CN1713553B - Cdma系统中的cdma信号的接收器处理方法 - Google Patents

Abstract

一种CDMA系统中CDMA信号的接收机处理方法，包括：第一次转换，将时域中的接收信号转换为频域中的接收信号；使用一组频域权重均衡频域中的所述接收信号；第二次转换，将频域中的均衡后的接收信号转换为时域中的均衡后的接收信号；基于从所述频域中的所述接收信号和CDMA系统的已知导频信号的频域表达获得的误差信号，自适应地以时域中的所述接收信号的符号速率调节所述频域权重组。

Description

CDMA系统中的CDMA信号的接收器处理方法

技术领域

本发明涉及接收器处理方法，具体地，涉及CDMA系统中的CDMA信号的接收器处理方法。 

背景技术

在码分多址(CDMA)下行链路(基站到移动台通信链路)中，均衡可以恢复多径信道中的正交损失，并且可以超过多径接收机(Rakereceiver)所获得的性能，对于均衡器的实际实现，提出了两种形式的自适应最小均方算法。这两种形式的算法都在单次接收的码片(chip)上操作，然而，直接型LMS算法(straightforward LMS algorithm)在每个码片时间都更新权重，而第二种算法(称作“LMS-G”)在均衡器输出中执行额外相关(extra correlation)，并以符号速率(symbol rate)更新权重。已经证明通过仔细调整LMS步长μ，LMS-G算法比SISO(单输入单输出)和MIMO(多输入多输出)均衡器都优越。 

不利的是，在MIMO情况下，因为需要大量(MN)的并行滤波器(其中，M是MIMO系统中发送天线的数目，N是接收天线的数目)，所以自适应算法相当复杂。对于所关心的信道，LMS-G算法的收敛时间为3msec(对于TU信道(典型城市信道)上的4×4均衡器)，这限制了其只能应用于缓慢移动的移动终端。 

还提出了在SISO TDMA(时分多址)系统的频域中应用的LMS算法。这种所谓的FLMS(频率LMS)算法以块模式操作，使用重叠增加(overlay-add)或重叠保留(overlap-save)来执行时域线性卷积。当为各频率槽(frequency bin)选择了单次步长时，FLMS比普通的LMS复杂性低，并提供更快的卷积。所谓TLMS(转换域LMS)算法以逐样本模式操作，并且复杂性明显高于FLMS。 

发明内容

依据本发明，通过对使用重叠保留的块模式FLMS算法进行扩展 以包括导频码或信号的额外相关器，使该算法适合于在CDMA系统中使用。这种新的算法被称为FLMS-G。即，使用CDMA系统中已知的导频信号来训练和收敛FLMS算法。这使得可以以均衡后的信号的符号速率自适应地调节频域权重的FLMS设置。此外，依据本发明，还可以调整该新FLMS-G以应用于MIMO发送和接收。 

本发明还显著地减少了收敛时间。具体地，对于MIMO均衡器，FLMS算法的步长矩阵被推广，包括了与空间交叉频谱对应的项。 

依据本发明的一个实施例，CDMA系统中的CDMA信号的接收器处理方法包括：第一次转换，将时域中的接收信号转换为频域中的接收信号；以及使用一组频域权重均衡频域中的接收信号。均衡后的频域中的接收信号被转换为时域中的均衡后的接收信号。基于根据频域中的接收信号和CDMA系统的已知的导频信号的频域表达产生的误差信号，以时域中接收信号的符号速率自适应地调节所述频域权重组。 

附图说明

通过本文下面给出的详细说明以及附图可以更充分地理解本发明，在附图中，类似的部件由类似的附图标记表达，它们只是示例性的，并不是对本发明的限制，其中： 

图1示出了依据本发明一个实施例的CDMA信号的接收机处理方法的单输入单输出实现； 

图2示出了依据本发明一个实施例的CDMA信号的接收机处理方法的多输入多输出实现。 

具体实施方式

为更好地理解本发明，将回顾LMS-G算法的时域版本，然后解释依据本发明的FLMS-G算法的推导。再解释依据本发明的新FLMS-G算法的SISO和MIMO均衡器实现。 

