KR100948007B1

KR100948007B1 - 적응성 전송 안테나 어레이를 이용한 무선 전송

Info

Publication number: KR100948007B1
Application number: KR1020047017425A
Authority: KR
Inventors: 산드린 비앨르; 니콜라스 위네트; 수데시 버조르
Original assignee: 모토로라 인코포레이티드
Priority date: 2002-04-30
Filing date: 2003-04-18
Publication date: 2010-03-18
Also published as: CN1650542A; US20050117660A1; EP1359684A1; KR20040102192A; JP2005524331A; US7248645B2; CN100521577C; AU2003227664A1; WO2003094386A1; JP4395063B2

Abstract

전송 안테나 어레이(3)에 의해 전송될 복수의 신호들의 카피들이 상기 전송 안테나 어레이(3)로부터 수신기(2)의 수신 안테나 어레이(4)까지의 멀티-패스 채널 특성(H)의 함수인 지연(delay)들 및 가중치(weight)(w^j _n)들을 가지고 생성되고 상기 전송 안테나 어레이(3)에 의해 전송 이전에 조합되는 적응성 전송 안테나 어레이(3)를 이용하는 신호들의 폐 루프 무선 통신 방법이 개시된다. 상기 수신기(2)는 상기 멀티-패스 전송 채널의 각각의 함수인 지연들 및 가중치들(u)을 갖는 각각의 수신 안테나 요소로부터의 수신된 신호 성분들을 조합한다. 바람직하게는, 상기 수신기는 상기 멀티-패스 전송 채널들의 각각의 함수인 지연들 및 가중치들(u)을 갖는 상기 수신 안테나 어레이로부터 수신된 신호를 카피하고 상기 카피된 수신된 신호들을 조합하는 멀티-핑거 RAKE 수신기(6)를 포함한다.

수신 안테나 어레이, 전송 안테나 어레이, 적응성 전송 안테나 어레이, 멀티-패스 전송 채널, 폐 루프 무선 통신 방법, 멀티-핑거 RAKE 수신기

Description

적응성 전송 안테나 어레이를 이용한 무선 전송{Wireless transmission using an adaptive transmit antenna array}

본 발명은 적응성 전송 안테나 어레이(adaptive transmit antenna array)를 이용한 신호들의 폐 루프 무선 전송(closed loop wireless transmission)에 관한 것으로서, 특히 지연-스프레드 환경(delay-spread environment)에서의 전송에 적합하다.

무선 전송 시스템들은 데이터의 전송에 관한 중요성이 점점 증가하는 것으로 생각되며, 이는 예를 들면, 가장 넓은 의미에서 추상적 디지털 신호들뿐만 아니라 음성 또는 다른 음향들 및 화상들을 포함하는 것으로서 이해되는 것이다.

무선 전송 시스템들에 관하여 현재 제안되는 표준들은 CDMA(Code Division Multiple Access) 및 FDD(Frequency Division Duplex) 또는 TDD(Time Division Duplex)를 이용하는 3GPP(3^rd generation Partnership Project) 및 3GPP2 표준들, 및 TDD(Time Division Duplex)를 이용하는 HIPERLAN 및 HIPERLAN2 및 ITU(International Telecommunicatons Union) IMT-2000 표준들을 포함한다. 본 발명은 상기 종류들의 시스템들 및 그 외의 다른 무선 전송 시스템들에 적용가능하다.

노이즈 및 간섭에 대한 시스템들의 민감함을 낮추고 전송 전력을 제한하면서 시스템들의 통신 용량을 개선하기 위해, 동일 데이터가 상이한 전송 및/또는 수신 안테나 요소들을 넘어 전송되는 시공간 발산(space-time diversity) 기술, 및 동일 데이터가 서브 반송 주파수(sub-carrier frequency)에 의해 구별되는 상이한 채널들을 넘어 확장되는 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplex)와 같은 주파수 확장 기술을 포함하는 다양한 기술들이 별개로 이용되거나 조합되어 이용되고 있다.

수신기에서, 심볼들의 검출은 복소 채널 감쇠(complex channel atenuation) 및 위상 시프트(phase shift)들에 관한 정보, 즉 채널 상태 정보(CSI :Channel State Information)를 이용하여 수행된다. 상기 채널 상태 정보는 전송기로부터 데이터와 함께 전송된 파일럿 신호(pilot signal)들의 값을 측정함으로써 수신기에서 획득된다. 채널에 관한 정보는 수신된 신호들이, 수신된 신호가 예측 채널 이송 행렬(estimated channel transfer matrix)의 에르미트 전치 행렬(Hermitian transpose)에 의해 승산되는 최대 비율 조합(Maximum Ratio Combining) 기술에 따라 공동으로 처리되도록 한다.

전송 발산을 다루는 두 개의 대체적인 방법들은 폐 루프 및 개방 루프로 분류된다. 폐 루프 신호 전송에 있어서, 전송 채널에 관한 정보는 통신을 개선하기 위해 전송기에서 이용된다. 예를 들면, ETSI UMTS Physical Layer Expert Groupd에 제출된 문헌 Tdoc SMG2 UMTS-L1 318/98에서는 지정된 채널들이 각각의 전송 안테나에서 동일한 데이터 및 코드와 일관되지만 안테나 특정 진폭(antenna-specific amplitude) 및 위상 웨이팅(phase weighting)를 가지고 전송되는 TxAA( Transmit Adaptive Array) FDD 기구(scheme)의 동작을 기술하고 있다. 수신기는 각각의 안테나로부터 인지된 채널들을 별개로 추정하기 위해 공통 채널(Common Channel)들에 전송된 파일럿들을 이용한다. 상기 수신기는 수신기에서 수신된 파워를 최대로 하기 위해 전송기에 인가되어야 하는 가중치(weight)들을 추정하고, 상기 가중치들을 정량화하고 그들을 전송기에 피드백한다. 상기 전송기는 어레이의 전송 안테나 각각으로부터 전송된 신호들의 위상들 및 진폭들에 대해 상기 각각의 정량화된 가중치들을 인가한다. 본 발명의 양수인에게 양도된 미국 특허 제 6 192 256 호는 이러한 종류의 폐 루프 전송 시스템을 기술하고 있다. 선택적으로, TDD 시스템들에 있어서, 상기 수신기로부터 상기 전송기까지 웨이팅 정보 또는 어떠한 특정 채널을 전송함이 없이 다운링크 및 업링크 채널들이 상반된다고 가정하면, 다운링크 전송 안테나에 대해 인가된 신호들을 가중하기 위한 채널 상태 정보는 업링크 신호들로부터 유래될 수 있다.

