FR2735635A1 - Procede permettant une egalisation multicapteur dans un recepteur radioelectrique, en presence d'interferences et de multitrajets de propagation - Google Patents
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Abstract
Le procédé selon l'invention consiste, pour réduire le nombre de coefficients des filtres de la partie spatiale et de la partie temporelle couplée en sortie de la partie spatiale, à adapter conjointement les coefficients des filtres de chaque partie par un algorithme adaptatif en fonction des trajets sélectionnés suivant un critère déterminé. Les coefficients sont périodiquement recalculés au rythme des symboles connus des séquences d'apprentissage pour minimiser l'erreur d'estimation entre un signal réplique (d(t)) et le signal de sortie (Z(t)) du récepteur. Application: radiocommunication HF, GSM dans un environnement perturbé.
Description
L'invention conceme un procédé permettant une égalisation multicapteur dans un récepteur radioélectrique consistant en une démodulation d'un message numérique, en présence de multitrajets de propagation et de sources interférentes en réduisant le nombre de coefficients à adapter nécessaire au calcul d'un égaliseur multicapteur, pour des modulations formées de trames comportant des séquences d'apprentissage et des séquences de symboles d'information. L'invention conceme également un récepteur radioélectrique mettant en oeuvre un tel procédé.
Elle s'applique notamment à la gamme des hautes fréquences HF, particulièrement intéressante en radiocommunication car permettant des communications à longue distance grâce aux phénomènes de réflexion sur les différentes couches de la ionosphère. Elle s'appuie sur les techniques de traitement d'antenne, et nécessite donc l'utilisation d'un réseau comportant plusieurs capteurs.
Pour de nombreuses applications en radiocommunication numérique, la transmission entre l'émetteur et le récepteur se fait suivant plusieurs trajets de propagation. Le temps de retard entre les différents trajets pouvant être supérieur à la durée-symbole, une égalisation devient nécessaire pour compenser l'interférence inter-symboles (IIS) ainsi générée.
Ce phénomène se produit en particulier dans la gamme HF, où les multitrajets de propagation, issus des réflexions sur les différentes couches ionosphériques, peuvent être espacés de 5 ms, soit plusieurs fois la duréesymbole dans le cas de modulations dont la largeur de bande est typiquement de l'ordre de 3 KHz. II se produit également dans d'autres gammes de fréquence pour des communications à très haut débit, de type
GSM (270 kbits/s, soit une durée-symbole de 3,7pus), en milieu urbain ou montagneux, où les différents trajets provenant des réflexions sur différents obstacles (immeubles, montagnes,...) peuvent être séparés de 10 voir 20pus.
GSM (270 kbits/s, soit une durée-symbole de 3,7pus), en milieu urbain ou montagneux, où les différents trajets provenant des réflexions sur différents obstacles (immeubles, montagnes,...) peuvent être séparés de 10 voir 20pus.
Dans de nombreux systèmes actuellement en service, I'adaptation à ces conditions de propagation est rendue possible, par l'insertion dans la forme d'onde, de séquence d'apprentissage connues du récepteur.
Différentes solutions sont alors possibles pour réaliser l'égalisation adaptative du signal utile reçu.
Une première solution consiste à utiliser un algorithme de Viterbi nécessitant au préalable une estimation du canal de propagation en utilisant la séquence d'apprentissage. Cette égalisation présente l'avantage de minimiser la probabilité d'erreur sur la séquence entière de symboles d'information, mais elle devient très coûteuse lorsque la durée de la réponse impulsionnelle du canal est très supérieure à la durée-symbole. En effet, le nombre d'états que doit traiter l'algorithme de Viterbi est égal à ML, où M est la taille de l'alphabet de la modulation et L la longueur de la réponse impulsionnelle du canal en nombre de périodes-symbole. Cette solution est utilisée pour les applications de type GSM, où l'algorithme de Viterbi comporte typiquement 32 états (L=5 et M=2).
Dans la gamme HF, domaine privilégié d'application de l'invention, le nombre d'états devient trop important pour que l'algorithme de Viterbi soit réalisable (typiquement, M vaut 4 ou 8, et L vaut 12, ce qui correspond à une réponse impulsionnelle s'étalant sur 5 ma et une deuxième solution utilisant un égaliseur DFE est alors souvent utilisée.
La deuxième solution consiste à utiliser les séquences d'apprentissage comme réplique d'un algorithme adaptatif minimisant un critère d'EQM (Erreur Quadratique Moyenne). Cette solution utilise un égaliseur "à décision dans la boucle" connu dans la littérature anglosaxonne sous l'abréviation DFE pour "Decision Feedback Equalizer".
Un tel égaliseur tente de foumir à un organe de décision adapté à la modulation, un signal débarrassé de l'IIS, ou dans lequel l'IlS a été fortement réduite. L'égaliseur DFE utilise à cet effet des filtres transverses et récursifs auto-adaptatifs, qui sont adaptés par un algorithme du type moindres carrés récursifs qui est choisi de préférence à un algorithme du gradient pour des raisons de vitesse de convergence. Sur les séquences d'apprentissage, les symboles connus sont utilisés pour adapter les différents coefficients. La poursuite des variations du canal en dehors des séquences connues est assurée en utilisant les symboles décidés au fur et à mesure comme réplique.
L'égaliseur DFE monocapteur permet de compenser l'IlS liée aux multitrajets de propagation, mais ne permet pas d'effectuer une recombinaison en phase de ces différents trajets. Ainsi, en présence de deux trajets stationnaires de même amplitude, I'égaliseur DFE conduit à des pertes d'environ 3 dB par rapport à un canal à bruit blanc gaussien additif: il cherche à garder la contribution de l'un des trajets, et à éliminer le second à l'aide de la partie récursive.
De plus, dans la gamme HF, les différents trajets de propagation sont le plus souvent affectés de "fading" plat. Le "fading" est un phénomène lié à la variation des multitrajets se traduisant par une variation de la puissance reçue, voire par un évanouissement des trajets du signal. Lorsque ce "fading" est important, l'égaliseur DFE voit ses performances se dégrader.
D'autre part, en présence de brouillage, ces techniques deviennent rapidement inefficaces, et des techniques spécifiques de lutte anti-brouillage connues sont nécessaires, telles que le codage correcteur d'erreur, I'excision de brouillage par filtrage à encoches, I'utilisation de liaisons à évasion de fréquence etc... Ces techniques, utilisées dans de nombreux systèmes opérationnels, sont malgré tout limitées lorsque les interférences sont fortes et occupent toute la bande du signal utile. Dans ces conditions, il convient d'utiliser des moyens de lutte anti-brouillage plus performants basés sur l'utilisation de techniques de filtrage d'antenne.
Les techniques de filtrage d'antenne, apparues au début des années 60 et dont une est notamment décrite dans un article de P.W. HOWELLS, "Explorations in fixed and adaptative resolution at GE and SURC", IEEE
Trans-Ant-Prop, vol AP-24, n"5, pp 575-584, Sept. 1976. et dont une synthèse exhaustive est présentée dans une thèse de doctorat de l'université de Paris sud, juin 1991, de P. CHEVALIER, intitulée: "Antenne adaptative: d'une structure linéaire à une structure non linéaire de Volterra", visent à combiner les signaux reçus par les différents capteurs constituant l'antenne, de façon à optimiser la réponse de celle-ci au scénario de signal utile et de brouilleurs.
Trans-Ant-Prop, vol AP-24, n"5, pp 575-584, Sept. 1976. et dont une synthèse exhaustive est présentée dans une thèse de doctorat de l'université de Paris sud, juin 1991, de P. CHEVALIER, intitulée: "Antenne adaptative: d'une structure linéaire à une structure non linéaire de Volterra", visent à combiner les signaux reçus par les différents capteurs constituant l'antenne, de façon à optimiser la réponse de celle-ci au scénario de signal utile et de brouilleurs.
Le choix des capteurs et de leur disposition est un paramètre important et influe en grande partie sur les performances. Trois types de possibilités peuvent être envisagées:
- les capteurs sont identiques et disposés en différents points de l'espace, la discrimination entre le signal utile et les interférences se fait par la direction d'arrivée.
- les capteurs sont identiques et disposés en différents points de l'espace, la discrimination entre le signal utile et les interférences se fait par la direction d'arrivée.
- les capteurs sont disposés en un même point de l'espace (antenne colocalisée) et possèdent des diagrammes de rayonnement différents. La discrimination peut alors se faire suivant la polarisation et la direction d'arrivée.
- les deux possibilités précédentes peuvent être combinées: plusieurs antennes colocalisées peuvent être disposées en différents points de l'espace.
