KR101519046B1 - 수신된 신호의 처리 방법, 상응하는 수신기 및 이를 위한 컴퓨터 프로그램 제품 - Google Patents

수신된 신호의 처리 방법, 상응하는 수신기 및 이를 위한 컴퓨터 프로그램 제품 Download PDF

Info

Publication number
KR101519046B1
KR101519046B1 KR1020117007284A KR20117007284A KR101519046B1 KR 101519046 B1 KR101519046 B1 KR 101519046B1 KR 1020117007284 A KR1020117007284 A KR 1020117007284A KR 20117007284 A KR20117007284 A KR 20117007284A KR 101519046 B1 KR101519046 B1 KR 101519046B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
channel
multipath
matrix
signal
coefficient vector
Prior art date
Application number
KR1020117007284A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20110050702A (ko
Inventor
브루노 멜리스
로살바 캄파넬레
알프레도 루스치또
페데리카 칼다라
Original Assignee
텔레콤 이탈리아 소시에떼 퍼 아찌오니
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 텔레콤 이탈리아 소시에떼 퍼 아찌오니 filed Critical 텔레콤 이탈리아 소시에떼 퍼 아찌오니
Publication of KR20110050702A publication Critical patent/KR20110050702A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR101519046B1 publication Critical patent/KR101519046B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
    • H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
    • H04B7/0842—Weighted combining
    • H04B7/0845—Weighted combining per branch equalization, e.g. by an FIR-filter or RAKE receiver per antenna branch
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/7097—Interference-related aspects
    • H04B1/7103—Interference-related aspects the interference being multiple access interference
    • H04B1/7105—Joint detection techniques, e.g. linear detectors
    • H04B1/71055—Joint detection techniques, e.g. linear detectors using minimum mean squared error [MMSE] detector
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/7097—Interference-related aspects
    • H04B1/711—Interference-related aspects the interference being multi-path interference
    • H04B1/7115—Constructive combining of multi-path signals, i.e. RAKE receivers
    • H04B1/712—Weighting of fingers for combining, e.g. amplitude control or phase rotation using an inner loop
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Radio Transmission System (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)

Abstract

복수의 다이버시티 안테나 (12)를 통한 다중 경로 전파에 노출된 채널들로부터 수신된 (14, 16) 신호를 처리하는 방법으로서, 상기 각 수신된 신호들은 적어도 하나의 파일럿 신호를 포함하며, 상기 방법은 - 상기 각 수신된 신호들에 대해 다중 경로 요소 (component)의 세트를 검출 (18, 1004)하는 단계, - 상기 다중 경로 요소 세트에서 상기 적어도 하나의 파일럿 신호의 다중 경로 요소로부터 채널 계수 세트를 계산하는 (22, 1006) 단계로서, 상기 채널 계수 세트는 채널 계수 벡터로 조직되는 (organized ) 단계, - 상기 채널 계수 벡터로부터 상기 수신된 신호에 적용될 (24) 결합 가중치 (w) 세트를 추정하는 (22, 1008-1012) 단계를 포함하며, 상기 채널 계수 벡터로부터 결합 가중치 (w) 세트를 추정하는 (22, 1008-1012) 상기 단계는 - 상이한 지연을 갖는 상기 채널 계수 벡터의 다중 경로 요소들간의 상호 연관을 무시함으로써 상기 채널 계수 벡터의 공간적 상호 연관 매트릭스를 계산하는 단계 (22, 1008)로서, 이에 의해 상기 상호 연관 매트릭스는 상호 연관 매트릭스의 대각선을 따라 배열된 비-널 서브 매트릭스가 아닌 널 계수를 포함하는 블록 대각선 매트릭스이며, 상기 서브 매트릭스는 상기 다이버시티 안테나의 수와 동일한 크기를 갖는, 단계; - 상기 서브 매트릭스의 역 또는 이것의 스케일링된 (scaled) 버젼을 계산 함으로써 상기 공간적 상호 연관 매트릭스로부터 결과로 얻게되는 매트릭스를 도출하는 단계 (22, 1010); 및 - 상기 결과로 얻은 매트릭스와 상기 채널 계수 벡터를 곱하여 (22, 1012) 상기 결합 가중치 (w) 세트를 얻는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는, 방법에 제안된다.

