DE4201439A1 - Verfahren und anordnung zur uebertragung hoher datenraten fuer den digitalen rundfunk - Google Patents
Verfahren und anordnung zur uebertragung hoher datenraten fuer den digitalen rundfunkInfo
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Description
Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Anordnung
zur digitalen Datenübertragung nach dem Oberbegriff der
Patentansprüche 1, 14, 15 und 16.
Die Erfindung findet Verwendung bei der digitalen Rund
funkübertragung, insbesondere für mobile Empfänger.
Aus anderen Anwendungsgebieten, z. B. dem Mobilfunk sind
gattungsgemäße Datenübertragungsverfahren bekannt (J. G.
Proakis: Digital Communications, McGraw-Hill, New York),
die sich jedoch aufgrund der anderen Randbedingungen, z. B.
Sendeleistung, Trägerfrequenzbereich, Datenrate und Band
breite, nicht unmittelbar auf ein Modulationsverfahren für
die Rundfunkübertragung anwenden lassen.
Das erfindungsgemäße Verfahren ist sowohl für den Einsatz
im konventionellen Zellennetz sowie im Gleichwellen-Netz
werk (mehrere Sendestationen strahlen auf der gleichen
Trägerfrequenz ab) geeignet. Das Verfahren ist für ein
Single-Programm-Per-Carrier System ausgelegt, bei dem auf
einem HF-Träger ein Programm übertragen wird. Dabei wird
von folgenden Randbedingungen ausgegangen.
Nutzdatenrate: | |
256 kBits/s (Stereo) | |
Redundanz + Training: | 256 kBit/s |
übertragene Datenrate: | 512 kBit/s |
Bandbreite: | 300 kHz |
Spektrum-Effizienz: | 1,7 Bit/s/Hz |
Trägerfrequenzbereich: | 50-900 MHz |
Geschwindigkeit Empfänger relativ zum Sender: | max. 250 km/h |
Dopplerfrequenz: | max. 200 Hz |
Echolaufzeit konventionelles Netz: | max. 100 µs |
Gleichwellen-Netz: | max. 220 µs |
Signalverzögerung durch Verarbeitung inklusive (De)-Interleaving: | max. 100 ms |
Als Modulationsverfahren für die digitale Rundfunkübertra
gung eignet sich eine gefilterte 4 Phasenumtastung (4PSK).
4-PSK benutzt 4-wertige Symbole. Daraus folgt eine über
tragene Datenrate mit einer Symbolrate von 256 kSym/s, ei
ner Symboldauer von 3-91µs und einem Roll-off Faktor von
0.1719. Für die Impulsformung wird die Impulsantwort eines
Filters verwendet. Die Autokorrelationsfunktion (AKF) der
Impulsantwort des Filters ist durch ein ideales Impulssy
stem beschrieben. Wird ein Demodulator mit einem Matched-
Filter eingesetzt, bei dem die Antwort auf einen Basisim
puls gerade die AKF ist, so ist bei der Verwendung der Im
pulsantwort des Filters das Ausgangssignal frei von Im
pulsnebensprechen, sofern keine Signal-Echos auf dem Kanal
entstehen.
Die übertragenen Daten teilen sich auf in Nutzdaten, Re
dundanz und Trainingsfolge. Die Redundanz wird zur Fehler
korrektur, die Trainingsfolge zur Kanalschätzung verwen
det. Die Anteile am gesamten Datenstrom betragen:
Nutzdaten:|50% | |
Redundanz: | 40% |
Training: | 10% |
Die Länge der Trainingsfolge muß mindestens das Doppelte
der maximalen Echolaufzeit betragen. Das erfordert für
konventionellen Netzbetrieb und Gleichwellen-Netzwerk un
terschiedliche Rahmenstrukturen. Da die Trainingsfolge aus
einer um ein Symbol verkürzten, zweimal wiederholten PN-
Sequenz(Pseudo-Noise-Sequenz) besteht, lassen sich nur be
stimmte Längen für Trainingssequenzen realisieren. Die
Trainingsfolge wird als Midambel, d. h. in der Rahmenmitte
gesendet, da hierdurch die Kanalrückführung verbessert
wird. Daraus ergibt sich beispielsweise der Rahmenaufbau
im konventionellen Netz:
und der Rahmenaufbau im Gleichwellen-Netzwerk:
Zur Wiedergewinnung der ausgesendeten Information wird im
Empfänger des Übertragungssystems das empfangene Signal
demoduliert. Die äußeren Bedingungen bei der Übertragung
im Mehrwege-Mobilfunksignal sind hierfür äußerst ungün
stig, so daß leistungsfähige Empfangsalgorithmen erforder
lich sind.
Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, ein digi
tales Übertragungsverfahren und eine Anordnung anzugeben,
so daß der analoge FM-Rundfunk unter Beibehaltung der
Bandbreite des bestehenden UKW-Kanalrasters ersetzt werden
kann.
Die Aufgabe wird gelöst durch die im kennzeichnenden Teil
der Patentansprüche 1, 14, 15 und 16 angegebenen Merkmale.
Vorteilhafte Ausgestaltungen und/oder Weiterbildungen sind
den Unteransprüchen zu entnehmen.
Die Erfindung wird durch Ausführungsbeispiele näher erläu
tert unter Bezugnahme auf schematische Zeichnungen.
Mit dem erfindungsgemäßen Verfahren und der Anordnung wird
in vorteilhafter Weise erreicht, daß ein durch die Mehrwe
geausbreitung bewirktes Impulsnebensprechen durch entspre
chende Entzerrung mit Entscheidungsrückführung vermieden
wird. Außerdem wird der durch die relative Bewegung von
Sender und Empfänger auftretende Dopplereffekt, der zu ei
nem unterschiedlichen Versatz der Trägerfrequenzen führt,
durch zeitliche Nachführung der Kanalstoßantwort kompen
siert. Auch die, durch die schnelle Änderung der Empfangs
bedingungen auftretenden Feldstärkeschwankungen (Schwund),
werden durch zusätzliche Diversifikations-Maßnahmen redu
ziert.
Der Aufbau des erfindungsgemäßen Demodulators ist in Fig.
1 dargestellt. Er besteht aus folgenden Komponenten:
Channel-Matched-Filter (DMF): Das kanalangepaßte Filter optimiert das Signal/Rausch-Verhältnis zu den Abtastzeit punkten;
Decision-Feedback-Equalizer (DFE): Der Entzerrer mit Ent scheidungsrückführung kompensiert die Mehrwegeausbreitung;
Channel-Estimation: Die Kanalschätzeinrichtung schätzt mit Hilfe der Trainingsfolge die Kanalstoßantwort, die von DMF und DFE benötigt wird;
Channel-Tracking: Mit der Kanalnachführeinrichtung wird die Kanalstoßantwort den zeitlichen Kanaländerungen nach geführt.
Channel-Matched-Filter (DMF): Das kanalangepaßte Filter optimiert das Signal/Rausch-Verhältnis zu den Abtastzeit punkten;
Decision-Feedback-Equalizer (DFE): Der Entzerrer mit Ent scheidungsrückführung kompensiert die Mehrwegeausbreitung;
Channel-Estimation: Die Kanalschätzeinrichtung schätzt mit Hilfe der Trainingsfolge die Kanalstoßantwort, die von DMF und DFE benötigt wird;
Channel-Tracking: Mit der Kanalnachführeinrichtung wird die Kanalstoßantwort den zeitlichen Kanaländerungen nach geführt.
Wird ideale Synchronisation vorausgesetzt und angenommen,
daß der Bittakt und die Lage der Trainingsfolge im Emp
fangskanal bekannt sind, so ergibt sich folgender Verfah
rensablauf:
Zuerst wird mit Hilfe der Trainingsfolge die Kanalstoßant wort geschätzt. Da sich die Trainingsfolge in der Mitte des Rahmens befindet, muß dazu die vordere Hälfte des Rah mens zwischengespeichert werden.
Zuerst wird mit Hilfe der Trainingsfolge die Kanalstoßant wort geschätzt. Da sich die Trainingsfolge in der Mitte des Rahmens befindet, muß dazu die vordere Hälfte des Rah mens zwischengespeichert werden.
