DE60214863T2

DE60214863T2 - Einrichtung zur gleichzeitigen detektion von cdma codes für eine mehrwege-absatzstrecke

Info

Publication number: DE60214863T2
Application number: DE60214863T
Authority: DE
Inventors: Laurent Ros; Geneviève JOURDAIN; Marylin Arndt
Original assignee: France Telecom SA
Current assignee: Orange SA
Priority date: 2001-07-30
Filing date: 2002-07-08
Publication date: 2007-04-19
Anticipated expiration: 2022-07-09
Also published as: EP1413066A1; ATE340438T1; ES2274078T3; FR2828032B1; FR2828032A1; EP1413066B1; US20040228314A1; WO2003013016A1; DE60214863D1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft digitale Codemultiplex-Übertragungen CDMA (Coded Division Multiple Access) in einem zellularen Funktelefonnetz.
Genauer betrifft die Erfindung eine digitale Vorrichtung zur Erfassung der Symbole, die die Interferenz zwischen Symbolen bekämpft, und mit Mehrfachzugriffen im Empfänger eines mobilen Funktelefon-Endgeräts vom Typ UMTS (Universal Mobile Telecommunications System) im TDD-Modus (Time Division Duplex) gemäß der Abwärtsverbindung von einer Basisstation zum mobilen Endgerät.
Vor der Erörterung der Vorrichtungen der gemeinsamen Codeerfassung CDMA für eine Abwärtsverbindung vom Typ UMTS werden nachfolgend einige Merkmale einer UMTS-Übertragung im TDD-Modus in Erinnerung gerufen.
Ein Zeitmultiplexrahmen TDMA (Time Division Multiple Access) eines physischen Ausbreitungskanals hat eine Dauer von 10 ms und weist 15 Zeitschlitze (in der englischen Terminologie time slots) auf. In jedem Zeitschlitz werden bis zu K = 16 gleichzeitige Datenbursts übertragen, die meist je K Benutzern zugewiesen sind, obwohl zwei oder mehr Bursts dem gleichen Benutzer zugeteilt werden können. Der CDMA-Code c_k für einen Burst und einen gegebenen Benutzer, derart durch den ganzzahligen Index k bezeichnet, dass gilt 1 ≤ k ≤ K, wird durch eine Sequenz (channelisation code in der englischen Terminologie) von Q Codeelementen (Chips in der englischen Terminologie) definiert, die einer Überabtastung jedes Symbols der Periode T_s zugeordnet sind. Die Anzahl Q von Codeelementen wird Streuungsfaktor genannt und ist gleich 16. Im CDMA-Modus ist die Anzahl von aktiven Codes K kleiner als oder gleich Q. Ein Zeitschlitz kann 2560 Codeelemente (Chips) der Periode T_c = T_s/Q enthalten.
In der Praxis zerfällt jeder Zeitschlitz in zwei Datenfelder gleicher Länge, die eine mediane Lernsequenz (Midamble in der englischen Terminologie) von 256 oder 512 Codeelementen umrahmen, um den Ausbreitungskanal zu schätzen. Die Symbole werden sequentiell durch Filterung mit einer globalen vorbestimmten Detektor- oder Speichertiefe von P_d Symbolen geschätzt. So wird ein Datensymbol in einem Zeitschlitz in Abhängigkeit vom Ergebnis der linearen Verarbeitung eines Tastprobenabschnitts entsprechend einer Dauer von P_d·T_s kürzer als die Dauer eines Zeitschlitzes geschätzt.
Außerdem kann beim Senden in der Basisstation jedes Codeelement um einen Überabtastungsfaktor S mindestens gleich 2 überabgetastet werden. Für ein Datensymbol werden so QS Tastproben einer Tastperiode Ts/SQ entsprechend Q Codeelementen nach einer Vierphasenmodulation gesendet.
Obwohl in der Praxis der Empfänger des mobilen Endgeräts mehr als eine Antenne aufweisen kann, wird nachfolgend außerdem angenommen, dass die Blockdiagramme der bekannten und erfindungsgemäßen Erfassungsvorrichtungen, einschließlich der dargestellten, sich nur auf eine einzige Antenne beziehen.
In einer Zelle des zellularen Funktelefonsystems ist im Gegensatz zur Aufwärtsverbindung die Abwärtsverbindung synchron, da die Signale der verschiedenen von der Zelle abgedeckten Benutzer-Endgeräte beim Senden von der Basisstation synchronisiert werden. Im Fall einer üblichen Basisstation werden die Signale der verschiedenen Benutzer immer am Eingang des Empfängers des mobilen Endgeräts synchronisiert, nachdem sie den gleichen Ausbreitungskanal durchquert haben. In der Umgebung des betrachteten mobilen Funkendgeräts erfolgt die Ausbreitung über mehrere Ausbreitungswege, typischerweise L_t = 2 bis 6 maßgebliche Wege.