Description

수신된 신호의 처리 방법, 상응하는 수신기 및 이를 위한 컴퓨터 프로그램 제품{A method of processing received signals, corresponding receiver and computer program product therefor}
본 발명은 통신 기술에 관한 것이다. 상세하게는, 수신 안테나 다이버시티 기술에 관한 것이다.
고속 다운링크 패킷 액세스 (High Speed 다운 링크 Packet Access (HSDPA)는 2002년 패킷 데이터 전송을 위한 다운 링크 스펙트럼 효율 개선의 목적을 가지고, 3 세대 파트너쉽 프로젝트 릴리즈 5 (Third Generation Partnership Project (3GPP) Release 5) 사양의 일부로 표준화되었다.
기본적으로, HSDPA는 새로운 공동 고속 다운링크 공유 채널 (High Speed Downlink Shared Channel: HS-DSCH)를 도입하는데, 이 공유 채널은 특정 섹터의 전 사용자에 의해 공유된다. 나아가, HSDPA는 2ms의 짧은 전송 시간 인터벌 (Transmission Time Interval:TTI), 적응적 변조 및 부호화 (Adaptive Modulation and Coding:AMC), 하이브리드 자동 반복 요청 (Automatic Repeat request:H-ARQ) 기술에 기반한 빠른 재전송 및 노드 B (Node B) (예, 기지국)에 위치하는 중앙 집중 스케쥴러 (centralized scheduler)와 같은 물리적 계층에서의 고속 패킷 데이터 전송을 가능하게 하는 특정 메커니즘을 도입한다.
HSDPA를 구현하는 요소는 노드 B (예, 기지국)에 위치하는 중앙 집중 스케쥴러이다. 상기 스케쥴러는 각 TTI에 대해, HS-DSCH가 전송 되어지는 단말 (또는 단말들)을 결정하며, 변조 및 부호화(AMC)의 적응적 선택에 힘입어 사용자를 위한 도달가능한 데이터 레이트를 결정한다 .
릴리즈 99 (Release 99) 채널과 관련 HS-DSCH1의 중요한 변화는 무선 망 제어기 (Radio Network Controller: RNC)에 반대되게, 상기 스케쥴러가 노드 B에 위치한다는 것이다. 짧은 TTI 및 사용자 장치 (UE) 1로부터의 채널 품질 지표 (Channel Quality Indicator: CQI) 피드백과 결합하여, 이것은 데이터 레이터 할당을 적응함으로써, 스케쥴러가 신속히 UE 채널 조건을 추적하는 것을 가능하게 한다.
2 ms 길이의 각 TTI 내에, HS- DSCH에 할당된 최대 15개의 병렬 코드와 함께, 16의 일정한 확산 인수 (Spreading Factor:SF)가 코드 다중을 위해 사용될 수 있다. 이 코드들 전부가 TTI 중에 하나의 사용자에게 할당되거나, 또는 다수의 사용자들에게 나누어질 수 있다. 각 사용자에게 할당되는 병렬 코드의 수는 예컨대 셀의 부하, 서비스 품질 (Quality of Service:QoS) 요구 및 UE 코드 용량 (capacity) (5, 10 또는 15 코드).
제 1 HSDPA 단말들에 의해 성취 가능한 피크 데이터 레이트는 1.8 Mbit/s였는데, 이것은 직교 위상 편이 (QPSK) 변조의 존재 하에 5 까지의 병렬 코드 지원에 상응하는 것이다. 신호 처리 능력이 개선된 시장에서 구입 가능한 HSDPA 단말들도 직교 진폭 (Quadrature Amplitude Modulation: 16-QAM) 및 5 이상의 코드를 지원했다. 잠재적으로, HSDPA는 14.4 Mbit/s의 피크 처리량을 제공할 수 있는데, 이 값은 멀티 인풋 멀티 아웃풋 (Multiple-Input Multiple- Output :MIMO) 시스템과 같은 멀티 안테나 전송 기술 및 3GPP 사양의 릴리즈 7, 8에 예견되는 64-QAM 변조와 같은 고차 변조 기술의 채택에 의해 장래에 증가할 것이다.
