DE60107932T2

DE60107932T2 - Verfahren zur Verbesserung des Empfangs eines CDMA-Empfängers und CDMA-Empfänger dazu

Info

Publication number: DE60107932T2
Application number: DE60107932T
Authority: DE
Inventors: Rainer Bachl; Wolfgang Helmut Gerstacker; Richard Rau
Original assignee: Lucent Technologies Inc
Current assignee: Nokia of America Corp
Priority date: 2001-05-29
Filing date: 2001-05-29
Publication date: 2005-12-08
Anticipated expiration: 2021-05-30
Also published as: EP1265384A1; DE60107932D1; US20030031237A1; JP2003037581A; EP1265384B1; US7280499B2; JP4050552B2

Description

Die Erfindung betrifft allgemein Systeme zur digitalen Übertragung, beispielsweise digitale Mobilfunksysteme wie beispielsweise das UMTS (Universal Mobile Telecommunications System) und insbesondere ein Verfahren zum Verbessern der Schätzung von zum Abrufen der Daten erforderlichen Parametern am Empfangsende, und einen Empfänger eines CDMA-Systems (Code Division Multiple Access) zum Ausführen des Verfahrens.
Der Fachmann auf diesem Gebiet weiß sehr wohl, daß Beispiele von Parameterschätzungsverfahren Verfahren zum Schätzen eines Frequenzversatzes zwischen Modulator und Demodulator sind, der danach kompensiert wird, und/oder Kanalschätzungsverfahren, die beispielsweise zum Einstellen der Koeffizienten für einen Rake-Empfänger erforderlich sind, um Kanalverzerrungen zu beseitigen. Zwecks besserem Verständnisses eines Rake-Empfängers kann insbesondere auf die Veröffentlichung von A.J. Viterbi "CDMA", Addison-Wesley, Reading, Mass., 1995, Bezug genommen werden.
Das übertragene Signal wird besonders im Fall einer digitalen Übertragung über zerstreuende Kanäle, beispielsweise über einen Mobilfunkkanal, verzerrt und durch Rauschen gestört. Die Kanalverzerrungen erfordern besondere Konzepte zum Abrufen der übertragenen Daten; beispielsweise wird bei einer TDMA-Übertragung (Time Division Multiple Access), so wie sie im Fall von GSM-Systemen benutzt wird, eine Folgeschätzung am Empfangsende mit Hilfe des Viberbi-Algorithmus ausgeführt. Wenn die Übertragung unter Verwendung des CDMA-Verfahrens (Code Division Multiple Access) durchgeführt wird, wie es bei Mobilfunksystemen der dritten Generation der Fall ist, beispielsweise in UMTS-Systemen, ist Wiedergewinnung beispielsweise mittels eines Rake-Empfängers möglich. Kompliziertere aber auch leistungsfähigere Verfahren beruhen insbesondere auf einer Mehrbenutzererkennung, wobei für diesen Zweck zusätzlich auf die Veröffentlichung von S. Verdu, "Multiuser Detection" (Mehrbenutzererkennung), Cambridge University Press, Cambridge, 1998, Bezug genommen wird.
Die Empfangsverfahren erfordern herkömmlicherweise Schätzungen der Kanalimpulsantwort. Bei den meisten CDMA-Systemen werden bekannte Pilotsymbole, deren entsprechende Empfangswerte zur Ausführung der Schätzung benutzt werden können, für diesen Zweck zum Empfänger übertragen. Eine Vielzahl von Kanalschätzungsverfahren in der Literatur beruhen auf diesem Konzept.
Der Leistungswirkungsgrad des Rake-Empfängers und/oder der Mehrbenutzererkennung wird sehr durch die Güte der Kanalschätzungen beeinflußt. Infolgedessen sind CDMA-Systeme stark von der Verwendung einer adaptiven Leistungsregelung abhängig, um eine gewünschte Kapazität des Gesamtsystems und Übertragungsgüte zu erreichen. Der Begriff "Leistungsregelung" deckt in diesem Fall sowohl die schnelle Leistungsregelung für die Reaktion auf Schwund und die längerfristige Anpassung der Sendeleistung ab, die beispielsweise im Fall einer Änderung der Datenrate erforderlich ist.
Bei allen gegenwärtig bestehenden CDMA-Systemen wird eine solche Leistungsregelung gewöhnlich blockweise unternommen, sodaß die Sendeleistung in jedem Fall über einzelne Blöcke von Symbolen konstant gehalten wird und diskontinuierlich zwischen Einzelblöcken geändert wird.