D'autre part, les conditions de propagation et de brouillage pouvant évoluer au cours du temps, il est nécessaire de pouvoir adapter l'antenne en temps réel à ces variations par l'utilisation d'une technique de filtrage d'antenne particulière: L'antenne adaptative. Une antenne adaptative est une antenne qui détecte les sources d'interférences automatiquement, en construisant dans leurs direction des trous de son diagramme de rayonnement, tout en améliorant la réception de la source utile, sans connaissance a priori sur les interférences et à partir d'une information minimale sur le signal utile. De plus, grâce à la capacité de poursuite des algorithmes utilisés, une antenne adaptative est capable de répondre automatiquement à un environnement changeant.
Les antennes adaptatives sont caractérisées par la façon dont elles discriminent le signal utile et les interférences, c'est-à-dire par la nature de l'information sur le signal utile qu'elles exploitent. Cette discrimination peut se faire de cinq façons différentes:
- par la direction d'arrivée,
- par la modulation,
- par le temps, par exemple pour les liaisons à évasion de fréquence,
- par la puissance,
- de manière aveugle (par exemple, les méthodes de séparation de sources aux ordres supérieurs).
- par la direction d'arrivée,
- par la modulation,
- par le temps, par exemple pour les liaisons à évasion de fréquence,
- par la puissance,
- de manière aveugle (par exemple, les méthodes de séparation de sources aux ordres supérieurs).
Jusqu'à une période très récente, il a toujours été envisagé, dans les systèmes de transmission, un fonctionnement indépendant des techniques d'égalisation adaptative monocapteur et d'antenne adaptative, ce qui conduit à des performances sousptimales.
Ainsi, le système décrit dans un article de R. Dobson, intitulé: "Adaptive antenna array", brevet n" PCT/AU85/00157, Feb. 1986, qui utilise la discrimination par le temps, parvient efficacement à la réjection des interférences mais ne cherche pas à optimiser le rapport signal utile sur le bruit.
Dans un contexte de transmission, et lorsque des séquences d'apprentissage sont introduites dans la forme d'onde, il est préférable d'utiliser les techniques de traitement d'antenne à discrimination par la modulation, car celles-ci permettent d'optimiser le rapport signal utile sur bruit. La plupart des techniques qui sont employées aujourd'hui attribuent des poids complexes à chacun des capteurs de l'antenne adaptative.Une telle antenne permet la réjection des interférences, mais en présence de multitrajets de propagation:
- elle "pointe" dans la direction de l'un des trajets, c'est-à-dire remet en phase les contributions de ce trajet sur les différents capteurs ( pour des capteurs omnidirectionnels, on obtient donc un gain en rapport signal à bruit de 10 log N, où N est le nombre de capteurs utilisés),
- et elle cherche à éliminer les trajets décorrélés de celui-ci, perdant ainsi l'énergie associée à ces trajets.
- elle "pointe" dans la direction de l'un des trajets, c'est-à-dire remet en phase les contributions de ce trajet sur les différents capteurs ( pour des capteurs omnidirectionnels, on obtient donc un gain en rapport signal à bruit de 10 log N, où N est le nombre de capteurs utilisés),
- et elle cherche à éliminer les trajets décorrélés de celui-ci, perdant ainsi l'énergie associée à ces trajets.
Afin d'améliorer les performances de cette technique de traitement d'antenne en présence de multitrajets de propagation, il est possible de la coupler à une technique d'égalisation monocapteur pour obtenir un égaliseur multicapteur comportant une partie spatiale, composée de différents filtres disposés sur chacune des voies de réception, et une partie temporelle disposée en sortie de la partie spatiale. L'ensemble des filtres composant la partie spatiale et la partie temporelle sont adaptés conjointement sur le même signal d'erreur.
Plusieurs égaliseurs multicapteurs ont déjà été proposés et étudiés, essentiellement dans le domaine des transmissions radio mobile et sont notamment décrit dans un article de KE. Scott, S.T. Nichols, intitulé: "antenna Diversity with Multichannel Adaptive Equalization in Digital Radio" et dans un article de P. Balaban, J. Salz, intitulé: "Optimum Diversity
Combining and Equalisation in Digital Data Transmission with Applications to Cellular Mobile Radio - Part I: Theoretical Considerations", IEEE Trans.
Combining and Equalisation in Digital Data Transmission with Applications to Cellular Mobile Radio - Part I: Theoretical Considerations", IEEE Trans.
on Com., vol 40, Ne 5, pp 885-894, May 1992.
Ils ont jusqu'ici été envisagés pour combattre le "fading" sélectif engendré par les multitrajets, en environnement non brouillé. Ces égaliseurs sont constitués de filtres à Réponse Impulsionnelle Finie, un sur chacune des voies, suivi d'un additionneur, puis d'un égaliseur monodimensionnel égalisant au rythme symbole. Le critère utilisé pour optimiser ces égaliseurs multicapteurs est celui de la minimisation de l'EQM entre leur sortie et une réplique déterminée par les séquences d'apprentissage.
Dans l'égaliseur proposé par Scott et al, I'adaptation des coefficients s'effectue par un algorithme des moindres carrés, et son utilisation pour un canal HF n'est pas envisageable compte tenu des formes d'onde utilisées.
En effet, en tenant compte de l'étalement temporel des multitrajets, le nombre de coefficients à adapter est trop important pour que l'algorithme puisse converger sur la séquence d'apprentissage.
Le but de l'invention est de pallier les inconvénients précités.
A cet effet, I'invention a pour objet un procédé permettant une égalisation multicapteur dans un récepteur radioélectrique comportant une partie spatiale couplée à une partie temporelle comportant respectivement un nombre déterminé de filtres et recevant un signal radioélectrique comportant au moins une séquence d'apprentissage formée de symboles connus du récepteur et une séquence d'information formée de symboles utiles, et consistant dans une première étape de traitement préalable du signal reçu par le récepteur, à transformer le signal reçu par au moins deux capteurs en un signal équivalent en bande de base, à échantillonner le signal en bande de base à un rythme multiple du rythme symbole et à filtrer le signal échantillonné par un filtrage passe- bas, caractérisé en ce qu'en présence d'interférences et de multitrajets de propagation il consiste, pour réduire le nombre de coefficients des filtres à adapter, dans une deuxième étape de synchronisation, à effectuer une prise de synchronisation, à estimer le nombre de trajets du signal, les temps de retard relatifs des différents trajets et leurs puissances relatives, et à estimer le décalage en fréquence entre l'émission et la réception du signal pour le compenser, et en ce qu'il consiste dans une troisième étape d'égalisation multicapteur, à sélectionner un nombre déterminé de trajets, suivant un critère déterminé, parmi les trajets estimés dans l'étape de synchronisation, à filtrer dans un traitement spatial le signal reçu par le récepteur à l'aide des filtres de la partie spatiale, ; ; filtrer dans un traitement temporel à l'aide des filtres de la partie temporelle le signal de sortie de la partie spatiale, les coefficients respectifs aux filtres de la partie spatiale et de la partie temporelle étant conjo;ntement et périodiquement recalculés, à chaque itération, par un algorithme adaptatif travaillant au rythme symbole pour minimiser l'erreur d'estimation entre le signal de sortie du récepteur et un signal de réplique.
L'invention a également pour objet un récepteur radioélectrique comportant au moins un égaliseur muticapteur à diversité spatiale comportant une partie spatiale couplée à une partie temporelle et recevant un signal radioélectrique numérique comportant au moins une séquence d'apprentissage formée de symboles connus du récepteur et une séquence d'information formée de symboles utiles, caractérisé en ce qu'il comporte, pour réduire le nombre de coefficients des filtres à adapter dans les parties spatiale et temporelle en présence d'interférences et de multitrajets de propagation:: - au moins deux capteurs couplés à un bloc de traitement préalable et de synchronisation du signal d'entrée du récepteur, les sorties du bloc étant couplées respectivement à une première série d'entrées et une deuxième série d'entrées de la partie spatiale de l'égaliseur, la première série d'entrées correspondant respectivement aux entrées des filtres spatiaux respectif à chaque trajet sélectionnés parmi un nombre déterminé de trajets détectés, et la deuxième série d'entrées correspondant respectivement aux entrées d'un bloc de calcul des signaux d'entrée de la partie transverse de la partie temporelle de l'égaliseur, et en ce que la partie transverse de la partie temporelle comporte un filtre transverse à coefficients déterminés, la partie temporelle comportant en outre une partie récursive comportant un organe de décision dont la sortie est couplée à l'entrée d'un filtre récursif à coefficients déterminés, le filtre récursif étant disposé dans une boucle, et recevant sur son entrée la somme des signaux de sortie de la partie spatiale et de la partie transverse, de laquelle est retranché le signal issu du filtre récursif.
