KR100317518B1

KR100317518B1 - 신호 검출 시스템 및 그 방법

Info

Publication number: KR100317518B1
Application number: KR1019990031498A
Authority: KR
Inventors: 후앙호워드씨; 메일랜더로렌스유젠; 파파다이아스콘스탄티노스바질
Original assignee: 루센트 테크놀러지스 인크
Priority date: 1998-08-04
Filing date: 1999-07-31
Publication date: 2001-12-22
Also published as: CA2279471A1; AU4245199A; CA2279471C; EP0978951B1; DE69924197D1; DE69924197T2; EP0978951A3; JP2000115028A; CN1247417A; EP0978951A2; JP3553426B2; BR9902994A; CN1278496C; KR20000016990A; US6301293B1

Abstract

본 명세서에는 어레이 처리, 래이크 검출, 멀티유저(multiuser) 검출을 조합하며 최소 평균 제곱 오차 평가기준을 만족시키는 선형 시공간 멀티유저 검출기를 개시한다. 알려지지 않은 간섭원을 고려하기 위해 두 실시예가 적응적으로 구현될 수 있다. 선형 시공간 검출기의 제 1 실시예인 적응 구현은 채널 계수의 명시적인 추정값을 필요로 한다. 다른 한편, 제 2 실시예의 적응 구현은 채널 계수의 추정값을 적응적으로 얻기 때문에 이들 추정값을 필요로 하지 않는다. 이들 검출기 모두는 단일 사용자 시공간 검출기와, 알려지지 않은 소스(source)로부터의 CDMA 간섭을 고려하지 않는 멀티유저 검출기에 비해 중요한 성능 이점을 제공한다.

Description

신호 검출 시스템 및 그 방법{DETECTORS FOR CDMA SYSTEMS}

본 발명은 일반적으로 다중경로 페이딩(pading) 및 다중 접속 간섭(multiple access interference : MAI)되는 직접 시퀀스(direct sequence : DS) 코드 분할 다중 접속(code division multiplex access : CDMA) 시스템에 관한 것으로, 보다 상세하게는 그러한 시스템에 사용하기 위한 신호 검출 기술에 관한 것이다.

차세대 이동 무선 표준으로 제안된 무선 CDMA 시스템에 있어서, 물리층에서의 주요한 방해물은 소망한 사용자에 대해 직교하지 않는 동일채널(co-channel) 사용자에 의한 다중경로 페이딩 및 다중 접속 간섭이다. 1958년 3월 알. 프라이스(R. Price)와 피. 이. 그린(P. E. Green)에 의한 'A Communication Technique for Multipath Channels,' Proceedings of the IRE, Vol. 46, pp. 555-570에 개시되어 있는 래이크 수신기(rake receiver)는 소망한 신호의 분해가능한 다중경로 복제 신호를 코히어런트(coherent)하게 조합하여 다중경로 페이딩을 제거하려 한다. 1998년 에스. 베르두(S. Verdu)에 의한 'Multiuser Detection,' Cambridge University Press, New York에 개시되어 있는 멀티유저(multiuser) 검출은 소망한 사용자를 검출하는 경우에 MAI의 존재를 능동적으로 고려함으로써 MAI의 문제를 해결한다.

최근에, 더 개선된 수신기 성능을 위해 어레이(array) 처리를 사용하는 것에 대한 관심이 증대되었다. 이들 기술은 기지국 수신기에서 다수의 안테나를 사용하여 안테나 이득 및/또는 다이버시티(diversity) 이득을 제공함으로써 공간적 처리를 가능하게 하는 것에 주안점을 두었다. 래이크 검출 및 멀티유저 검출과 같은 공간 도메인(domain)과 시간 도메인 기술을 조합함으로써 얻어지는 시공간 검출기는 전형적인 시간 도메인 전용 검출기와 비교할 때 CDMA 시스템의 성능을 개선하리라 본다. 예컨대, 1997년 11월 에이. 폴라즈(A. Paulraj)와 시이. 파파디아스(C. Papadias)에 의한 'Space-Time Processing for Wireless Communications,' IEEE Signal Processing Magazine, Vol. 14, No. 6, pp. 49-83을 참조하기 바란다. 1 세대의 시공간 CDMA 검출기는 래이크 검출 혹은 멀티유저 검출을 구비하는 어레이 처리를 사용했다. 1996년 12월 에이. 나귀브(A. Naguib)와 에이. 폴라즈에 의한 'Performance of Wireless CDMA with M-ary Orthogonal Modulation and Cell Site Antenna Arrays,' IEEE Journal on Selected Areas in Communications, Vol. 14, No. 9, pp. 1770-1783이나 1995년 2월/3월/4월 에스. 밀러(S. Miller)와 에스. 슈바르츠(S. Schwartz)에 의한 'Integrated Spatial-Temporal Detectors for Asynchronous Gaussian Multiple-Access Channels,' IEEE Transactions on Communications, Vol. 43, No. 2/3/4, pp. 396-411을 각각 참조하기 바란다. 이후의 시공간 CDMA 검출기는 3 개의 처리 기술을 모두 조합했다. 1995년 에이치. 후앙(H. Huang), 에스. 슈바르츠, 에스. 베르두에 의한 'Combined Multipath and Spatial Resolution for Multiuser Detection: Potentials and Problems,' Proceedings of the IEEE International Symposium on Information Theory, p.380이나 1995년 11월 엠. 나가츠카(M. Nagatsuka)와 알. 코노(R. Kohno)에 의한 'A Spatially and Temporally Optimal Multi-User Receiver Using an Array Antenna for DS/CDMA,' IEICE Transactions on Communications, Vol. E78-B, No. 11, pp. 1489-1497을 참조하기 바란다.

전술한 시스템이 만족스럽게 동작하지만, 특히 3 개의 처리 기술을 모두 조합하는 시공간 검출기에 대한 개선이 이루어질 수 있다. 나가츠카와 코노 논문에서의 검출기가 최적일 가능성이 많지만, 이것의 계산 복잡성은 사용자의 수에 대해 지수함수적이다. 따라서, 실제 시스템용의 검출기로 구현되기에는 너무 복잡하다. 후앙, 슈바르츠, 베르두에 의한 논문에서 성능과 복잡성 사이의 트레이드-오프(tradeoff)가 이루어 졌으나, 이 검출기는 제로 강제 평가 표준(zero-forcing criteria)을 사용하기 때문에 적응적으로 구현되지 못했다. 적응 구현은 수신기가 알려지지 않은 간섭원을 고려하도록 하여 검출기의 성능을 개선하고 시스템 용량을 증가시킨다. 예를 들어, 기지국 수신기는 인접한 셀 혹은 내장된 마이크로셀(microcell)로부터의 간섭을 고려할 수 있는 한편, 핸드세트(handset) 수신기는 그 수신기가 명시적으로 복조하지 않는 신호로부터의 간섭을 고려할 수 있다.