LMS-G算法回顾 

如上所述，已经提出了后接附加导频信道相关器(其以符号速率更新)的时域码片级均衡器。通过跨天线代码重用，该LMS-G算法也被用于MIMO CDMA。在本节中，将简要地回顾该用于SISO和用于MIMO信道的(时域)LMS-G算法。 

第k个码片的均衡器输出是y_k=r_k ^TW_j，其中r_k是所接收的矢量，W_j是如下解释的均衡器权重矢量。 

r_k＝[r(k-E+1)，…，r(k-1),r(k)]^T  (2.1) 

w_j＝[w(0)，w(1)，…，w(E-1)]^T

其中，均衡器长度是E个码片。注意，j是均衡器更新的标号，该更新以符号速率的倍数进行，其中G是每符号的码片数量，B是每次更新的导频符号的数量。为了简化，假定E＝BG。 

利用B个连续导频符号对均衡器输出解扩。在时间j时的解扩器输出为a_j＝P^H _jR_jW_j，其中 

p_j＝[p(k-d)，p(k-d+1)，…，p(k-d+BG-1))]^T    (2.2) 

R_j＝[r_k+BG-1r_j+BG-2…r_k+BG-E]_BG×E

此处，p(k)表示时间K时的导频码片，而0＜d＜E-1是系统设计人员可以自由选择的延迟。在笫j次更新时发生的误差被定义为： 

e_j＝a_j-BGA_p         2.21 

其中A_p是导频信号的振幅。定义成本函数J=‖e_j‖²，并求导w.r.t.W_j，LMS-G算法被推导为 

$w_{j+1}=w_j+\mathrm{\μ}{R}_j^H{p}_j[{\mathrm{GA}}_p-a_j]...\left(2.3\right)$

其中μ是(标量)LMS步长。 

这种基本过程可以扩展到MIMO信道。为M个发送器中每一个使用独立的均衡器(同时使用所有这M个导频的“联合”过程将没有增益)。N个FIR滤波器(每个接收天线一个)使得均衡器为： 

$w_j=[w_{m,1}^T,w_{m,2}^T,...,w_{m,N}^T]$

其子成分类似于公式(2.1)，随后所接收的符号被分组为 

R_j＝[R_1，j，R_2，j，…，R_N，j] 

其中对于各接收天线，各子成分类似于公式(2.2)。再次由(2.3)给出MIMO LMS-G算法，其中在p_j中使用第m个导频信号。 

FLMS-G算法的推导 

为了推导依据本发明的用于SISO信道的新FLMS-G过程，应注意项R_j ^Hp_j和R_jw_j对应于线性卷积，通过将它们嵌入到循环矩阵中，可以将其转换为循环卷积。循环矩阵如： 

该循环矩阵的左下象限与公式(2.2)中的R_j相同。矩阵C的最后一行根据R_j获得，从左下角开始并沿最后一行向右移动。以逆时序收集样本直到达到r(k+BG-2E)。C的各较高行是前一行的左循环移位。 

通过对第一列C表示为(c1)的FFT进行下面的计算可以有效地实现这些线性卷积： 

符号⊙表示“逐元”相乘，公式(3.2)的“保留”输出对应于R_jw_j。类似的推理适用于表达R_j ^Hp_j，然而，需要使结果共扼。 

对于依据本发明的频域均衡，公式(2.3)中的标量步长μ可以被推广为对角矩阵D_j，其元素自适应地计算为： 

$D_1=\mathrm{\μ}{P}_i^{-1}$

$P_j=(1-\mathrm{\β})P_{j-1}+\mathrm{\βdiag}\left({\left|\mathrm{FFT}\right\{r_{j-1}\left\}\right|}^2\right)$

P_j＝(1-β)P_j-1+βdiag(|FFT{r_j-1}|²)    (3.3) 

其中diag(●)表示对角矩阵，每元素采用范数。β是系统设计者基于经验设置的忽略系数(例如值为0.05的忽略系数)。这种推广用于提高FLMS-G的收敛速度。 

依据一个示例性实施例，依据本发明的CDMA信号的FLMS-G接收器处理包括以下步骤： 

1)获得新的(非重叠的)输入矢量r_j

2) 