Le procédé selon l'invention permet d'une part d'améliorer les performances des différents égaliseurs monocapteur existants: dans le cas d'un environnement stationnaire, le procédé selon l'invention permet de gagner 10 log N sur le gain de l'antenne, où N est le nombre de capteurs, dans le cas de capteurs identiques ainsi qu'un gain sur la remise en phase des trajets, de 3 dB dans le cas de deux trajets stationnaires et de même puissance.
De plus, le procédé d'égalisation multicapteur selon l'invention permet d'améliorer encore plus fortement les performances de l'égalisation monocapteur en présence de "fading" plat sur les différents trajets de propagation.
La structure d'un récepteur selon l'invention utilisant un égaliseur multicapteur permet d'autre part de réduire fortement le nombre de coefficients à adapter par rapport à la structure proposée par Scott et al, et peut donc être mise en oeuvre sur un canal HF ou GSM.
D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront plus clairement à l'aide de la description qui suit faite en regard des dessins annexés qui représentent: - la figure 1, les principales étapes du procédé selon l'invention,
la figure 2, les principales étapes de l'étape de traitement préalable, - la figure 3, les principales étapes de l'étape de synchronisation du
procédé selon l'invention, - la figure 4, les principales étapes de l'étape d'égalisation multicapteur
avec adaptation, du procédé selon l'invention, - la figure 5, une structure d'un récepteur radioélectrique selon l'invention, - la figure 6, un algorithme du treillis spatial utilisé par le procédé selon
l'invention, - la figure 7, un réseau d'antennes utilisé par le récepteur selon l'invention,
et - la figure 8, une représentation graphique démontrant l'importance de la
partie spatiale dans la structure de l'égaliseur du récepteur selon
l'invention.
la figure 2, les principales étapes de l'étape de traitement préalable, - la figure 3, les principales étapes de l'étape de synchronisation du
procédé selon l'invention, - la figure 4, les principales étapes de l'étape d'égalisation multicapteur
avec adaptation, du procédé selon l'invention, - la figure 5, une structure d'un récepteur radioélectrique selon l'invention, - la figure 6, un algorithme du treillis spatial utilisé par le procédé selon
l'invention, - la figure 7, un réseau d'antennes utilisé par le récepteur selon l'invention,
et - la figure 8, une représentation graphique démontrant l'importance de la
partie spatiale dans la structure de l'égaliseur du récepteur selon
l'invention.
L'étape 1 du procédé selon l'invention représentée à la figure 1 consiste en un traitement préalable d'un signal numérique reçu par au moins deux capteurs Cn, avec n:1 à N, d'un récepteur radioélectrique.
L'étape 2 du procédé selon l'invention consiste en une synchronisation du signal reçu prétraité sur un signal émis comportant des séquences de synchronisation connues du récepteur en présence d'interférences et de multitrajets.
L'étape 2 de synchronisation précède nécessairement l'étape 3 d'égalisation multicapteur comportant un traitement spatial du signal suivi d'un traitement temporel, les deux traitements étant conjointement adaptés.
L'étape 1 de traitement préalable se subdivise en trois étapes principales 4, 5 et 6 illustrées à la figure 2: - l'étape 4 consiste en une transformation en bande de base du signal
radioélectrique issu des capteurs Cn, - L'étape 5 consiste en un échantillonnage où un rythme Te, Te étant un
multiple du rythme symbole Ts, du signal transformé en bande de base,
et - l'étape 6 consiste à filtrer le signal échantillonné par un filtrage passe
bas.
radioélectrique issu des capteurs Cn, - L'étape 5 consiste en un échantillonnage où un rythme Te, Te étant un
multiple du rythme symbole Ts, du signal transformé en bande de base,
et - l'étape 6 consiste à filtrer le signal échantillonné par un filtrage passe
bas.
Le signal prétraité et synchrone issu des étapes 1 et 2, est appelé par la suite "signal issu des voies de réception".
L'étape 2 de synchronisation multicapteur se subdivise en trois étapes principales 7, 8 et 9 illustrées à la figure 3:
L'étape 7 consiste à effectuer la prise de synchronisation du signal reçu par les capteurs, sur des séquences d'apprentissage formées de symboles connus du récepteur, - l'étape 8 consiste à estimer le nombre de trajets empruntés par le signal
utile ainsi que les temps de retard relatifs des différents trajets et leurs
puissances relatives, et - L'étape 9 consiste à estimer le décalage en fréquence entre l'émission et
la réception. Ce décalage en fréquence est compensé avant d'effectuer
l'égalisation multicapteur.
L'étape 7 consiste à effectuer la prise de synchronisation du signal reçu par les capteurs, sur des séquences d'apprentissage formées de symboles connus du récepteur, - l'étape 8 consiste à estimer le nombre de trajets empruntés par le signal
utile ainsi que les temps de retard relatifs des différents trajets et leurs
puissances relatives, et - L'étape 9 consiste à estimer le décalage en fréquence entre l'émission et
la réception. Ce décalage en fréquence est compensé avant d'effectuer
l'égalisation multicapteur.
L'étape 3 d'égalisation multicapteur avec adaptation se subdivise en cinq étapes principales 10 à 12 illustrées à la figure 4.
Dans l'étape 10 le procédé selon l'invention choisit de s'adapter sur K trajets sélectionnés parmi les P trajets repérés à l'issue de l'étape 2 de synchronisation. Pour cela plusieurs critères de choix sont possibles: - limiter le nombre de coefficients du traitement spatial de l'égalisation
pour des raisons de puissance de calcul ou d'optimisation de la vitesse
de convergence, en imposant par exemple K < 2, - choisir tous les trajets dont la puissance relative par rapport au trajet
principal est suffisamment forte pour que la remise en phase présente un
intérêt, par exemple une puissance relative de -5dB, - utiliser simultanément les deux critères précédents.
pour des raisons de puissance de calcul ou d'optimisation de la vitesse
de convergence, en imposant par exemple K < 2, - choisir tous les trajets dont la puissance relative par rapport au trajet
principal est suffisamment forte pour que la remise en phase présente un
intérêt, par exemple une puissance relative de -5dB, - utiliser simultanément les deux critères précédents.
L'étape Il de traitement spatial consiste à filtrer le signal d'entrée à
l'aide des filtres disposés sur chacun des capteurs composant le réseau
et permet de remettre en phase les contribution de tous les trajets
sélectionnés, pourvu que ceux-ci soit suffisamment espacés spatialement
ce qui correspond à un coefficient de corrélation spatiale entre les
différents vecteurs directeurs "suffisamment" inférieur à 1 ainsi que de
placer le gain de l'antenne dans la direction du signal utile.
l'aide des filtres disposés sur chacun des capteurs composant le réseau
et permet de remettre en phase les contribution de tous les trajets
sélectionnés, pourvu que ceux-ci soit suffisamment espacés spatialement
ce qui correspond à un coefficient de corrélation spatiale entre les
différents vecteurs directeurs "suffisamment" inférieur à 1 ainsi que de
placer le gain de l'antenne dans la direction du signal utile.
Le traitement spatial Il permet d'autre part, la résection des éventuelles interférences.
L'étape 12 de traitement temporel consiste à filtrer le signal de sortie du traitement spatial Il par un filtre comportant une partie transverse et une partie récursive, et permet de lutter contre l'l IS subsistant après le traitement spatial de l'étape 11, provenant soit de trajets non sélectionnés dans l'algorithme, soit de trajets trop proches spatialement pour pouvoir être séparées dans le traitement spatial de l'étape 11.
Les coefficients des filtres utilisés par les traitements spatial et temporel, respectifs aux étapes Il et 12, sont adaptés conjointement au rythme symbole TS par l'algorithme d'adaptation de manière à minimiser un critère d'EQM entre un signal de réplique et le résultat de l'étape 3 d'égalisation. Le signal de réplique est constitué soit de symboles connus appartenant à une séquence d'apprentissage soit de symboles "décidés" lorsque le symbole considéré appartient à une séquence d'information.
Un récepteur radioélectrique selon l'invention, recevant un signal numérique comportant des séquences d'apprentissage et d'information, est illustré schématiquement à la figure 5.
Ce récepteur met en oeuvre le procédé selon l'invention et la description qui suit doit en permettre une meilleure compréhension.
Un signal émis d(t) arrive sur un réseau de réception d'un récepteur selon l'invention, comportant un nombre déterminé de capteurs Cn, avec n=1 à N, après son passage dans le canal ionosphérique. Chacun des P trajets de propagation empruntés par le signal est reçu par l'antenne avec un gain complexe cri(t) et subit un retard ti par rapport au signal émis. Le vecteur X(t) formé par les signaux reçus par les capteurs est déterminé par la formule suivante:
où: Sj représente le vecteur directeur associé au trajet i, et B(t), un bruit additif, indépendant du signal utile, et prenant en compte les contributions du bruit de fond et des interférences.
où: Sj représente le vecteur directeur associé au trajet i, et B(t), un bruit additif, indépendant du signal utile, et prenant en compte les contributions du bruit de fond et des interférences.