Die gemeinsame Erfassung von K CDMA-Codes c₁ bis c_K im mobilen Endgerät eines gegebenen Benutzers zielt darauf ab, die Symbole zu schätzen, die den dem gegebenen Benutzer vorübergehend. zugeteilten Code tragen, von dem angenommen wird, dass es der Code Nr. k_u ist, unter Verwendung der Kenntnis der K – 1 Codes der anderen Benutzer, die untereinander interferieren. Eine Vorrichtung zur gemeinsamen Erfassung annulliert im Allgemeinen teilweise die Interferenz, die die Mehrfachzugriffsinterferenz zwischen den Codes und die Interferenz zwischen den Symbolen umfasst. In Gegenwart eines zusätzlichen Rauschens am Eingang des Empfängers des Endgeräts ist es vorteilhaft, die Interferenz nicht vollständig gemäß einem Zero-Forcing-Kriterium zu annullieren, sondern die Wirkung des Rauschens und der Interferenz mit einem Kriterium eines minimalen mittleren quadratischen Fehlers MMSE (Minimum Mean Square Error) global zu minimieren. Wenn das zusätzliche Rauschen bezüglich des Nutzsignals aber vernachlässigbar ist, ist es wünschenswert, dass der Interferenzrest sehr gering ist. Für einen gegebenen Aufbau der Vorrichtung zur gemeinsamen Erfassung interessiert man sich dann für die theoretische Fähigkeit dieses Aufbaus, die Interferenz in Abwesenheit eines zusätzlichen Rauschens genau zu annullieren. Diese Eigenschaft wird von den bekannten praktischen Aufbauten nicht sehr häufig erreicht.
In der bisherigen Technik der gemeinsamen Erfassung arbeiten zwei Aufbauten einer gemeinsamen Erfassungsvorrichtung, T_c-Aufbau und T_s-Aufbau genannt, Symbol für Symbol.
Bei dem in 1 gezeigten T_c-Aufbau weist dieser Aufbau ein fraktioniertes Transversalfilter FI auf, das am Eingang mit der Taktfolge T_c/S das Signal r(t) bearbeitet, das im Basisband empfangen und vorher analog gefiltert wurde, wobei S der Überabtastungsfaktor ist, der typischerweise gleich 1, 2 oder 4 ist, und am Ausgang mit der Taktfolge T_s der Schätzwerte der Symbole bearbeitet. Im Kontext der Mehrfachwege wird der T_c-Aufbau insbesondere in der Patentanmeldung FR-A-2793363 offenbart und wird als "Reihen-Egalisierer" (Row-equalizer) bezeichnet. Wenn die Koeffizienten des Transversalfilters FI ausgehend von Parametern des Kanals berechnet wurde, wird jedes Symbol sequentiell durch ein Skalarprodukt zwischen dem entsprechenden empfangenen Tastprobenabschnitt und einem Satz von SQP_d Koeffizienten des Filters geschätzt.
Der T_c-Aufbau kann als frei qualifiziert werden, denn für einen gewählten Tastschritt T_s/SQ am Eingang führt er die lineare, nicht rekursive Verarbeitung durch, ohne einen spezifischen Aufbau zu bedingen, im Gegensatz zum T_s-Aufbau. Ein wesentliches Merkmal dieser Erfassungsvorrichtung ist es, dass sie in der Lage ist, die Interferenz genau für eine bestimmte Länge zu annullieren
wobei W_s die ganze Zahl von Symbolen bezeichnet, die notwendig ist, um die Länge der Impulsantwort des Ausbreitungskanals zwischen der Basisstation und dem Endgerät abzudecken, nachfolgend Kanaldauer genannt, ausgedrückt als Symbolperiode. Man kann nämlich tatsächlich überprüfen, dass die genaue Annullierung es erfordert, ein System von K(W_s + P_d) linearen Gleichungen mit SQP_d "Unbekannten" zu lösen, die die Koeffizienten des Filters FI sind und die also zum Beispiel im Sinne der kleinsten Quadrate korrekt gewählt werden können, da das System Lösungen zulässt, d.h. unterbestimmt ist.
Der in 2 gezeigte T_s-Aufbau weist zwei Teile auf:
einen Breitband-Empfangskopf TR, der das empfangene Signal r(t) über Mehrfachwege verschieden verzögert empfängt, und einen Egalisierer EG in der Symbolzeit T_s, die von dem theoretischen linearen Aufbau abgeleitet sind, der in dem Buch "MULTIUSER DETECTION" von Sergio VERDU, Cambridge University Press, 1998, Seiten 243-246 erwähnt wird.