본 발명은 래이크 수신기, 어레이 처리, 멀티유저 검출을 사용하여 DS-CDMA 신호를 검출한다. 래이크 수신기가 어레이 처리와 결합되는 경우 흔히 시공간 래이크 수신기로 지칭된다. 본 발명은 멀티유저 검출기에 최소 평균 제곱 오차(minimum mean-squared error : MMSE) 평가 기준을 사용한다. 이 평가 기준은 선형 검출기 형태의 비교적 단순한 구현을 가능케 하며, 또한 적응 구현을 가능케 한다. 적응 구현은 다양한 수신 신호에 대한 한정된 지식만을 갖는 실제 환경에 유용하다. 전술한 바와 같이, 업링크(uplink) 및 다운링크(downlink) 용량 모두가 알려지지 않은 간섭을 고려하는 적응 검출기를 사용하여 개선될 수 있다.

펄스 진폭 변조(pulse amplitude modulated : PAM) 데이터 신호에 대하여 본 발명의 두 실시예는 성능과 적응 구현의 복잡성 간의 트레이드-오프에 대한 옵션(option)을 제공한다. 제 1 실시예는 사용자의 신호 파라미터(parameter)를 완벽하게 알 수 있는 경우 더 잘 동작한다. 한편, 제 1 실시예는 적응 구현을 위해 더 명확한 채널 정보를 필요로 한다. 수신기는 P≥1 개의 안테나로 구성되고, 수신 신호는 K 개의 DS-CDMA 데이터 신호로 구성되며, 이들 각각은 L 개의 지연/가중 다중경로 복제 신호를 구비한다고 가정하자. 각 안테나에서, 필터의 뱅크는 다중경로 지연을 갖는 KL 개의 확산 코드(spreading code)에 정합된다. 필터 출력은 추정된 채널(다중채널 및 어레이) 파라미터의 공액복소수(complex conjugate)에 따라 가중되고 조합되어 K 벡터를 형성하는데, 여기서 각각의 성분은 K 개의 코드 중 하나에 대응한다. 각 성분의 실수부를 취한다. 다중경로 지연 및 채널 파라미터의 추정값은 예컨대, 트레이닝(training) 혹은 파일럿(pilot) 신호로부터 얻어질 수 있다. 통상적인 시공간 래이크 수신기는 대응하는 사용자의 PAM 데이터 심볼을 추정하기 위해 각각의 벡터 성분을 판정 디바이스로 전송한다. 그러나, 시공간 도메인에서 사용자의 신호가 직교하지 않으면, 벡터 성분은 다른 사용자로부터의 다중접속 간섭으로 인해 훼손된다. 본 발명은 다중접속 간섭을 억제하기 위해 판정 디바이스 앞에 선형 조합기를 사용하는 것을 제안한다. 이 선형 조합기는 K 벡터의 실수를 승산하는 실수 K×K 행렬W _A로 표시된다. 이 행렬은 K 벡터의 실수 및 데이터 심볼의 K 벡터와 자신의 곱 사이의 평균 제곱 오차를 최소화한다. 이 행렬은 최소 평균 제곱 오차(MMSE) 평가 기준을 사용하기 때문에, MMSE를 적응적으로 얻기 위해 널리 알려진 적응 알고리즘이 사용될 수 있다. 최종 K 벡터 출력의 각 성분은 K 개의 코드 중 하나에 대응하고, 후속 처리를 위해 판정 슬라이서(slicer)나 복호기로 전송된다.

제 2 실시예는 채널 파라미터가 정확히 알려진 경우에 약간의 저하된 성능을 갖는다. 그러나, 채널 비정합의 실제 상황 하에서, 제 2 실시예는 일반적으로 더 우수하게 동작한다. 적응 구현의 견지에 있어서, 이 실시예는 정보를 덜 필요로 하지만 (이 실시예는 명시적인 채널 추정을 필요로 하지 않음) 적응을 위해 느릴 수 있다. 제 1 실시예와 같이, 제 2 실시예의 전단부 또한 P 개의 안테나 각각에 대한 KL 개 정합 필터의 뱅크와 후속하는 가중부 및 조합부로 구성된다. 그러나, 제 1 실시예와는 달리, 실수 연산자 및 선형 조합기(K×K 행렬 승산)의 순서(order)가 교환된다. 이렇게 함으로써, 가중부, 조합부, 선형 조합기가 단일의 복소 K×KLP 행렬W _B로 표시될 수 있다. 얻어지는 K 벡터에서 실수부 성분은 후속 처리를 위해 판정 디바이스나 복호기로 전송된다. 적응 구현에 있어서, 적응 알고리즘이 행렬W _B를 얻는 데 사용될 수 있으므로, 채널 추정값이 명확하게 필요치 않다.

4분 PAM(quadrature PAM : QAM) 데이터 신호에 있어서, 신호 콘스텔레이션(constellation)이 2 차원이기 때문에 실수 연산자가 검출기에 필요치 않다. 이 경우에, 실수 연산자를 사용하지 않지만 선형 조합기에 바로 후속하는 적절한 판정 디바이스나 복호기를 구비하는 제 2 실시예의 변형이 사용될 수 있다.

MMSE 검출 기술이 자체적으로도 강력하지만, 이들의 성능은 간섭이 선형 멀티유저 검출기에서 처럼 투영되는 대신에 수신 신호로부터 명시적으로 공제되는 간섭 소거와 같은 다른 멀티유저 검출 기술과 함께 사용함으로써 더 개선될 수 있다. 간섭 소거는 MMSE 선형 조합기 앞이나 뒤에 발생할 수 있다.

MMSE 검출기의 두 실시예는 데이터 포함 채널(data bearing channel)외에 파일럿 신호로서 동작할 수 있는 보충적 채널을 사용하는 실제 시스템용으로 일반화 될 수 있다. 또한, MMSE 검출기는 상이한 확산 팩터와 더불어 신호가 전송되는 시스템에서 동작할 수 있다.

본 발명에 따른 CDMA 신호 검출기는 멀티유저 검출을 사용하지 않거나 멀티유저 검출을 사용하지만 알려지지 않은 간섭을 적응적으로 감소시키지 않는 통상적인 신호 검출기에 비해 상당히 개선된 성능을 제공할 수 있다.

도 1은 다수의 요소 안테나 어레이, 각 안테나에서의 N 칩 필터의 뱅크, 채널 가중기 및 조합기를 채용하는 종래 기술의 단일 사용자 시공간 래이크 수신기를 나타내는 도면,

도 2는 본 발명의 일반적인 실시예를 나타내는 도면,

도 3은 멀티유저(multiuser) 시공간 MMSE 검출기의 제 1 실시예(검출기 A)를 나타내는 도면,

도 4는 멀티유저 시공간 MMSE 검출기의 제 2 실시예(검출기 B)를 나타내는 도면,

도 5는 제 2 실시예의 적응 구현을 나타내는 도면,

도 6은 제 1 실시예의 선형 조합기 앞에 위치한 간섭 소거부를 나타내는 도면,

도 7은 제 2 실시예의 선형 조합기 앞에 위치한 간섭 소거부를 나타내는 도면,

도 8은 본 발명에 따라 멀티유저 시공간 MMSE 검출기의 선형 조합기에 후속하는 간섭 소거부를 나타내는 도면.