HS-DSCH 동작을 지원하기 위해, 2개의 제어 채널이 추가되었다: 다운 링크에 고속 공유 제어 채널 (High-Speed Shared Control Channel:HS-SCCH)이 그리고 업 링크에 고속 전용 물리적 채널 (High-Speed Dedicated Physical Control Channel: HS-DPCCH)이 추가되었다.
HS-SCCH 채널은 HS-DSCH 복조를 위해 필요한 키 정보를 운반한다. 최근, HS-SCCH 채널은 도 1에 도시된 바와 같이, 상대 (correspondent) HS-DSCH TTI와 관련하여 미리 2 슬롯으로 전송되는 확산 인자 SF = 128의 고정 레이트 공동 채널이다. HSDPA 다운 링크 채널 (즉, HS-SCCH 및 HS-DSCH)의 각 프레임은 5개의 블록 B를 포함하는데, 여기서 각 블록 B는 다시 3개의 슬롯 S을 포함한다. 각 블록 B의 3 슬롯 지속시간은 HS-SCCH를 위한 2개의 기능 부분 (P1, P2)로 분할된다. 제 1 부분, 즉 P1은 HS- DSCH에 의해 사용되는 확산 코드 세트 및 변조 방식 (QPSK 또는 16-QAM)와 같은 시간 임계 변수를 포함한다. 제 2 부분, 즉 P2는 전송 블록 사이즈 (Transport Block Size :TBS), 중복 버젼 (예컨대 추적 결합 (chase combining) 또는 증분 중복 (incremental redundancy)), H-ARQ 처리 수 어떤 단말에 정보가 보내지는지를 나타내는 UE Identity (UE ID)와 같은 시간에 덜 임계적인 정보를 포함한다.
통상, 각 단말은 주어진 시간에 최대 4개의 HS-SCCH에서 모니터링을 하며, 고려되는 HS-SCCH들은 네트워크를 통해 단말에 신호를 보낸다.
HSDPA 시스템은 코드 분할 다중 접속 (Code Division Multiple Access: CDMA) 기술에 기반을 두며 따라서 상이한 셀에 거쳐 일원화된 주파수 재사용을 이용한다. 따라서, 공동- 채널 (Common Channel) 간섭은 HSDPA 네트워크의 처리량 성능을 제한하는 중요 인자이다. 공동 채널 간섭은 동일 셀로부터 서빙되는 사용자들 (셀 내의 간섭) 및 이웃 셀에 의해 서빙되는 사용자들 (셀 간 간섭)에 의해 생성될 수 있다.
셀 내 간섭은 다중 경로 전파 (주파수 선택적 채널들)의 존재로 인해 발생할 수 있는데, 왜냐하면 이것이 확산 코드 직교성을 감소시키기 때문이다. 통상, 셀 내 간섭의 최대 수는 다른 사용자들의 채널들 및 제어 채널들이 최대 파워로 수신되는 서빙 기지국 근처의 사용자에 의해 경험 된다.
셀 간 간섭은 네트워크 부하의 기능이며 이웃 셀로부터 수신되는 파워가 통상 보다 큰 셀 바운더리에 위치하는 사용자들에게서 최대가 된다.
이런 이유들로 인해, 3GPP는 HSDPA의 처리량 성능을 개선하기 위해, 통상의 레이크 (Rake) 수신기 보다 좋은 성능을 제공하는 고급 (advanced) 수신기 종류 (class)를 정의했다. 이 고급 수신기들은 공동 채널 간섭을 줄이는 신호 처리 기능을 갖추고 있다. 특히, 상기 "고급" HSDPA 수신기들은 3개의 주요 종류로 나누어질 수 있다:
- 유형 1 수신기, 수신안테나 다이버시티를 장착;
- 유형 2 수신기, 칩 레벨 등화를 장착;
- 유형 3 수신기, 수신안테나 다이버시티 및 칩 레벨 등화를 모두 장착. 수신안테나 다이버시티 (유형 1 및 유형 3 수신기들)은 셀 간 간섭의 완화에 유용하다. 채널의 등가 주파수 반응을 평평하게 (flatten) 하고자 하는 칩 레벨 등화기 (유형 2 및 유형 3 수신기들)는 셀 내 간섭 감소에 유용할 것이다.