Aus der geschätzten Kanalstoßantwort werden anschließend
die DFE-Koeffizienten bestimmt. Die beiden Halbrahmen des
Datenrahmens werden parallel demoduliert. Dabei werden die
Daten von der Trainingsfolge ausgehend zu den Rahmengren
zen hin verarbeitet. Die zweite Rahmenhälfte wird in Rich
tung der Zeitachse und die erste Rahmenhälfte gegen die
Zeitrichtung verarbeitet. Der Verarbeitungszyklus der Da
ten besteht aus:
- a) CMF-Aufruf
- b) DFE-Aufruf
- c) Symbol-Entscheidung
- d) Channel-Tracking
- e) DFE-Koeffizienten-Iteration.
Das CMF ist aus dem allgemeineren Matched-Filter ableit
bar. Aus dem Datensignal d(t) wird im Sender durch Faltung
mit dem Basisimpuls u(t) das Sendesignal s(t) geformt. Der
Kanal wird für diese Betrachtung durch additives, weißes,
gaußsches Rauschen n(t) beschrieben (AWGN-Kanal).
Es ergibt sich als Empfänger-Eingangssignal
x(t) = s(t) + n(t).
Das Empfangsfilter c(t) ist so zu gestalten, daß sich zum
Abtastzeitpunkt das maximale Signal-zu-Rausch-Verhältnis
einstellt.
Aus der Literatur (z. B. H. Wolf: Nachrichtenübertragung
Springer-Verlag Berlin u.a 1982, Reihe Hochschultext) ist
die Lösung bekannt:
c(t) = u*(t).
Die Impulsantwort des Matched-Filters ist gerade der zei
tinvertierte konjugiert komplexe Basisimpuls.
Neben der Eigenschaft, das maximale Signal-zu-Rausch-Ver
hältnis zu bewirken, ist das Matched-Filter dadurch ge
kennzeichnet, daß die Impulsantwort des verketteten Sy
stems aus Pulsformer und Matched-Filter gerade die AKF des
Basisimpulses ist. Hieraus folgen die Eigenschaften:
luu(t) = u(t)* c(t)
luu(t) luu(0)
luu(-t) = luu(t).
luu(t) luu(0)
luu(-t) = luu(t).
Das Energiemaximum ist bei t=0, der Realteil ist eine ge
rade, der Imaginärteil eine ungerade Funktion von t.
Fig. 2 verdeutlicht den Übergang vom Matched-Filter zum
CMF. Die Mehrwegeausbreitung auf dem Kanal wird jetzt be
rücksichtigt, indem zusätzlich ein lineares System mit der
Impulsantwort ch(t) in den Signalweg eingeführt wird. Wenn
man dies mit dem Pulsformer zu einem einzigen Filter h(t)
zusammenfaßt, läßt sich diese Situation auf das einfache
Matched-Filter Problem zurückführen. Unter der "Kanal
stoßantwort" wird im folgenden immer h(t) verstanden. d. h.
die Verkettung von Pulsformer und physikalischem Kanal.
Für die Impulsantwort des CMF folgt aus der Matched-Fil
ter-Lösung:
c(t) = h*(t).
Zur beachten ist, daß die Kanalstoßantwort und damit auch
das CMF zeitvariant sind. Zur Einstellung des CMF ist die
Kenntnis von h(t) erforderlich. Die Kanalstoßantwort ist
jedoch a priori unbekannt. Man muß sich stattdessen mit
einem Schätzwert der Kanalstoßantwort behelfen.
Für die Realisation des CMF ist zu beachten, daß dieses
Filter kontinuierliche Signale verarbeitet. Aufgrund der
Bandbreite des Basisimpulses muß mit zwei Abtastwerten pro
Symbol gearbeitet werden. Am Ausgang des CMF findet die
Abtastung statt, d. h. es wird nur ein Ausgangswert pro
Symbol generiert.
Die erforderliche Filterlänge (Anzahl von Taps) des CMF
wird durch die maximale Echolaufzeit des Kanals festge
legt. Da sich konventionelles Netz und Gleichwellen-Netz
werk hier signifikant unterscheiden, sind die Filterlängen
in beiden Fällen unterschiedlich:
Filterlänge CMF:
Konventionelles Netz: 50 Taps
Gleichwellen-Netzwerk: 120 Taps.
Konventionelles Netz: 50 Taps
Gleichwellen-Netzwerk: 120 Taps.