통신에서의 보다 나은 개량은 RAKE 수신기의 사용에 의해 달성될 수 있다. 멀티-패스 채널(multi-path channel)에 있어서, 원래의 전송된 신호는 건물들 및 산들과 같은 장애물들로부터 반사되고, 수신기는 상이한 지연들을 갖는 신호의 몇몇의 카피들을 수신한다. 만일, 신호들이 서로 별개로 하나 이상의 기본 신호 요소로 도달하면, 단일 수신기가 그들을 분해할 수 있다. 실제로, 각각의 멀티-패스 신호의 관점으로부터, 다른 멀티-패스 신호들은 간섭으로서 여겨질 수 있고 상기 신호들은 단순한 수신기 또는 단일한 RAKE 수신기 핑거(RAKE receiver finger)의 처리 이득에 의해서 억제된다.

RAKE 수신기는 분해된 멀티-패스 신호들을 조합함으로써 보다 더 많은 장점을 얻는다. IEEE Communications Surveys에 의해 출판된 Ramjee Prasad 및 Tero Ojanpera가 저술한 리뷰 "광대역 CDMA에 대한 CDMA 진화의 개관(An overview of CDMA evolution toward wideband CDMA)" 은 RAKE 수신기의 한 예를 기술한다. 확산 및 변조(modulation) 이후에, 신호는 전송되고 멀티-패스 채널들 내의 신호들은 지연되고 각각의 양 만큼 감쇠된다. RAKE 수신기는 신호의 상이한 멀티-패스 성분들을 수신하기 위한 복수의 수신기 핑거들을 갖는다. 각각의 핑거에서, 수신된 신호는 멀티-패스 신호의 각각의 측정된 지연과 시간 정열되는 확산 코드에 의해 상관된다. 디-스프레딩(de-spreading) 이후에, 신호들은 가중되고 예컨대 최대 비율 조합(maximal ratio combining)에 의해 조합한다. 즉, 패스 이득(감쇠 인자(attenuation factor))에 의해 각각의 신호를 가중한다. 수신된 멀티-패스 신호들은 독립적으로 페이딩되고 발산 순서(diversity order) 및 그에 따른 성능이 개선된다.

실제로, 모바일 수신기의 움직임은 산란 환경(scattering environment)을 변경시키고 그에 따라 지연들 및 감쇠 인자들 역시 변할 것이다. RAKE 수신기 핑거들은 하드웨어에 의하기 보다는 소프트웨어 알고리즘들에 의해 규정될 수 있다. 전송 멀티-패스 채널 프로파일이 측정되고 RAKE 핑거들은 그 후 재할당될 것이다. 소규모의 변화들이 각각의 멀티-패스 신호의 시간 지연을 추적하는 코드-트랙킹 루프(code-tracking loop)에 의해 처리된다.

3GPP working group 1에 제출된 문헌 "조인트 사전-왜곡을 갖는 전송 다이버시티(Transmit diversity with joint pre-distortion)", Tdoc 3GPPTSGR1#6(99) 918, (1999년 8월)은 수신기에서 결합 검출에 관한 필요성을 제거하기 위해 각각의 스마트 안테나 요소에 대한 전송 신호들을 별개로(또는 동시에) 사전 왜곡(pre-distorting)하는 UMTS TDD 모드를 제안한다 : 그 목적은 싱글-핑거 RAKE 수신기를 사용할 수 있는 것이라고 한다. 즉, 전송된 신호는 수신된 신호가 멀티-패스 신호는 아니고 싱글-패스 신호였던 것처럼, 수신기에 나타나도록 변조된다. 멀티-패스 발산으로부터는 장점이 얻어지지 않는다.

VTC 2000의 IEEE에 의해 출판된 H. Sampath, H. Bolcskei, A.J. Paulraj가 저술한 아티클 "지연된 스프레드를 가진 MIMO 무선 채널들을 위한 전치 등화(Pre-equalization for MIMO wireless channels with delay spread)"는 전송기에서 이용 가능하게 된 채널 인식이 이동국의 복잡성을 감소시키기 위해 전송 안테나로부터 전송된 신호들을 사전 등화하는데 사용되는 OFDM 전송 시스템을 제안한다. 상기 시스템은 전송 신호들의 카피들과 각각의 지연들 및 중량들(이득들)을 조합하여 전송 안테나들로부터 조합된 신호들을 내보내는 FIR(Finite Impuplse Response) 필터를 포함한다.

두 경우에 있어서, 상기와 같은 기구들은 간섭을 최소화하고 수신기에서의 이퀄라이저(equaliser) 또는 멀티-핑커 RAKE 수신기의 사용을 회피하기 위해 채널이 고정적(flat)으로 보이게 하려고 한다.

본 발명은 첨부된 청구항들에 기술된 바와 같이 적응성 전송 안테나 어레이를 사용하는 신호들의 폐 루프 무선 전송(closed loop wireless transmission)을 위한 장치 및 방법을 제공한다.

도 1은 예시로서 주어진, N개의 전송 안테나들과 M개의 수신 안테나들을 갖는 본 발명의 일 실시예에 따른 통신 시스템의 개략도.

도 2는 두 개의 전송 안테나들과 한 개의 수신 안테나를 갖는 도 1에 도시된 종류의 통신 시스템의 개략도.

도 3은 네 개의 전송 안테나들을 갖는 도 1에 도시된 종류의 통신 시스템의 기지국의 개략도.

도 4는 두 개의 수신 안테나들을 갖는 도 1에 도시된 종류의 통신 시스템의 이동국의 개략도.

도 5는 각각의 전송 안테나에 관한 상이한 수들의 FIR 계수들에 관한 노이즈에 대한 비트당 전송 에너지의 비율(E_b/N_o)의 함수로서 도 2에 도시된 종류의 시스템의 시뮬레이팅된 비트-에러-비율(bit-error-rate)의 그래프.

삭제

도 6은 각각의 전송 안테나에 대한 선택된 위치들에서 감소된 수의 FIR 탭들을 갖는 도 2에 도시된 종류의 시스템에 관한 노이즈에 대한 비트당 전송 에너지의 비율((E_b/N_o))의 함수로서 시뮬레이팅된 비트-에러-율의 그래프.