도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명

10 : 상관기 뱅크 20 : 프로세서

31 : 선형 조합기 33 : 적응 알고리즘

40 : 선형 조합기 60 : NP 벡터 승산부

본 발명의 전술한 특징 및 다른 특징은 다음의 설명을 도면과 함께 참조하면 더욱 분명해질 것이다.

개 요

k 번째 사용자(k=1…k)가 N 칩 확산 시퀀스(N-chip spreading sequence) s_k(t)로 자신의 데이터 시퀀스 b_k(t)를 변조시키는 K 사용자 시스템을 생각해보자. 검출기 A에서는 데이터 시퀀스가 펄스 진폭 변조(pulse amplitude modulated : PAM)이고, 검출기 B에서는 데이터 시퀀스가 PAM이거나 4분 PAM(quadrature PAM : QAM)일 수 있다. 전송 신호는 채널 내에서 주파수 선택 페이딩(frequency-selective fading)을 겪은 후 복소(complex) 페이딩 채널 계수 c_k,1(t)…c_k,L(t)를 갖는 L 개의 시간 분해가능한 다중경로 성분으로서 수신기에 도달한다. 수신기는 P 개 요소의 선형 어레이(array)라고 가정하자. 각각의 분해가능한 다중경로 성분이 선형 어레이에 대해 각도 θ_k,ℓ(t)를 갖는 평면 파두(planar wavefront)로서 도달하고 어레이 간격이 충분히 가까워(예컨대, λ/2) 주어진 파두에 대하여 어레이 요소들 간에 완전한 상관(correlation)이 있으면, 첫 번째 요소에 대한 p 번째 요소의 위상차는이다. 주어진 심볼(symbol) 주기(심볼간 간섭이 무시될 경우)에 대한 p 번째 안테나에서의 수신 신호는,

인데, 여기서 A_k는 사용자 k에 대한 진폭이고,τ _kl은 k 번째 사용자의 ℓ번째 다중경로에 대한 지연이며, n_p(t)는 셀외 간섭(out-of-cell interference) 및 배경 잡음을 나타내는 부가성 가우시안(Gaussian) 잡음 추이(process)이다. 이제, 분석을 간단히 하기 위해 다음의 가정을 설정한다.

(a) 신호는 동기적으로 수신된 비트이다.

(b) 시간 확산은 심볼 주기에 비해 작기 때문에 심볼간 간섭이 무시될 수 있다.

(c) 위상차 및 채널 계수는 심볼 주기 동안 일정하다.

첫 번째 가정은 나중에 사용되지 않을 것이다. 이들 가정 하에서, 수학식 1의 수신 신호에 대한 칩 정합형 필터 출력은 복소 N 벡터(vector)인인데, 여기서S _k,ℓ은에 대응하는 칩 정합형 필터의 N 벡터이고,n _p는 가우시안 잡음에 대응하는 복소 N 벡터이다. 확산 코드가 정규화되어 단위 에너지(unit energy), 즉을 갖는다. 확산 코드는 랜덤(random)일 것이라고 가정한다. 그러나, 이들 MMSE 검출기의 적응 구현은 몇 심볼 주기 후에 반복하는 짧은 확산 코드의 사용을 필요로 한다. 다음의 표기가 이제부터 사용될 것이다.

어레이와 채널 계수에 대응하는 추정값은 그 값에 대한 심볼의 위에 심볼 '＾'로 표시될 것이다. 잡음 벡터는, (성분 상으로는) 실수부 및 허수부 성분으로 표현될 수 있는 분포를 갖는 제로 평균 복소수 가우시안 벡터인데, 여기서 행렬 및 벡터에 대한 실수부 및 허수부 연산을 Re(X)=(X+X ^*)/2와 Im(X)=(X-X ^*)/2로서 정의하며,^*는 공액복소수를 나타낸다. 따라서, Re(n)과 Im(n)은 그 성분들이 분산σ ²을 가지며 상호 비상관적인 제로 평균 가우시안 랜덤 벡터이다.

통상적인 (시공간 래이크(Rake)) 수신기(도 1)

이 어레이 다중경로 채널에 관련해서, 종래 기술의 단일 사용자 검출기는 소망한 사용자의 복합 어레이 다중경로 확산 코드 신호에 정합된 상관기(correlator)이다. 이 검출기는 간섭자(interferer)를 고려하지 않지만, 간섭자가 없거나 간섭자가 어레이 코드 공간 내에서 소망한 사용자에 대해 직교한다면 이 검출기는 최우(maximum-likelihood) 검출기이다. 도 1에 도시한 바와 같이, 검출기는 각 안테나에서 KL 개의 다중경로 확산 코드S _1,1…S _1,L…S _K,1…S _K,L에 정합된 상관기(10)의 뱅크(bank)로 구성된다. 도 1의 가장 왼쪽 박스(box)에 있는 표기는 이 박스에 대해S _k,ℓ(ℓ번째 다중경로 지연에 대응하는 k 번째 사용자의 확산 코드)와 입력 벡터 간의 내적을 취한 것을 나타낸다. 표기에서 도트(dot)는 입력을 나타낸다. 타이밍(timing) 추정값은 별개의 타이밍 추정 알고리즘(algorithm)을 사용하여 얻어진다. 왼쪽 위 박스의 출력(벡터Z ₁의 제 1 성분에 대응함)은인데, 여기서 위첨자 H는 복소 벡터의 헤르미티 전치(Hermitian transpose)(각 요소의 복소 공액을 취한 다음 얻어지는 벡터의 전치를 취함)를 표시한다. 다수의 신호 중 적어도 서브세트(subset)와, 이들 신호의 다수의 다중경로 성분과, 다수의 수신기 안테나에 대한 정합 필터 출력은 도면에서 (z ₁…z _p)로 표시된다.

참조번호(11)에서, 상관기 출력은 이들의 대응하는 채널 추정값의 공액복소수로 가중된다. 보다 구체적으로, 사용자 k의 ℓ번째 다중경로에 대한 p 번째 안테나의 상관기 출력은 대응하는 채널(어레이/다중경로) 계수추정값의 공액복소수만큼 가중된다. 이들 추정값은 별개의 채널 추정 알고리즘을 사용하여 얻어진다. 각각의 안테나에서, k 번째 사용자에 대한 L 개의 성분이 더해지며(12), 그 후 k 번째 사용자에 대해 얻어지는 P 개의 성분이 더해진다 (13_k)(k=1…K). 다음에, 각각의 성분이 판정 디바이스(device)나 복호기로 전송된다. PAM 데이터 신호인 경우, k 번째 사용자(14_k, k=1…K)에 대한 판정 디바이스는 유클리드 거리(Euclidean distance sense)의 면에서 k 번째 벡터 성분의 실수부에 가장 가까운 심볼을 자신의 출력으로서 제공한다. QAM 데이터 신호에 대해서는 실수 연산자가 필요치 않다.