$y_j=\left[\begin{array}{c}{r}_{j-1}\\ r_j\end{array}\right]$

3) y_j＝FFT(y_j) 

4) zj＝ y_j⊙ w_j

5)z′_j＝IFFT( z_j)，andz_j＝z_j(E+1∶2E) 

6)e_j＝GA_p-<p_j，z_j> 

7)  $p_k^{.}=\left[\begin{array}{c}{O}_{\mathrm{Ex}1}\\ p_k\end{array}\right]$

8) g_j＝e_j(conj( y)_j⊙FFT(p_j)) 

10)  $D_j={\mathrm{\&mu;P}}_j^{-1},P_j=(1-\mathrm{\&beta;})P_{j-1}+\mathrm{\&beta;diag}\left({\left|{\stackrel{\&OverBar;}{y}}_k\right|}^2\right)$

11) w_j+1＝ w_j+D_j g_j

12)下一j，回到1)。 

上述的FLMS-G接收机处理方法在每次更新(长度2E的每一个)时需要3次FFT操作。 

如以上对于LMS-G所示的，向MIMO的扩展是直接的。通过对频域中的空间滤波器求和可以得到有益的简化，极大地减少所需的IFFT的数量。接着公式3.3，MIMO步长矩阵是对角的，元素与在N 个天线的各天线处接收的信号的功率频谱对应。这将在下一节中详细描述。 

使用交叉频谱(cross spectrum)改进 

通过类比于递归最小平方(RLS)算法，可以看出“最优”的步长矩阵是完全协方差矩阵R_opt＝E{ y y^H}，  $\stackrel{\&OverBar;}{y}={[{\stackrel{\&OverBar;}{y}}_1^T,...,{\stackrel{\&OverBar;}{y}}_N^T]}^T$ 并可以通过仅采用对角元素来接近，从而所得的矩阵容易求逆。在前面的各节中，下标代表时间，然而，在本节中，在后面给出的公式中，下标代表接收天线N的编号的索引。如果交叉频谱项也被包括在内，获得了下面的公式4.1所示的对角矩阵的

ber矩阵，则可以得到较好的近似。 

P_i，n(j+1)＝(1-β)P_i，n(j)+βdiag( y_i⊙ y_n)       (4.1) 

其中N是接收天线的数目，标号i和n都表示具体的接收天线的标号。 

因而，改进后的步长矩阵D＝μ(

D)^-1。

D矩阵的结构使得其易于转换。 

FLMS-G的SISO实现 

下面，将参照图1说明FLMS-G的SISO实现。为说明的目的，在该说明中使用上述公式中使用的相同的变量。如图所示，从天线(由 

$y_j=\left[\begin{array}{c}{r}_{j-1}\\ r_j\end{array}\right]$ 表示)接收的信号的E个新码片r_j和E个旧码片r_j-1被第一转换器10转换到频域。第一乘法器12获得频域中的接收信号□_j和所述频域权重组 w_j之间的乘积 z_j以产生频域中均衡后的接收信号。 

第二转换器14将信号 z_j转换到时域。时域点乘中第二组E个码片用做由均衡器输出的均衡后的接收信号，通过第二乘法器16获得该均衡后的接收信号和CDMA系统的已知的导频信号的码片的内积或 点积。第二乘法器16的输出为根据时域中的均衡后的接收信号对导频符号振幅的评估。 

减法器18将导频信号GA_p的振幅从第二乘法器16的输出中减去。反向器20将减法器18的输出反向以产生一标量，该标量代表评估出的导频符号振幅和CDMA系统中已知的导频信号的已知振幅之间的振幅差。 

第三转换器22获得第一转换器10的输出的共扼。第四转换器24将E个0码片和已知导频信号的E个码片转换到频域。第三乘法器26将该导频信号的频域版本与从第一转换器10输出的共扼相混合。所得的输出表示均衡中误差的方向。反向器20的输出提供了该误差的大小。第四乘法器将两者相组合，获得误差信号 g_j。 