도 1은 전송 발산 무선 통신 네트워크에 의한 데이터를 전송하기 위한 시스템의 제 1의 실시예로서, 상기 시스템은 (그 전송 기능에 우선적으로 관련하여) 전송기측으로 기술되는 제 1의 스테이션(1), 및 (그 수신 기능에 우선적으로 관련하여) 수신기측으로 기술되는 제 2의 스테이션(2)을 포함한다. 이 경우에, 상기 제 1의 스테이션(1) 및 제 2의 스테이션(2)은 둘 다 전송 및 수신을 할 수 있고, 더욱이, 동일 안테나 요소들이 본 발명의 바람직한 실시예에서 전송 및 수신을 위해 둘 다 사용된다.

전송기측(1)은 N개의 송신 안테나 요소들의 어레이(3)를 포함한다. 상기 시스템의 수신기측(2)은 M개의 수신 안테나 요소들의 어레이(4)를 포함한다. 각각의 측에 대한 안테나 요소들의 갯수는 증가된 채널 발산을 제공하기 위해 경제적인 고려와 기술적인 바람직함을 참작함으로서 선택된다. 모바일 전화의 경우에, 단일 기지국은 많은 수백 또는 심지어 수천의 모바일 유닛들을 조작하고 따라서 모바일 유닛들에 대한 것보다 기지국에 대한 안테나 요소들을 부가하는 것이 더욱 경제적이다. 그러나, 근거리 네트워크(local area network : LAN)의 경우에, 유저국(user station)의 비용은 덜 중요하고 보다 많은 안테나들은 모바일 전화의 경우보다 더 유저측에 대해 선택될 것이다.

상기 어레이(3)의 각각의 전송 안테나 요소는 다양한 경로들을 넘어 상기 어레이(4)의 수신 안테나 요소들에 대해 전송된다. 따라서, 총 M 중에 m번째 수신 안테나 요소를 고려하면, 각각의 전송 안테나 요소들(1 내지 N)은 복합 멀티-패스 페이딩(complex multi-path fading)을 창출하는 다중 반사들 및 산란에 기인하여 다양한 경로를 넘어 수신 안테나 요소(m)에 전송한다. LTs(여기서, Ts는 샘플 레이트(sample rate)의 역수)를 채널 에너지가 억제되는 시간창(temporal window)이라고 표시하자. 전송 안테나(n)와 수신 안테나(m) 사이의 채널에서의 상이한 경로들을 나타내는 L개의 계수들은 h¹ _n,m, ..., h^L _n,m(n=1,..., N 및 m=1,...,M)로 표시된다. 단순화를 위해, M=1인 경우 이하인 경우를 기술할 것이다. 또한, 이하의 기술은 FDD W-CDMA(frequency division duplex wide-band code division multiplex) 시스템의 예에 관련된 것이고 기지국(BS)으로부터 이동국(MS)까지의 전송에 관하여 기술될 것이다. 그와 같은 기구( scheme)는 예컨대 UMTS FDD 모드에 관하여 고려될 수 있다. 그러나, 본 발명은 멀티-패스들의 면전에서 전송 발산을 사용하는 다른 시스템들에 대해 적용될 수 있다.

동작시에, 전송될 신호의 각각의 부호(x)는 스프레드되고 각각의 N개의 전송 안테나들 상에서 Finite Impulse Response(FIR) 필터(각각의 전송 안테나에 대해 각 FIR 필터와 등가임)의 집합(5)까지 인가된다. 시스템의 수신기측(2)은 수신 안테나 요소 어레이(4)로부터 신호를 수신하고 n번째 전송 안테나와 m번째 수신 안테나 사이의 상이한 경로들로부터의 신호 성분들의 디스프레딩(despreading) 및 재결합 이후에 수신된 요소(y)들로부터 부호(x')를 검출하는 디모듈레이터/검출기(6)를 포함한다. 상기 디모듈레이터/검출기(6)는 멀티-핑거 RAKE 수신기를 포함한다. 상기 RAKE 수신기는 각각의 멀티-패스 성분에 대한 수신기 핑거(receiver finger)를 구비한다. 각각의 핑거에서, 수신된 신호는 멀티-패스 신호의 지연과 시간 정렬되는 스프레딩 코드(spreading code)에 의해 상관된다. 디-스프레딩 이후에, 신호들은 가중되고 조합된다. 본 발명의 바람직한 실시예에 있어서, 최대비(maximal ratio) 조합이 사용되고, 각각의 신호는 패스 이득에 의해 가중된다.

시스템의 전송측 상에서, 도 1에 도시된 바와 같이, N개의 필터(5)들의 집합은 전송 어레이(3)의 각각의 안테나에 대해 별개의 FIR 필터들을 포함한다고 가정된다. 전송 안테나(n)에 대한 FIR 필터의 F개의 별개의 계수들(w¹ _n,w² _n,...w^F _n)의 벡터를 wn = (w¹ _n,w² _n,...w^F _n)^t라고 표시한다(여기서, 부호 ( )^t는 벡터의 이항(transposition) 을 의미한다. 상기 계수들 w^j _n(n=1,...,N 및 j=1,...,F)은 복소 계수들이다: Rake 수신기의 출력을 최대한 활용하기 위해 채널 상호 작용(channel reciprocity)이 가정되지 않는 경우에(예컨대, FDD 시스템들), 상기 계수들은 수신측(2)에서 추정된 채널 전송 계수들로부터 유도된다. 그러나, 채널 상태 추정이 전송기에서 인식되는 경우에 상기 동작은 전송측에서 행해질 수 있다(예컨대, TDD 시스템들).

따라서, FIR 필터(5)들의 집합은 상기 전송 안테나 어레이(3)에 의해 전송될 신호들의 카피(copy)들을 생성하고, 각각의 전송 안테나 요소에 대한 전송 카피들의 지연들 및 가중들은 전송 안테나 요소로부터 수신 안테나 어레이(4)까지의 각각의 멀티-패스 전송 채널 특성들의 함수들이다.

도 2는 두 개의 전송 안테나들(N=2) 및 단위 전송 안테나(F=4)당 네 개의 FIR 계수들을 포함하는 전송 어레이(3)의 특정한 경우에 대한 FIR 필터(5)들이 집합의 하나의 실제 실시예의 예를 도시한다. 본 실시예에 있어서, 두 개의 안테나들에 대한 FIR 필터들은 (F-1)개의 지연 요소들의 공통 집합에 의해 표시되는 바와 같은 공통 지연 시간들을 갖지만, 각각 F개의 가중 요소들을 포함하는 별개의 집합들(8,9)에 의해 표현되는 바와 같은 각각의 가중 계수들을 갖는다. 그후 가중 계수 요소들(8,9)의 집합들로부터의 신호들은 각각의 가산 요소들(10, 11)에 의해 표시되는 바와 같이 조합된다. FIR 필터 집합들(5, 7 내지 11)은 물리 성분들로서 표시되지만, 본 발명의 바람직한 실시예에 있어서, 전송될 신호들의 지연, 가중 및 조합에 관한 FIR 필터들의 함수는 소프트웨어 알고리즘에 의해 실행된다.