Da jede Kanalschätzung dadurch im allgemeinen durch die Empfangswerte von verschiedenen Blöcken beeinflußt wird, wobei den verschiedenen Blöcken in Systemen mit Leistungsregelung unterschiedliche Leistungspegel zugewiesen werden, ergibt dies ein Erfordernis, Symbole mit unterschiedlichen Sendeleistungspegeln zu kombinieren. Wenn diese unterschiedlichen Sendeleistungspegel nicht explizit berücksichtigt werden, kann dies daher zu einer niedrigeren Güte der Kanalschätzungsergebnisse führen. Dieses Problem wird jedoch in Systemen des Standes der Technik außerachtgelassen und/oder es wird eine durch diese Diskontinuität verursachte spürbare Verschlechterung der Kanalschätzung in Kauf genommen.
In der internationalen Patentveröffentlichung WO 00/33472 ist ein Verfahren zum Verbessern des Empfangs eines CDMA-Empfängers auf Grundlage eines Parameterschätzungsverfahrens offenbart, bei dem die Schätzungen durch Verarbeitung von Empfangswerten (y_i[k]) erzeugt werden, die mit Korrekturfaktoren (s) versehen sind, wobei die Korrekturfaktoren (s) zum Ausgleichen unterschiedlicher Leistungspegel des Empfangssignals dienen.
Gegenüber der Offenbarung von WO 00/33472 ist die vorliegende Erfindung dadurch gekennzeichnet, daß eine Diskontinuität von Sendeleistungspegeln und die sich daraus ergebenden Korrekturfaktoren (s) durch statistische Hypotheseprüfung geschätzt werden und den Empfangswerten (y_i[k]) zugewiesen werden.
Bei bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung werden die angedeuteten Probleme des Standes der Technik vorteilhafterweise vermieden, insbesondere die beschriebene Verschlechterung.
Bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung bieten auch vorteilhafterweise einen wirkungsvollen Weg, der besonders im Fall von CDMA-Systemen mit Leistungsregelung Schätzungen höherer Güte sicherstellt, als wenn Verfahren gemäß dem Stand der Technik benutzt werden, und vermeiden gleichzeitig größtenteils eine wesentliche Steigerung der Komplexität der Systemimplementierung.
Die erfindungsgemäße Lösung wird durch ein Verfahren, einen CDMA-Empfänger und ein Implementierungsprogramm mit den Merkmalen der Ansprüche 1, 10 bzw. 14 geliefert.
Vorteilhafte und/oder bevorzugte Ausführungsformen und/oder Entwicklungen sind Gegenstand der jeweiligen Unteransprüche.
Für den Zweck von Parameterschätzungsverfahren, die so wirkungsvoll wie möglich sind, insbesondere für die Zwecke des Schätzens einer Kanalimpulsantwort im Fall einer CDMA-Übertragung wird durch die Erfindung das Schätzen eines Korrekturfaktors bereitgestellt, mit dem unterschiedliche Leistungspegel von verschiedenen Empfangsblöcken für die Parameterschätzung ausgeglichen werden können. Diskontinuierliche Variationen des Empfangssignals der Parameterschätzung können daher durch Schätzen und Kompensieren eines Leistungsregelfaktors vermieden werden.
Da Leistungsregelungsinformationen beispielsweise im Fall von UMTS-Systemen nur mit relativ geringer Zuverlässigkeit übertragen werden, ist in einer bevorzugten Entwicklung vorgesehen, Verfahren der statistischen Hypotheseprüfung zum Schätzen von Leistungsregelfaktoren zu benutzen. Ein Vorteil davon besteht darin, daß analytische Ausdrücke für das Verfahren auf Grundlage der Beschreibung der Dämpfung von Übertragungskanälen bei Mobilfunk und auch von überlagertem Rauschen als komplexe Gaussche Prozesse angegeben werden können. Die Schätzung des Leistungsregelfaktors beruht darüberhinaus vorzugsweise auf einem MAP-Ansatz (maximum aposteriori), bei dem eine Entscheidung für den Leistungsregelfaktor getroffen wird, für den die Wahrscheinlichkeit des Auftretens hinsichtlich der Messung von vorschreibbaren beobachteten Variablen maximal ist. Erfindungsgemäß werden für die einzelnen bevorzugten Schätzungsverfahren unterschiedliche beobachtete Variablen angegeben, wobei es möglich ist, vorteilhafterweise sowohl mit Hilfe von Empfangswerten, die den Pilotsymbolen zugewiesen sind, als auch mit Hilfe von Empfangswerten, die unbekannten Daten zugewiesen sind, zu schätzen. Weiterhin ist das erfindungsgemäße Verfahren auch für nützliche Anwendung beim Schätzen weiterer Parameter wie beispielsweise eines Frequenzversatzes zwischen einem Sender und einem Empfänger geeignet.