La non stationnarité du canal porte sur les amplitudes et les phases des différents trajets, d'où la dépendance en temps des quantités ai(t) . Par contre, les retards ti sont relativement stables sur des durées de l'ordre du quart d'heure et peuvent donc être considérés comme constants.
Les capteurs Cn sont respectivement couplés à l'entrée d'un bloc de traitement préalable et de synchronisation 13 comportant des moyens classiques, non représentés, de transformation du signal reçu par les capteurs Cn en bande de base, d'échantillonnage au rythme Te, de transformation en bande de base, de filtrage passe-bas ainsi, que des moyens classiques de synchronisation en présence de brouillage. Les sorties du bloc 13 correspondent aux voies de réception respectives à chaque capteur Cn et supportent chacune une partie du signal complexe en bande de base échantillonné au rythme Te.
Les temps de retard estimés peuvent s'exprimer en fonction de Te: tri = pi Te, et le signal échantillonné X(nTe) reçu par l'antenne peut alors s'écrire:
La structure de l'égaliseur multicapteur couplé en sortie du bloc 13 comporte une première partie appelée "partie spatiale" et une deuxième partie appelée "partie temporelle". La dimension S de la partie spatiale, définissant le nombre de coefficients nécessaire à son calcul, est déterminée par le produit du nombre K de trajets sélectionnés à l'issue de l'étape 6, avec le nombre N de capteurs C1 à CN. La partie spatiale permet de réjecter les interférences éventuelles, de placer le gain de l'antenne équivalente au réseau de capteurs Cn dans la direction du signal utile, et si possible de remettre en phase les multitrajets associés au signal utile.
Dans un égaliseur multicapteur classique, tel que proposé par Scott et Al, la partie spatiale comporte un filtre à Réponse Impulsionnelle Finie, ou
RIF, disposé sur chaque voie de réception. Chaque filtre comporte un nombre déterminé de coefficients de manière à pouvoir couvrir la totalité du canal de transmission. Chacun de ces coefficients est matérialisé sur la figure 5 par une case délimitée par une ligne fermée discontinue. Pour couvrir un canal dont la longueur dans la gamme HF peut être typiquement de 5 ms, et en échantillonnant à 3 KHz, le nombre de coefficients nécessaires sur chacune des voies est de 3 x 5=15.
RIF, disposé sur chaque voie de réception. Chaque filtre comporte un nombre déterminé de coefficients de manière à pouvoir couvrir la totalité du canal de transmission. Chacun de ces coefficients est matérialisé sur la figure 5 par une case délimitée par une ligne fermée discontinue. Pour couvrir un canal dont la longueur dans la gamme HF peut être typiquement de 5 ms, et en échantillonnant à 3 KHz, le nombre de coefficients nécessaires sur chacune des voies est de 3 x 5=15.
Dans la partie spatiale de l'égaliseur multicapteur du récepteur selon l'invention, le nombre de coefficients à adapter est fortement réduit. Seuls K coefficients par voie, typiquement un, deux voir trois coefficients en HF, sont à calculer. Chaque coefficient retenu est matérialisé sur la figure 5 par une case délimitée par une ligne fermée continue (K=2 sur la figure 5). Ces K coefficients par voie permettent de définir K vecteurs, chacun de ces vecteurs formant respectivement un filtre spatial vertical Wk, avec k=1 à K, délimités par une ligne fermée continue. Chacun de ces filtres Wk pondère un vecteur signal Xk(n).
Xk(n) est défini comme étant le vecteur qui permet, à l'instant n, de prendre en compte dans l'égaliseur le symbole d(n) sur le trajet k.
Cette structure permet donc de réduire le nombre de coefficients de la partie spatiale. Les sorties des filtres Wk sont sommées par un premier sommateur 14 dont la sortie délivrant le signal ZS(n) est couplée à une première entrée d'opérande positive d'un premier comparateur 15 correspondant également à une première entrée de la partie temporelle.
II faut noter que l'étape de synchronisation 2 a été effectuée en suréchantillonnant le signal d'entrée d(t) par rapport au rythme-symbole, ce qui permet d'estimer avec une meilleure précision les retards des différents trajets lors de la synchronisation, et donc de récupérer le maximum d'énergie sur chacun des trajets sélectionnés par la suite dans l'étape 3 d'égalisation multicapteur.
La précision sur l'estimation des retards est donc particulièrement importante pour assurer les performances optimales de l'égaliseur multicapteur du récepteur selon l'invention. D'autre part, la structure n'est pas figée, et l'étape 2 de synchronisation permet un suivi de la partie spatiale de la structure, lorsque l'un des trajets disparaît (trou de "fading") ou apparaît, ou encore lorsque les temps de retard sont modifiés, par exemple en cas de dérive d'horloge entre l'émission et la réception.
La partie spatiale comporte également un bloc de calcul 16 des signaux d'entrée d'une première partie de la partie temporelle appelée "partie transverse". Le bloc de calcul 16 reçoit sur une première série d'entrées les signaux issus respectivement des sorties du bloc de traitement préalable et de synchronisation 13, et reçoit sur une deuxième série d'entrée les vecteurs signaux Xk(n) issus respectivement des filtres spatiaux Wk.
Le fonctionnement détaillé du bloc 16 est décrit ci-après.
La partie transverse est destinée à compenser l'interférence intersymboles IIS subsistant en sortie de la partie spatiale.
La partie transverse reçoit donc les signaux délivrés par le bloc de calcul 16 et comporte un filtre transverse à T coefficients appelé par la suite "ho'. Les sorties du filtre HT sont sommées par un deuxième sommateur 17 dont la sortie délivrant le signal zT(n) est couplée à une deuxième entrée d'opérande positive du comparateur 15.
La sortie du comparateur 15 est couplée à une première entrée d'une deuxième partie de la partie temporelle appelée "partie récursive". La partie récursive comporte, dans un circuit principal un organe de décision 18 et dans une boucle 19, un filtre récursif appelé par la suite "HR" à R coefficients. Ce filtre HR reçoit sur son entrée le signal délivré par l'organe de décision 18 et son signal de sortie est injecté sur une troisième entrée d'opérande négative du comparateur 15.
La sortie du comparateur 15 est d'une part réinjectée sur l'entrée de l'organe de décision 18 et d'autre part sur une première entrée d'opérande positive d'un deuxième comparateur 20 recevant sur une deuxième entrée d'opérande négative le signal de réplique appelé également réplique d(n).
La sortie du deuxième comparateur 20 délivre un signal d'erreur d'estimation e(n) minimisé.
La sortie de la partie temporelle délivre des symboles "décidés".
Les parties spatiale et temporelle sont adaptées conjointement au rythme-symbole Ts symbolisé par un interrupteur disposé entre le sommateur 14 de la partie spatiale et la partie temporelle, de manière à minimiser un critère d'EQM entre le signal de réplique appelé également réplique d(t) et le signal de sortie de l'égaliseur multicapteur z(t).
Idéalement, le critère optimisé pour le calcul des différents filtres Wk,
HT et HR composant la structure est un critère d'EQM entre le signal de sortie z(t) et la réplique d(t). II est déterminé par la formule suivante:
HT et HR composant la structure est un critère d'EQM entre le signal de sortie z(t) et la réplique d(t). II est déterminé par la formule suivante:
Les statistiques des signaux n'étant pas connus précisément, le calcul des différents filtres Wk, HT et HR s'effectue au moyen d'un algorithme adaptatif travaillant au rythme-symbole Ts et optimisant pour chaque itération soit chaque échantillon n, un critère d'EQM estimé suivant la formule suivante:
L'algorithme adaptatif est ici défini pour un canal stationnaire, et il converge vers la solution atteignant le minimum de l'EQM entre d(t) et z(t).
Dans le cas non stationnaire, I'algorithme minimise I'EQM sur une courte durée liée au degré de non stationnarité du canal. Ceci est réalisé en pondérant les échantillons de l'EQM par une fenêtre généralement exponentielle. Le critère à minimiser à chaque échantillon est déterminé par la formule suivante:
où X est le facteur d'oubli de l'algorithme (0 < 1). Le cas stationnaire correspond à un facteur d'oubli égal à 1.
où X est le facteur d'oubli de l'algorithme (0 < 1). Le cas stationnaire correspond à un facteur d'oubli égal à 1.