유형 1 수신기는 통상 이중-안테나 서브 시스템, 즉 2개의 RF 수신기들 (2개의 A/D 컨버터를 포함) 및, 레이크 수신기를 포함하는 베이스밴드 처리 유닛을 포함한다. 통상, 각 안테나는 그것에 할당된 K 개의 핑거를 가지며, 유형 1의 수신기에 할당된 핑거의 총 수는 통상 N=2K이다. 베이스밴드 처리 유닛은 레이크 수신기의 상이한 핑거로부터 수신되는 신호들을 결합 상수 세트에 의해 결합할 수 있다. 이 결합 상수들을 계산하는 다수의 기술들이 문헌들에 제안되고 있다. 예컨대, 상업 HSDPA 모뎀 최대 비율 결합 (Maximum Ratio 결합:MRC)이 광범위하게 사용된다.
최근에, 몇몇 칩 셋 판매자들은 셀 간 간섭을 감소시키는 보다 복잡한 결합 방법 도입을 고려중이다. 특히, 최소 평균 자승 제러 (Minimum Mean Square Error :MMSE) 결합 기술이 바람직한 해결책인 것으로 여겨지는데, 왜냐하면 이것이 결합기 출력에서 신호 대 간섭 플러스 잡음 비 (SINR)을 최대화하기 때문이다.
이런 맥락에서, 문헌 WO-A-03/023988는 MMSE 결합을 갖는 이중 안테나 레이크 수신기 아키텍쳐를 기술한다. MMSE 가중치는 M·L의 동시에 수신되는 에코들을 고려하여 계산되는데, 여기서 M >= 2인 수신 안테나의 수이며, L은 각 안테나를 위한 에코의 수이다. 크기 (M - L) x (M <-> L)1를 갖는 수신된 신호의 상호 연관 매트릭스가 디스프레드 (de-spread) 후의 파일럿 심볼을 수단으로 추정된다. MMSE 알고리즘은 상호 연관 매트릭스의 직접 도치 (direct inversion)을 수행하거나 참조 파일럿 심벌로 트레이닝 되는 최소 평균 자승 (Least Mean Squares:LMS) 또는 정규 최소 평균 자승 (Normalized Least Mean Squares: NLMS) 기술과 같은 반복 과정을 사용하여 구현된다.
IEEE 안테나 및 전파 학회 국제 심포지엄, 4A호, 2-5 페이지, 2005년 7월 3-8일에 실린 R. M. Shubair의 문헌, "SMI 초기화를 갖는 LMS 알고리즘를 사용한 강력한 (robust) 적응적 빔 형성"은 LMS 알고리즘 수렴을 가속화 하는 초기화 방법을 기술한다. LMS 업데이트 방정식에 사용될 초기 가중치 벡터가 샘플 매트릭스 역 (Sample Matrix Inversion: SMI) 기술을 사용하여 계산되는데, 이것은 블록-데이터 지향 방법이다. SMI 기술로 초기 가중치 추정이 이루어진 후에, 결합된 LMS/SMI 과정은 각 입력 신호 샘플의 가중치를 업데이트 함으로써 그 자체를 변하는 신호 환경에 적응시키기 위해 연속적 접근을 사용한다.