도 3 및 도 4는 UMTS에 관한 예컨대 3GPP에서 명기된 바와 같은 다운링크에서 WCDMA(wideband code division multiple access) 인터페이스에 기반을 두었지만 도 1 또는 도 2에 도시된 본 발명의 실시예의 전송 발산 시스템을 포함하도록 변형된 FDD(frequency division duples) 시스템에 대한 도 1 또는 도 2에 따른 시스템의 애플리케이션의 일 예를 도시한다. 상기 시스템은 전송기 섹션(1)과 동일한 안테나 어레이(3)를 갖는 기지국(도 3) 및 도 4에 그 하나가 도시되고, 동일한 안테나 어레이(4)를 사용하는 전송기 섹션과 수신기 섹션(2)을 포함하는 몇몇의 이동국들을 포함한다. 도 3 및 4에 도시된 본 발명의 실시예는 기지국에 N = 네 개의 전송 공중선들(aerials)과 이동국에 M = 두 개의 수신 공중선들로 도시된다. 본 발명의 실시예의 방법은 도 3에서 도시된 바와 같은 기지국의 전송기와 도 4에 도시된 바와 같은 이동 유닛의 수신기 사이에서의 통신에 적용되는 것으로서 기술된다.

기지국에서, 데이터는 CRC 첨부(CRC attachment, 분할(segmentation), 채널 코딩, 레이트 매칭(rate matching), 상호 배치(interleaving) 및 멀티플렉싱이 수행되는 코딩 블록(12)에 입력된다. 그 결과로서 생긴 데이터 트레인(data train)은 QPSK 모듈레이션 유닛(13)에 공급된다 : 두 개의 계속되는 부호들의 쌍 각각은 QPSK 부호상에 맵핑된다(예컨대, 인-페이스(in-face ; 'I') 브랜치상의 제 1의 비트 및 직각 위상(quadrature ; 'Q') 브랜치상의 제 2의 비트). 그 후, 각각의 브랜치는 동일한 실제값 채널화 코드가 사용되어 칩 레이트로 상기 I 및 Q 브랜치들을 독립적으로 스프레딩하는데 사용되는 스프레딩 블록(14)에 공급된다. I 및 Q 브랜치들상의 상기 실제값 칩들의 시퀀스는 복소값 칩들의 시퀀스로서 취급되고 복소값 스크램블링 코드에 의해 스크램블링 유닛(15)에서 스크램블링된다. 상기의 결과로 생긴 복소값 칩들의 시퀀스는 FIR 필터들(5)의 집합에 공급된다. 각각의 전송 안테나 브랜치(#n ; n = 1, ...4)에 관하여, 복소값 칩들의 시퀀스는 계수들과 지연들이 가중 벡터(w_n ; n = 1,...4)에 의해 제어되는 집합(5)의 각각의 FIR 필터에 공급된다. 각각의 가중 벡터는 기지국 수신기(17)에 의해 수신된 피드백 비트들로부터 가중치 선택 및 업데이트 유닛(16)에서 파생된다(모토롤라사가 3GPP working group에 제출한 "점진적으로 개선된 TxAA 모드들(Progressive Refined TxAA Modes)" 라는 기고문, 및 인용된 TSGR1#7(99)c11, Aug 30-Sep 3, Hannover Germany에 기술되어 있는 바와 같은 점진적인 개선이 이용될 수 있다). 그 결과 각각의 브랜치 상의 신호들은 전송 안테나 어레이(3)의 각각의 전송 안테나 요소에 제공된다.

파일럿 심볼들은 각각의 전송 안테나에 관한 전송된 신호들에 포함된다. 두 가지 형태의 파일럿 심볼들이 사용된다: 그 하나는 각각의 안테나 상에서 FIR 필터를 받는 전용 파일럿 심벌들(dedicated pilot symbols)이고, 나머지 하나는 FIR 필터링이 없이 다중 입력 다중 출력(Mutiple Input Multiple Output) 채널상에 전송될 수 있는 공통 파일럿 심볼들(CPICH)이다. 상기 전용 파일럿 심벌들은 이동국의 RAKE 수신기(6)들에서 사용될 수 있고 반면에 CPICH 파일럿 심볼들은 전송시에 인가될 최적 가중치의 계산시에 고려될 것이다. 모토롤라사가 3GPP working group에 제출한 "폐 루프 전송 다이버시티 모드 2를 위한 검증 알고리듬(Verification algorithm for closed loop transmit diversity mode 2)"라는 제목의 기고문, 및 인용된 TSGR1#15(00)1087, 22-26th, August, 2000, Berin, Germany에 기술되어 있는 바와 같이 검증 기술이 본 발명의 바람직한 실시예에서 사용된다. 주목할 점은 검증 기술이 사용되는 경우에, 상기 전용 파일럿 심볼들과 상기 공통 파일럿 심볼들 양쪽 모두에 포함된 정보들의 결합이 사용될 수 있다는 점이다. 이러한 채널 추정 및 등가의 채널 추정(즉, 집합(5)의 FIR 필터들의 효과, 및 채널 반응의 조합을 포함함)은 이동국에서 계산된다.