Das erfindungsgemäße Verfahren und der erfindungsgemäß angepaßte Empfänger zum Ausführen des Verfahrens stellen daher einen Anstieg der Güte der Parameterschätzung am Empfangsende sicher, wie beispielsweise insbesondere der Kanalschätzung in CDMA-Systemen mit Leistungsregelung. Da besonders bei der Verwendung eines Rake-Empfängers zur Wiederherstellung der übertragenen Daten die Erkennung im wesentlichen auf Kanalschätzungen und/oder Schätzungen anderer Parameter wie beispielsweise des Frequenzversatzes beruht, führt die Verbesserung der Parameterschätzung daher zu einer Verringerung der Bitfehlerrate des Übertragungssystems, was daher ein mögliches Ersparnis bei der erforderlichen Sendeleistung und daher eine höhere Gesamtkapazität zur Folge hat. Demgegenüber führt dies bei der praktischen Implementierung nur zu einem leichten zusätzlichen Aufwand.
Die Erfindung wird ausführlich unten beispielhafterweise mit Hilfe bevorzugter beispielhafter Ausführungsformen und unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen beschrieben. In den Zeichnungen zeigt:
1 ein vereinfachtes Blockschaltbild eines Rake-Empfängers mit Maximalverhältniskombination unter expliziter Berücksichtigung der Leistungsregelung,
2 ein Blockschaltbild entsprechend der 1, jedoch ohne Berücksichtigung der Leistungsregelung,
3a ein Eingangssignal für eine Parameterschätzung ohne Kompensation der Leistungsregelung,
3b ein Eingangssignal für eine Parameterschätzung mit Kompensation der Leistungsregelung, und
4 ein Eingangssignal eines Rake-Fingers zum Schätzen eines Leistungsregelfaktors.
Zwecks besseren Verständnisses des erfindungsgemäßen Ansatzes und des Systemmodells, auf dem die nachfolgende Beschreibung beruht, wird zuerst auf 2 Bezug genommen, die ein vereinfachtes Blockschaltbild eines Rake-Empfängers für eine Übertragung mit DS-CDMA (Direct Sequence Code Division Multiple Access) für einen linear verzerrenden Kanal darstellt. Wie dem Fachmann ansich bekannt ist, wird ein von einer Antenne kommendes, ein Empfangsfilter 1 durchlaufendes Eingangssignal für diesen Zweck auf Wegen, den sogenannten Fingern F₀, F_i, F_L–1 des Rake-Empfängers mit einer Mehrzahl von Vorrichtungen, besonders für Verzögerung 2, Entspreizung 3 und Kanalschätzung 4, verarbeitet.
Das zeitdiskrete Ausgangssignal y[k] des Rake-Empfängers nach 2 ist in diesem Fall gegeben durch
wobei L die Anzahl der Finger F₀, F_i, F_L–1 des Rake-Empfängers bezeichnet. Wenn zur Vereinfachung der Darstellung auftretende Laufzeiten außerachtgelassen werden, ist das Ausgangssignal y_i[k] des iten Fingers F_i nach 2 gegeben durch yi[k]=hi[k]·a[k]·s+ni[k], i∈{0,1, ..., L–1} (2)
Die Folge a[k] enthält in diesem Fall die übertragenen Symbole, die in Abhängigkeit von dem benutzten Modulationsverfahren entweder wirklich real oder komplex sein können. Die Parameter h_i[k] stellen zeitabhängige Gewichtungsfaktoren bezüglich des iten Rake-Fingers F_i dar, die durch die Kanalimpulsantwort gegeben werden, wobei der Parameter h ^_i[k] in der Gleichung (1) den geschätzten Kanalgewichtungsfaktor bezüglich des iten Rake-Fingers F_i bezeichnet, der durch die Kanalschätzungsvorrichtung 4 in der 2 bestimmt wird. Die Parameter n_i[k] bezeichnen Störsignale des iten Rake-Fingers F_i, die herkömmlicherweise aus verschiedenen Komponenten bestehen, beispielsweise weißem Rauschen und MAI (Multiple Access Interference – Vielfachzugriffsinterferenz). Der Faktor s stellt einen Gewichtungsfaktor dar, der die Leistung des Empfangssignals beeinflußt, das heißt Leistungsregelung (schnelle Leistungsregelung oder langfristigere Leistungsanpassung) ausübt, und für Empfangsblöcke der Dauer K konstant ist.