도 1로부터, 정합 필터 출력에서의 KLP 벡터는,

로써 표현될 수 있으며, 여기서 KLP×KLP 행렬와 KLP×KL 행렬을 정의하고,는 두 행렬 간의 크로넥커(Kronecker) 곱 연산을 나타내며, 복소 잡음 벡터는 분포를 갖는 복소 가우시안 랜덤 벡터이다.(여기서,는 두 개의 동일한 크기의 행렬간 성분상 곱을 나타냄)인 것을 사용하면, 채널 조합기(combiner)의 출력과 판정 디바이스(14₁-14_K)에 대한 입력에서의 K 벡터는,

과 같이 간단하게 표현될 수 있는데, 여기서 H는 복소 공액 전치를 나타내고,는 두 개의 동일한 크기 행렬의 성분상 곱을 나타내며,이다. 잡음 벡터는 순전히 실수이며,인 분포를 갖는데, 여기서이다. 데이터가 BPSK 변조되면, 사용자 k에 대한 비트 판정은 Re{y _conv}의 k 번째 성분의 하드 제한(hard limit), 즉이다. 통상적인 래이크 수신기(rake receiver)의 비트 오차 레이트(bit error rate)는,

인데, 여기서X _(k,k)는 행렬X의 (k,k) 번째 요소이다. 다양한 검출기 간의 성능 비교는 BPSK 변조 데이터로 주어지지만, 이것은 임의의 QAM 변조 데이터에 대해서도 또한 일반적으로 행해질 수 있다.

일반적인 시공간 선형 멀티유저(mulriuser) 래이크 수신기(도 2)

전술한 종래 기술의 시공간 래이크 수신기는 주어진 사용자에 대한 복조가 그 사용자로부터의 정보만을 사용한다는 의미에서 단일 사용자 수신기이다. 다른 사용자로부터의 간섭이 존재함을 고려하지 않기 때문에, 종래 기술의 시공간 래이크 수신기의 성능이 저하된다. 도 2는 일반적인 멀티유저 시공간 래이크 수신기를 도시하고 있다. 이것은 선형 조합기를 사용하는 다중접속 간섭을 고려한다. 이 검출기의 두 개 버전(version)이 제공된다. 검출기 A로서 공지된 첫 번째 검출기는 선형 조합기 앞에 실수 연산자를 사용한다. 이 경우에, 도 2에서 참조번호(20)는 실수 연산자의 뱅크와 후속하는 선형 조합기로 구성되며, 각각의 요소(14₁…14_K)는 자신의 입력에 대해 가장 근접한 추정 심볼을 결정하는 슬라이서(slicer)이다. 검출기 B인 두 번째 검출기는 복소 행렬부와 후속하는 실수 연산자로 나타내어지는 선형 조합기를 사용한다. 이 경우에, 참조번호(20)는 선형 조합기로만 구성되고, 판정 디바이스는 실수 연산자와 슬라이서로 구성된다. 유사성에도 불구하고, 검출기 A 및 B에 대한 선형 조합기는 상이한 성능과 적응 구현을 갖게 된다. 이제, 두 개 검출기 실시예를 더 상세하게 설명한다.

시공간 선형 멀티유저 검출기 A(도 3)

K 사용자에 관한 충분한 통계 세트는 수학식 3에서 K 벡터 Re{y _conv}로서 주어진다. 선형 MMSE 검출기의 목적은 K×K 선형 조합기를 이 벡터에 적용함으로써, 그 결과 벡터와 데이터 벡터b간의 평균 제곱 오차를 최소화 하는 것이다. 환언하면, 실수 K×K 행렬W _A를 찾는데,

이 된다. 이 검출기는 본질적으로n ^conv으로 표시된 잔류 가우시안 잡음과의 대각선을 벗어난 항(off-diagonal terms)으로 표시된 다중접속 간섭 모두를 억제함으로써 적절한 균형을 취한다. 이 해답은 수학식 6과 같이 표시될 수 있다.

도 3은 본 발명에 따른 검출기 A의 블럭도를 도시하고 있다. 이것은 P 개의 안테나와 정합 필터(10)의 뱅크를 포함한다. 박스(31)는 수학식 6에 의해 주어진 K×K 행렬W _A로 정의되는 선형 조합기를 표시한다. 이 행렬은 3 개항의 곱, 즉 ① 대각선 진폭 행렬(A)과, ② 등가 어레이/채널/코드 상관 행렬(M)과, ③ 어레이/채널/코드 상관 행렬(M), 진폭 행렬의 제곱(A ²), 배경 잡음 분산만큼 가중된 추정 어레이/채널/코드 상관 행렬과 합산된 어레이/채널/코드 상관 행렬의 헤르미트 공액(M ²)의 곱으로 구성되는 행렬의 역행렬의 곱으로 표현될 수 있다. 이 행렬은 수학식 5에서 주어진 평균 제곱 오차 평가 기준을 최소화하며, 수학식 5에서 평균 제곱 오차 표현의 콘벡시티(convexity) 때문에 MMSE 해답인 수학식 6은 전체적으로 최소값을 나타낸다. 판정 슬라이서(32₁-32_K)는 선형 조합기에 후속한다.

MMSE 검출기의 뛰어난 특징은 최소 평균 제곱 혹은 회귀적 최소 제곱과 같이 널리 알려진 적응 알고리즘(33)을 사용하여 적응적으로 구현될 수 있다는 것이다. 트레이닝(training) 신호(예컨대, 사용자 데이터 비트)를 사용하면,W _A를 적응적으로 얻는데 이들 기술을 사용할 수 있다.W _A를 직접 계산하는 것이 너무 복잡하다고 생각되면 적응 구현은 옵션(option)이다. 적응 구현은 K 사용자의 확산 코드, 다중경로 지연, 채널 파라미터(parameter)의 통지를 필요로 한다.

어레이 및 채널 추정값이 정확히과라고 가정하면, 수학식 6에서W _A에 대한 표현을로서 다시 표현할 수 있으며, 또다른 뛰어난 특징은 MMSE 검출기가 잔류 가우시안 잡음이 제로(zero)로 접근함에 따라 비상관(제로 강제(zero-forcing)) 검출기(스칼라 팩터(scalor factor)까지)로 접근한다.

환언하면, 수학식 3으로부터를 얻고, 다중접속 간섭이 제로가 되도록 한다. 비상관 검출기 A(DD-A)의 구현에서는 수학식 6으로 주어진W _A를W _A=A^-1Re^-1{M}으로 대체한다.가 유한한 양수이므로 가역적이라고 가정한다면,도 또한 가역적이다.