도 4에 도시된 이동국은 어레이(4)의 각각의 수신 안테나에 관해 각각의 디-스프레딩 및 디-스크램블링 유닛(18, 19)을 포함하고, 상기에서 수신된 신호들은 전송에서 사용된 집합(5)의 FIR 필터들의 각각의 계수들 및 채널에 의해 전해진 각각의 지연들을 고려하여 디-스프레딩 및 디-스크램블링된다. 이들 작용들은 수신 안테나 기반 및 핑거 기반으로 실현된다. 하나의 핑거는 하나의 지연(집합(5)의 FIR 필터들의 각각의 복소 계수들에 기인한 지연들, 및 멀티-패스 채널에 기인한 각각의 지연들을 포함함)에 대응한다. 주목할 점은 핑거들에 관한 추천된 갯수(R)는 Q+F-1과 동일하고, 여기서 Q는 비 널 패스(non null path)(Q≤L))의 수이지만 보다 더 적합한 핑거들이 고려된다면 상당한 열화가 없이 더 작을 수 있다는 것이다. 유닛들(18, 19)의 출력은 부호들에 관한 R개의 카피들(copies) 및 레플리커들(replicas)의 집합이다. 디-스프레딩 및 디-스크램블링 이후에, 각각의 부호의 R개의 상기 레플리커들은 본 실시예에 있어서 예컨대 최대 비율 조합(maximal ratio combining) 등의 선택된 기준들에 따라 조합하는 최대 비율 조합기들(20, 21)(수신 안테나 당 한 개)에 공급된다. 최대 비율 조합을 위해 인가될 계수들은 안테나 어레이(4)로부터 직접 신호들을 수신하는 채널 추정 유닛(22)에 의해 공급된다. 상기 최대 비율 조합기들(20, 21)로부터의 상기 결과 데이터는 그 후 합산 유닛(23)에서 합산(이것은 안테나들에 대한 합산에 대응한다)되고 디코딩 블록(24)에 인가된다. 상기 디코딩 블록(24)은 코딩 유닛(12)의 역동작을 수행하고 추정된 데이터를 출력한다.

가중치 최적화 및 선택은 블록(25)내에서 이동 유닛에서 유닛(22)로부터의 채널 추정을 사용하여 수행된다. 본 발명의 바람직한 실시예에 있어서, 코드북(룩업 테이블)은 모토롤라사가 3GPP working group에 제출한 "UE Complexity Considerations of Feedback Mode Transmit Diversity" 라는 제목의 기고문, 및 인용된 TSGTSGR1#3(99) 297, 22-26th, March 1999. Stockholm에 개시된 바와 같이 이용된다. 코드북이 이하에서 기술되는 바와 같이 사용되면, FIR 필터들에 대한 계수들의 최적의 집합은 P = w^HH^HHw에 의해 주어진 최상의 수신 파워를 부여하는 코드북에서의 가중치들의 집합이다. 가중치들의 결과적인 집합의 식별은 그 후 업링크 위상 중에 이동 전송기 유닛(26)을 통해 보내져서 슬롯당 피드백 비트들의 갯수와 같은 피드백을 위한 조건들을 고려한다. 주목할 점은 점진적인 개선 기술에서 사용될 수 있듯이, 최적화를 위한 사용가능한 가중치들의 집합은 사전에 전송된 피드백 비트들을 고려하기 위해 감소될 수 있고 단지 업데이트 정보가 업링크 중에 전송될 필요가 있다.

도 1에 도시된 일반적인 경우로 되돌아 가면, 수신 안테나 어레이(2)상에서 얻어진 (L+F-1)-차원 신호 벡터 y = (y₁,y₂,...,y_L+F-1)는 디-스프레딩 이후에 간섭 및 노이즈가 무시되는 경우에, 다음과 같이 표시될 수 있다.

여기서, H는 데이터 부호(x)에 의해 확인된 등가 채널(equivalent channel)의 행렬이다.

상기 등가 채널은 비상관 관계 프로세스(de-correlation process)는 별문제로 하고 각각의 안테나상에서 채널과의 FIR 필터 각각의 컨벌루션(convolution)으로부터의 결과이다. 행렬 H는 L + F - 1의 열 및 N ×F의 행을 갖고, 식 (2)로 주어진다.

식 (1)에서, 가중치 벡터(w)는 길이 N×F의 행 벡터, 즉, w = (w¹ ₁, w² ₁, ..., w^F ₁, w¹ ₂..., w¹ _N,..., w^F _N)^t이다. 이상적인 최대 비율 조합 Rake 수신기는 이하의 계수들을 인가함으로써 열 베터(y)의 L + F - 1 개의 성분을 조합한다.

여기서, 지수(H)는 에르미트 전치 행렬(Hermitian transpose) 및 공액 벡터(conjugate vector)에 대응한다. 상기 의미는 각각의 전송 안테나상에 송신된 파일럿 시퀀스들(WCDMA 시스템에서 전용 파일럿 심볼들 및 공통 파일럿 부호들 양쪽 모두)은 전송된 가중치들과 조합된 채널 계수들을 추정하기 위해 사용된다. 주목할 점은 식 (3)에서, 벡터(u)는 RAKE 수신기의 출력에서 노이즈-플러스-간섭 레벨이 채널 계수들에 따라 변하지 않도록 하기 위해 정규화된다. RAKE 수신기의 출력은 하기 식과 등가이다.

만일 심볼 데이터 파워가 정규화된다면, 소요의 신호들의 순간 수신된 파워는 하기 식과 등가이다.

가중치 벡터(w)는 총 전송 파워 역시 정규화되도록 단위 기준 제약(unit norm constraint)(∥W∥)하에서 수신된 파워(P)를 최대화하기 위해 선택된다. 고유 필터(eigenfilter)의 해(solution)라고도 하는 w에 대한 분석해(analytic solution)는 행렬 H_HH 의 가장 큰 고유값(eigenvalue)에 대응하는 고유 벡터(eigenvector)이다(예컨대, Prentic Hall에 의해 출판된 Simon Haykin 저의 "적응성 필터 이론(Adaptive filter theory)"의 챕터 4.4 및 4.5를 참조).

본 발명의 일 실시예에 있어서, 상기 분석해는 예컨대 FDD WCDMA 통신의 경우에 수신기(예컨대, 이동국)으로부터 전송기(예컨대, 기지국)까지 계산되고, 양자화되고, 코딩되고, 전송된다.

본 발명의 바람직한 실시예에 있어서, 가중치 벡터(w)의 성분들은 수신기(2)에 기억된 미리 결정된 값들의 리스트(룩업 테이블 또는 코드북) 중에서 선택되어, 결과 벡터(w)는 수신된 파워를 적어도 개략적으로 최대화하고, 대응하는 리스트는 전송기(1)에 기억된다. 각각의 미리 결정된 값은 진폭값과 위상 시프트(αexp(jφ))의 조합 또는 단지 위상 시프트(exp(jφ))일 수 있다(전송 파워 정규화는 별도로 함). 위상 시프트(phase shift)에 관한 잠재적 후보들(potential candidates)의 집합은 예컨대 φ∈{φ/4, 3φ/4, -3φ/4,-φ/4}이다. 선택된 벡터(w)를 정의하는 인덱스는 그 후 코딩되고 미리 정해진 속도(예컨대, 슬롯당 1비트)에 따른 FDD 기구(scheme)에 관하여 전송기(1)까지 재전송되고, 상기는 그 자신의 리스트 중에 대응하는 벡터를 선택한다. 본 실시예에 있어서, 상기 의미는 각각의 가중치 벡터(w)는 2 비트로 코딩된다는 점이다. 주목할 점은 점진적인 개량 기술이 또한 전송기와 수신기 양쪽 모두에서 사용될 수 있다는 점이다. 상기 방법 및 양자화 파라미터들의 선택은 요구되는 서비스의 품질(비트-에러율 'BER', 프레임-에러율 'FER', 통신 용량, C/I 요구 사항들, 피드백 속도, 채널 조건들...)에 의존한다.