Die Mehrwegeausbreitung auf dem Mobilfunkkanal bewirkt Im
pulsnebensprechen. Die Aufgabe eines Entzerrers ist die
Kompensation dieses Nebensprechens. Fig. 3 zeigt den Auf
bau eines Entzerrers mit Entscheidungsrückführung (DFE).
Es besteht aus je einem FIR (Finite-Impulse-Response)-Fil
ter im Vorwärts- und im Rückwärtszweig. Die Filterkoeffi
zienten werden in einem iterativen Verfahren bestimmt.
Die Längen der Filter im DFE werden durch die Länge der
Kanalstoßantwort bestimmt. Folgende Längen werden hier
z. B. gewählt:
Länge des Filters im Vorwärtszweig des DFE:
konventionelles Netz: 25 Taps
Gleichwellen-Netzwerk: 60 Taps.
konventionelles Netz: 25 Taps
Gleichwellen-Netzwerk: 60 Taps.
Länge des Filters im Rückwärtszweig des DFE:
konventionelles Netz: 24 Taps
Gleichwellen-Netzwerk: 59 Taps.
Gleichwellen-Netzwerk: 59 Taps.
Die DFE-Filterkoeffizienten werden nach folgendem Verfah
ren berechnet:
Am Ausgang des CMF liegt ein Signal, das aus der Superpo sition von Impulsen besteht, die die Form der AKF des Ba sisimpulses besitzen. Dieses Signal wird im Symbolabstand abgetastet. Es wird eine fiktive Folge von Sendedaten an genommen, die nur aus einem einzigen 1-Impuls zum Zeit punkt t=0 besteht. Dann ist die am DFE liegende Folge ge rade durch die Abtastwerte der AKF des Basisimpulses gege ben:
Am Ausgang des CMF liegt ein Signal, das aus der Superpo sition von Impulsen besteht, die die Form der AKF des Ba sisimpulses besitzen. Dieses Signal wird im Symbolabstand abgetastet. Es wird eine fiktive Folge von Sendedaten an genommen, die nur aus einem einzigen 1-Impuls zum Zeit punkt t=0 besteht. Dann ist die am DFE liegende Folge ge rade durch die Abtastwerte der AKF des Basisimpulses gege ben:
luu(k) = luu(kTs), -1 < k < 1
Ts = Symboldauer
k = Wellenzahl.
Ts = Symboldauer
k = Wellenzahl.
Die ideale Antwort des DFE auf dieses Eingangssignal wäre
das ursprüngliche Datensignal, d. h. ein einzelner 1-Impuls
bei k=0.
Die nachlaufenden Echos des Datensignals bereiten keine
Probleme bei der Entzerrung, da bereits die Entscheidung
über das Sendesymbol vorliegt, deren Korrektheit für die
hier angestellten Betrachtungen vorausgesetzt wird. Die
nachlaufenden Echos lassen sich direkt vom Datensignal
subtrahieren. Hierzu dient der Rückführungszweig des DFE.
Die Entzerrung der vorlaufenden Echos ist die schwierigere
Aufgabe. Sie läßt sich auch im allgemeinen nicht exakt lö
sen, so daß hier ein Optimierungsverfahren verwendet wird.
Zunächst wird das Fehlersignal, die Abweichung zwischen
wahrer und idealer Antwort des DFE auf das oben beschrie
bene Eingangssignal, berechnet. Es wird ein iteratives
Gradientenverfahren zur Minimumsuche abgewandt. Mit Hilfe
dieses Gradientenverfahrens wird im Demodulator sowohl die
Anfangseinstellung des DFE-Vorwärtsfilters als auch die
Nachregelung zum Nachführen von Kanaländerungen durchge
führt.
Bei der Berechnung der Anfangseinstellung werden ausgehend
von einem Startwert mehrere Iterationszyklen durchlaufen,.
solange bis eine ausreichende Konvergenz auftritt oder ein
Abbruchkriterium erreicht ist.
Bei der Nachführung wird pro Symbol nur ein unvollständi
ger Iterationsschritt durchgeführt. Zyklisch wird jeder
Koeffizient berücksichtigt, so daß sich ein Iterations
schritt effektiv über mehrere Symboldauern erstreckt. Im
Demodulator wird der Algorithmus so implementiert, daß er
für einen Iterationsschritt 5 Symboldauern benötigt.