Pour pouvoir suivre au mieux les variations du canal, I'algorithme doit minimiser (n) pour chaque échantillon n du signal d(t), ce qui nécessite de connaître la réplique d(n) à chaque échantillon. Or, la réplique n'est par définition connue que sur les séquences d'apprentissage. Sur les séquences de symboles d'information, il est possible de continuer l'adaptation de l'algorithme, en utilisant le principe utilisé dans l'égaliseur DFE qui calcule tout d'abord la sortie z(n) obtenue en utilisant les filtres optimisés à l'instant n-1 et qui décide le symbole d(n). Le symbole d(n) ainsi estimé, est utilisé comme réplique, d(n)=d(n), pour effectuer une nouvelle itération de l'algorithme.
Pour chaque échantillon n, le signal z(n), sur lequel l'organe de décision 18 travaille, se décompose en trois quantités provenant respectivement de la partie spatiale, de la partie récursive et de la partie transverse. Le signal z(n) est alors défini par la formule suivante:
z(n) = zS(n)-zR(n)+zT(n) (6)
En entrée de la partie spatiale, les vecteurs signaux suivants respectifs à chaque capteur Cn, avec n=1 à N, sont utilisés par l'algorithme adaptatif et sont de la forme suivante:
Xk(n)=X(nTs+pkTe) pour k=1,..., K (7)
où k correspond à un trajet déterminé sélectionné lors de l'étape 1 de synchronisation.
z(n) = zS(n)-zR(n)+zT(n) (6)
En entrée de la partie spatiale, les vecteurs signaux suivants respectifs à chaque capteur Cn, avec n=1 à N, sont utilisés par l'algorithme adaptatif et sont de la forme suivante:
Xk(n)=X(nTs+pkTe) pour k=1,..., K (7)
où k correspond à un trajet déterminé sélectionné lors de l'étape 1 de synchronisation.
Ainsi, chacun de ces vecteurs Xk(n) contient une partie corrélée avec la réplique d(n), le terme akd(nTs) Si < , et une partie lIS qui doit être compensée par la partie spatiale etlou par la partie temporelle. L'algorithme d'adaptation va tenter de remettre en phase les différentes contributions des vecteurs Xk(n) corrélées avec la réplique d(n).
L'avantage de la structure proposée apparaît donc clairement à l'analyse de la formule (8):
pour remettre en phase les K trajets arrivant sur l'antenne, c'est-à-dire pour "profiter" de l'énergie des K trajets dans l'égaliseur, il n'est pas nécessaire de placer un filtre RIF sur chaque capteur comme dans l'égaliseur multicapteur proposé par Scott et al.La dimension du filtre RIF doit être liée à la taille du canal et comporte donc un grand nombre K' de coefficients. II suffit de placer un filtre comportant K coefficients, ce qui revient à choisir K coefficients parmi les 1 < ' coefficients composant le filtre
RIF de l'égaliseur multicapteur proposé par Scott et Al. Le nombre de coefficients est donc fortement réduit, ce qui permet à l'algorithme d'adaptation de converger plus rapidement vers la solution optimale.
pour remettre en phase les K trajets arrivant sur l'antenne, c'est-à-dire pour "profiter" de l'énergie des K trajets dans l'égaliseur, il n'est pas nécessaire de placer un filtre RIF sur chaque capteur comme dans l'égaliseur multicapteur proposé par Scott et al.La dimension du filtre RIF doit être liée à la taille du canal et comporte donc un grand nombre K' de coefficients. II suffit de placer un filtre comportant K coefficients, ce qui revient à choisir K coefficients parmi les 1 < ' coefficients composant le filtre
RIF de l'égaliseur multicapteur proposé par Scott et Al. Le nombre de coefficients est donc fortement réduit, ce qui permet à l'algorithme d'adaptation de converger plus rapidement vers la solution optimale.
L'algorithme s'adaptant sur les séquences d'apprentissage, c'est-à-dire sur un nombre donné d'itérations, la structure proposée conduit donc à de meilleures performances que dans l'égaliseur multicapteur proposé par Scott et al. D'autre part, pour pouvoir donner de bons résultats sur des environnements non stationnaires, le nombre de coefficients à adapter doit être le plus réduit possible.
La sortie de la partie spatiale s'exprime, en notant Wk le vecteur poids pondérant le signal Xk(n), par la formule suivante:
+ en exposant représente l'opération de transposition-conjugaison.
+ en exposant représente l'opération de transposition-conjugaison.
T T
En notant Xs(n)=[X1T(n)...xKT(n)]T où T en exposant représente l'opération de transposition dans un espace vectoriel, le vecteur signal d'entrée de la partie spatiale et
le vecteur poids de la partie spatiale, le signal de sortie de la partie spatiale s'exprime alors par la formule suivante:
ZS(n)= y(n) = W;Xs(n) (10)
La sortie de la partie récursive s'écrit en fonction de HR, le filtre pondérant la partie récursive, et des symboles n-1 à n-R et s'exprime par la formule suivante:
où d(n) = cyon) sur les séquences d'informations * en exposant représente l'opération de conjugaison sur les nombres complexes.
En notant Xs(n)=[X1T(n)...xKT(n)]T où T en exposant représente l'opération de transposition dans un espace vectoriel, le vecteur signal d'entrée de la partie spatiale et
le vecteur poids de la partie spatiale, le signal de sortie de la partie spatiale s'exprime alors par la formule suivante:
ZS(n)= y(n) = W;Xs(n) (10)
La sortie de la partie récursive s'écrit en fonction de HR, le filtre pondérant la partie récursive, et des symboles n-1 à n-R et s'exprime par la formule suivante:
où d(n) = cyon) sur les séquences d'informations * en exposant représente l'opération de conjugaison sur les nombres complexes.
Les symboles n-1 à n-R sont, soit les symboles connus sur les séquences d'apprentissage, soit les symboles décidés, d(n)=d(n), aux itérations précédentes sur les séquences d'information.
Les échantillons en entrée de la partie transverse sont calculés par le bloc de calcul 16 à partir des signaux issus du bloc 13 et des filtres Wk aux instants n+I à n+T et dépendent donc du système de pondération de la partie spatiale. Deux méthodes sont envisageables dans l'algorithme pour le calcul de ces échantillons:
- une première méthode consiste en une remise à jour de l'ensemble des échantillons de la partie transverse avec le vecteur Ws(n-1) calculé à l'itération précédente en utilisant la formule suivante: y(n+kJn-1 )=Ws(n-1 )+Xs(n+k) k=I ,. . . ,T (12)
Pour des raisons d'optimisation de la puissance de calcul, il est possible d'utiliser une deuxième méthode:
- dans cette deuxième méthode la partie transverse est constituée par une ligne à retard.Pour le symbole n, I'algorithme calcule donc uniquement l'échantillon y(n+T/n-1 ) à partir du vecteur poids Ws(n-1), les autres échantillons ayant été calculés lors des itérations précédente. y(n+T-1/n-1) est donc calculé à partir du vecteur poids Ws(n-2), y(n+T-2Jn-1) à partir de
Ws(n-3),...
- une première méthode consiste en une remise à jour de l'ensemble des échantillons de la partie transverse avec le vecteur Ws(n-1) calculé à l'itération précédente en utilisant la formule suivante: y(n+kJn-1 )=Ws(n-1 )+Xs(n+k) k=I ,. . . ,T (12)
Pour des raisons d'optimisation de la puissance de calcul, il est possible d'utiliser une deuxième méthode:
- dans cette deuxième méthode la partie transverse est constituée par une ligne à retard.Pour le symbole n, I'algorithme calcule donc uniquement l'échantillon y(n+T/n-1 ) à partir du vecteur poids Ws(n-1), les autres échantillons ayant été calculés lors des itérations précédente. y(n+T-1/n-1) est donc calculé à partir du vecteur poids Ws(n-2), y(n+T-2Jn-1) à partir de
Ws(n-3),...
A partir des échantillons y(n+k/n-1) calculés par l'une des deux méthodes précédentes, la sortie de la partie transverse s'exprime par la formule suivante:
où HT est le filtre de la partie transverse.
où HT est le filtre de la partie transverse.
A chaque itération de l'algorithme de mise à jour du système de filtres (W, HR, HT) composant la structure, il faut d'abord effectuer le calcul des échantillons de la partie transverse y(n+k/n-l) pour k=1 ,...,T. Les échantillons ainsi calculés constituent les entrées de l'algorithme d'adaptation, de même que le vecteur X(n) et que les symboles correspondants aux itérations précédentes d(n-1) à d(n-R). Puis, I'algorithme d'adaptation effectue la recherche du système (W(n), HR(n), HT(n)) qui conduit à la minimisation du critère (n).