채널 상호 작용(channel reciprocity)이 예컨대 TDD 시스템들에서 가정될 수 있다면, 양자화 프로세스 뿐만 아니라 분석해는 전송기에서 행해질 수 있고 수신기로부터의 어떠한 피드백도 요구하지 않는다.

본 실시예의 바람직한 구현에 있어서, 어레이(3)이 각각의 전송 안테나상의 FIR 필터의 갯수는 채널에 대한 멀티-패스들(L)의 총 갯수와 등가라고 하는 채널 길이와 등가로 선택된다. 상기 계수들의 갯수는 성능과 복잡성 사이에서 양호하게 절충했다고 발견되었다.

도 5는 각각의 안테나 상의 멀티-패스 채널이 각각의 에너지가 0.6, 0.3, 0.1이고 각각의 지연들이 0, 2, 3 Tc인 인 세 개의 탭들로 구성된 경우에, FIR 필터에서 탭(tap)들의 갯수의 영향에 관한 시뮬레이션을 표시한다(탭들은 Tc 만큼 사이를 두고, Tc는 칩 주기이다), FIR 필터에서 계수들의 갯수를 증가시키는 것은 TXAA 시스템의 성능을 개선하는 것이 된다는 것을 알 수 있을 것이다: 각각의 안테나상의 4 계수 FIR 필터에서, 안테나 당 단일 가중치와 비교하면 2.3 dB의 이득이 획득될 수 있다. 계수들의 갯수를 12까지 증가하면 0.9 dB의 추가적인 이득이 얻어진다. 그러나, 포화 효과(saturation effect)가 있다는 것을 알 수 있을 것이다; 사실 12 계수 FIR 필터를 갖는 TXAA 시스템은 보다 더 복잡은 하지만 10 계수 FIR 필터를 갖는 TXAA 시스템과 실질적으로 동일한 성능을 달성한다. 따라서, 복잡성(예컨대, FIR 계수들의 갯수)과 성능 사이의 균형을 고려할 가치가 있다.

예컨대 FDD 시스템들로서 다른 바람직한 실시예에 있어서, 수신기와 전송기 사이의 시그널링(피드백)의 양은 각각의 FIR 필터에서의 계수들의 갯수(F)에 의존하기 때문에, 특히 큰 지연 스프레드를 갖는 채널들이 고려되는 경우에 상기 갯수를 최소화하는 것이 바람직하다. 예컨대, 각각의 지연들(q₁T_s, q₂T_s,..., q_QT_s)(여기서, q_i∈]q_i-1,q₁₊₁[i=2,...,Q-1에 대해, 0≤q₁〈q_Q= L-1(q_i는 정수))에 대응하는 Q개의 비 널 패스(non null path)로 구성된 채널을 고려하자. 바로 위에서 기술된 접근 방법은 각각의 안테나상에서 L 계수 FIR 필터에 이르게 되고, 이는 Q가 작아도 L이 크다면 비교적 복잡할 수 있다. 성능 문제에 대한 복잡성을 효과적으로 대처하기 위해 상기 갯수는 Q개의 탭들까지 감소될 수 있고, 예컨대 전송 안테나들과 수신 안테나들 사이의 멀티-패스 궤도의 갯수의 함수로서 채널에서의 무시할 수없거나 적절한 패스들의 갯수만을 선택할 수 있다. 상기 탭들은 반드시 Ts 만큼 간격을 둘 필요는 없지만 지연들(0, T_S, 2T_S,.,(L-1)T_S)에 대응하는 L개의 계수들의 위치들 중에 선택된다(진폭에 의한 것이 아니고 지연에 의한 것). 이것은 L-Q개의 널 성분(null component)들을 갖는 벡터(w_n)를 고려하는 것과 동등하다.

w_n(Q)를 그 널 성분들을 억제함에 의해 벡터(w_n)로부터 얻어진 Q차원 벡터라고 하자. 벡터w(Q) = (w₁(Q),(w₂(Q),..,w_n(Q))^t에 대한 기록된 최대 수신된 에너지에 이르는 바람직한 실시예는 역 채널 필터(reverse channel filter)에 대한 지연들의 관점에서 대응하는 위치(loction)들, 즉 위치(position)들

에서, w_n에서의 비 널 계수들의 위치들을 선택하는 것이다.

Q ×N개의 행들 및 L+F-1개의 열(예컨대, 2L -1)을 갖고 파워 최대화를( 위해 사용되는 신규의 행렬(G)(식 (5)를 참조)는 w의 널 계수들에 대응하는 행렬(H)의 행들을 억제함으로써 얻어진다. 그 결과인 FIR 계수 벡터(w(Q))는 행렬(G^HG)의 최대 고유값(eigenvalue)에 대응하는 고유 벡터(eigenvector)의 성분들이다. 상기 계수들의 지연들에 의한 위치들은 식 (6)에 의해 주어진다.

FIR 필터 탭 위치들을 선택하고, 그 계수들을 계산하고, 이동국으로부터 기기국까지 피브백을 제공하는 바람직한 방법이 개시된다. 제 1의 스텝에서, 기지국에서의 FIR 필터의 탭 위치들(즉, 지연들)은 업링크 채널의 추정에 기초하여 설정된다. 제 2의 스텝에서, 이동국에서의 가중치 선택 및 업데이트 유닛(16)은 다운링크 신호 파일럿들로부터 각각의 핑거에 대한 G^HG를 계산하고, 제 3의 스텝에서, 이동국은 탭 위치들과 FIR 계수들을 정정하기 위해 양자화된 정보 w(Q)(진폭 및 위상)을 업링크 피드백(FBI) 필드를 통해 기지국에 다시 공급한다.