步进矩阵计算器30依据公式3.3生成对角矩阵D_j，第五乘法器32将该对角矩阵和误差信号相乘。这影响了每音调(例如频率)的误差信号。从而来自弱音调的误差信号可以被增强。加法器34将第五乘法器32的输出与被延迟器36延迟的第五乘法器的输出相加，以生成所述频域权重组。 

FLMS-G的MIMO实现 

下面将参照图2描述FLMS-G的MIMO实现，应该理解MIMO系统涉及在一个位置使用多个发送天线发送多个(M个)信号和在第二位置使用多个接收天线对这些信号进行接收。MIMO系统包括该M个发送天线中的每一个的导频信号。图2示出了使用这些导频信号之一的接收机处理的结构。应该明白，用于将所接收的信号转换到频域的结构对各导频信号是公用的，并且为各导频信号中的每一个重复施加所述频域权重组。后一结构还产生了与各发送信号相关的均衡输出。即，M个均衡输出被该结构临时纠正并空间分离以近似该M个发送信号。 

用于生成和施加所述频域权重组的结构包括第一组乘法器50。第一组乘法器50中的各乘法器使频域中各个接收信号与各组频域权重 相乘。加法器52将第一组乘法器50中的各乘法器的输出相加，根据加法器52的输出，均衡后的接收信号和误差信号的大小被以上面参照图1说明的相同的方式相乘。 

转换器组54中的各转换器获得频域中各接收信号的共扼，并且转换器24将与该结构相关的E个0码片和E个导频信号的码片转换到频域(在这种情况下为第m个转换天线的导频信号)。第二组乘法器56将导频信号的频域版本与该组转换器54的输出的共扼相混合。各所得输出表明均衡中的误差方向。反向器20的输出提供了该误差的大小。第三组乘法器58中的各乘法器组合该第三组乘法器56中的各乘法器的输出和反向器20的输出以产生误差信号。 

Uber矩阵计算器60生成一组功率频谱，并通过将所有所接收频域输入和对话时间平均相乘(见公式4.1)，来产生交叉功率频谱。单个频谱被排列为对角矩阵。随后形成uber对角矩阵。Uber矩阵计算器60产生uber对角矩阵的逆作为步长矩阵，将其应用于矩阵乘法器62。矩阵乘法器62进行步长矩阵和各误差信号之间的矩阵相乘。这影响每个音调(例如频率)的各误差信号，从而来自弱音调的误差信号被增强。应该理解，矩阵乘法产生了各误差信号的输出矢量。一组加法器64中的各加法器将来自矩阵乘法器62的各输出和经一组延迟器66中的各延迟器延迟的矩阵乘法器62的各输出相加，以生成一组频域权重。 

通过进行频域中的相乘操作，依据本发明的方法和装置显著地减少均衡处理的复杂性，对于MIMO CDMA系统尤其如此。此外，本发明的Uber对角矩阵可以改善收敛时间，同样，对于MIMO CDMA系统尤其如此。 

很显然，可以对已经描述的本发明进行多种形式的修改，例如，可以无需使用长2E码片的FFT操作并执行跳跃/保存(skip/save)操作。替代地，可只使用所接收信号的当前E个码片(其他操作中的码片数相应减少)。这种变型被认为不脱离本发明，并且意在将所有这种变型包括在本发明的范围内。 

Claims (9)

1.一种CDMA系统中CDMA信号的接收机处理方法，包括：

第一次转换，将时域中的接收信号转换为频域中的接收信号；

使用一组频域权重来均衡所述频域中的接收信号；

第二次转换，将所述频域中的均衡后的接收信号转换为时域中的均衡后的接收信号；

基于将所述频域中的接收信号、所述CDMA系统的已知导频信号的频域表达以及误差大小相乘而产生的误差信号，以所述时域中的接收信号的符号速率，自适应地调节所述频域权重组，其中所述误差大小是估计的导频信号的振幅与所述已知导频信号的振幅之间的差值。