이제, 제 1 MMSE 검출기(MMSE A)의 비트 오류 레이트를 계산해 보자. 슬라이서 입력에서의 K 벡터는인데, 여기서이다. 따라서, MMSE-A 검출기를 사용하는 k 번째 사용자에 대한 비트 오류 레이트는,

이다.라 놓고 완벽한 채널 추정값을 가정하면, DD-A에 대한 비트 오류 레이트는,

이다.

이 MMSE 검출기의 한가지 단점은 채널과 어레이 계수의 추정값이W _A를 얻기 위한 적응 알고리즘에 포함될 수 없다는 것이다. 추정값은 (트레이닝 혹은 파일럿(pilot) 신호와 같은) 다른 수단을 사용하여 명시적으로 얻어져야 한다. 이것은 '어레이와 채널 파라미터의 사전 통지를 필요로하지 않는 적응 MMSE를 설계하는 것이 가능한가?'라는 질문으로 이어지게 된다. 다음 섹션(section)에서 알 수 있는 바와 같이 대답은 '예'이다.

시공간 선형 멀티유저 검출기 B(도 4)

이 서브섹션(subsection)의 목적은 적응적으로 구현될 수 있으며 명시적인 어레이 및 채널 추정값을 필요로하지 않는 MMSE 검출기를 얻는 것이다. (그러나, 다중경로 지연에 대한 타이밍 추정값은 여전히 필요로 할 것이다.) 도 4는 검출기 A의 실수 연산자와 선형 조합기의 위치가 교환된 검출기 B의 기본 구조를 도시하고 있다. 이 교환에 따르면, 도 5에 도시한 바와 같이, 어레이 조합부, 다중경로 조합부, 선형 조합기의 결과적인 캐스캐이드(cascade)가W _B로 지칭되는 단일의 복소 K×KLP 행렬 승산부로 통합될 수 있다. 구체적으로는 MMSE 기준을 사용하여 이 행렬을로 정의하면, 이것은 수학식 4로부터,

인 수학식 10을 따르는데, 여기서는 어레이/채널 행렬이다. 도 5는 본 발명에 따른 MMSE-B 검출기의 블럭도를 도시하고 있다. 이것은 P 개의 안테나와 정합 필터의 뱅크(10)를 포함한다. 박스(50)는 수학식 10으로 주어진 K×KLP 행렬W _B에 의해 정의되는 선형 조합기를 표시한다. 이 행렬은에 의해 상기에 주어진 평균 제곱 오차 평가 기준을 최소화한다. 수학식 10의 마지막 라인(line)은 3 개 항, 즉 ① 대각선 진폭 행렬(A)과, ② 통상적인 검출기에서의 어레이/채널 조합기와 등가이지만 실제적인 파라미터를 사용하고 이들의 추정값을 사용하지 않는 어레이/채널 조합기 행렬H ^D C와, ③ 행렬의 역행렬의, 곱인 행렬을 나타낸다. 이 역행렬은 수학식 2에 따라 정의된 상관 행렬, 어레이/채널 조합기 행렬G, 진폭 행렬의 제곱(A ²), 배경 잡음 분산만큼 가중된 KLP×KLP 항등 행렬과 합산되는 어레이/채널 조합기 행렬의 헤르미트 공액의 곱으로 구성된다. 데이터가 PAM이면, 실수 연산자(30₁-30_K)의 뱅크와 판정 슬라이서(32₁-32_K)는 선형 조합기에 후속한다. 이와 달리, 데이터가 QAM이면, 복소 판정 슬라이서(14₁-14_K)만이 필요하다. PAM 데이터일 경우, 검출기 A 및 B가 구조는 동일할지라도 실수 연산자의 상이한 위치로 인해 균등하지 않다.

BPSK 데이터에 대한 검출기 B의 비트 오차 레이트를 계산하기 위해, 슬라이서 입력에서의 K 벡터는인데, 여기서이다. 따라서, MMSE-B 검출기를 사용하는 k 번째 사용자에 대한 비트 오류 레이트는 수학식 11과 같다.

P 수신한 N 벡터를 단일의 NP 벡터로 접합(concatenate)함으로써, 정합 필터 뱅크와 선형 조합기W _B와의 연산을 조합하여r을 승산하는 단일의 K×NP 행렬을 만들 수 있다. 도 6에 도시한 바와 같이, k 번째 사용자에 대한 검출기 구조는 K×NP 행렬(60)의 k 번째 행에 후속하는 실수 연산자(62)와 판정 슬라이서(63)로 감소될 수 있다. 따라서, MMSE-B 검출기는 간단한 탭(tap) 가중치 필터 구조로 구현될 수 있다. 이의 대응하는 비상관 검출기(아래에 설명함), MMAE-A 검출기, DD-A 검출기도 마찬가지로 이 간단한 탭 가중치 필터 구조로 구현될 수 있다. MMSE-A 검출기와 마찬가지로, MMSE-B 검출기의 버전은 널리 알려진 적응 알고리즘(61)을 사용하여 적응적으로 구현될 수 있다. 그러나, MMSE-B는 어레이 및 채널 추정값을 필요로하지 않는 이점을 갖는다. 트레이드-오프는 조절해야할 탭이 많아 적응성이 느려질 수 있다는 것이다.

두 검출기 간의 직접적인 분석적 비교는 어렵지만, 완전한 채널 및 어레이 추정값이 있는 경우에 MMSE-A의 성능은 최저 잡음이 제로로 접근함에 따라 MMSE-B의 성능보다 항상 우수하다는 것을 증명할 수 있다. 먼저, MMSE-B에 대응하는 비상관 검출기 DD-B는 간단히W _B를로 대체한다는 것을 보여준다. (이미,가 가역적이라는 가정을 설정 했음을 상기바람.)

명제 1:

증명: 양변에를 곱하면,를 얻는다. 따라서,라는 사실과 MMSE-A에서 어레이 및 다중경로 조합기가 (H ^D D)^H로 표현될 수 있다는 사실로부터, DD-B는 정합 필터의 뱅크에 후속하는 조합기, 비상관기, 실수 연산자, 슬라이서이다. DD-A는 비상관기와 실수 연산자의 순서가 교환되며 비상관기가라는 것만 제외하고는 거의 동일하다. 수학식 11에서W _B를로 대체하면 DD-B의 비트 오류 레이트는,

이다.

이제, DD-A가 DD-B보다 항상 낮은 비트 오류 레이트를 갖는다는 것을 증명할 것이다.

명제 2:

(본 발명자는 명제 2의 증명에 있어서 루슨트 테크놀로지(Lucent Technologies')의 수학 과학 센터(Math Sciences Center)의 에므르 텔라타(Emre Telater)에게 적절하고 정밀한 통찰에 대해 감사를 표한다.)