앞에서 그 대략을 설명한 맥락에서 사용할 수 있는 결합 기술 및 알고리즘과 관련하여, 발명자들은 다음과 같은 것에 주목했다:
- 최대 비율 결합 (Maximum Ratio Combining: MRC) 기술은 내재적으로 낮은 복잡도를 갖지만 임의의 종류의 셀 간 간섭 방지를 생산하는 데는 거의 비효율적이다시피 하다. 따라서, MRC 결합은 정밀한 도착 방향을 갖는 상호 연관된 간섭 신호 존재 시 무선 링크 성능의 측면에서 차선일 수 있다;
- 최소 평균 자승 에러 (Minimum Mean Square Error: MMSE) 기술이 보다 나은 성능을 달성하지만, 상호 연관 매트릭스의 역을 필요로 하며, 이것은 구현 복잡성을 가질 수 있다;
- 최소 평균 자승 (Least Mean Square: LMS) 알고리즘은 다른 보다 복잡한 알고리즘과 비교했을 때 천천히 수렴한다: 예컨대, 샘플 매트릭스 역 (Sample Matrix Inversion: SMI) 알고리즘은 빠른 수렴 거동을 갖는다;
- SMI 알고리즘 계산량이 많은데, 왜냐하면 그것의 빠른 수렴은 매트릭스 역 동작의 사용을 통해 달성되기 때문이다; 나아가, SMI 알고리즘은 블록 적응적 접근을 갖는데, 이것은 신호 환경이 블록 획득 동작 중에 현격한 변화에 영향을 받지않을 것을 요한다;
- LMS 알고리즘은 의미있는 초기화가 사용되면 더 빨리 수렴할 것이다.
따라서, 본 발명의 목적은 앞에서 고려된 맥락 내에서,최소 평균 자승 에로 (Minimum Mean Square Error) 기술에 비견할만한 성능을 가지면서 보다 낮은 복잡도를 갖는 베이스 밴드처리 유닛의 결합 계수를 추정하는 기술을 제공하는 것이다.
본 발명에 따르면, 상기의 목적은 아래의 청구항들에 언급된 특징들을 갖는 방법에 의해 달성된다. 본 발명은 상응하는 수신기 및 컴퓨터 메모리에 로딩 가능한 컴퓨터 프로그램으로서, 상기 프로그램이 컴퓨터 상에서 작동될 때 본 발명의 단계들을 수행하도록 적용된 소프트 웨어 코드 부분들을 포함하는, 컴퓨터 프로그램과도 관련된다. 본 명세서에서 사용될 때, 이와 같은 컴퓨터 프로그램 제품에 대한 언급은 본 발명이 방법의 성능을 조정 (coordinate) 하는 컴퓨터 시스템을 제어하는 명령들을 포함하는 컴퓨터 판독 가능한 매체의 언급과 등가물을 의도한다. "적어도 하나의 컴퓨터"라는 말은 본 발명이 분산된 (distributed)/ 모듈 방식으로 구현될 수 있음을 강조하고자 하는 것이다.
청구항들은 이 명세서에 제공된 발명의 개시의 필수적 (integral) 부분이다. 이 명세서에 기술된 배열 (arrangement)의 일 실시예는 수신 안테나 다이버시티 시스템의 베이스 밴드 처리 유닛의 결합 계수 계산을 위한 기술에 관한 것이다. 예컨대 이와 같은 결합 계수는 수신 안테나에 할당된 N개의 핑거를 갖는 레이크 (Rake) 수신기에 사용될 수 있는데, 여기서 각 핑거는 수신된 신호의 하나의 다중 경로 요소 (즉 복제 또는 에코 (replica or echo))에 할당된다.
일 실시예에서, 각 OVSF 코드에 N개의 핑거를 제공함으로써, HS-DSCH 채널의 다중 OVSF (직교 가변 확산 인자: Orthogonal Variable Spreading Facktor) 코드가 달성된다 (예컨대 5 또는 10 OVSF 코드). OVSF 코드들은 상이한 데이터 및 제어 채널에 전송된 심볼들을 확산하는 UMTS/HSPA 시스템에서 사용된다. 이 코드들은 OVSF 코드 트리 (tree)로부터 도출되는데, 이 트리는 아다마르 (Hadamard) 매트릭스 구성을 반영한다. 각 데이터 또는 제어 채널이 다른 채널들에 할당된 코드에 직교하는 하나 이상의 OVSF 코드들에 할당된다.
일 실시예에서, 상호 연관 매트릭스 (
Figure 112011022937717-pct00001
)는 예컨대 공통 파일럿 채널 (CPICH)에 전송된 파일럿 심볼에 의해 추정된다.