Der Empfangskopf TR enthält K parallele Filterzweige BR₁ bis BR_K, die den Codes c_1[q] bis C_K[q] zugeordnet sind und diskrete Signale y_1[m] bis y_K[m] in der Symbolzeit mT_s an die K Eingänge des Egalisierers liefern. Jeder Zweig BR_k enthält ein Filter, das an den Code c_k[q] und an den Ausbreitungskanal angepasst ist, und einen Unterabtaster synchron mit der Symbolzeit Ts = Q·T_c. In der Praxis resultiert bei einem Mehrwegekanal das diskrete Signal y_k[g], das von dem Zweig BR_k erzeugt wird, der im Detail in 2 gezeigt ist, aus der Summierung der Ausgänge in der Symbolzeit von L_t Unterzweigen SBR_k,1 bis SBR_k,Lt, die den L_t Ausbreitungswegen zugeordnet sind. Der Unterzweig SBR_k,l des Zweigs BR_k, mit 1 ≤ l ≤ L_t, korreliert das empfangene Signal r(t) verzögert um τ_Lt – τ_l mit dem Code ck_[q]. Der Ausgang des Unterzweigs SBR_k,l wird vom komplexen geschätzten Signal α_l* des Wegs "l" gewichtet. So rekombiniert der angepasste Filterungszweig BR_k die Wege, indem er direkt die Ergebnisse der Korrelationen kombiniert, die den Mehrfachwegen zugeordnet sind.
In einem Einzelnutzerkontext (K – l) wird der besondere Aufbau des Empfangskopfes TR "Rake" genannt, um an die "Harken"-Form des an den Kanal angepassten Filters zu erinnern, der aus diskreten Wegen gebildet wird. Die Tiefe des Empfangskopfes TR beträgt W_s + l Symbole, d.h. W_s Symbole für das an den Ausbreitungskanal angepasste Filter und 1 Symbol für das an den jeweiligen Code in jedem der parallelen Zweige angepasste Filter. Die K Tastproben y_1[m] bis y_k[m] in der Symbolzeit, die vom Empfangskopf TR wiederhergestellt werden, werden je an K Transversalfilter FE₁ bis FE_k im Egalisierer EG angelegt. Jedes Transversalfilter FE_K mit 1 ≤ k ≤ K hat P Koeffizienten e_k,l, ..., e_k,p, ..., e_K,P und arbeitet in der Symbolzeit. Die globale Tiefe der Erfassungsvorrichtung ausgedrückt in Symbolen beträgt so P_d = P + W_s.
Ein anderes Beispiel einer solchen Vorrichtung wird in dem Dokument HUANG H. et al., "Combined Pilot Multipath Noise Cancellation and Partial Decorrelation for Coherent Multicode CDMA Receivers" gezeigt.
Es gibt hauptsächlich drei Nachteile des T_c-Aufbaus bezüglich des T_s-Aufbaus.
Der erste Nachteil rührt daher, dass der T_c-Aufbau alle Verarbeitungen an den Tastproben durchführt, die die schnellsten Taktfolge T_c/S haben, anstatt einen Teil der Verarbeitungen in der Symbolperiode T_s an Tastproben durchzuführen, die nach Korrelation mit den Codes erhalten wurden. So wertet der T_c-Aufbau nicht die Beschaffenheit des Ausbreitungskanals mit diskreten Wegen oder die Korrelationseigenschaften der CDMA-Signale aus und hat eine sehr große Anzahl von Koeffizienten P_d SQ ≥ Ws·SQ, wenn man möchte, dass die Impulsantwort des Transversalfilters FI die Dauer des Kanals abdeckt, was in Gegenwart von Rauschen wünschenswert ist. Im Vergleich mit dem Empfangskopf TR des T_s-Aufbaus ist dieser weniger komplex aufgrund der sehr viel geringeren Anzahl von Multiplikationen pro Sekunde, die von der Anzahl von Wegen L_t und nicht von der Kanaldauer W_s abhängt, d.h. insgesamt eine komplexe Multiplikation pro Weg und pro Code in jeder Symbolperiode T_s.
Der zweite Nachteil bezieht sich auf die sehr viel komplexere Berechnung der Koeffizienten als diejenige im T_s-Aufbau, da diese Berechnung eine Beschreibung des Systems in der Unter-Codeelementzeit T_c/S anstatt in der Symbolzeit T_s erfordert. Die Bestimmung der Koeffizienten hängt von der Bildung und der Pseudoumkehr einer großen Korrelationsmatrix [(P_d·SQ) × (P_d SQ)] anstelle von [KP × KP] ab.
Der dritte Nachteil bezieht sich auf die Mehrcodeübertragung, d.h. mehrere der K aktiven Codes sind dem gleichen mobilen Funktelefon-Endgerät zugeordnet. Der T_c-Aufbau muss ebenso oft dupliziert werden, wie es zu decodierende zugeordnete Codes gibt, während der Empfangskopf TR im T_s-Aufbau aufrechterhalten bleibt und nur die Verarbeitung in der Symbolzeit mit einem Egalisierer pro zugeordnetem Code multipliziert werden muss.
Der Vorsprung des T_s-Aufbaus im Vergleich mit dem T_c-Aufbau bezüglich der Komplexität wurde oben erläutert. Der Vorteil des T_s-Aufbaus wird hauptsächlich dadurch verursacht, dass die Bank von vollständigen angepassten Filtern in den Zweigen BR₁ bis BR_K die Information vollständig komprimiert hat. Die in der Symbolzeit T_s erhaltenen Tastproben y_l[m] bis y_K[m] bilden nämlich eine erschöpfende Zusammenfassung der empfangenen Tastproben, um die gesendeten Symbole zu schätzen.