Wie dem Fachmann auf diesem Gebiet weiterhin bekannt ist, kann angenommen werden, daß sowohl h ^_i[k] als auch n_i[k] in guter Annäherung in vielen Mobilfunkanwendungen ein komplexer Durchschnittswert abzüglich Gausscher Prozesse sind, wobei diese Annahme die Grundlage für die nachfolgende Beschreibung bildet.
Im Fall der UMTS-Systeme wird beispielsweise der Leistungsregelfaktor s plötzlich dem Empfänger übermittelt, aber die entsprechenden Empfangssymbole sind nicht sehr zuverlässig, da es durch das Erfordernis einer kurzen Verzögerung unmöglich ist, eine sehr leistungsfähige Kanalcodierung für diese Symbole zu benutzen. Im allgemeinen besitzt der Empfänger daher keine genaue Kenntnis des Faktors s und es ist daher stattdessen notwendig, im wesentlichen alle Möglichkeiten für s in Betracht zu ziehen. Ihre (a-priori) Wahrscheinlichkeiten können mit Hilfe der die Leistungsregelinformationen enthaltenden Empfangssymbole und der entsprechenden Symbolfehlerwahrscheinlichkeiten bestimmt werden.
Der Einfachheit halber werden die Symbole jedes Blocks mit einem konstanten Leistungsregelfaktor s zu diskreten Zeiten k∈{0, 1, ...., K–1) aufgezählt. Es wird weiterhin angenommen, daß jeder Block K_p dem Empfänger bekannte Pilotsymbole an Stellen k₀, k₁, ...., k_Kp–1 enthält. Kanalschätzung zur Bestimmung der Faktoren h_i[k] kann mit Hilfe der Empfangswerte y_i[k₀], y_i[k₁], ..., y_i[k_Kp–1] unternommen werden, in welchem Fall verschiedene Verfahren, die beispielsweise auf Filterung und/oder Interpolation beruhen für diesen Zweck aus der Literatur bekannt sind, beispielsweise aus Veröffentlichungen von J.K. Cavers, "An Analysis of Pilot Symbol Assisted Modulation for Rayleigh Fading Channels" (Eine Analyse von durch Pilotsymbole unterstützter Modulation für Rayleigh-Schwundkanäle), Transactions on Vehicular Technology, VT-40:686–693, Nov. 1991; G. Auer et al., "Adaptive Mobile Channel Prediction for Decision Directed Rake Receivers" (Adaptive Mobilkanalvorhersage für entscheidungsgeleitete Rake-Empfänger), IEE Colloquium on Adaptive Signal Processing for Mobile Communications Systems, Seiten 13/1–13/5, Oktober 1997; H. Andoh et al., "Channel Estimation Filter Using Time-Multiplexed Pilot Channel for Coherent Rake Combining in DS-CDMA Mobile Radio" (Kanalschätzungsfilter mit zeitgemultiplextem Pilotkanal für kohärente Rake-Kombination in DS-CDMA-Mobilfunk), IEICE Trans. Commun., E81-B(7): 1517–1526, Juli 1998.
Auch ist es mit diesen Methoden möglich, durch Anwenden der Grundsätze von Entscheidungsrückkopplung Datensymbolen entsprechende Empfangswerte in die Kanalschätzung aufzunehmen. Dies ergibt eine Steigerung der Güte der Schätzung.
Dem Fachmann ist bekannt, daß Empfangswerte von verschiedenen Blöcken im allgemeinen die gegenwärtige Kanalschätzung beeinflussen, mit der Folge, daß Symbole mit verschiedenen Leistungsregelfaktoren s kombiniert werden, wie beispielsweise aus 3b) ersichtlich ist. Wie bereits oben erwähnt kann dies eine Verschlechterung der Anpassung des Kanalschätzungsfilters oder eine niedrigere Güte des Ergebnisses der Kanalschätzung ergeben. Weiterhin tritt ein ähnliches Problem beispielsweise auch bei Frequenzversatzschätzungsverfahren auf, die mit Schätzungen für die Kanal-Autokorrelationsfolge arbeiten, wobei für diesen Zweck als Beispiel auf die Veröffentlichung von W.-Y. Kuo et al. "Frequency Offset Compensation of Pilot Symbol Assisted Modulation in Frequency Flat Fading" (Frequenzversatzkompensation von durch pilotsymbolunterstützter Modulation bei frequenzlinearem Schwund), Transactions on Communications, COM-45: 1412–1416, November 1997, Bezug genommen wird.