Für die Verarbeitung der vorderen Rahmenhälfte im zeitin
versen Betrieb nutzt der Demodulator die Eigenschaft des
DMF, daß sein Ausgangssignal die Superposition von Auto
korrelationsfunktionen ist. Jede AKF besitzt die Symme
trie-Eigenschaft:
luu (-t) = l*uu (t).
Die zeitinvertierte AKF stimmt mit der konjugiert komple
xen AKF überein. Daraus folgt, daß die Anfangseinstellung
der DFE-Koeffizienten für den zeitinvers demodulierten
Halbrahmen gerade das konjugiert komplexe der Koeffizien
teneinstellung für den zeitrichtig demodulierten Halbrah
men ist. Das zur DFE Einstellung notwendige Iterationsver
fahren muß daher nur einmal pro Rahmen durchgeführt wer
den. Das Ergebnis kann dann als Anfangswert für beide
Halbrahmen genommen werden, indem man die konjugiert kom
plexen Koeffizienten für den zeitinversen Halbrahmen ver
wendet.
Zur korrekten Einstellung vom CMF und DFE wird die Kanal
stoßantwort benötigt. Diese ist jedoch nicht a priori ver
fügbar, man muß sich mit einem Schätzwert behelfen. Die
Kanalstoßantwort läßt sich schätzen, indem die
Kanalstoßantwort auf ein bekanntes Trainingssignal gemes
sen wird. Die Kanalschätzung ist dann eine Entfaltungsope
ration.
Die Entfaltungsoperation wäre am leichtesten bei einem im
pulsförmigen Trainingssignal durchführbar, ein solches
kann jedoch aus technischen Gründen nicht zugelassen wer
den. Jedoch ist die Kanalschätzung nicht mit beliebigen
Trainingssequenzen möglich, wie man sich leicht anhand ei
ner Betrachtung im Frequenzbereich verdeutlicht:
Die Entfaltungsoperation wird im Frequenzbereich durchge führt, indem das Spektrum des Empfangssignals durch das des Trainingssignals dividiert wird. An den spektralen Nullstellen des Trainingssignals ist diese Division nicht möglich. Aber auch in den Spektralbereichen, wo das Trai ningssignal zwar nicht exakt Null ist, aber doch nur ge ringe Energieanteile besitzt, wird die Schätzung sehr störempfindlich.
Die Entfaltungsoperation wird im Frequenzbereich durchge führt, indem das Spektrum des Empfangssignals durch das des Trainingssignals dividiert wird. An den spektralen Nullstellen des Trainingssignals ist diese Division nicht möglich. Aber auch in den Spektralbereichen, wo das Trai ningssignal zwar nicht exakt Null ist, aber doch nur ge ringe Energieanteile besitzt, wird die Schätzung sehr störempfindlich.
Von einem geeigneten Trainingssignal wird daher gefordert,
daß sein Spektrum im interessanten Frequenzbereich mög
lichst weiß ist. Diese Eigenschaft besitzen z. B. Pseudo-
Noise(PN-) Sequenzen. Die im Demodulator verwendbaren
Trainingsfolgen sind beispielsweise periodisch fortge
setzte PN-Sequenzen.
Es können jedoch auch andere Trainingsfolgen mit ähnlichen
Eigenschaften eingesetzt werden.
Der Schätzalgorithmus selbst ist unabhängig von der spe
ziellen Trainingsfolge. Mathematisch handelt es sich um
die Lösung eines überbestimmten linearen Gleichungssy
stems, dessen Lösung aus der Literatur (W. Bunse u. a.: Nu
merische lineare Algebra B.G. Teubner Verlag Stuttgart
1985) bekannt ist. Der Algorithmus findet die Lösung im
Sinne der kleinsten Fehlerquadrate (Least-Square-Lösung).
Die eigentliche Aufgabe besteht darin, das Schätzproblem
auf die Lösung eines linearen Gleichungssystems abzubil
den.
Das Empfänger-Eingangssignal sei mit m Abtastwerten pro
Symbol abgetastet. Die Länge der Trainingsfolge sei 2n-1
Symbole, die Länge der geschätzten Kanalstoßantwort sei
l <= n Symbole. Dann läßt sich die zur Trainingsfolge ge
hörende Folge von Empfangswerten folgendermaßen durchnume
rieren
x1,1; x1,2; . . . x1,m; x2,1; . . . x2n-1,m
und auf eine m-dimensionale Vektorfolge abbilden:
X = (x1, x2, . . . x2n-1).