증명:로 정의하는데, 이는 헤르미트이며 유한양수인 것으로 가정한다.가 또한 유한양수이므로,의 k 번째 대각선 요소는의 k 번째 대각선 요소 이상이라는 것을 보이면 충분하다. (이 헤르미트이기 때문에 이것의 역도 또한 헤르미트이며, 따라서 이 역의 대각선 요소는 실수임을 주지해야 한다.)y를 실수가 되도록 선택하고로 놓으며,x가 실수임을 주지해야 한다. 따라서,이고, 또한이다. 임의의 실수x, 실수y, 유한양수인에 대해를 나타내는 베르그스톰(Bergstorm) 부등식의 일반화를 이용하면,을 얻고, 이 결과는y에 대한 k 번째 단위 벡터를 사용함으로써 얻어진다. 이러한 관계에도 불구하고, DD-A 및 DD-B의 성능은 실제로 매우 유사하다. 보다 중요하게는, 어레이 및 채널 추정값이 부정확한 실제 경우에 MMSE-B의 성능이 MMSE-A의 성능보다 더 좋다는 것을 알게 되었다.

비동기식 멀티레이트(Multirate) 경우에 대한 MMSE 검출기의 확장

지금까지, 이들 선형 멀티유저 검출기의 비트 동기식 동작을 가정했다. 이제, 이들의 동작이 어떻게 비트 비동기식 경우로 확장될 수 있는지를 증명한다. 먼저, 동기식 단일 레이트 환경에서 비상관 검출기의 동작을 고찰한다. MMSE 검출기에 유사한 추론이 적용되지만, 교육적 목적을 위해 비상관 검출기에 초점을 맞춘다. 제각기의 확산 코드 s₁(t) 및 s₂(t)를 갖는 두 사용자가 있다고 가정하자. 아래의 표 1은 두 코드 간의 관계를 시간적으로 나타내는데, 얇은 수직선은 심볼 경계를 나타낸다. 수신 신호는 r(t)=A₁s₁(t)b₁+A₂s₂(t)b₂+n(t)인데, 여기서 A_k는 k 번째 사용자의 진폭이고, b_k는 k 번째 사용자의 데이터 비트이며, n(t)는 부가성 가우시안 잡음이다.

사용자 1이 소망한 사용자라면, 주어진 심볼 간격에 대한 사용자 1의 비상관 검출기는 s₂(t)의 빈 공간(null-space)으로 투영된 코드 s₁(t)에 대한 정합 필터이다. 표 2에 도시한 비동기식 단일 레이트의 경우에, 사용자 1에 대한 비상관 검출기는 그 심볼 간격 동안 중첩하는 사용자 2의 코드의 선형 조합만큼 확장된 빈 공간으로 투영된다.를 s₁(t)와 중첩하는 s₂(t)의 일부분으로 놓고를 s₁(t)와 중첩하는 s₂(t-T)의 일부분이라 놓고 BPSK 데이터 변조라고 가정하면, 빈 공간은와만큼 확장된다. 이러한 아이디어(idea)는 표 3에 도시한 비동기식 멀티레이트 경우에 대해서 확장될 수 있다. 동일한 함수 정의를 사용하면, 사용자 1에 대한 비상관기는,,,만큼 확장된 빈 공간에 놓인다. 데이터 레이트 간의 불균형이 증가함에 따라, 선형 멀티유저 검출기가 더 한정된 서브공간(subspace)으로 제한될 것이기 때문에 그 유효성이 감소할 것이다. 간섭 파형의 적절한 서브공간을 유사하게 조합함으로써, 상기 추론을 MMSE 검출기에 적용할 수 있다.

MMSE 검출기와 간섭 소거

본 명세서에 설명한 MMSE 기술은 간섭 소거로서 알려진 비선형 멀티유저 검출 기술과 함께 사용될 수 있다. 선형 멀티유저 검출기는 서브공간 투영에 의존하여 간섭을 완화시키는 반면에, 간섭 소거기는 간섭을 직접 공제한다. 두 유형의 간섭 소거, 즉 선형 조합기에 앞서 소거를 발생시키는 전조합기(pre-combiner)와 선형 조합기 다음에 소거를 발생시키는 후조합기(post-combiner)가 사용될 수 있다. 전조합기 소거는 선형 조합기에 의해 고려되지 않은 간섭을 소거하기 위해 사용된다. 예를 들어, 선형 조합기를 사용하여 고전력, 높은 데이터 레이트 신호를 고려하는 대신에 셀(cell)내로부터 그 신호를 제거하도록 선택할 수 있다. 다른 한편으로 후조합기 소거는 선형 조합기에 의해 만들어진 심볼 추정값을 개선하기 위해 사용된다. 선형 멀티유저 검출기로부터의 예비 심볼 추정값을 사용하여 신호가 복원되고 수신 신호로부터 공제되어 제 2 스테이지(stage)의 심볼 추정에 사용되는 개선된 신호를 형성한다. 두 개의 간섭 소거 기술에 있어서, 간섭을 억제함으로써 성능은 잠재적으로 증가될 수 있다.

도 7은 도 3에 도시한 검출기 A에 따른 전조합기 간섭 소거기의 블럭도를 도시하고 있다. 선형 조합기W _A에 대한 k 번째 입력에서는 j=1…K,인 사용자로 인한 간섭이 있으며, 이 간섭은W _A에 대하여 고려될 것이다. 그러나, 이와 달리 고려되지 않은 간섭, 예컨대 셀 내로부터의 고출력 간섭이 또한 있을 수 있다. 모든 안테나에서의 확산 코드, 다중경로 지연, 데이터 비트, 채널 파라미터가 알려지면, 이 간섭은W _A에 대한 입력으로부터 공제될 수 있다. 이 경우에, 간섭에 대한 기저대역 신호가 복원될 수 있으며,W _A의 k 번째 입력에 대한 이 기저대역 신호의 기여가 (사용자 k에 대한 프로세싱 체인을 통해 복원 신호를 통과시킴으로써) 추정될 수 있으며 (70_k)(k=1…K)로 지칭된 포인트(point)에서 공제될 수 있다. 이 입력 혹은 다른 입력에 대한 다른 간섭으로부터의 기여도 마찬가지로 계산되어 공제될 수 있다.

도 8은 도 4로부터의 검출기 B에 따른 전조합기 간섭 소거기의 블럭도를 도시하고 있다. 검출기 A에 따른 전조합기 간섭 제거기에서 전술한 바와 같은 동일한 방법을 사용하면,W _B에 의해 고려되지 않는 간섭이 참조번호(80)로 지칭된 포인트에서의 검출기 B의 각 입력으로부터 공제될 수 있다.

도 9는 본 발명에 따른 후조합기 간섭 소거 수신기의 블럭도를 도시하고 있다. 이 수신기는 P 개의 안테나를 포함하며, 참조번호(90, 91, 92)로 지칭된 3 개의 스테이지를 갖는다. 제 1 스테이지(90)는 기저대역 신호r _p를 수신하여 도 1의 MMSE-A 검출기나 도 2의 MMSE-B 검출기로 모든 K 사용자에 대한 예비 심볼 추정값을 예측한다. 제 2 스테이지(91)는 제 1 스테이지(90)로부터의 예비 심볼 추정값과, K 사용자의 확산 코드, 지연, 채널 파라미터의 지식을 사용하여 각각의 사용자에 대한 기저대역 수신 신호를 복원한다. 제 2 스테이지(91)는 소망한 사용자 k에 대한 다중접속 간섭을 수신 신호r ₁…r _p로부터 공제하여 사용자 k에 대해 개선된 수신 신호인를 형성한다.