일 실시예에서, 상호 연관 매트릭스 (
Figure 112011022937717-pct00002
)의 근사가 사용되는데, 이것은 복소 연산을 피하면서 반전 (invert) 될 것이다. 일 실시예에서, 상호 연관 매트릭스(
Figure 112011022937717-pct00003
)는 상이한 지연을 갖는 에코들 사이의 상호 연관을 무시함으로써 근사되며, 이 근사치는 동일한 안테나 및 상이한 안테나 양자에 수신된 에코에 적용된다. 이 근사는 상호 연관 매트릭스 (
Figure 112011022937717-pct00004
)에 블록 대각선 매트릭스를 제공하는데, 이것은 간단한 수학 연산으로 반전될 수 있다.
일 실시예에서, 2개의 수신 안테나를 갖는 HSDPA 시스템이 사용되며 동일한 수의 핑거 K = N/2가 각 수신 안테나에 할당된다. 이 경우, 근사 상호 연관 매트릭스는 2 x 2 크기의 K 서브-블록에 의해 형성되는데, 여기서 K는 수신된 에코의 수이다. 일 실시예에서, 서브-블록들은 부호 반전과 요소 스와핑 만에 의해 수행된다(즉 서브 블록의 결정 계수의 어떤 분할도 회피한다).
근사 상호 연관 매트릭스의 역이 그 후, 수신된 신호 벡터와 참조 전송 심볼의 공액 간의 교차 상호 연관을 표시하는 벡터 (sd)와 곱해져서, MMSE 근사 가중치를 얻게 된다.
일 실시예에서, 상호 연관 매트릭스 (
Figure 112011022937717-pct00005
)와 벡터 ( s d) 요소들은 TTI와 같은 시간 인터벌에 걸쳐 계수를 평균함으로써 추정된다.
이 가중치들은 그 후, 디 스프레딩 후에 획득되는 HS- DSCH 채널의 데이터 심볼과 결합될 수 있다.
일 실시예에서, 결합 가중치의 계산은 디 스프레딩 후 파일럿 심볼을 사용하여, 심볼 레벨에서 (즉 디 스프레딩 동작 후에) 이루어지지만, 상이한 다중 경로 요소의 결합은 칩 레벨에서(즉 디 스프레딩 동작 전에) 수행된다. 일 실시예에서, 근사 MMSE 기술로 계산되는 가중치는 최소 평균 자승 (Least Mean Square: LMS) 또는 정규화된 최소 평균 자승 (Normalized Least Mean Square: NLMS)반복 절차를 초기화하기 위해 사용된다.
일 실시예에서, 디지털 프론트 엔드의 출력에 제공되는 신호 상에서 직접, 칩 레벨에서 동작하는 NLMS 과정이 사용되며, 결합 동작들도 칩 레벨에서 수행된다. 기술분야 당업자라면 LMS 과정 및/또한 결합 동작들이 심볼 레벨에서 수행될 때도 동일한 컨셉이 적용될 수 있다는 것을 알 것이다.
일 실시예에서, 근사 MMSE 가중치 및 NLMS 과정의 반복 수의 계산은 임의의 데이터가 수신되기 이전에 수행된다. 예컨대, 상기 계산은 HS-DSCH 상에 어떤 데이터도 수신되기 이전에 HS-DSCH의 제 1 슬롯의 수신과 동시에 시작될 수 있다. HS-DSCH 복조의 시작과 동시에, NLMS 과정이 가중치를 업데이트 함으로써 채널 변화를 추적할 수 있다.
본 발명이 이제 첨부된 도면을 참조하여 설명될 것인데, 이것은 전적으로 예시일 뿐이며, 여기서:
- 도 1은 위에 이미 설명되었고;
- 도 2 및 3은 제안된 근사 MMSE 결합 기술을 포함하는 HSDPA 유형 1 수신기의 블록 다이어그램이며;
- 도 4는 NLMS 과정을 초기화하는 제안된 근사 MMSE 결합 기술을 사용하는 HSDPA 유형 1 수신기의 블록 다이어그램이고;
- 도 5는 제안된 기술의 가능한 타이밍을 도시하며;
- 도 6는 제안된 기술의 단계들을 자세히 도시한 플로우 챠트이다.