Der T_s-Aufbau hat aber einen schwerwiegenden Nachteil. Für eine vollständige Interferenzannullierung benötigt er theoretisch Filterzweige mit unendlichem Speicher, die eine Verarbeitung aller empfangenen Tastproben erfordern, um ein Symbol in der Symbolzeit T_s zu entscheiden. Es gibt nämlich keine genaue Lösung mit endlicher Dauer, die die Annullierung der Interferenz garantiert, für die Schätzung der Koeffizienten, die auf einem überbestimmten System von K(2W_s + P) linearen Gleichungen mit nur KP unbekannten Parametern beruht, die die Koeffizienten sind. Für einen gegebenen Code resultiert die Anzahl 2W_s + P aus der globalen Übertragung vom Sender zum Empfänger bis zur Schätzvariablen d_[m] über die Formatierung der Sendung, den Ausbreitungskanal, die angepasste Filterung beim Empfang und den Egalisierer der Tiefe P.
In der Praxis wird die Interferenz vernachlässigbar für eine Tiefe P des Egalisierers EG, die zwei oder drei Mal größer ist als die Kanaldauer W_s, und der T_s-Aufbau bleibt attraktiv. Nichts ist aber theoretisch garantiert, und man kann die notwendige Tiefe, die von den Eigenschaften des Kanals und der Anzahl der aktiven Codes abhängt, nicht vorhersehen.
Ziel der Erfindung ist es, einen Aufbau einer Vorrichtung zur gemeinsamen Erfassung zu liefern, der von der Kenntnis oder Schätzung der Parameter der Ausbreitungswege abhängt, der die beiden Eigenschaften mit praktischen Interesse beibehält, die sich im T_c-Aufbau und im T_s-Aufbau gemäß dem Stand der Technik gegenseitig ausschlossen.
Zu diesem Zweck ist eine Vorrichtung zur gemeinsamen Erfassung für ein empfangenes Signal, das Symbole trägt, die je gemeinsam mit K Codes codiert sind und mit höchstens einer Periode von Codeelementen abgetastet werden, und das einen Ausbreitungskanal mit Lt Mehrfachwegen durchquert hat, mit L_t Verzögerungsmitteln, um Tastproben des empfangenen Signals mit durch die Wege verursachten geschätzten Verzögerungen zu verzögern, mit K Filtermitteln, um Folgen von verzögert empfangenen Tastproben je mit einem Code und mit Koeffizienten von geschätzten Wegen zu korrelieren, und mit Egalisierungsmitteln für Tastproben in der Symbolperiode, die von den Filterungsmitteln geliefert werden, dadurch gekennzeichnet, dass sie zwei parallele Kanäle, die je L_t/2 Verzögerungsmittel, K Filtermittel, um L_t/2 Folgen von Tastproben, die von den L_t/2 Verzögerungsmitteln verzögert wurden, jede mit einem Code und mit L_t/2 geschätzten Wegkoeffizienten zu korrelieren, um L_t/2 so korrelierte und in der Symbolperiode gelieferte Signale zu summieren, und K Egalisierungsmittel aufweist, um die K korrelierten Signale in Abhängigkeit von einem zugeordneten Code linear zu egalisieren, und ein Mittel aufweist, um 2K in der Symbolperiode egalisierte Signale zu summieren, die gemeinsam von den 2K Egalisierungsmitteln in den beiden Kanälen geliefert werden.
Aufgrund der obigen Merkmale bietet die erfindungsgemäße Erfassungsvorrichtung Vorteile der beiden erwähnten bekannten Aufbauten, als da sind:
Genaue Annullierung der möglichen Interferenz für eine endliche Tiefe P der Egalisierungsmittel in der Symbolzeit derart, dass gilt P ≥ 2W_s; jedoch kann die Anzahl K(2W_s + P) von zu lösenden linearen Gleichungen, die von der Dauer des Kanals W_s und der Anzahl K von Codes und von der Tiefe P der Egalisierungsmittel abhängt, derart sein, dass gilt P < 2W_s je nach der möglichen Wahl der Koeffizienten jedes Egalisierungsmittels, was der Interferenzannullierung eine ungenaue, aber weniger komplexe Lösung verleiht als diejenige des T_c-Aufbaus; im Gegensatz zum T_s-Aufbau behalten die Filtermittel genug Freiheitsgrade bei, damit die genaue Interferenzannullierung mit Egalisierungsmitteln in der Symbolzeit mit endlicher Dauer möglich ist; und
Verarbeitungen in zwei Schritten, von denen einer auf Korrelationen mit den aktiven Codes und den Mehrfachwegen in den Filterungsmitteln und der andere auf einer Egalisierung beruht, die in der Symbolzeit in den Egalisierungsmitteln mit Transversalfiltern durchgeführt wird, was mit dem T_s-Aufbau gesichert war; wenn diese beiden Schritte gut durchgeführt werden, garantieren sie eine annehmbare Komplexität.