Différents algorithmes peuvent être utilisés pour calculer le système de filtres (W, HR, HT) conduisant à chaque itération à la minimisation du critère de l'EQM estimée t,(n). L'algorithme retenu est un algorithme des moindres carrés, choisi de préférence à un algorithme du gradient pour des raisons de meilleure vitesse de convergence. Parmi les algorithmes des moindres carrés, I'algorithme du treillis spatial illustré par la figure 6 est utilisé pour adapter conjointement les parties spatiale et temporelle. De même tout autre algorithme des moindres carrés conduirait aux mêmes résultats.
L'algorithme du treillis spatial n'estime pas directement le système de filtres (W, HR, HT). A chaque itération, les échantillons correspondants aux parties spatiale, récursive et transverse sont injectés dans la structure en treillis et les coefficients du treillis C(i, j), appelés également multiplieurs adaptatifs, sont calculés de manière à minimiser la puissance de l'erreur d'estimation e(n)=z(n)-d(n). L'algorithme du treillis spatial existe sous deux versions: la version "a priori" et la version "a posteriori". La version "a priori" s'exprime par la suite d'instructions suivantes s'appuyant d'une part sur les séquences de symboles connus;
I'ordre du treillis est noté: ordre = R+T+S+1.
I'ordre du treillis est noté: ordre = R+T+S+1.
- dans une phase d'initialisation: y(O)=1 i=1- > R E(i)=d(n-i) initialisation de la partie récursive i=1 - > T E(R+i)=y(n+iln-1) initialisation de la partie transverse i=1 - > 5 E(R+T+i)=x(i) initialisation de la partie spatiale, où x(i)
est la ième composante du vecteur X(n) i = Ordre E(Ordre)=d(n) initialisation du signal réplique - puis de p = 1- > Ordre α(p)= #a(p)+γ(p-1)(p)|| y(p) y(p 1)- γ(p-1)||E(p)|g la(p) i=p+1 - > Ordre:
E(i)=E(i)-C(i,p)*E(p)
C(i, p)=C(i,p)+y(p 1)E(p) E(i) * /a(p) et d'autre part sur les séquences de symboles d'information::
La phase d'initialisation est identique à la phase d'initialisation précédente, mis à part que E(Ordre) n'est pas initialisée puisque la réplique n'est pas connue. II faut donc estimer la réplique. Pour cela, I'algorithme d'adaptation met à jour dans un premier à temps les différentes quantités intervenant dans l'algorithme du treillis spatial et ne travaillant pas sur
E(Ordre), c'est-à-dire: -de p=1- > Ordre:
< i(p) = "a(p)+γ(p -
y(p)=γ(p-1)+y(p-1)||E(p)P/α(p) puis de i=p+1 Ordre-1::
E(i)=E(i)-C(i,p)*E(p) C(i,p)=C(i,p)+γ(p-1)E(p)E(i)*/α(p)
La sortie de l'égaliseur multicapteur est ensuite calculée à l'aide des différents signaux d'erreur et s'exprime par la formule suivante:
est la ième composante du vecteur X(n) i = Ordre E(Ordre)=d(n) initialisation du signal réplique - puis de p = 1- > Ordre α(p)= #a(p)+γ(p-1)(p)|| y(p) y(p 1)- γ(p-1)||E(p)|g la(p) i=p+1 - > Ordre:
E(i)=E(i)-C(i,p)*E(p)
C(i, p)=C(i,p)+y(p 1)E(p) E(i) * /a(p) et d'autre part sur les séquences de symboles d'information::
La phase d'initialisation est identique à la phase d'initialisation précédente, mis à part que E(Ordre) n'est pas initialisée puisque la réplique n'est pas connue. II faut donc estimer la réplique. Pour cela, I'algorithme d'adaptation met à jour dans un premier à temps les différentes quantités intervenant dans l'algorithme du treillis spatial et ne travaillant pas sur
E(Ordre), c'est-à-dire: -de p=1- > Ordre:
< i(p) = "a(p)+γ(p -
y(p)=γ(p-1)+y(p-1)||E(p)P/α(p) puis de i=p+1 Ordre-1::
E(i)=E(i)-C(i,p)*E(p) C(i,p)=C(i,p)+γ(p-1)E(p)E(i)*/α(p)
La sortie de l'égaliseur multicapteur est ensuite calculée à l'aide des différents signaux d'erreur et s'exprime par la formule suivante:
<tb> <SEP> Ordr.1
<tb> z(n) <SEP> = <SEP> z <SEP> C(Ordre,i) <SEP> *E(i) <SEP> (14)
<tb> <SEP> i=1
<tb>
L'organe de décision 18 décide ensuite le signal d(n) à partir de z(n) et met à jour la dernière partie de la structure du treillis: - dans une phase d'initialisation:
E(Ordre)=d(n) - puis de p=1 ~ Ordre -1::
E(Ordre) = E(Ordre)-C(Ordre,p)*E(p)
C(Ordre, p) = C(Ordre, P) +y(p-1)E(p)E(Ordre)*/a(p)
Pour le calcul de la partie transverse, à chaque itération du treillis, il faut dans un premier temps calculer les échantillons de la partie transverse c'est-à-dire les échantillons obtenus en sortie de la partie spatiale pour X(n+1),..., X(n+T).
<tb> z(n) <SEP> = <SEP> z <SEP> C(Ordre,i) <SEP> *E(i) <SEP> (14)
<tb> <SEP> i=1
<tb>
L'organe de décision 18 décide ensuite le signal d(n) à partir de z(n) et met à jour la dernière partie de la structure du treillis: - dans une phase d'initialisation:
E(Ordre)=d(n) - puis de p=1 ~ Ordre -1::
E(Ordre) = E(Ordre)-C(Ordre,p)*E(p)
C(Ordre, p) = C(Ordre, P) +y(p-1)E(p)E(Ordre)*/a(p)
Pour le calcul de la partie transverse, à chaque itération du treillis, il faut dans un premier temps calculer les échantillons de la partie transverse c'est-à-dire les échantillons obtenus en sortie de la partie spatiale pour X(n+1),..., X(n+T).
La sortie de la partie spatiale correspond à la contribution de la partie spatiale dans le signal retranché à la réplique. Le signal retranché à la réplique s'exprime, à partir des différents signaux d'erreurs E(1 )- > E(Ordre- 1), par la formule suivante:
<SEP> OII(R-l
<tb> C(Ordre,i)*E(i) <SEP> (15)(15)
<tb> <SEP> i=1
<tb>
Pour calculer la sortie de la partie spatiale correspondant à X(n+k) avec k=1- > T, il suffit donc de calculer la contribution de la partie spatiale aux différents signaux d'erreurs. Afin de réduire la puissance de calcul, les échantillons correspondants à la partie spatiale sont placés à droite du treillis, et il suffit alors de calculer la contribution de la partie spatiale aux signaux d'erreurs E(R+T+1) à E(R+T+S): seule intervient donc, dans le calcul, la partie du treillis délimitée par une ligne fermée continue sur la figure 6.
<tb> C(Ordre,i)*E(i) <SEP> (15)(15)
<tb> <SEP> i=1
<tb>
Pour calculer la sortie de la partie spatiale correspondant à X(n+k) avec k=1- > T, il suffit donc de calculer la contribution de la partie spatiale aux différents signaux d'erreurs. Afin de réduire la puissance de calcul, les échantillons correspondants à la partie spatiale sont placés à droite du treillis, et il suffit alors de calculer la contribution de la partie spatiale aux signaux d'erreurs E(R+T+1) à E(R+T+S): seule intervient donc, dans le calcul, la partie du treillis délimitée par une ligne fermée continue sur la figure 6.
Soit Es(i), la contribution de la partie spatiale au signal d'erreur E(i).
Le calcul de Es(i) s'effectue alors par la suite d'instructions suivantes: - dans une phase d'initialisation:
Es(i+R+T)=x(i) pour i + 1- > S, où x(i) est la ième
composante du vecteur X(n+k).
Es(i+R+T)=x(i) pour i + 1- > S, où x(i) est la ième
composante du vecteur X(n+k).
