回路104に入力し、ビタビ等化回路104中で
ビタビアルゴリズムに基づく最尤推定等化が行われ、判
定出力Ｋが得られる。ビタビ等化回路104のメトリッ
ク計算で必要になる伝送路インパルス応答を（＝
［h1,h2,…,hL］、第２図の遅延素子209に対応する時間
間隔をＴとすると、LTは伝送路インパルス応答の長さ）
は、伝送路推定回路103により計算される。
伝送路推定回路103のデータ信号入力と参照信号入力
には、切換え回路110より信号が供給される。この切換
え回路110は、あらかじめ定められたトレーニング期間
中は、受信信号をそのデータ信号入力（第２図のデータ
信号入力201に対応）に、トレーニング系列生成回路102
から供給されるトレーニング系列をその参照信号入力
（第２図の参照信号入力202に対応）にそれぞれ供給す
る。そして、トレーニング期間後は、ビタビ等化回路10
4が受信信号を入力して当該受信信号に対応する送信信
号の推定値を判定結果として出力するまでの時間だけ遅
延回路109により遅延された受信信号をデータ信号入力
に供給し、一方、参照信号入力にはビタビ等化回路104
の判定結果Ｋを供給する。
には、切換え回路110より信号が供給される。この切換
え回路110は、あらかじめ定められたトレーニング期間
中は、受信信号をそのデータ信号入力（第２図のデータ
信号入力201に対応）に、トレーニング系列生成回路102
から供給されるトレーニング系列をその参照信号入力
（第２図の参照信号入力202に対応）にそれぞれ供給す
る。そして、トレーニング期間後は、ビタビ等化回路10
4が受信信号を入力して当該受信信号に対応する送信信
号の推定値を判定結果として出力するまでの時間だけ遅
延回路109により遅延された受信信号をデータ信号入力
に供給し、一方、参照信号入力にはビタビ等化回路104
の判定結果Ｋを供給する。
第２図において、伝送路インパルス応答は、遅延素子
209とタップ係数乗算器210と加算器211で構成されるト
ランスバーサルフィルタ206を用いて推定される。ま
ず、参照信号入力端子202から供給される参照信号がト
ランスバーサルフィルタ206に入力され、その参照信号
と伝送路インパルス応答推定値を用いて伝送路を経て受
信した受信信号の推定値を計算する。こうして得られた
受信信号推定値を受信信号レプリカとする。一方、デー
タ信号入力端子201から供給された受信信号は、この受
信信号レプリカと時間的に対応するように遅延回路205
で遅延させられる。そして、両者の差を減算器207で計
算し、誤差信号εを求める。この誤差信号εは誤差信号
出力端子203に出力されるとともに、タップ係数計算回
路208に供給される。タップ係数計算回路208は、LMS,RL
Sなどの計算アルゴリズムを用いて伝送路インパルス対
応推定値を逐次求め、伝送路インパルス応答出力端子
204に出力するとともに、それをトランスバーサルフィ
ルタ206のタップ係数列として各タップ係数乗算器210に
供給する。
209とタップ係数乗算器210と加算器211で構成されるト
ランスバーサルフィルタ206を用いて推定される。ま
ず、参照信号入力端子202から供給される参照信号がト
ランスバーサルフィルタ206に入力され、その参照信号
と伝送路インパルス応答推定値を用いて伝送路を経て受
信した受信信号の推定値を計算する。こうして得られた
受信信号推定値を受信信号レプリカとする。一方、デー
タ信号入力端子201から供給された受信信号は、この受
信信号レプリカと時間的に対応するように遅延回路205
で遅延させられる。そして、両者の差を減算器207で計
算し、誤差信号εを求める。この誤差信号εは誤差信号
出力端子203に出力されるとともに、タップ係数計算回
路208に供給される。タップ係数計算回路208は、LMS,RL
Sなどの計算アルゴリズムを用いて伝送路インパルス対
応推定値を逐次求め、伝送路インパルス応答出力端子
204に出力するとともに、それをトランスバーサルフィ
ルタ206のタップ係数列として各タップ係数乗算器210に
供給する。
伝送路の変動が少ない場合、第１図のビタビ等化回路
104と第２図のトランスバーサルフィルタ206とに供給さ
れるこの伝送路インパルス応答推定値は、その更新設
定をトレーニング期間中のみにとどめ、トレーニング期
間以後は固定しても十分な特性を得ることができる。
104と第２図のトランスバーサルフィルタ206とに供給さ
れるこの伝送路インパルス応答推定値は、その更新設
定をトレーニング期間中のみにとどめ、トレーニング期
間以後は固定しても十分な特性を得ることができる。
判定出力の信頼度情報は、伝送路推定回路103から抽
出された誤差信号εを数値変換回路105において数値情
報に変換することで得られる。こうして得られた判定出
力の信頼度情報は、その信頼度情報と時間的に対応する
ように遅延回路106において遅延させられたビタビ等化
回路104の判定出力とともに軟判定復号化回路107に供給
され、軟判定復号が実現される。軟判定復号の結果は出
力端子108に出力される。ここで、数値変換回路105が生
成する信頼度情報は、必要に応じて実数値、離散多値、
２値を選ぶことができる。より簡易には、数行変換回路
105においては閾値を設けるのみとし、この閾値を下回
るような信頼度の低い場合のみ誤り消失にするという情
報を軟判定復号化回路107に供給し、軟判定復号化回路1
07では消失誤り訂正を行うとしても特性が向上する。