아래의 상세한 설명에서, 실시예들의 철저한 이해를 제공하기 위해 다수의 특정 상세들이 주어진다. 실시예들은 하나 이상의 특정 상세 없이도 실행될 수 있으며, 다른 방법, 구성 요소 및 재료로도 실행될 수 있다. 다른 경우들에서, 잘 알려진 구조, 재료 또는 동작들이 실시예들의 관점을 모호하게 만드는 것을 피하기 위해, 도시 또는 자세히 설명된다.
명세서 전반에 걸쳐 "하나의 실시예 (one embodiment)" 또는 "한 실시예 (an embodiment)"라는 언급은 실시예와 관련된 특별한 특징, 구조 또는 특성들이 적어도 하나의 실시예에 포함된다는 것을 의미한다. 따라서, 명세서 전반에 걸쳐 "하나의 실시예에서" 또는 "한 실시예에서"라는 구문은 여러 곳에서 모든 언급이 동일한 실시예와 관련되지는 않는다. 나아가, 특정 특징, 구조 또는 특성들은 하나 이상의 실시예에서 적절한 방식으로 결합될 수 있다.
이 명세서에서 제목은 편의를 위해서만 제공되며, 이것이 실시예들의 범위나 의미를 해석하기 위한 것은 아니다.
또한, 명세서 전반에 걸쳐 우선적으로 HSDPA 시스템 (즉 2개의 수신 안테나들)에 관해 설명되지만, 기술 분야 당업자라면 HSDPA 통신 표준 또는 UMTS로 특별히 제한하고 있지 않다는 것을 알 것이다. 사실, 이 명세서에 개시된 메커니즘은 수신 안테나 다이버시티를 갖는 어떤 통신 시나리오에도 사용될 수 있다.
아래의 수학식에서 연산자 (.)* 는 복소 공액 (complex conjugation)을 표시하는데 사용되며, 연산자 (.)H는 이항 (transpose) 및 공액 연산을 표시한다. 보통, 벡터는 굵은 글씨체의 밑줄로 표시되며, 매트릭스는 이중 밑줄에 굵은 글씨체로 표시된다.
정확한 MMSE 결합 ( Exact MMSE combining )
많이 알려진 방법으로, MMSE 알고리즘에 기반을 둔 신호 수신의 경우에, MMSE 가중치 벡터는 결합 유닛의 출력과 전송된 심볼 간의 평균 자승 에러 (Mean Square Error :MSE)를 최소화함으로써 계산될 것이다. MSE를 J로 표시하면, 다음과 같이 쓸 수 있을 것이다.
J = E {｜s - w H r ｜2} = E{ (S - w H r ) (s - w H r )H }
= E { ｜s｜2 - s r H w - w H r s* + w H rr H w }
식 (1)
여기서, s는 전송된 신호임, r 은 수신된 신호이고 w = [w1, w2 . . wN]T는 MMSE 가중치 벡터이다. 수신된 신호 벡터 r 은 2개의 안테나에 할당되는 N개의 핑거에 의해 복조된 심볼들 rj (with i < j < N )들을 스택 (stack) 하는 것으로 기재될 수 있을 것이다.
Figure 112011022937717-pct00006
식 (2)
여기서 c 는 예컨대 CPICH 채널
c = [c1 c2 . . cN]T
식 (3)
을 사용하여 추정된 상응하는 유용한 신호 경로의 채널 계수를 포함하는 N x i 행 벡터이며, n 은 예컨대 공동 채널 간섭 및 열 잡음
n = [n1 n2 . . nN]T
식 (4)
를 포함하는 N x i 원하지 않는 신호 벡터인데, 여기서 요소 n 은 0 평균 및 변화
Figure 112011022937717-pct00007
를 갖는다.