- puis pour i = R+T+1- > R+T+S, mise à jour des signaux d'erreurs Es(j), pour j=i+1 - > R+T+S à partir du signal d'erreur Es(i):
i = R+T+1- > R+T+S
j = i+I - > R+T+S Es(j)=Es(j)-C(i, i)*Es(i)
La sortie de la partie spatiale s'exprime alors en fonction des signaux d'erreurs Es(i) calculés ci-dessus par la formule suivante:
i = R+T+1- > R+T+S
j = i+I - > R+T+S Es(j)=Es(j)-C(i, i)*Es(i)
La sortie de la partie spatiale s'exprime alors en fonction des signaux d'erreurs Es(i) calculés ci-dessus par la formule suivante:
<tb> <SEP> o*1
<tb> y= <SEP> 2 <SEP> C(Ordre,i)*E(i)
<tb> <SEP> i=R+T+1
<tb> (Ordre-1=R+T+S) (16)
L'exemple suivant permet de démontrer l'utilité respective de la partie spatiale et de la partie temporelle de l'égaliseur multicapteur:
Un signal utile arrive sur l'antenne suivant deux trajets de propagation.Le vecteur signal reçu par l'antenne s'exprime par la formule suivante:
x(t) = a1d(t)S1 + a2d(t - t)S2 + B(t) (17)
D'après la formule (7) la partie spatiale de la structure est constituée des vecteurs X(t) et X(t+t). La sortie de la partie spatiale y(t) s'exprime donc de la façon suivante:
y(t)=W1 W1+X(t) + W2+X(t + t) (18)
Soit:
w+ B(t) + W2+ B(t + t)
La sortie de la partie spatiale y(t) comporte donc trois composantes: une composante correspondant au signal utile d(t), une composante correspondant à l'IlS engendre par d(t-t) et d(t+t) et une composante correspondant au bruit (bruit de fond + interférences).
<tb> y= <SEP> 2 <SEP> C(Ordre,i)*E(i)
<tb> <SEP> i=R+T+1
<tb> (Ordre-1=R+T+S) (16)
L'exemple suivant permet de démontrer l'utilité respective de la partie spatiale et de la partie temporelle de l'égaliseur multicapteur:
Un signal utile arrive sur l'antenne suivant deux trajets de propagation.Le vecteur signal reçu par l'antenne s'exprime par la formule suivante:
x(t) = a1d(t)S1 + a2d(t - t)S2 + B(t) (17)
D'après la formule (7) la partie spatiale de la structure est constituée des vecteurs X(t) et X(t+t). La sortie de la partie spatiale y(t) s'exprime donc de la façon suivante:
y(t)=W1 W1+X(t) + W2+X(t + t) (18)
Soit:
w+ B(t) + W2+ B(t + t)
La sortie de la partie spatiale y(t) comporte donc trois composantes: une composante correspondant au signal utile d(t), une composante correspondant à l'IlS engendre par d(t-t) et d(t+t) et une composante correspondant au bruit (bruit de fond + interférences).
Supposons que la partie temporelle de la structure soit absente:
T=R=O. L'algorithme adaptant la structure minimise l'EQM entre y(t) et d(t), donc l'algorithme cherche à annuler les deux termes contenant l'IIS, puisque ceux-ci sont décorrélés avec la réplique d(t). L'IIS est traitée par l'antenne de la même façon que les éventuelles interférences.
T=R=O. L'algorithme adaptant la structure minimise l'EQM entre y(t) et d(t), donc l'algorithme cherche à annuler les deux termes contenant l'IIS, puisque ceux-ci sont décorrélés avec la réplique d(t). L'IIS est traitée par l'antenne de la même façon que les éventuelles interférences.
La simulation suivante permet d'analyser le compo.tement d'une telle structure ne comportant pas de partie temporelle. Un exemple d'antenne utilisée pour la simulation comportant cinq capteurs omnidirectionnels C1 à C5 disposés sur les côtés d'un triangle équilatéral est illustrée à la figure 7.
L'angle formé par les deux côtés du triangle est choisi égal à 60.
L'antenne reçoit deux trajets décorrélés, d'azimut identique égal à 0 , de puissance sus=10 dB. Le site du premier trajet vaut 40 et on fait varier le site du deuxième trajet. Le bruit de fond a une puissance a2 = OdB et il est supposé que l'antenne ne reçoit pas d'interférences. Les puissances de sortie du signal utile de l'IlS et du bruit de fond s'expriment respectivement par les formules ci-dessous:
Sur la figure 8, les courbes suivantes S/(IIS+B), S/B, IIS/B) sont tracées dans un repère cartésien ou l'axe des ordonnes représente l'amplitude en dB et ou l'axe des abscisses représente l'angle de site en degrés.L'antenne traite l'IlS de la même façon que les interférences, donc elle optimise le rapport S/(IIS+B).
Lorsque le coefficient de corrélation spatiale entre les deux trajets est faible, le rapport S/(IIS+B) en sortie de l'antenne est proche de 20dB. La décision des symboles émis s'effectue sur le signal y(t) et on obtient donc les mêmes performances que sur un canal stationnaire comportant un trajet de puissance 20dB. Par comparaison, I'égaliseur DFE monocapteur conduit à des performances voisines du canal stationnaire comportant un trajet de puissance 10 dB. Le traitement effectue a donc permis de gagner 10 dB, gain qui se décompose comme suit:
7dB = 10 logN dû au gain en S/B de l'antenne pointant dans chacune des directions des deux trajets.
7dB = 10 logN dû au gain en S/B de l'antenne pointant dans chacune des directions des deux trajets.
3dB dû au gain de remise en phase des deux trajets.
Dans une telle configuration, la partie spatiale élimine l'IIS, dirige un lobe dans la direction de chacun des deux trajets et remet en phase les deux trajets. La partie temporelle n'a plus aucune utilité.
Lorsque les deux trajets se rapprochent spatialement, il devient de plus en plus difficile pour l'antenne d'éliminer l'ilS tout en maintenant un gain en S/B suffisant pour les deux trajets.
Ainsi pour les sites < 36 ou > 44 , L'antenne parvient toujours à réjecter l'IlS en-dessous du bruit de fond, mais ceci se fait au prix d'une dégradation du rapport S/(IIS+B) par rapport au cas précédent (à 36 , on perd 12 dB). Les performances de l'organe de décision sont donc moins bonnes que dans le cas précédent.
Pour les sites compris entre 36 et 44 environ, les deux trajets sont trop proches spatialement et l'antenne ne parvient plus à éliminer l'IIS. Le rapport S/(IIS+B) tend vers 3 dB. II faut noter que ce résultat est obtenu quelle que soit la valeur de la puissance commune des deux trajets. Un organe de décision placé en sortie de la partie spatiale donnerait donc des résultats moins bons que l'égaliseur DFE monocapteur, ce qui n'est évidemment pas acceptable.
L'inconvénient d'une telle structure ne comportant pas de partie temporelle apparaît donc clairement à l'analyse de cet exemple: I'IIS est traitée par l'antenne de la même façon qu'une interférence, et l'antenne utilise donc des degrés de liberté pour éliminer l'IIS.
L'ajout d'une partie temporelle à la structure, et l'adaptation de la partie temporelle et de la partie spatiale sur le même signal d'erreur aboutit au comportement général suivant:
Pour des trajets "suffisamment" décarrelés spatialement, la partie spatiale permet toujours de diriger le lobe principal de l'antenne dans la direction de chacun des deux trajets et de les remettre en phase, tout en éliminant l'IIS. La partie temporelle n'a donc qu'un travail réduit à effectuer.
Pour des trajets "suffisamment" décarrelés spatialement, la partie spatiale permet toujours de diriger le lobe principal de l'antenne dans la direction de chacun des deux trajets et de les remettre en phase, tout en éliminant l'IIS. La partie temporelle n'a donc qu'un travail réduit à effectuer.
Le gain global par rapport à l'égaliseur DFE monocapteur est de 10 log
N+3 dB.
N+3 dB.
Pour les trajets corrélés spatialement, la partie temporelle prenant en compte l'élimination de l'IIS, la partie spatiale ne cherchera plus qu'à optimiser le gain de l'antenne dans la direction de chacun des deux trajets.
Le gain global par rapport à l'égaliseur DFE monocapteur est de 10 log N.
On peut donc prévoir dans tous les cas un gain par rapport à l'égaliseur DFE monocapteur compris entre 10 log N et 10 log N+3 dB pour deux trajets de même puissance en environnement stationnaire.
De plus, en présence de brouillage de l'émission d'un signal utile, la partie spatiale permet la réjection des interférences.