In Abweichung von dem Parameterschätzungsverfahren gemäß dem Stand der Technik, bei denen diese Probleme außerachtgelassen werden oder eine sich ergebende Verschlechterung angenommen wird, besteht der Ansatz des erfindungsgemäßen Verfahrens darin, den Leistungsregelfaktor s zu schätzen und danach zu kompensieren, um insbesondere abrupte Diskontinuitäten im Eingangssignal der Parameterschätzung, wie in 3b) dargestellt, zu vermeiden.
Die für diesen Zweck auszuführende Schätzung wird unten unter Bezugnahme auf 1 und 4 beschrieben.
Es ist im allgemeinen unmöglich, den dem Empfänger durch den Sender übermittelten Faktor s direkt anzuwenden, da die diese Informationen enthaltenden Symbole meistens nicht zuverlässig genug sind. Um den Faktor s zu schätzen, ist daher vorgesehen, Verfahren der statistischen Hypotheseprüfung, wie beispielsweise in der Veröffentlichung von A.D. Whalen, "Detection of Signals in Noise" (Signalerkennung in Rauschen), Academic Press, New York, 1971, offenbart, anzuwenden.
Nach 1 werden nach der in einer Vorrichtung 5 ausgeführten Schätzung des Korrekturfaktors s, das heißt im wesentlichen des Leistungsregelfaktors, Werte 1/s·y_i[k], bei denen abrupte Leistungsänderungen nicht länger auftreten, der Vorrichtung 4' zur Parameterschätzung (beispielsweise Kanalschätzung) zur Verfügung gestellt und damit das Ergebnise der Parameterschätzung verbessert.
Zur Ausführung der Schätzung des Faktors s wird bevorzugt, die ersten M Ausgangswerte jedes Rake-Fingers F₀, F_i, F_L–1 pro Block n, n+1 zu betrachten. Diese Werte werden in Empfangsvektoren kombiniert: yi=[yi[0] yi[1] ... yi[M–1]]T, i∈{0, 1, ..., L–1}, (3)wobei (.)^T Transposition bezeichnet. Auf dieser Grundlage ist nunmehr insbesondere die Gesamtdichte von y_i von Interesse, wobei der Fall von M = 2 unten beispielhafterweise beschrieben wird. Da h_i[k] und n_i[k] als komplexe Gaussche Prozesse angenommen werden können, ist das Ergebnis für gegebene Werte von s, a[0] und a[1] (vergleiche Gleichung (2)) als bedingte Dichte für y_i eine zweidimensionale komplexe Gaussche Dichte mit der Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion von
wobei (.)^H die Hermitische Transposition der Matrix bezeichnet und die Autokorrelationsmatrix M_i gegeben ist durch
Es gelten hier folgende Definitionen:
wobei σ 2 / i, σ 2 / h,i bzw. σ 2 / n,i die Varianz des Ausgangssignals des iten Rake-Fingers F_i, die Varianz des Kanalgewichtungsfaktors bezüglich des iten Rake-Fingers F_i und die Rauschvarianz am iten Rake-Finger F_i darstellen und ⌀h₁h₁ ^[K] und ⌀n₁n₁ ^[K] die Autokorrelationsfolgen von h_i[k] bzw. n_i[k] darstellen, wobei ⌀h₁h₁ ^[K] = E{h_i[k + K]h *_i[K]} und ⌀n₁n₁ ^[ ^K] = E{n_i[k + K]n *_i[K]}.
Die Bestimmung der Autokorrelationsfunktionen und Varianzen σ 2 / h,i und σ 2 / n,i kann beispielsweise mit Hilfe der Kanalschätzungen im Empfänger durchgeführt werden. Es ist zu beachten, daß σ 2 / i eine Funktion des zu prüfenden Leistungsregelfaktors s ist und der Korrelationskoeffizient ρ_i weiterhin eine Funktion von a[0] und a[1] ist.
Weiterhin wird für das Folgende der Fall des weißen Rauschens n_i[k] in Betracht bezogen, das heißt ∅n₁n₁ ^[K] = 0, K ≠ 0, was in der Praxis meistens eine gute Annäherung bedeutet. Dies führt zu
Vor Schätzung des Leistungsregelfaktors s wird ein Vektor (oder sonst Skalar) ui=f(yi) (11)gebildet. Es ist allgemein bekannt, daß es notwendig ist, anzunehmen, daß den in Betracht gezogenen Zeitschritten 0, 1, ..., M-1 keine Pilotsymbole zugewiesen sind und daß die entsprechenden Übertragungsymbole daher für die Schätzung unbekannt sind. Anders gesagt können keine entschiedenen Daten benutzt werden, da ihre Gewinnung Kenntnis von Kanalschätzungen erfordert, während a stromaufwärts von der Kanalschätzung im gegenwärtigen Block geschätzt wird. Die Vektorial- oder Skalarfunktion f(.) dient dem Zweck, den Einfluß der unbekannten Datensymbole so gering wie möglich zu halten, wobei es auch, wie später noch beschrieben wird, möglich ist, den Fall bekannter Pilotsymbole durch eine passende Definition von f(.) abzudecken.