예시로서 0, 2T_C, 3T_C(여기서 TC는 칩 지속 기간(단순화를 위해 이 경우에 T_S=T_C이고 L=4))에 위치한 Q=3 비 널 패스(non null path)를 갖는 멀티-패스-채널을 고려하자. 또한 상기 시스템은 N=2인 전송 안테나들과 M=1인 수신 안테나로 구성되어 있다고 가정한다. 최종적으로, 각각의 FIR 필터의 계수들의 갯수는 4(즉, F=4)와 동일하다고 한다. 대응하는 행렬(H)는, 식(7)에 의해 주어진다.

행렬(H^HH)의 최대 고유값에 대응하는 고유 벡터 w = (w¹ ₁, w² ₁, w³ ₁, w⁴ ₁, w¹ ₁, w² ₁, w³ ₁, w⁴ ₁)는 각각의 FIR 필터상에 인가될 계수들로 된다.

단지 Q=3 계수들이 각각의 FIR 필터의 비 널(non null)이고 앞서 기술된 바와 같이 위치하면(즉, 지연들 0, T_c, 3T_c에 대응) 그 결과적인 행렬(G)는 이하의 식에 의해 주어진다.

행렬(G^HG)의 최대 고유값에 대응하는 고유 벡터 w(3) = (w¹ ₁, w² ₁, w⁴ ₁, w¹ ₂, w² ₂,w⁴ ₂)는 각각의 FIR 필터(w³ ₁= w³ ₂= 0)상에 인가되는 비 널(non null) 계수들로 된다.

0, 10T_C 및 11T_C에 위치한 Q=3인 경로를 갖는 멀티패스 채널을 통하는 다른 예를 고려하자. 그후 상기 두 개의 제안된 기구(scheme)들은 안테나 당 L=12의 계수들을 갖는 FIR 필터 또는 안테나당 단지 Q=3인 양호하게 위치된 계수들을 갖는 FIR 필터를 고려한다. 만일 두 개의 양자화 비트들이 계수를 판정하기 위해 사용된다면, 총 피드백량은 제 2의 접근 방법에 의해 4로 나누어진다(제 1의 경우에는 24비트, 제 2의 경우에는 단지 6비트).

도 6은 본 발명의 실시예에 따라 얻어진 성과의 도 5와 유사한 시뮬레이션을 나타낸다. 상기 단순화(즉, 각각의 안테나상의 각각의 FIR 필터의 L 대신에 Q 계수들)는 결과적으로 단지 0.5 dB가 손실(loss)되고 원래의 TxAA 기구에 관한 두 개의 전송 안테나들에 대해 여전히 2.5 dB의 이득(양자화가 없은 경우에)을 가능하게 한다는 점을 알수 있을 것이다. 또한 주목할 점은 양자화, 변형, 점진적이 개량 기술 및 피드백은 상술한 바와 같이 본 실시예에 적용될 수 있다는 것이다.

Claims

크기 N의 적응성 전송 안테나 어레이(3)를 이용하는 신호들의 폐 루프 다이버시티 무선 통신(closed loop diversity wireless communication) 방법으로서, 상기 전송 안테나 어레이(3)에 의해 전송될 신호들의 복수의 카피들은 지연들 및 가중치들을 가지고 생성되고, 상기 가중치들은 상기 전송 안테나 어레이(3)로부터 수신기(2)의 수신 안테나 어레이(4)까지의 멀티-패스 전송 채널 특성들(H)의 함수들이고 상기 신호들의 복수의 카피들은 상기 전송 안테나 어레이(3)에 의한 전송 전에 조합되는, 상기 신호의 폐 루프 다이버시티 무선 통신 방법에 있어서,

상기 가중치들은 벡터들 w₁, w₂, ... w_N의 연쇄 결합(concatenation)인 벡터 w와 동일하게 설정하는 단계로서, w_i = (w_i,1, w_i,2, ..., w_i,M)^t는 전송 안테나 #i에 인가된 FIR 필터의 계수들을 나타내고 M은 상기 FIR 필터 지연 구성에서 기본 시간 간격들의 수인, 상기 설정 단계;

행렬 H^HH의 최대 고유값에 대응하는 고유 벡터와 동일한 w를 계산하는 단계로서, 상기 H는 심볼 데이터(symbol data)에 의해 보여진 등가 채널의 행렬이고 상기 H^H는 상기 행렬 H의 에르미트 변환(Hermitian transform)인, 상기 계산 단계;

전파 경로에 따라 구별가능한 지연들을 가진 각각의 수신기 요소에 전파된 상기 멀티-패스 신호 성분들을 수신하는 단계; 및

상기 수신기(2)에 의해 각각의 수신 안테나 요소로부터의 수신된 신호 성분들을 상기 멀티-패스 전송 채널들의 각각의 함수들인 가중치들(u) 및 지연들과 조합하는 단계로서, 상기 수신기에 의해 인가된 상기 가중치들은 계수들
과 동일한, 상기 조합 단계를 포함하는, 폐 루프 다이버시티 무선 통신 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 수신기는 상기 지연들 및 가중치들(u)을 갖는 상기 수신 안테나 어레이로부터 수신된 신호들을 카피하는 멀티-핑거 RAKE 수신기(multi-finger RAKE receiver; 6)를 포함하는, 폐 루프 다이버시티 무선 통신 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 지연들 및 가중치들은 상기 수신기(2)의 출력을 적어도 근사적으로 최대화하도록 계산되는, 폐 루프 다이버시티 무선 통신 방법.
삭제
삭제
제 1 항에 있어서,

상기 전송된 신호들의 카피들(copies)의 수 및 지연 위치는 상기 전송 안테나들(3)과 상기 수신 안테나들(4) 사이의 멀티-패스 궤도들의 수의 함수로서 선택되는, 폐 루프 다이버시티 무선 통신 방법.
제 6 항에 있어서,

주어진 전송 안테나 요소 및 상기 수신 안테나 어레이에 대한 상기 전송된 신호들의 카피들의 상기 지연 위치들은 O,q_Q-q_Q-1,...,q_Q-q₁와 동일하게 선택되고, 각각의 q_i는 특정한 영이 아닌 궤도(non-null trajectory)이고, T_s는 샘플 레이트(sample rate)의 역수이고, q₁T_s, q₂T_s,..., q_QT_s는 상기 전송 안테나 요소와 상기 수신 안테나 어레이 사이의 Q개의 영이 아닌 궤도들의 지연들을 나타내는, 폐 루프 다이버시티 무선 통신 방법.
제 6 항에 있어서,

w는 행렬 G^HG의 가장 큰 고유값에 대응하는 고유 벡터와 동일하게 계산되고, 상기 G^H는 상기 행렬 G의 에르미트 변환(Hermitian transform)이고 G는 w에서 0인 계수들에 대응하는 행렬의 열을 억제함(suppressing)으로써 H로부터 유도되는, 폐 루프 다이버시티 무선 통신 방법.
제 8 항에 있어서,