사용자 k에 대한 다중경로 간섭이 또한 제거될 수 있음을 주지해야 한다. 이 옵션을 상세히 설명하지 않을 것인데, 그 이유는 다중경로 간섭의 상대적 이득은 사용자 K의 수가 매우 작지 않는 한 일반적으로 무시할 수 있기 때문이다. 이상적으로, 예비 심볼 추정값과 채널 추정값이 완전하다면, 개선된 수신 신호에는 다중접속 간섭이 없을 것이다. 그러나, 이것은 일반적으로 실제적인 경우가 아닐 것이다. 제 3 스테이지(92)에서, 개선된 수신 신호를 도 1에 도시한 통상적인 시공간 수신기로 처리하여 K 사용자에 대한 최종 심볼 추정값를 예측한다.

전술한 후조합기 간섭 소거 프로시져(procedure)는 스테이지(91, 92)를 무한정 반복함으로써 다수로 반복할 수 있다. 계속적인 반복에 기인한 성능 이득은 처음 두 번 혹은 세 번 반복한 후에 감소한다. 복잡성을 감소시키기 위해, 두 개 유형의 간섭 소거가 사용자의 서브세트에 대해 수행될 수 있다.

설명한 것은 본 발명 원리의 예시적인 것으로 간주되어야 한다. 구체적으로, 본 발명의 장치 및 방법은 다양한 기술 예컨대, LSI 회로, ASIC 회로 및/또는 임의의 다양한 컴퓨터 판독가능 매체를 사용하는 프로그램 내장형 범용 혹은 전용의 컴퓨터나 마이크로프로세서의 사용을 통해 구현될 수 있다. 그러나, 또다른 실시예는 본 발명의 범주 및 사상을 벗어나지 않고 당업자에게 자명할 것이다.

본 발명에 따르면, 멀티유저 검출을 사용하지 않거나 멀티유저 검출을 사용하지만 알려지지 않은 간섭을 적응적으로 공제하지 않는 통상적인 신호 검출기 및 검출 방법에 비해 상당히 개선된 성능을 갖는 CDMA 신호 검출기 및 검출 방법이 제공된다.

Claims

다수의 직접 시퀀스 확산 스펙트럼(direct-sequence spread spectrum) 신호에 의해 각각 변조된 데이터 신호를 검출하는 방법에 있어서,

① 상기 다수 신호의 적어도 서브세트(subset), 이들 신호의 다수의 다중경로 성분, 다수의 수신기 안테나(antenna)에 대한 정합 필터 출력을 발생하는 단계와,

② 상기 정합 필터 출력으로부터 코히어런트 채널(coherent channel) 추정값(estimates)을 구하는 단계와,

③ 상기 코히어런트 채널 추정값을 사용하여 상기 정합 필터 출력을 가중시켜 조합하는 단계와,

④ 다중접속 간섭을 억제하면서 상기 확산 스펙트럼 신호의 적어도 서브세트에 대한 제각기의 데이터 심볼을 추정하는 단계

를 포함하는 변조 데이터 신호 검출 방법.
제 38 항에 있어서,

다중접속 간섭이 선형 조합기로 억제되며 판정 디바이스(device)가 상기 선형 조합기 출력이 주어진 경우 상기 제각기의 데이터 심볼을 최적으로 추정하는 변조 데이터 신호 검출 방법.
제 39 항에 있어서,

상기 정합 필터의 출력을 발생하는 단계와, 상기 정합 필터 출력을 조합하는 단계와, 상기 선형 조합기를 사용하는 단계가 변형된 탭 가중 필터(modified tap-weight filter)를 사용하여 구현되는 변조 데이터 신호 검출 방법.
제 39 항에 있어서,

상기 선형 조합기가 최소 평균 제곱 오차 평가 기준을 채용하되,

상기 최소 평균 제곱 오차 평가 기준은 상기 조합기 출력과 k 번째 사용자 데이터 심볼 간의 예측된 제곱 오차를 최소화하는 상기 k 번째 사용자에 대한 선형 조합기를 지칭하는 변조 데이터 신호 검출 방법.
제 41 항에 있어서,

상기 선형 조합기가 복소 블록-토에플릿츠(block-Toeplitz) 상관 행렬, 대각선 진폭 행렬A, 복소 어레이/채널 행렬G, 배경 잡음 분산σ ²으로부터 행렬W _B를 형성하는 변조 데이터 신호 검출 방법.
제 39 항에 있어서,

상기 선형 조합기가 제로 강제(zero-forcing) 오차 평가 기준을 채용하며,

상기 복소 블록-토에플릿츠 상관 행렬, 상기 복소 어레이/채널 행렬G, 상기 대각선 진폭 행렬A로부터 행렬을 형성하는 변조 데이터 신호 검출 방법.
제 43 항에 있어서,

상기 선형 조합기가 상기 복소 블록-토에플릿츠 상관 행렬, 상기 복소 어레이/채널 행렬의 추정값, 상기 대각선 진폭 행렬A로부터 행렬W _B를 형성하는 변조 데이터 신호 검출 방법.
다수의 전송된 직접 시퀀스 확산 스펙트럼 신호로써 무선 시스템 내의 수신기에서 데이터 신호를 검출하는 데 사용되는 장치에 있어서,

① 상기 다수 신호의 적어도 서브세트, 이들 신호의 다수 다중경로 성분, 다수의 수신기 안테나에 대한 정합 필터 출력을 발생하는 수단과,

② 상기 정합 필터 출력으로부터 코히어런트 채널 추정값을 구하는 수단과,

③ 상기 코히어런트 채널 추정값을 사용하여 상기 정합 필터 출력을 가중시켜 조합하는 수단과,

④ 다중접속 간섭을 억제하면서, 상기 확산 스펙트럼 신호의 적어도 서브세트에 대한 상기 제각기의 데이터 신호를 추정하는 수단

을 포함하는 신호 검출 장치.
수신기에 있어서,

① ㉠ 복소 진폭 C_k,ℓ(k=1,2,…,K, ℓ=1,2,…,L)을 갖고 최대 L 개의 분해가능한 다중경로 성분을 각각 갖는 제각기의 데이터 b₁, b₂,…, b_k를 지니며(bear) 복소 진폭 h_k,ℓ,p(p=1,2,…,,P)를 갖고 P 개의 요소 안테나 어레이에 도달하는 K 개의 코드 확산 데이터 신호 s₁, s₂,…, s_K를 상기 P 개의 안테나 어레이 요소 각각에서 K 사용자 각각에 대한 최대 L 개의 다중경로 신호에 대응하는 최대 KLP 개의 상관기 출력으로 변환시키기 위한 상관기의 뱅크(bank)와,