Obwohl es im Prinzip auch möglich ist, dem Fachmann bekannte Kriterien zur Schätzung des Faktors s zu benutzen, wird unten für die beispielhafte Beschreibung ein MAP-Ansatz (maximum a-posteriori) benutzt. Der geschätzte Faktor wird daher wie folgt bestimmt
wobei p(s|u₀, u₁, ..., u_L–1) die bedingte Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion von s bei bekannten u₀, u₁, ..., u_L–1 bezeichnet.
Um den numerischen Auswertungen zugänglichen Ausdruck zu erhalten, wird der Bayesche Satz benutzt, das heißt:
Die Gleichung (13) ist in diesem Fall für alle Möglichkeiten, das heißt Hypothesen für den Faktor s, auszuwerten. Hier kann p(u₀, u₁, ..., u_L–1) als irrelevanter Faktor zur Bestimmung des wahrscheinlichsten Wertes außerachtgelassen werden und die Berechnungen der a-priori-Wahrscheinlichkeiten Pr(s) können auf einfache Weise mit Hilfe der Fehlerwahrscheinlichkeiten bezüglich der die Leistungsregelinformationen enthaltenden Symbole ausgeführt werden. Weiterhin kann die zu berechnende Gesamtdichte p(u₀, u₁, ..., u_L–|s) vereinfacht werden. Da die Kanalkoeffizienten h_i[k] für verschiedene Rake-Finger F₀, F₁, F_L–1 auf statistisch von einander unabhängige Weise modelliert werden können, wie auch die Interferenzprozesse n_i[k], ist es möglich, mit geeigneter Auswahl der Funktion f(.) die Gültigkeit der Faktorisierung p(u0, u1, ..., uL–1|s)=p(u0|s)·p(u1|s)·...·p(uL–1|s). (14)anzunehmen. Die Funktion f(.) muß bekannt sein, um die Dichtefunktionen p(u_i|s) zu bestimmen. Es werden unten drei bevorzugte Möglichkeiten zum Bilden von f(.) besprochen.
Eine erste Möglichkeit, ohne Trainingsfrequenzen am Empfänger kennen zu müssen, besteht in der komponentweisen Bildung der Quadrate von Absolutwerten, das heißt
Weiterhin wird die Anzahl von Symbolen als M=2 ausgewählt und es wird eine binäre Antipodenmodulation angenommen, wie beispielsweise bei UMTS-Systemem benutzt wird, das heißt a[k]∈{±1}. Die Darstellung
wird zur Berechnung von p(u_i|s) ausgewählt.
Die Berechnung einer Gesamt-Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion der Quadrate von Absolutwerten von zwei korrelierten komplexen Gausschen Zufallsvariablen, die Berechnung von p(u_i=f(y_i)|s, a[0], a[1]) in dem betrachteten Fall erweist sich als Standardproblem für den Fall einer zweidimensionalen komplexen Gausschen Dichte für y_i für ein gegebenes s, a[0] und a[1]; seine Lösung ist aus der Literatur bekannt, beispielsweise aus Veröffentlichungen von M. Schwartz et al. "Communication Systems and Techniques" (Kommunikationssysteme und Verfahren), McGraw-Hill, New York 1966 und von C.W. Helstrom, "The Resolution of Signals in White Gaussian Noise" (Die Auflösung von Signalen in weißem Gausschen Rauschen), Proceedings of the IRE, 43:1111-1118, September 1955. Mit σ 2 / i und ρ_i nach Gleichung (6) bzw. Gleichung (10) und der modifizierten Besselfunktion der ersten Art von Ordnung Null
man vergleiche beispielsweise die oben erwähnte Veröffentlichung von M. Schwartz et al. Nach Gleichung (10) ist der Absolutwert von ρ_i unabhängig von a[0] und a[1] für binäre Antipodenmodulation und weißes Rauschen. Nach Gleichungen (16) und (17), ergibt dies
Bei niedrigen Signal-Rausch-Verhältnissen, die in der Regel an den Ausgängen der einzelnen Rake-Finger F₀, F_i, F_L–1 auftreten, kann eine Vereinfachung unternommen werden. In diesem Fall kann die folgende Annäherung benutzt werden ln(I0(χ))≈χ2/4 (22)die für kleine Argumente gültig ist und zu folgendem führt:
wobei für diesen Zweck zusätzlich beispielhafterweise Bezug genommen wird auf die Veröffentlichung von D. Raphaeli, "Noncoherent Coded Modulation" (Nichtkohärente codierte Modulation), Transactions on Communication, COM-44:172–183, Februar 1996. Abschließend wird unter Verwendung von Gleichung (13) und Gleichung (14) der geschätzte Leistungsregelfaktor s als der Wert erhalten, der den Ausdruck
maximiert.