상기 수신기에 의해 인가된 상기 가중치들은 계수들
와 동일한, 폐 루프 다이버시티 무선 통신 방법.
제 1 항에 있어서,

어느 하나의 전송 안테나에 대한 상기 전송된 신호들의 카피들 사이의 최대 지연은 상기 전송 안테나와 상기 수신 안테나들 사이의 상기 멀티-패스 궤도들 사이의 최대 지연과 동일한, 폐 루프 다이버시티 무선 통신 방법.
크기 N의 적응성 전송 안테나 어레이(3)와, 상기 전송 안테나 어레이(3)로부터 수신 안테나 어레이(4)까지의 멀티-패스 전송 채널 특성들(H)의 함수인 가중치들(weights)(w^j _n) 및 지연들을 갖는 상기 전송 안테나 어레이에 의해 전송될 신호들의 복수의 멀티-패스 카피들을 생성하고 상기 전송 안테나 어레이(3)에 의한 전송 전에 상기 카피된 신호들을 조합하기 위한 유한 임펄스 응답 필터 수단(finite impulse response filter means; 5)을 포함하는 신호들의 폐 루프 다이버시티 무선 통신용 전송기에 있어서,

벡터들 w₁, w₂, ... w_N의 연쇄 결합인 벡터 w와 동일한 상기 가중치들을 설정하기 위한 수단으로서, w_i = (w_i,1, w_i,2, ..., w_i,M)^t는 전송 안테나 #i에 인가된 FIR 필터의 계수들을 나타내고 M은 상기 FIR 필터 지연 구성에서 기본 시간 간격들의 수인, 상기 가중치들을 설정하기 위한 수단;

행렬 H^HH의 최대의 고유값에 대응하는 고유 벡터와 동일한 w를 계산하기 위한 수단으로서, 상기 H는 심볼 데이터에 의해 보여진 등가 채널의 행렬이고 상기 H^H는 상기 행렬 H의 에르미트 변환(Hermitian transform)인, 상기 w를 계산하기 위한 수단;및

전파 경로에 따라서 구별가능한 지연을 가지고 수신되는 상기 멀티-패스 신호 성분을 각각의 수신기 요소에 전파하기 위한 수단을 포함하고,

전송된 신호들은 상기 멀티-패스 전송 채널들의 각각의 함수들인 가중치들(u) 및 지연들을 갖는 각각의 수신 안테나 요소로부터의 상기 수신된 신호 성분들을 조합하는 수신기(2)에 의한 수신에 적합하고,

상기 수신기에 의해 인가된 상기 가중치들은 계수들
와 동일한, 폐 루프 다이버시티 무선 통신용 전송기.
제 11 항에 있어서,

상기 수신기로부터 채널 정보를 수신하기 위한 가중치 선택 및 업데이트 유닛(16)을 포함하는, 폐 루프 다이버시티 무선 통신용 전송기.
제 12 항에 있어서,

상기 가중치 선택 및 업데이트 유닛(16)은 상기 카피된 신호들의 가능한 지연 및 가중치 조합 함수들을 위한 저장소를 포함하고, 상기 가중치 선택 및 업데이트 유닛(16)은 상기 저장소로부터의 지연 및 가중치 조합 함수들을 상기 수신기로부터의 상기 채널 정보의 함수로서 식별하는, 폐 루프 다이버시티 무선 통신용 전송기.
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크기 N의 적응성 전송 안테나 어레이(3)를 포함하는 전송기(1)로부터의 신호들의 폐 루프 다이버시티 무선 통신에 의한 수신을 위한 적어도 하나의 수신 안테나를 갖는 수신 안테나 어레이(4)를 포함하는 수신기로서, 상기 전송 안테나 어레이에 의해 전송될 신호들의 복수의 카피들은 지연들 및 가중치들을 가지고 생성되고, 상기 가중치들은 상기 전송 안테나 어레이로부터 수신기의 수신 안테나 어레이까지의 멀티-패스 전송 채널 특성들(H)의 함수들이고, 상기 신호들의 복수의 M 개의 카피들은 상기 전송 안테나 어레이(3)에 의한 전송 전에 조합되는, 상기 수신기에 있어서,

벡터들 w₁, w₂, ... w_N의 연쇄 결합인 벡터 w와 동일한 가중치들을 갖는 멀티-패스 신호 성분들을 수신하기 위한 수신 수단으로서, w_i = (w_i,1, w_i,2, ..., w_i,M)^t는 전송 안테나 #i에 인가된 FIR 필터의 계수들을 나타내고 M은 상기 FIR 필터 지연 구성에서 기본 시간 간격들의 수이고, w는 행렬 H^HH의 최대 고유값에 대응하는 고유 벡터와 동일하게 계산되고, 상기 H는 심볼 데이터에 의해 보여진 등가 채널의 행렬이고 상기 H^H는 상기 행렬 H의 에르미트 변환(Hermitian transform)이고, 각각의 수신기 요소에 전파된 상기 멀티-패스 신호 성분들은 상기 전파 경로에 따라 구별가능한 지연들과 함께 수신되는, 상기 수신 수단; 및

각각의 수신 안테나 요소로부터의 상기 수신된 신호 성분들을 상기 멀티-패스 전송 채널들의 각각의 함수들인 지연들 및 가중치들(u)과 조합하기 위한 조합 수단(18 내지 21)을 포함하고,

상기 수신기에 의해 인가된 가중치들은 계수들
과 동일한, 수신기.
제 15 항에 있어서,

상기 수신기는 지연들 및 가중치들(u)을 갖는 상기 수신 안테나 어레이로부터 수신된 신호들을 카피하는 멀티-핑거 RAKE 수신기를 포함하는, 수신기.
제 15 항에 있어서,

상기 전송기(1)에 채널 정보를 전송하기 위한 채널 추정 유닛(22, 25)을 포함하는, 수신기.
제 17 항에 있어서,

상기 채널 추정 유닛(22, 25)은 상기 카피된 신호들의 가능한 지연 및 가중치 조합 함수용 저장소를 포함하고, 상기 채널 추정 유닛은 상기 전송기(1)에 대한 상기 채널 정보의 함수로서 상기 저장소로부터 함수들을 식별하는, 수신기.
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