Außerdem bildet die Korrelation mit den Codes einen ersten natürlichen und zufrieden stellenden Schritt im CDMA-Modus, da sie es ermöglicht, die Attribute des empfangenen Signals vor jeder späteren Verarbeitung hervortreten zu lassen.
In dem Aufbau der Vorrichtung zur gemeinsamen Erfassung gemäß der Erfindung wird das an den Kanal angepasste Filter (Rekombination der verschiedenen Wege) nicht in üblicher Weise am Anfang des Breitbandempfangs hergestellt wie im T_s-Aufbau, sondern wird nur indirekt mittels zwei Einheiten von je K Egalisierungsmitteln erstellt.
Weitere Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung gehen klarer aus der nachfolgenden Beschreibung mehrerer bevorzugter Ausführungen der Erfindung unter Bezugnahme auf die entsprechenden beiliegenden Zeichnungen hervor. Es zeigen:
1 ein funktionelles Blockdiagramm einer Vorrichtung zur gemeinsamen Erfassung mit T_c-Aufbau gemäß dem Stand der Technik, die bereits besprochen wurde;
2 ein funktionelles Blockdiagramm einer Vorrichtung zur gemeinsamen Erfassung mit T_s-Aufbau gemäß dem Stand der Technik, die bereits besprochen wurde; und
3 ein funktionelles Blockdiagramm einer Vorrichtung zur gemeinsamen Erfassung gemäß der Erfindung.
Gemäß der in 3 gezeigten bevorzugten Ausführungsform bietet eine Vorrichtung zur gemeinsamen Erfassung von CDMA-Codes gemäß der Erfindung, die im Empfänger eines mobilen Funktelefon-Endgeräts vom Typ UMTS enthalten ist, einen Aufbau mit zwei parallelen Kanälen, die je hauptsächlich einen Breitband-Empfangskopf TR₁, TR₂, der aus K parallelen Zweigen besteht, und einen Egalisierer EG₁, EG₂ in der Symbolzeit T_s aufweisen, der aus K diskreten parallelen Transversalfiltern mit je P Koeffizienten besteht. Jeder Kanal TR₁–EG₁, TR₂–EG₂ empfängt ein Signal r(t) mit der Taktfolge T_c/S = T_s/SQ und verzögert es nur bezüglich einer der Hälften der Einheit von Mehrfachwegen.
Das empfangene und mit der Taktfolge T_s/SQ getastete Signal r(t) besteht aus komplexen Binärelementen im Basisband entsprechend den vier Phasenzuständen {1, j, –1, –j} oder {1 + j, –1 + j, –1 – j, 1 – j} gemäß den üblichen Kanälen I und Q der Phasenmodulation QPSK (Quadrature Phase Shift Keying), der das von der Basisstation gesendete Signal unterzogen wurde. Standardmäßig sind alle nachfolgenden betrachteten Signale und Operationen komplex, wobei die Entscheidungen über die von der erfindungsgemäßen Vorrichtung gefilterten und egalisierten komplexen Signale später erfolgen.
In der erfindungsgemäßen Vorrichtung zur gemeinsamen Erfassung wird angenommen, dass die Aufgabe der Schätzung des Ausbreitungskanals zwischen dem Sender einer Basisstation und dem Empfänger vorher durchgeführt wurde, d.h. dass die Parameter wie Verzögerungen, Amplituden und Phasen der Signale aufgrund der Mehrfachwege vorher identifiziert wurden. Die Kanalschätzung kann vorher in klassischer Weise mit Hilfe von Lernsequenzen (midambules) erfolgen, die in der Mitte der Zeitschlitze (time slots) eingefügt sind.
Um einen guten Ausgleich bezüglich der mittleren Amplitude und der mittleren Verzögerung zwischen den geradzahligen Wegen L_t, die von den beiden Kanälen gemeinsam genutzt werden, zu gewährleisten, sind die geschätzten L_t Verzögerungen τ₁ bis τ_Lt aufgrund der Mehrfachwege, die in einer ganzen Zahl von Code-Unterelementen mit der Taktfolge T_s/SQ ausgedrückt werden, ansteigend geordnet und chronologisch in den beiden Kanälen verteilt, mit jedem zweiten Weg in jedem Kanal:
der erste Kanal TR₁–EG₁ enthält L_t/2 parallele Verzögerungsleitungen, die je geschätzte Verzögerungen von τ_L – τ_l, ..., τ_L – τ_2l+1, ..., τ_L – τ_Lt-1 mit 0 ≤ l ≤ (L_t/2) – 1 anlegen, wobei τ_L in Anzahl von Code-Unterelementen die maximale Verzögerung (letzter Weg) abgerundet auf das höhere Symbol ausdrückt: τL = WS·S·Q ≥ τLt und eine Gruppe "g" = 1 von Folgen von empfangenen verzögerten Tastproben mit ungeraden Indices ν_1[q], ..., ν_2l+1[q], ..., ν_Lt-1[q] liefern;
der zweite Kanal TR₂-EG₂ enthält L_t/2 parallele Verzögerungsleitungen, die je geschätzte Verzögerungen von τ_L – τ₂, ..., τ_L – τ_2l+2, ..., τ_L – τ_Lt mit 0 ≤ l ≤ (L_t/2) – 1 anlegen und eine Gruppe "g" = 2 von Folgen von empfangenen verzögerten Tastproben mit geraden Indices ν_2[q], ..., ν_2l+2[q], ..., ν_Lt[q] liefern.