Die Kanalstoßantwort bewirkt, daß die Energie eines Trai
ningssymbols auf 1 aufeinanderfolgende Empfangsvektoren
verteilt wird. Genauso setzt sich jeder Empfangsvektor aus
der Überlagerung von 1 aufeinanderfolgenden Trainingssym
bolen zusammen.
Stellt man die Kanalstoßantwort wie schon das Empfänger-
Eingangssignal als m-dimensionale Vektorfolge dar,
= (h1, h2, . . . hl)
so erhält man das lineare Vektorgleichungssystem
D = X
mit 2n-1 Gleichungen für 1 Unbekannte. Die aus den Trai
ningssymbolen di gebildete Matrix D besitzt den vollen
Spaltenrang, was durch geeignete Wahl der Trainingsfolge
erreicht werden kann und für PN-Folgen stets erfüllt ist.
Dann besitzt das Gleichungssystem eine eindeutige Least-
Square-Lösung. Diese berechnet sich zu
= WX mit W = (DHD)-lDH.
Dabei kennzeichnet der obere Index H die hermitische Ma
trix, d. h. die aus den konjugiert komplexen Elementen be
stehende transponierte Matrix.
Bei der Kanalschätzung wird keine tatsächliche Matrixinver
sion durchgeführt. Vielmehr sind die Trainingssymbole
vorab bekannt, so daß die Matrix W fest abgespeichert
wird. Die Kanalschätzung besteht dann lediglich in der
Bildung des Matrix-Vektor-Produktes und bedeutet somit den
gleichen Rechenaufwand wie ein komplexes FIR-Filter mit
2n-1 Taps.
Der so gewonnene Schätzwert der Kanalstoßantwort wird an
schließend noch mit einem nichtlinearen Filter gefiltert.
Grund hierfür ist das Koeffizientenrauschen, denn aufgrund
des auf dem Funkkanal vorhandenen Rauschens ist die ge
schätzte Kanalstoßantwort fehlerbehaftet.
Es hat sich gezeigt, daß bei einem langen CMF (lm < 10)
sich dieses Koeffizientenrauschen in einer Erhöhung der
Fehlerrate bemerkbar macht. Insbesondere Koeffizienten mit
kleinen Werten sind unsicher geschätzt. Im Modulator wer
den deshalb nur die Werte der Kanalstoßantwort, die einen
signifikanten Energieanteil besitzen, verwendet und die
anderen zu null gesetzt. Dies geschieht nach folgendem
Verfahren:
- - Der Abtastwert der geschätzten Kanalstoßantwort mit der maximalen Leistung wird ermittelt
- - Alle Abtastwerte der geschätzten Kanalstoßantwort, deren Leistung um v dB kleiner als die maximale Leistung ist, werden zu null gesetzt.
Empirisch hat sich der Wert v = 20 als sinnvoll erwiesen.
Durch dieses Verfahren wird nicht nur die Störfestigkeit
verbessert, es wird auch der Rechenaufwand reduziert, da
Multiplikationen mit den nullgesetzten Koeffizienten ein
gespart werden. In der Praxis verbleiben nach dem Nullset
zen nur noch ca. 25% der Koeffizienten erhalten. Entspre
chend läßt sich der Rechenaufwand tatsächlich signifikant
reduzieren. Dies betrifft das DMF und die Kanalnachfüh
rung.
Die Kanalstoßantwort wird einmal pro Datenrahmen ge
schätzt. Aufgrund des bewegten Empfängers ist sie jedoch
zeitvariant. Die Änderung der Kanalstoßantwort innerhalb
eines Datenrahmens ist bei höheren Fahrzeuggeschwindigkei
ten so groß, daß man die geschätzte Kanalstoßantwort nicht
als abschnittsweise konstant über einen Rahmen betrachten
kann, sondern die Zeitvarianz berücksichtigen muß.
Hierzu dient die Kanalnachführung. Die Koeffizienten der
geschätzten Kanalstoßantwort werden den Kanaländerungen
nachgeführt. Dabei steht der Kanalnachführung keine a
priori Information, wie etwa Trainingssymbole zur Verfü
gung. Deshalb wird nach dem Prinzip der Entscheidungsrück
führung gearbeitet: Die vom Entscheider gelieferten mut
maßlichen übertragenen Daten werden anstelle der tatsäch
lich übertragenen Daten verwendet, so daß sie den Charak
ter einer vorab bekannten Information erhalten.