Als zweite Möglichkeit können die Quadrate der Absolutwerte der einzelnen Empfangswerte summiert werden, um die Funktion f(.) zu bilden, das heißt
M = 2 ist wieder als Beispiel gewählt und es wird der Fall einer binären Antipodenmodulation in Betracht gezogen. Die bedingte Dichtefunktion von u_i=f(y_i) für ein gegebenes s kann auf Grundlage der bereits erwähnten Veröffentlichung von M. Schwartz abgeleitet werden. Es ergibt sich wieder der von a[0] und a[1] unabhängige Ausdruck für die bedingte Dichte p(f(u_i)|s, a[0], a[1]), der schließlich zu folgendem führt:
wobei Gleichungen (20) und (21) wiederum für σ 2 / i bzw. |ρ_i| gelten. Davon ausgehend ist es daher möglich Gleichungen (13) und (14) dazu zu benutzen, die als Funktion von s zu maximierende Zielfunktion direkt anzugeben, insbesondere
Eine weitere bevorzugte Möglichkeit besteht in der direkten Verwendung von y_i zum Schätzen von s, das heißt u_i = y_i im Fall des Auftretens von am Empfangsende bekannten Trainingsymbolen an den Punkten k∈{0, 1, ..., M-1}. Es wird der Fall von M = 2 und a[0] = a[1] = 1 als Beispiel betrachtet. Die sich ergebende bedingte Dichtefunktion ist
Die Gleichungen (13) und (14) können daher dazu benutzt werden, die als Funktion von s zu maximierende Zielfunktion wie folgt aufzusetzen
Während im obigen ausschließlich der Fall der alleinigen Betrachtung von Signalwerten des neuen Empfangsblocks n+1 zum Schätzen von s, das heißt nach einer Änderung des Leistungsregelfaktors s, in Betracht gezogen wird, kann auch eine Schätzung durch zusätzliche Betrachtung von Empfangswerten des alten Blocks n durchgeführt werden. Als Beispiel wird für diesen Zweck die Verwendung von Empfangswerten von einem alten und einem neuen Empfangsblock n bzw. n+1 betrachtet (4), das heißt im Fall von M=2 wird der Empfangsvektor bezüglich des iten Rake-Fingers F_i gebildet als
Es wird weiterhin angenommen, daß die Kompensation des Leistungsregelfaktors s bereits für den alten Empfangswert unternommen worden ist. Es ergibt sich wieder eine Gaussche Dichte nach Gleichung (4) als bedingte Dichte p(y_i|s, a[–1], a[0]), wobei das Ergebnis für die Autokorrelationsmatrix nunmehr folgendes ist
Hier bezeichnet so den bereits bestimmten Leistungsregelfaktor des alten Blocks n. Ein Fachmann auf diesem Gebiet wird erkennen, daß es daher möglich ist, dieses Ergebnis wieder zur Ableitung von Zielfunktionen zum Schätzen von s für die drei oben besprochenen Möglichkeiten zu verwenden, die auf der Funktion f(.) und binärer Antipodenmodulation beruhen.
Bei einer praktischen Ausführungsform, besonders in einem Empfänger eines auf CDMA basierenden Mobilfunksystems bedeutet das Verfahren nur einen geringen zusätzlichen Aufwand und wird im Verhältnis zu einer beliebigen Periode der Leistungsregelung gestartet. Nach Speicherung der Abtastwerte y_i[k] für alle L Rake-Finger werden die letzteren daher zusätzlich mit der Bildung der Funktion f(.), die insbesondere auf einer der drei oben beschriebenen bevorzugten Möglichkeiten beruht, vorverarbeitet.