Da die Breitband-Empfangsköpfe TR₁ und TR₂ und die Egalisierer EG₁ und EG₂ je gleiche Aufbauten haben, wird einer der Kanäle TR_g–EG_g nachfolgend beschrieben, unabhängig davon, ob der Indexwert g, 1 oder 2 ist.
Die Folgen von empfangenen verzögerten Tastproben {ν_2l+g[q]} am Eingang des Empfangskopfes TR_g werden an L_t/2 Unterabtaster mit dem Verhältnis S angelegt, damit die empfangenen verzögerten Tastproben mit der (Chip) Codeelement-Taktfolge T_c durchgehen. Die Folgen von mit der Taktfolge T_c empfangenen verzögerten Tastproben werden gemeinsam an erste Eingänge von L_t/2 Korrelatoren in jedem der K parallelen Zweige mit angepasster Filterung BR_1,g bis BR_K,g angelegt, die je den Codes c_1[q] bis c_K[q] zugeordnet sind und die je diskrete Signale Y_l,g[m] bis Y_K,g[m] an K Eingänge des jeweiligen Egalisierers EG_g in jeder Symbolperiode T_s mit dem ganzzahligen Index "m" liefern, um die Zeitpunkte "mT_s" zu markieren.
So rekombiniert der Empfangskopf TR₁-TR₂ nicht die L_t Wege in einer einzigen Gruppe, sondern rekombiniert die Lt Wege in zwei Gruppen mit je K Zweigen, mit 2 Zweigen pro aktivem Code c_K[q].
Der in 3 im Einzelnen gezeigte Elementarzweig BR_k,g weist in Kaskadenanordnung in jedem von L_t/2 Unterzweigen SBR_k,2l+g einen Korrelator CC, der eine {ν_2l+g[q]} der L_t/2 Folgen von empfangenen verzögerten Tastproben, die mit der Taktfolge T_c angelegt werden, mit dem jeweiligen Code c_k[q] mit Q Codeelementen (Chips) korreliert und am Ausgang Tastproben liefert, die mit der Symbolzeit T_s = T_c/Q synchron sind, und einen Multiplizierer CT auf, der eine Gewichtung bezüglich des jeweiligen Wegs mit dem Index "2l + g" des Ausbreitungskanal durchführt, indem er die Ausgänge des Korrelators CC mit dem komplexen Koeffizienten α_{2l
+ g}* des Wegs "2l + g" gewichtet, der durch eine geschätzte Amplitude und Phase definiert wird.
In einer Variante ist die Reihenfolge der Operationen umgekehrt: Für die Zweige BR_k,1 und BR_k,2, die dann verbunden sind, erfährt das empfangene und mit T_c/S getastete Signal r(t) zunächst eine Filterung, die an den jeweiligen Code c_k[q] angepasst ist und Tastproben mit der Taktfolge T_c(S) liefert, ehe es zwei verschiedene Rekombinationen von Wegen auf zwei verschiedenen Kanälen g = 1 und g = 2 erfährt, jede durch Gewichtungen und Verzögerungen bezüglich der L_t/2 jeweiligen Wege.
Das diskrete Signal Y_k,g[m] wird von einem Summierer S_k,g am Ausgang des Zweigs BR_k,g geliefert, der die Ausgänge in der Symbolzeit der L_t/2 Unterzweige SBR_k,g bis SBR_{k,2(Lt/2-1)+g} summiert, die jedem der L_t/2 Ausbreitungswege der Gruppe "g" zugeordnet sind, und resultiert so aus der folgenden doppelten Summe von Skalarprodukten für jede Tastprobe:
wobei (.)* einen konjugierten Komplex bezeichnet, und {c_k[q], 0 ≤ q ≤ Q – 1} die mit der Taktfolge T_c übertragenen Q Codeelemente (Chips) des Codes Nummer "k" bezeichnet, die komplexe Binärelemente in der Einheit der vier Phasenzustände {1, j, –1, –j} oder {1 + j, –1 + j, –1 – j, 1 – j} der Phasenmodulation QPSK sind.
Unter Berücksichtung der Form des Codes verwendet die Korrelation mit dem Code, die durch die in Klammern stehende Summe in der vorhergehenden Beziehung von Y_k,g[m] dargestellt ist, nur Additionen und Subtraktionen.
Die Trennung der an den Mehrwegekanal angepasste Filterung in zwei Kanäle TR₁ und TR₂ im Vergleich mit dem T_s-Aufbau ermöglicht es, genug Freiheitsgrade beizubehalten, um genau die Interferenz in den Egalisierern EG₁ und EG₂ zu annullieren, die zusammen 2KP Koeffizienten haben, wenn die Tiefe P ausreichend ist, d.h. P ≥ 2W_s, wobei W_s die Dauer des Ausbreitungskanals ausgedrückt in einer Symbolperiode ist.