Die Entscheidungsrückführung wird mit der Least-Mean-
Square Methode durchgeführt (S. Haykin: Adaptive Filter
Theory Prentice-Hall, Englewood Cliffs, 1986, Seiten 216-
259).
Der Demodulator selbst besitzt keine Möglichkeit zur Be
kämpfung von Schwund, d. h. starker Feldstärkeeinbrüche.
Um Maßnahmen gegen Schwund zu finden, muß berücksichtigt
werden, daß der Schwund eine Funktion des Ortes und der
Frequenz ist. Setzt man voraus, daß sich der Empfänger be
wegt, ist der Schwund also indirekt auch eine Funktion der
Zeit.
Schwundeffekte kann man nun mit redundanter Übertragung
(Kanalkodierung) bekämpfen. Dabei ist es jedoch wichtig,
die Redundanz so zu übertragen, daß sie einem möglichst
unabhängigen Schwund-Einfluß ausgesetzt ist, d. h. zu einem
anderen Zeitpunkt oder auf einer anderen Frequenz als die
zu schätzende Information.
Von letzterer Möglichkeit machen Paralleltonverfahren und
Frequency-Hopping-Systeme Gebrauch, für das erfindungsge
mäße Übertragungsverfahren ist sie nicht geeignet.
Die erste Möglichkeit, d. h. die Übertragung von Nutzdaten
und Redundanz zu genügend weit voneinander entfernten
Zeitpunkten, wird durch Einsatz eines Interlea
vers/Deinterleavers ausgenutzt. Durch das Interleaving
werden Bündelfehler vermieden und eine Fehlerkorrektur er
möglicht. Die hierbei auftretende Signalverzögerungszeit
ist aufgrund von Anforderungen durch den übertragenen
Dienst auf 100ms begrenzt.
Zur Bekämpfung von frequenzabhängigem Schwund ist im bean
spruchten Verfahren der optionale Einsatz von mehr als ei
ner Antenne vorgesehen. Dadurch wird das gleiche Signal an
zwei verschiedenen Orten mit unabhängigem Schwund empfan
gen. Hierzu ist ein genügend großer Antennenabstand erfor
derlich, der sich beim Einsatz im Kraftfahrzeug auch hin
reichend gut konstruktiv realisieren läßt.
Die Kombination der Antennensignale im Demodulator er
folgt, wie in Fig. 4 gezeigt. Jeder Signalweg enthält sein
eigenes CMF. Dadurch werden die Antennensignale phasen
richtig bezogen auf das Nutzsignal aufaddiert, gleichzei
tig wird jedes Signal entsprechend seiner Leistung gewich
tet.
Der zusätzliche Rechenaufwand liegt in den zusätzlichen
DMFs und den dazugehörigen Algorithmen für Kanalschätzung
und -nachführung. Der DFE ist hingegen nur einmal vorhan
den.
Durch den Übergang von einer auf zwei Antennen ist eine
Verbesserung der Bitfehlerrate um ca. 3 dB meßbar.
Claims (16)
1. Verfahren zur Übertragung hoher Datenraten über einen
Mehrwege-Mobilfunkkanal für den digitalen Rundfunk, bei
dem eine Datenfolge aus Nutzdaten, Redundanzen und Trai
ningsfolge verwendet wird, wobei die Trainingsfolge in der
Mitte des Datenrahmens übertragen wird, dadurch gekenn
zeichnet
- - daß die Datenfolge im Empfänger derart demoduliert wird, daß mit Hilfe der Trainingsfolge die Kanalstoßantwort geschätzt wird, daß mit der ge schätzten Kanalstoßantwort die Mehrwegeausbreitung kompensiert wird und daß die geschätzte Kanal stoßantwort den zeitlichen Kanaländerungen nachge führt wird, und
- - daß nach der Demodulation der Schwund durch zeit liche und räumliche Diversifikationsmaßnahmen re duziert wird.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß
im Empfangsfilter die Mehrwegeausbreitung auf dem Kanal
als Impulsantwort eines linearen Systems in den Signalweg
eingeführt wird und ein kanalangepaßtes Filter erzeugt
wird.
3. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß
das Impulsnebensprechen, das durch die Mehrwegeausbreitung
hervorgerufen wird, durch einen Entzerrer mit Entschei
dungsrückführung kompensiert wird.
4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß
das am Ausgang des kanalangepaßten Filters anliegende Si
gnal im Entzerrer im Symbolabstand abgetastet wird.
5. Verfahren nach den Ansprüchen 3 und 4, dadurch gekenn
zeichnet, daß die bei der Mehrwegeausbreitung auftretenden
vorlaufenden Echos durch ein iteratives Gradientenverfah
ren entzerrt werden, derart, daß die Abweichung zwischen
wahrer und idealer Antwort des Entzerrers auf das
Eingangssignal bestimmt wird, und daß das Datensignal da
durch korrigiert wird, daß sowohl die Anfangseinstellung
des Vorwärtsfilters des Entzerrers als auch die Nachrege
lung zum Nachführen der Kanaländerungen korrigiert wird.
6. Verfahren nach den Ansprüchen 3 und 4, dadurch gekenn
zeichnet, daß die bei der Mehrwegeausbreitung auftretenden
nachlaufenden Echo des Datensignals im Rückführungszweig
des Entzerrers durch Substration vom Datensignal kompen
siert werden.
7. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß
die Schätzung der Kanalstoßantwort mit einem Least-Square-
Verfahren durchgeführt wird, derart, daß das lineare Vek
torgleichungssystem
D = Xmit D Matrix der Trainingssymbole, X Vektor des Empfänger-
Eingangssignals und Vektor der Kanalstoßantwort,
durch den Ansatz = WXmit W = (DHD)-1DH und DH hermetische Matrix von D
gelöst wird, wobei X die geschätzte Kanalstoßantwort bil det.
gelöst wird, wobei X die geschätzte Kanalstoßantwort bil det.
8. Verfahren nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß
bekannte Trainingsfolgen verwendet werden, daß damit die
Matrix W bestimmt wird und daß die Schätzung der Kanal
stoßantwort durch das Matrix-Vektor-Produkt = W·X er
folgt.
9. Verfahren nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß
als Trainingsfolgen periodisch fortgesetzte Pseudo-Noise
Sequenzen verwendet werden.
10. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, daß der Schätzwert der Kanal
stoßantwort mit einem nichtlinearen Filter gefiltert wird
und lediglich die Werte der Kanalstoßantwort für die Über
tragung berücksichtigt werden, die einen signifikanten En
ergieanteil besitzen.
11. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet,
daß die geschätzte Kanalstoßantwort den zeitlichen Kana
länderungen über eine Entscheidungsrückführung nachgeführt
wird, und daß die Entscheidungsrückführung mit einem
Least-Mean-Square-Verfahren durchgeführt wird.
12. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß der Schwund durch redundante Übertragung verringert
wird, in dem die zu schützende Datenfolge zu einem ande
ren Zeitpunkt als die Redundanz übertragen wird.
13. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß der Schwund durch den Einsatz von mehr als einer An
tenne vermindert wird, indem das gleiche Datensignal an
zumindest zwei verschiedenen Orten mit unabhängigem
Schwund empfangen wird.
14. Demodulator für ein Verfahren nach den vorhergehenden
Ansprüchen 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß der Demo
dulator zumindest ein kanalangepaßtes Filter, einen Ent
zerrer mit Entscheidungsrückführung, eine Kanalschätzein
richtung und eine Kanalnachführeinrichtung enthält.
15. Übertragungssystem für ein Verfahren nach den vorher
gehenden Ansprüchen 1 und 13, dadurch gekennzeichnet, daß
der Empfänger mindestens zwei Antennen besitzt, mit denen
das gleiche Datensignal an zwei verschiedenen Orten mit
unabhängigem Schwund empfangen wird.
16. Übertragungssystem für ein Verfahren nach den vorher
gehenden Ansprüchen 1 und 12, dadurch gekennzeichnet, daß
der Empfänger eine Interleaver/Deinterlearer-Einrichtung
enthält, mit der die Übertragung von Nutzdaten und Redun
danz zeitlich getrennt durchgeführt wird.
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