Infolgedessen ist es danach möglich, in Verbindung mit der Berücksichtigung der a-priori-Wahrscheinlichkeit Pr(s) für das Auftreten eines Leistungsregelfaktors s, der ansich aus einem übertragenen Leistungsregelbefehl bekannt ist, und der uncodierten Fehlerrate, eine Zielfunktion für alle möglichen Leistungsregelfaktoren s aufzusetzen, wobei es möglich ist, Abtastwerte von einem Empfangsblock n+1 oder als Alternative Empfangswerte von unterschiedlichen Blöcken n, n+1 (4) zu benutzen: beispielsweise bei der Auswahl der Anzahl von im Verhältnis zu M=2 zu berücksichtigenden Symbolen entweder die Abtastwerte y_i[0] und y_i[1] aus dem neuen Empfangsblock n+1 oder als Alternative die Abtastwerte y_i[–1] und y_i[0] aus unterschiedlichen Empfangsblöcken. Die Schätzung für den wirklich auftretenden Leistungsregelfaktor s wird darauf als die ausgewählt, für die die Zielfunktion maximiert werden kann.
Das erfindungsgemäße Verfahren zum Schätzen des Korrekturfaktors kann daher sowohl mit Hilfe von Empfangswerten durchgeführt werden, die Pilotsymbolen zugewiesen werden, als auch mit Hilfe von Empfangswerten, die unbekannten Daten zugewiesen werden.
Durch das erfindungsgemäße Verfahren wird eine Verbesserung der Güte der Parameterschätzung sichergestellt, wodurch eine Verringerung der Bitfehlerrate des Übertragungssystems und/oder eine mögliche Einsparung notwendiger Sendeleistung sichergestellt wird.

Claims

Verfahren für den Empfang in einem CDMA-Empfänger auf Grundlage eines Parameterschätzungsverfahrens, bei dem die Schätzungen durch Verarbeitung von mit Korrekturfaktoren (s) versehenen Empfangswerten (y_i[k]) erzeugt werden, wobei die Korrekturfaktoren (s) zum Ausgleichen unterschiedlicher Leistungspegel des Empfangssignals dienen, dadurch gekennzeichnet, daß eine Diskontinuität der Sendeleistungspegel und der Korrekturfaktoren (s) durch statistische Hypotheseprüfung geschätzt werden und den Empfangswerten (y_i[k]) zugewiesen werden.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß bei der statistischen Hypotheseprüfung eine a-priori-Wahrscheinlichkeit (Pr(s)) der Gegenwart einer spezifischen Diskontinuität eines Sendeleistungspegels zum Verbessern der Schätzung der gegenwärtigen Diskontinuität des Sendeleistungspegels des Empfangssignals (y_i[k]) benutzt wird.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß mit dem Parameterschätzungsverfahren die Schätzung der Diskontinuität der Sendeleistung zwischen zwei jeweils einer Sendeleistung zugewiesenen Blöcken (n, n+1) unternommen wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß zum Schätzen des Korrekturfaktors das Parameterschätzungsverfahren einen Vektor aus komponentweisen Quadraten von Absolutwerten des Empfangssignals (y_i[k]) zum Ausführen der statistischen Hypotheseprüfung benutzt.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß Summen von Quadraten von Absolutwerten zum Ausführen der statistischen Hypotheseprüfung benutzt werden.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die statistische Hypotheseprüfung während des Empfangs von Trainingsymbolen entsprechenden Empfangswerten (y_i[k]) ausgeführt wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß zum Schätzen des Leistungspegels nur Empfangswerte (y_i[k]) aus dem zu Block (n+1) benutzt werden, der zu dem gegenwärtig zu schätzenden Leistungsregelfaktor (s) gehört.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß zum Schätzen des Leistungspegels Empfangswerte (y_i[k]) aus dem zu dem gegenwärtig zu schätzenden Leistungsregelfaktor (s) gehörenden Block (n+1) und aus dem vorhergehenden Block (n) benutzt werden.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß im Fall einer Diskontinuität die Schätzung von Diskontinuitäten der Leistungsregelfaktoren (s) weitere Schätzungsverfahren signalisiert und als Grundlage für diese weiteren Schätzungsverfahren benutzt wird.
CDMA-Empfänger mit einer Parameterschätzungsvorrichtung zum Ausführen eines Parameterschätzungsverfahrens gemäß einem der Ansprüche 1 bis 9.
CDMA-Empfänger nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß der Empfänger als ein Rake-Empfänger konstruiert ist.
CDMA-Empfänger nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß mehr als einem Finger (F₀, F_i, F_L–1) des Rake-Empfängers eine Parameterschätzungsvorrichtung zugewiesen wird.
CDMA-Empfänger nach Anspruch 11 oder 12, dadurch gekennzeichnet, daß mehr als ein Finger (F₀, F_i, F_L–1) des Rake-Empfängers zum Ausführen der statistischen Hypotheseprüfung benutzt wird.
Implementierungsprogramm zum Ausführen eines Verfahrens nach Anspruch 1 bis 9, besonders in einem CDM-Empfänger nach einem der Ansprüche 10 bis 13.