Die K Tastproben Y_l,g[m] bis Y_K,g[m] der Symbolzeit, wiederhergestellt durch den Empfangskopf TR_g, die hauptsächlich der Zusammenlegung der Korrelationsspitzen mit den höchsten Wegamplituden entsprechen, werden je an K diskrete Transversalfilter
bis
im jeweiligen Egalisierer EG_g im Kanal g angelegt. Diese K Transversalfilter
bis
egalisieren die gesendeten Symbole, die codiert wurden, nur mit dem jeweiligen Sequenzcode
der dem Benutzerfunktelefon-Endgerät k_u zugeteilt ist, mit 1 ≤ k_u ≤ K. Jedes Transversalfilter
besitzt P = P1 + 1 + P2 Koeffizienten
bis
und operiert in der Symbolzeit T_s. Ein Summierer S_g am Ausgang des Egalisierers EG_g und somit des Kanals g addiert die Ergebnisse der K Filter
bis
in der folgenden Tastprobe:
wobei P = P₁ + 1 + P₂ die Anzahl von Koeffizienten des Egalisierers EG_g und P₁ dessen Schätzverzögerung in Symbolen ist.
Die Tiefe des Egalisierers EG_g beträgt so P = P_d – W_s Symbole, wobei P_d noch die globale Tiefe der Erfassungsvorrichtung ausgedrückt in Symbolen bezeichnet.
Die von den Summierern S₁ und S₂ am Ausgang der Egalisierer EG₁ und EG₂ erzeugten Tastproben
und
werden in einem Summierer SOM am Ausgang er Erfassungsvorrichtung in eine Entscheidungsvariable
addiert. Der Egalisierer EG₁–EG₂ in der Symbolzeit bildet die Entscheidungsvariable
zum Entscheiden der gesendeten Symbole bezüglich des Codes Nummer k_u einer jeweiligen Sequenz
der dem Endgerät zugeordnet ist. Die Entscheidung erfolgt später Symbol für Symbol durch Vergleich mit den vier komplexen gespeicherten Werten der oben erwähnten Einheit {1, j, –1, –j} oder {1 + j, –1 + j, –1 – j, 1 – j} in einer Entscheidungsschaltung, die mit dem Ausgang des Summierern SOM verbunden ist, um den Wert des entsprechenden komplexen Symbols, das im Zeitpunkt mT_s gesendet wird, vor einer "Phasendemodulation", die die zwei entsprechenden Bits liefert, abzuleiten.
Erfindungsgemäß erfordert so die genaue Annullierung der Interferenz in den Egalisierern EG₁ und EG₂ die Lösung eines Systems von K(2W_s + P) Gleichungen mit den 2KP Koeffizienten der Transversalfilter in der Einheit der beiden Egalisierer anstelle von KP Koeffizienten für den T_s-Aufbau.
Das Prinzip der Bestimmung der Koeffizienten ausgehend von der Kenntnis des Kanals und der Codes mit hier einer Dimension 2KP wird nachfolgend angegeben.
Der Vektor der Größe 2KP der alle Koeffizienten enthält, um die Symbole bezüglich des Codes
zu schätzen, wird mit einem Kriterium eines minimalen mittleren quadratischen Fehlers MMSE durch die folgende Matrixbeziehung erhalten:
wobei (.)^T und (.)^H die Transpositions- bzw. Transkonjugationsoperatoren darstellen, und σ 2 / 0 = N₀/2E_b die Varianz eines zusätzlichen Gaussschen Rauschens mit einseitiger Spektraldichte N₀, und E_b die mittlere Energie ist, die pro Nutzbit nach Demodulation eines komplexen Symbols in zwei Bits übertragen wird. Die Kenntnis der Varianz σ 2 / 0 setzt die Kenntnis des Signal/Rausch-Verhältnisses am Eingang des Empfängers voraus. In der Praxis dient die Varianz σ 2 / 0 als Regler und kann auf einen Wert festgelegt werden, der zwischen 0,1 (–10 dB) und 0,01 (–20 dB) liegt.
Die Matrix τ(γ_d) hat eine Größe von 2KP Zeilen × K(P + 2W_s) Spalten und stellt die Übertragung in der Symbolzeit zwischen P + 2W_s Symbolen für jedes von K Benutzerendgeräten und den 2K Ausgängen der "Mehrfachnutzer"-Zweige des Empfangskopfs TR₁–TR₂ dar.
Die Matrix τ_tn(β) ist eine Matrix der Größe 2KP × 2KP, die die zeitliche Korrelation über eine Tiefe von P Symbolen in jedem Egalisierer EG₁, EG₂ und von einem Zweig zum anderen am Ausgang des Empfangskopfs TR₁–TR₂ enthält.
Der transponierte Vektor (1_Δ)^T = [0,..., 0, 1, 0, ..., 0] wählt die Δte Zeile aus K(P + 2W_s) aus, wobei Δ = K(P₁ + 2W_s + k_u) ausgehend von der Wahl der Verzögerung P₁ des Egalisierers EG₁, EG₂ festgelegt wird.