Claims (9)
1. Procédé permettant une égalisation multicapteur dans un récepteur radioélectrique comportant une partie spatiale couplée à une partie temporelle comportant respectivement un nombre déterminé de filtres et recevant un signal radioélectrique (d(t)) comportant au moins une séquence d'apprentissage formée de symboles connus du récepteur et une séquence d'information formée de symboles utiles, et consistant dans une première étape (1) de traitement préalable du signal reçu par le récepteur, à transformer (4) le signal reçu par au moins deux capteurs (Cn) en un signal équivalent en bande de base, à échantillonner (5) le signal en bande de base à un rythme (Te) multiple du rythme symbole (Ts) et à filtrer (6) le signal échantillonné par un filtrage passe- bas, caractérisé en ce qu'en présence d'interférences et de multitrajets de propagation il consiste, pour réduire le nombre de coefficients des filtres à adapter, dans une deuxième étape (2) de synchronisation, à effectuer une prise de synchronisation (7), à estimer (8) le nombre de trajets (P) du signal (d(t)), les temps de retard relatifs des différents trajets et leurs puissances relatives, et à estimer (9) le décalage en fréquence entre l'émission et la réception du signal pour le compenser, et en ce qu'il consiste dans une troisième étape (3) d'égalisation multicapteur, à sélectionner (10) un nombre déterminé de trajets (K), suivant un critère déterminé, parmi les trajets (P) estimés dans l'étape (2) de synchronisation, à filtrer dans un traitement spatial (11) le signal reçu par le récepteur à l'aide des filtres (Wk) de la partie spatiale, à filtrer dans un traitement temporel (12) à l'aide des filtres (HT et HR) de la partie temporelle le signal de sortie de la partie spatiale, les coefficients respectifs aux filtres de la partie spatiale (Wk) et de la partie temporelle (HT et HR) étant conjointement et périodiquement recalculés, à chaque itération, par un algorithme adaptatif travaillant au rythme symbole pour minimiser l'erreur d'estimation (e(t)) entre le signal de sortie (z(t)) du récepteur et un signal de réplique (d(t)).
2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'à chaque trajet (K) sélectionné à chaque itération (n), correspond un vecteur signal (Xk(n)), et en ce qu'il consiste à filtrer dans le traitement spatial (11) chaque vecteur signal (Xk(n)) par un filtre (Wk) de la partie spatiale, et à calculer à partir du résultat du filtrage de l'itération précédente (n-I) et des (K) trajets sélectionnés à l'itération courante (n) les signaux d'entrée de la partie transverse de la partie temporelle de l'égalisation.
3. Procédé selon les revendications 1 et 2, caractérise en ce qu'il consiste dans le traitement temporel (12), à filtrer dans la partie transverse de la partie temporelle les signaux issus des filtres (Wk) de la partie spatiale, à sommer le signal de sortie de la partie spatiale avec le signal de sortie de la partie transverse, et à retrancher le signal issu de la partie récursive de la partie temporelle de cette somme, la partie récursive filtrant par un filtre (HR) les symboles des itérations précédentes qui sont les symboles "décidés" à partir des séquences d'information, ou les symboles "connus" sur les séquences d'apprentissage, pour en déduire le signal de sortie (z(n)) du récepteur.
4. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que le critère consiste à sélectionner un nombre maximal déterminé de trajets pour limiter le nombre de coefficients à calculer dans la partie spatiale.
5. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que le critère consiste à sélectionner les trajets dont la puissance relative par rapport à un trajet principal est supérieure à un seuil déterminé pour limiter le nombre de coefficients à calculer dans la partie spatiale.
6. Procédé selon la revendication 1, caractérise en ce que le critère consiste à utiliser simultanément une sélection d'un nombre maximal déterminé de trajets et les trajets dont la puissance relative par rapport à un trajet principal est supérieure à un seuil déterminé, pour limiter le nombre de coefficients à calculer dans la partie spatiale.
7. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 6, caractérise en ce que l'algorithme adaptatif consiste à minimiser l'erreur quadratique moyenne, EQM, entre le signal de sortie du récepteur (z(n)) et un signal de réplique (d(n)) constitué des symboles connus sur les séquences d'apprentissage et des symboles décidés sur les séquences d'information, en pondérant les échantillons de l'EQM au rythme symbole.
8. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 7, caractérisé en ce que l'algorithme adaptatif est un algorithme du treillis spatial.
9. Récepteur radioélectrique comportant au moins un égaliseur muticapteur à diversité spatiale comportant une partie spatiale couplée à une partie temporelle et recevant un signal radioélectrique numérique (d(t)) comportant au moins une séquence d'apprentissage formée de symboles connus du récepteur et une séquence d'information formée de symboles utiles, caractérisé en ce qu'il comporte, pour réduire le nombre de coefficients des filtres à adapter dans les parties spatiale et temporelle en présence d'interférences et de multitrajets de propagation:: - au moins deux capteurs (Cn) couplés à un bloc (13) de traitement préalable et de synchronisation du signal d'entrée (d(t)) du récepteur, les sorties du bloc (13) étant couplées respectivement à une première série d'entrées et une deuxième série d'entrées de la partie spatiale de l'égaliseur, la première série d'entrées correspondant respectivement aux entrées des filtres spatiaux (Wk) respectif à chaque trajet (K) sélectionnés parmi un nombre déterminé (P) de trajets détectés, et la deuxième série d'entrées correspondant respectivement aux entrées d'un bloc (16) de calcul des signaux d'entrée de la partie transverse de la partie temporelle de l'égaliseur, et en ce que la partie transverse de la partie temporelle comporte un filtre transverse (HT) à (T) coefficients déterminés, la partie temporelle comportant en outre une partie récursive comportant un organe de décision (18) dont la sortie est couplée à l'entrée d'un filtre récursif (HR) à (R) coefficients déterminés, le filtre récursif (HR) étant disposé dans une boucle (19), et recevant sur son entrée la somme des signaux de sortie de la partie spatiale et de la partie transverse (zs(n) + zT(n)), de laquelle est retranché le signal (zR(n)) issu du filtre récursif (HR).
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR9402520A FR2735635B1 (fr) | 1994-03-04 | 1994-03-04 | Procede permettant une egalisation multicapteur dans un recepteur radioelectrique, en presence d'interferences et de multitrajets de propagation |
| GB9504244A GB2372411B (en) | 1994-03-04 | 1995-03-02 | A process for multi-sensor equalisation in a radio receiver in the presence of interference and multiple propagation paths |
| DE19507473A DE19507473C2 (de) | 1994-03-04 | 1995-03-03 | Entzerrungsverfahren für ein Antennendiversity-System in einem Funkempfänger und Funkempfänger zur Anwendung dieses Verfahrens |
| IT95TO000153A IT1279152B1 (it) | 1994-03-04 | 1995-03-03 | Procedimento di equalizzazione per ricevitore radioelettrico e relativo ricevitore |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR9402520A FR2735635B1 (fr) | 1994-03-04 | 1994-03-04 | Procede permettant une egalisation multicapteur dans un recepteur radioelectrique, en presence d'interferences et de multitrajets de propagation |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| FR2735635A1 true FR2735635A1 (fr) | 1996-12-20 |
| FR2735635B1 FR2735635B1 (fr) | 1998-08-14 |
Family
ID=9460692
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| FR9402520A Expired - Lifetime FR2735635B1 (fr) | 1994-03-04 | 1994-03-04 | Procede permettant une egalisation multicapteur dans un recepteur radioelectrique, en presence d'interferences et de multitrajets de propagation |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| DE (1) | DE19507473C2 (fr) |
| FR (1) | FR2735635B1 (fr) |
| GB (1) | GB2372411B (fr) |
| IT (1) | IT1279152B1 (fr) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| US6335954B1 (en) | 1996-12-27 | 2002-01-01 | Ericsson Inc. | Method and apparatus for joint synchronization of multiple receive channels |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR3079308B1 (fr) * | 2018-03-22 | 2020-05-29 | Thales | Dispositif multi-antennes pour la rejection de multi-trajets dans un systeme de navigation par satellite et procede associe |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4780721A (en) * | 1984-07-23 | 1988-10-25 | The Commonwealth Of Australia | Adaptive antenna array |
| GB2198913B (en) * | 1986-12-11 | 1990-12-19 | Plessey Co Plc | Troposcatter modem receiver |
| GB2219469A (en) * | 1988-06-02 | 1989-12-06 | Philips Electronic Associated | A decision feedback equaliser and a method of operating a decision feedback equaliser |
| DE4201439A1 (de) * | 1992-01-21 | 1993-07-22 | Daimler Benz Ag | Verfahren und anordnung zur uebertragung hoher datenraten fuer den digitalen rundfunk |
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1994
- 1994-03-04 FR FR9402520A patent/FR2735635B1/fr not_active Expired - Lifetime
-
1995
- 1995-03-02 GB GB9504244A patent/GB2372411B/en not_active Expired - Fee Related
- 1995-03-03 DE DE19507473A patent/DE19507473C2/de not_active Expired - Fee Related
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| FR2735635B1 (fr) | 1998-08-14 |
| ITTO950153A0 (fr) | 1995-03-03 |
| GB2372411B (en) | 2002-11-27 |
| DE19507473A1 (de) | 1997-02-27 |
| GB9504244D0 (en) | 2002-04-17 |
| ITTO950153A1 (it) | 1996-09-03 |
| DE19507473C2 (de) | 2001-07-05 |
| GB2372411A (en) | 2002-08-21 |
| IT1279152B1 (it) | 1997-12-04 |
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