㉡ 제각기의 채널 및 경로에 대한 계수 추정값의 공액복소수에 따라 상기 각 상관기 출력을 가중시키기 위한 수단과,

㉢ 상기 각 사용자에 대해 상기 가중되어 얻어지는 LP 개의 복소값을 합산하기 위한 수단과,

㉣ 상기 K 합산 결과의 K 벡터를 형성하기 위한 수단

을 구비하는 시공간 래이크 수신기(space-time rake receiver)와,

② 다중접속 간섭을 억제하기 위하여 선형 조합기를 상기 K 벡터에 적용하는 수단과,

③ 상기 제각기의 데이터 심볼의 추정값을 발생시키기 위하여 상기 얻어지는 신호를 처리하는 수단

을 포함하는 수신기.
제 46 항에 있어서,

상기 선형 조합기에 대한 상기 수단이,

㉠ 대각선 진폭 행렬(A)과,

㉡ 등가의 어레이/채널/코드 상관 행렬(M)과,

㉢ 행렬의 역행렬

의 곱을 형성하는 수단을 포함하되, M^H는 상기 어레이/채널/코드 상관 행렬의 헤르미트 공액(Hermitian conjugate)이고,은 추정된 어레이/채널/코드 상관 행렬이며,는 배경 잡음 분산인 수신기.
수신기에 있어서,

① 최대 L 개의 분해가능한 다중경로 성분을 각각 갖는 제각기의 데이터 b₁, b₂,…, b_k를 지니는 K 개의 코드 확산 데이터 신호 S₁, S₂,…,S_K를 비확산시켜 K 벡터를 형성하는 상관기의 뱅크와,

② 다중접속 간섭을 억제하기 위하여 선형 조합기를 상기 K 벡터에 적용하는 수단과,

③ 상기 선형 조합기의 출력을 처리하여 상기 제각기의 데이터 심볼의 추정값을 발생시키는 수단

을 포함하는 수신기.
L 경로 주파수 선택적 페이딩(fading) 되어 P 개의 안테나 어레이에 수신된 K 개의 직접 시퀀스 코드 확산 데이터 신호를 복조하는 방법에 있어서,

① 상기 P 개의 안테나 각각에서 수신된 상기 K 개 신호 각각의 L 개의 다중경로 지연된 복제 신호에 정합된 필터의 뱅크로 비확산시키는 단계와,

② 상기 비확산된 신호를 상기 어레이/채널 계수 추정값의 복소 공액으로 가중시키는 단계와,

③ 상기 가중된 비확산 신호를 합산하여 K 벡터를 형성하는 단계와,

④ 선형 변환을 상기 K 벡터에 적용하여 다중접속 간섭을 억제하는 단계와,

⑤ 상기 얻어지는 신호를 처리하여 제각기의 데이터 심볼의 추정값을 발생시키는 단계

를 포함하는 신호 복조 방법.
L 경로 주파수 선택적 페이딩(fading) 되어 P 개의 안테나 어레이에 수신된 K 개의 직접 시퀀스 코드 확산 데이터 신호를 복조하는 방법에 있어서,

① 상기 P 개의 안테나 각각에서 수신된 상기 K 개 신호 각각의 L 개의 다중경로 지연된 복제 신호에 정합된 필터의 뱅크로 비확산시켜 K 벡터를 발생하는 단계와,

② 상기 정합된 필터 출력을 조합하며 다중접속 간섭을 억제하기 위하여 선형 변환 ―이 선형 변환은, ㉠ 상기 대각선 진폭 행렬(A)과, ㉡ 상기 어레이/채널 행렬의 헤르미트 전치행렬(G ^H)과, ㉢ 행렬의 역행렬의 곱을 형성하는 단계로되,는 상기 복소 블럭-통플릿츠 상관 행렬이고,σ ²는 상기 배경 잡음 분산이며,I _KLP는 치수가 KLP×KLP인 항등 행렬인 곱 형성 단계를 포함함 ―을 상기 K 벡터에 적용하는 단계와,

③ 상기 얻어지는 신호를 처리하여 제각기의 데이터 심볼의 추정값을 발생시키는 단계

를 포함하는 신호 복조 방법.
직접 시퀀스 확산 스펙트럼 신호에 사용하기 위한 수신기에 있어서,

① 어레이 처리를 구비하는 래이크 수신기(rake receiver)와,

② 상기 래이크 수신기의 출력을 수신하는 멀티유저 검출기

를 포함하는 수신기.
제 51 항에 있어서,

어레이 처리를 구비하는 상기 래이크 수신기가,

㉠ 상기 다수의 확산 스펙트럼 신호의 상기 다중경로 타이밍(timing) 지연에 정합된 필터의 뱅크와,

㉡ 상기 정합 필터 출력을 대응하는 어레이/채널 추정값으로 가중시키는 회로

를 포함하는 수신기.
다수의 직접 시퀀스 확산 스펙트럼 신호에 의해 각각 변조된 데이터 신호를 검출하는 시스템에 있어서,

① 다수의 공간 다이버시티(diversity) 안테나와,

② 상기 다수 신호의 적어도 서브세트, 이들 신호의 다수의 다중경로 성분, 다수의 수신기 안테나에 대한 다수의 출력(z ₁…z _p)을 제공하기 위해 상기 안테나와 연관된 다수의 정합 필터와,

③ 상기 정합 필터 출력으로부터 코히어런트 채널 추정값을 획득하는 회로와,

④ 상기 코히어런트 채널 추정값을 사용하여 상기 정합 필터 출력을 가중시켜 조합하는 제 2 회로와,

⑤ 다중접속 간섭을 억제하면서, 상기 확산 스펙트럼 신호의 적어도 서브세트에 대한 제각기의 데이터 심볼을 추정하는 제 3 회로

를 포함하는 데이터 신호 검출 시스템.
컴퓨터 판독가능한 매체 내에 있으며 다수의 직접 시퀀스 확산 스펙트럼 신호에 의해 각각 변조된 데이터 신호를 검출하는 소프트웨어를 수행시키는 프로세서를 포함하는 수신기에 있어서,

상기 소프트웨어가 상기 프로세스로 하여금 적어도,

① 상기 다수 신호의 적어도 서브세트와, 이들 신호의 다수의 다중경로 성분과, 다수의 수신기 안테나에 대해 정합된 필터 출력을 발생하는 단계와,

② 상기 정합 필터 출력으로부터 코히어런트 채널 추정값을 구하는 단계와,

③ 상기 코히어런트 채널 추정값을 사용하여 상기 정합 필터 출력을 가중시켜 조합하는 단계와,

④ 다중접속 간섭을 억제하면서, 상기 확산 스펙트럼 신호의 적어도 서브세트에 대한 제각기의 데이터 심볼을 추정하는 단계

를 수행하도록 하는 수신기.