2.根据权利要求1所述的方法，其中所述自适应调节步骤包括：

生成所述频域中的误差信号，以代表频域中的均衡后的接收信号与所述已知导频信号的区别；以及

将步长矩阵应用于所述误差信号以生成所述频域权重组，所述步长矩阵根据所述频域中的接收信号的频谱而提供各个量，以调节所述频域权重组中的各个权重。

3.根据权利要求2所述的方法，其中所述生成步骤包括：

根据所述时域中的均衡后的接收信号估计导频信号振幅；

确定所述估计的导频信号振幅和所述已知导频信号的振幅之间的振幅差作为误差大小；

将所述频域中的接收信号与所述频域中的已知导频信号相乘以获得误差方向；以及

使所述误差大小与所述误差方向相乘以获得误差信号。

4.根据权利要求3所述的方法，还包括：

依据下列表达式确定步长矩阵：

$D_i=\mathrm{\&mu;}{P}_j^{-1}$

$P_j=(1-\mathrm{\&beta;})P_{j-1}+\mathrm{\&beta;diag}\left(\right|\mathrm{FFT}{\left\{r_{j-1}\right\}}^2\left|\right)$

其中r是时域中的接收信号，diag(·)表示对角矩阵，β是忽略系数常数，μ是最小均方LMS步长，P是中间结果矩阵。

5.根据权利要求2所述的方法，还包括：

依据下列表达式确定步长矩阵：

$D_i=\mathrm{\&mu;}{P}_j^{-1}$

$P_j=(1-\mathrm{\&beta;})P_{j-1}+\mathrm{\&beta;diag}\left(\right|\mathrm{FFT}{\left\{r_{j-1}\right\}}^2\left|\right)$

其中r是时域中的接收信号，diag(·)表示对角矩阵，β是忽略系数常数，μ是LMS步长，P是中间结果矩阵。

6.根据权利要求1所述的方法，其中

所述第一次转换步骤转换接收信号r_j的矢量y_j和前一接收信号r_j-1，其中 $y_j=\left[\begin{array}{c}{r}_{j-1}\\ r_j\end{array}\right]$ 元素，各个接收信号r_j和前一接收信号r_j-1具有E个元素；

所述均衡步骤计算矢量r_j-1和所述权重组的乘积以生成具有2E元素的矢量z；以及

所述第二次转换步骤将矢量z中的2E个元素的第二组E个元素转换到时域。

7.根据权利要求1所述的方法，其中

所述CDMA系统是多输入多输出(MIMO)CDMA系统，具有与各个发射天线相关的已知导频信号；

所述第一次转换步骤将时域中的多个所述接收信号转换到频域中的接收信号，并且对于各个已知导频信号，

所述均衡步骤使用一组与频域中的各个接收信号相关的频域权重来均衡所述频域中的接收信号；

所述方法还包括：

组合所述均衡后的频域中的接收信号；以及其中

所述第二次转换步骤将经组合的均衡后的频域中的接收信号转换为经组合的均衡后的时域中的接收信号；以及

所述自适应调节步骤基于将所述频域中的接收信号、所述CDMA系统的已知导频信号的频域表达以及误差大小相乘而产生的误差信号，以所述时域中的接收信号的符号速率，自适应地调节与频域中的每个接收信号相关的所述频域权重组，其中所述误差大小是估计的导频信号的振幅与所述已知导频信号的振幅之间的差值。

8.根据权利要求7所述的方法，其中对于各个已知导频信号，所述自适应调节步骤包括：

生成与频域中的各个接收信号相关的误差信号，以及

将步长矩阵应用于所述误差信号以生成所述频域权重组，所述步长矩阵基于所述频域中的接收信号的频谱，提供各个量以调节所述频域权重组中的各个权重。

9.根据权利要求8所述的方法，其中所述应用步骤包括：

将步长矩阵D确定为：

$D=\mathrm{\&mu;}{\left(\stackrel{..}{U}D\right)}^{-1}$

其中

其中N是接收天线的数目，标号i和n都表示具体的接收天线的标号，对于天线j， $y_j=\left[\begin{array}{c}{r}_{j-1}\\ r_j\end{array}\right],$ 其中r_j是时域中的当前接收信号，r_j-1是时域中的前一接收信号，diag(·)表示对角矩阵，β是忽略系数常数，μ是LMS步长，P是中间结果矩阵。

Images