出された誤差信号εを数値変換回路105において数値情
報に変換することで得られる。こうして得られた判定出
力の信頼度情報は、その信頼度情報と時間的に対応する
ように遅延回路106において遅延させられたビタビ等化
回路104の判定出力とともに軟判定復号化回路107に供給
され、軟判定復号が実現される。軟判定復号の結果は出
力端子108に出力される。ここで、数値変換回路105が生
成する信頼度情報は、必要に応じて実数値、離散多値、
２値を選ぶことができる。より簡易には、数行変換回路
105においては閾値を設けるのみとし、この閾値を下回
るような信頼度の低い場合のみ誤り消失にするという情
報を軟判定復号化回路107に供給し、軟判定復号化回路1
07では消失誤り訂正を行うとしても特性が向上する。
以上の実施令では、連続的に伝送される信号に適用し
た場合について述べたが、本発明はバースト状に（ブロ
ックで）伝送された信号にも同様に適用することができ
る。バースト状に伝送する場合、伝送路推定回路103中
の伝送路インパルス応答の推定は、バースト中のトレー
ニング系列に相当する部分のみとし、それ以外の系列を
伝送しているときには推定操作を停止して、トレーニン
グ系列終了時に得られたインパルス応答を用いてもよ
い。
た場合について述べたが、本発明はバースト状に（ブロ
ックで）伝送された信号にも同様に適用することができ
る。バースト状に伝送する場合、伝送路推定回路103中
の伝送路インパルス応答の推定は、バースト中のトレー
ニング系列に相当する部分のみとし、それ以外の系列を
伝送しているときには推定操作を停止して、トレーニン
グ系列終了時に得られたインパルス応答を用いてもよ
い。
本発明により実現される軟判定復号の誤り率特性の限
界と従来の硬判定復号を用いた方式の誤り率特性の一例
を第３図に示す。第３図の例は、符号化率1/2、拘束長
７の最適畳込み符号と最尤系列推定等化とを同時に用い
た場合の例で、通信路は3T遅れの２波レイリーモデルで
ある。曲線301は最尤系列推定等化直後のの誤り率特
性、曲線302は従来の硬判定復号時の誤り率特性であ
る。この例ではインターリーブを用いておらず、誤り訂
正符号化を施しても特性改善が少ない。これらに対し
て、低信頼度の等化結果を誤り消失とする３値軟判定復
号の場合の誤り率特性の限界は曲線303で示される。し
たがって、この例ではインターリーブを用いずとも本発
明で実現される軟判定復号により、誤り率10-3において
最大約5dBの利得まで見込むことができる。
界と従来の硬判定復号を用いた方式の誤り率特性の一例
を第３図に示す。第３図の例は、符号化率1/2、拘束長
７の最適畳込み符号と最尤系列推定等化とを同時に用い
た場合の例で、通信路は3T遅れの２波レイリーモデルで
ある。曲線301は最尤系列推定等化直後のの誤り率特
性、曲線302は従来の硬判定復号時の誤り率特性であ
る。この例ではインターリーブを用いておらず、誤り訂
正符号化を施しても特性改善が少ない。これらに対し
て、低信頼度の等化結果を誤り消失とする３値軟判定復
号の場合の誤り率特性の限界は曲線303で示される。し
たがって、この例ではインターリーブを用いずとも本発
明で実現される軟判定復号により、誤り率10-3において
最大約5dBの利得まで見込むことができる。
（発明の効果） 以上に説明したように、本発明によれば、最尤系列推
定等化方式と誤り訂正符号とを同時に用いて、符号間干
渉が生じる通信路上でデータ伝送を行なう場合におい
て、簡単な付加回路により誤り訂正符号の訂正能力を向
上させることができ、高信頼度のデータ伝送が可能にな
る。
定等化方式と誤り訂正符号とを同時に用いて、符号間干
渉が生じる通信路上でデータ伝送を行なう場合におい
て、簡単な付加回路により誤り訂正符号の訂正能力を向
上させることができ、高信頼度のデータ伝送が可能にな
る。
第１図は本発明の一実施例を示す図、第２図は第１図の
実施例の伝送路推定回路103の構成を示す図、第３図は
データ信号受信装置における誤り率特性の一例を示す
図、第４図は従来のデータ信号受信装置を示す図であ
る。 101,401……入力端子、102,402……トレーニンウ系列生
成回路、103,403……伝送路推定回路、104,404……ビタ
ビ等化回路、105……数値変換回路、106,109,205,406…
…遅延回路、107,407……軟判定復号化回路、108,408…
…出力端子、110……切換え回路、201……データ信号入
力端子、202……参照信号入力端子、203……誤差信号出
力端子、204……伝送路インパルス応答出力端子、206…
…トランスバーサルフィルタ、207……減算器、208……
タップ係数計算回路、209……遅延素子、210……タップ
係数乗算器、211……加算器、405……信頼度情報生成回
路。
実施例の伝送路推定回路103の構成を示す図、第３図は
データ信号受信装置における誤り率特性の一例を示す
図、第４図は従来のデータ信号受信装置を示す図であ
る。 101,401……入力端子、102,402……トレーニンウ系列生
成回路、103,403……伝送路推定回路、104,404……ビタ
ビ等化回路、105……数値変換回路、106,109,205,406…
…遅延回路、107,407……軟判定復号化回路、108,408…
…出力端子、110……切換え回路、201……データ信号入
力端子、202……参照信号入力端子、203……誤差信号出