Mit einem Zero-Forcing-Kriterium, das die Interferenz vollständig annulliert, wenn gilt P ≥ 2W_s und ohne Berücksichtigung des Rauschens, wird die linke Pseudoumkehr der Übertragungsmatrix τ(γ_d) gebildet, nämlich:
Für dieses Kriterium ist es nicht erforderlich, den Rauschpegel zu kennen und die Matrix τ_tn(β) zu bilden.
Wenn man P < 2W_s wählt, werden die gleichen Koeffizienten mit der gleichen Formel für das Kriterium MMSE erhalten. Für das Zero-Forcing-Kriterium: Es tritt eine nicht annullierte Restinterferenzleistung auf; die Koeffizienten werden mit der Formel des Kriteriums MMSE erhalten, indem σ 2 / 0 durch Null ersetzt wird.
In einer Variante kann die Erfassungsvorrichtung an den Pegel der Phasen der Wegsignale α_2l+g* in den Korrelatoren CT und der Koeffizienten
in den Transversalfiltern der Egalisierer EG₁ und EG₂ angepasst werden.
Anstatt direkt von den oben erwähnten Beziehungen geschätzt zu werden, werden die Phasen der L_t Kanalwegsignale und/oder die 2KP Koeffizienten der Egalisierungsfilter gemeinsam iterativ in Abhängigkeit von einer medianen Lernsequenz (midambule) von 256 oder 512 Codeelementen bestimmt, die in den Bursts des im TDD/UMTS-Modus empfangenen Signals enthalten sind, und/oder sie werden in Abhängigkeit von einem Fehlersignal zwischen der Entscheidungsvariablen
am Ausgang der Erfassungsvorrichtung und dem Symbol, das von der mit dem Ausgang des Summierers SOM verbundenen Entscheidungsschaltung entschieden wird, aktualisiert.
Wenn die Merkmale des Ausbreitungskanals sich wenig verändern, was praktisch einer Immobilität des Funktelefon-Endgeräts entspricht, werden die Symbole in den beiden Feldern des Nutzsymbols eines Bursts in Abhängigkeit von der im Burst enthaltenen Lernsequenz aktualisiert. Wenn die Merkmale des Ausbreitungskanals sich schnell verändern, was dem Endgerät in einem fahrenden Fahrzeug entspricht, werden die Nutzsymbole durch das erwähnte Fehlersignal Symbol für Symbol aktualisiert.

Claims

Vorrichtung zur gemeinsamen Erfassung für ein empfangenes Signal, das Symbole trägt, die je gemeinsam mit K Codes codiert sind und mit höchstens einer Periode von Codeelementen abgetastet werden, und das einen Ausbreitungskanal mit L_t Mehrfachwegen durchquert hat, mit L_t Verzögerungsmitteln, um Tastproben des empfangenen Signals mit durch die Wege verursachten geschätzten Verzögerungen zu verzögern, mit K Filtermitteln, um Folgen von verzögert empfangenen Tastproben je mit einem Code und mit Koeffizienten von geschätzten Wegen zu korrelieren, und mit Egalisierungsmitteln für Tastproben in der Symbolperiode, die von den Filterungsmitteln geliefert werden, dadurch gekennzeichnet, dass sie zwei parallele Kanäle (TR₁–EG₁, TR₂–EG₂), die je L_t/2 Verzögerungsmittel
K Filtermittel (BR_k,g), um L_t/2 Folgen von Tastproben, die von den L_t/2 Verzögerungsmitteln verzögert wurden, jede mit einem Code (c_k) und mit L_t/2 geschätzten Wegkoeffizienten
zu korrelieren, um L_t/2 so korrelierte und in der Symbolperiode gelieferte Signale zu summieren, und K Egalisierungsmittel
aufweist, um die K korrelierten Signale in Abhängigkeit von einem zugeordneten Code
linear zu egalisieren, und ein Mittel (S₁, S₂, SOM) aufweist, um 2K in der Symbolperiode egalisierte Signale zu summieren, die gemeinsam von den 2K Egalisierungsmitteln in den beiden Kanälen geliefert werden.
Vorrichtung nach Anspruch 1, bei der jedes
der K Egalisierungsmittel ein diskretes Transversalfilter
aufweist, das Koeffizienten in größerer Zahl als das Doppelte der Dauer des Ausbreitungskanals ausgedrückt als Symbolperiode hat.
Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, bei der die L_t Verzögerungsmittel
die Verzögerungen aufgrund der Mehrfachwege hervorrufen, in ansteigender Ordnung angeordnet und chronologisch in den beiden Kanälen (TR₁, TR₂) verteilt sind, jeder zweite Weg in jedem Kanal.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, bei der die Koeffizienten der Egalisierungsmittel
und/oder die Phasen der Wegsignale
iterativ in Abhängigkeit von einer Lernsequenz bestimmt werden, die in den Bursts des empfangenen Signals enthalten ist.