力端子、204……伝送路インパルス応答出力端子、206…
…トランスバーサルフィルタ、207……減算器、208……
タップ係数計算回路、209……遅延素子、210……タップ
係数乗算器、211……加算器、405……信頼度情報生成回
路。
Claims (1)
- 【請求項１】受信信号を入力しビタビアルゴリズムを用
いて最尤系列推定を行って前記受信信号の判定結果を出
力するビダビ等化回路と、トレーニング系列を出力する
トレーニング系列生成回路と、前記ビダビ等化回路が前
記受信信号を入力して当該受信信号の判定結果を出力す
るまでの時間の遅延を前記受信信号に与える第１の遅延
回路と、あらかじめ定められた時間内はデータ信号出力
として前記受信信号を、参照信号出力として前記トレー
ニング系列をそれぞれ出力し、前記あらかじめ定められ
た時間以後はデータ信号出力として前記第１の遅延回路
の主力を、参照信号出力として前記ビダビ等化回路の判
定結果をそれぞれ出力する切換え回路と、該切換え回路
の前記データ信号出力と前記参照信号出力とを入力し、
前記参照信号出力の系列と伝送路インパルス応答系列推
定値とに基づき受信信号レプリカを作成し、該受信信号
レプリカと前記データ信号出力との差の誤差信号を計算
し、該誤差信号に基づき前記伝送路インパルス応答系列
推定値を更新設定するとともに前記ビダビ等化回路に当
該伝送路インパルス応答系列推定値を供給する伝送路推
定回路とからなる最尤系列推定回路と、 前記伝送路推定回路内で求めた前記誤差信号を入力して
あらかじめ定められた規則に従って数値変換し、該数値
変換により得られた値を前記ビタビ等化回路の前記判定
結果の信頼度情報として出力する数値変換回路と、 前記ビタビ等化回路の判定出力に前記数値変換回路にお
いて前記判定出力に対応する信頼度情報が出力されるま
での時間の遅延を与える第２の遅延回路と、 該第２の遅延回路により遅延された前記ビタビ等化回路
の判定出力と前記数値変換回路の出力とを入力して誤り
訂正符号の軟判定復号を行う軟判定復号回路と、 を有することを特徴とするデータ信号受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2194251A JP2560893B2 (ja) | 1990-07-23 | 1990-07-23 | データ信号受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2194251A JP2560893B2 (ja) | 1990-07-23 | 1990-07-23 | データ信号受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0479615A JPH0479615A (ja) | 1992-03-13 |
| JP2560893B2 true JP2560893B2 (ja) | 1996-12-04 |
Family
ID=16321507
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2194251A Expired - Lifetime JP2560893B2 (ja) | 1990-07-23 | 1990-07-23 | データ信号受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2560893B2 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0674455B1 (en) * | 1993-10-12 | 2003-01-15 | Ntt Mobile Communications Network Inc. | Multistation transmitting method and receiver therefor |
| JP2864988B2 (ja) * | 1994-06-21 | 1999-03-08 | 日本電気株式会社 | 軟判定信号出力形受信機 |
| JP3405258B2 (ja) | 1999-03-12 | 2003-05-12 | 日本電気株式会社 | 軟判定復号用復調結果出力方法及び受信機 |
| KR20150105642A (ko) * | 2013-02-08 | 2015-09-17 | 파이오니아 가부시키가이샤 | 다이버시티 수신 장치, 다이버시티 수신 방법, 수신 프로그램 및 기록 매체 |
| JP6392680B2 (ja) * | 2015-02-10 | 2018-09-19 | 日本電信電話株式会社 | 受信装置、無線通信システム、及び誤り訂正方法 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CA2012914C (en) * | 1989-05-12 | 1999-05-04 | Vedat M. Eyuboglu | Trellis precoding for modulation systems |
-
1990
- 1990-07-23 JP JP2194251A patent/JP2560893B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0479615A (ja) | 1992-03-13 |
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