베이스밴드 처리 유닛에서의 결합기 출력은
y = w H r
식 (5)
여기서 w 는 MMSE 결합 벡터
w = [w1 w2 . . wN]T
식 (6)
최적 MMSE 가중치 벡터는 0으로 등화 함으로써 얻어지며, J의 도함수 및 w에 대해 풀면
Figure 112011022937717-pct00008
식 (7)
여기서
Figure 112011022937717-pct00009
는 수신된 신호 벡터 r 의 교차 (cross) 상호 연관 매트릭스이며,
Figure 112011022937717-pct00010
은 수신된 신호 벡터 r 과 참조 전송된 심볼의 공액 간의 교차 상호 연관이다.
상호 연관 매트릭스
Figure 112011022937717-pct00011
의 표현은 계속 확장될 수 있으며, 유용한 신호 상호 연관 매트릭스 및 간섭 신호 상호 연관 매트릭스로 표현될 수 있다.
Figure 112011022937717-pct00012
식 (8)
여기서
Figure 112011022937717-pct00013
은 유용한 신호 상호 연관 매트릭스이며,
Figure 112011022937717-pct00014
은 간섭 플러스 잡음 상호 연관 매트릭스이다.
MMSE 기술은 간섭 신호를 거부하여 결합 후에 SINR를 최대화 하기 위해, 간섭 신호 상호 연관 매트릭스를 사용한다. 이 효과는 안테나의 방사 다이어그램을 도시함으로써 공간 도메인 상에 가시화될 수도 있다. 보통, MMSE 기술은 간섭 신호 도착 방향에 최소의 방사 다이어그램을 위치시키고, 유용한 신호 방향에 상응하여 최대를 위치시킨다.
근사 MMSE 기술 ( Approximated MMSE technique )
본 발명에 개시된 일 실시예에서는, MMSE 기술이 상호 연관 매트릭스의 복소 역 (inversion)을 피하기 위해 사용된다. 제안된 기술은 MRC 결합과 유사한 구현 복잡도를 갖지만, 평균 처리량에 있어 보다 나은 성능을 제공한다.
MMSE 가중치 벡터는 결합 유닛 출력과 전송 신호 간의 MSE 최소화에 의해 계산되며, 이것이 수신기의 원하는 출력이다. 이것은 다음과 같은 표현을 이끌어낸다.
Figure 112011022937717-pct00015
식 (9)
여기서
Figure 112011022937717-pct00016
은 수신 신호의 상호 연관 매트릭스이며,
Figure 112011022937717-pct00017
은 수신 신호 벡터 r 및 참조 전송 심볼 간의 교차 상호 연관이며, S d 는 각 수신 멀티 패스 요소에 의해 보여지는 채널 계수의 평균을 포함한다. N 핑거를 갖는 출력에서의 수신 심볼을
Figure 112011022937717-pct00018
식 (10)
S d 는 다음과 같이 다시 쓰는 것도 가능하다.
Figure 112011022937717-pct00019
여기서
Figure 112011022937717-pct00020
는 전송 신호의 파워이다.
위에 도시된 것처럼, 상호 연관 매트릭스 N x N 복소 매트릭스이며, 여기서 N은 2개의 안테나에 할당된 핑거의 총 개수이며, 여기서 레이크 수신기의 각 핑거는 수신 신호의 하나의 복제 (replica) (즉 에코)에 할당된다
일 실시예에서, 2개의 수신 안테나를 갖는 HSDPA 수신기가 사용되며, 동일한 수의 핑거 K = N/2가 각 수신 안테나에 할당된다. 이 구성은 보통, 상업적 HSDPA 핸드 셋 및 유형 1의 데이터 카드에 사용된다. 하지만, 기술 분야 당업자라면 임의의 수의 수신 안테나가 사용될 수 있으리라는 것을 알 것이다.
이 경우, 상호 연관 매트릭스는 다음과 같은 기호를 사용하여 표현될 수 있을 것이다.
Figure 112011022937717-pct00021
식 (12)
여기서,
Figure 112011022937717-pct00022
은 n번째 안테의 i번째 에코와 m번째 안테나의 j번째 에코 사이의 상호 연관을 나타내며, 여기서 1< i,j <= K 이며 1 < n, m <= 2이다. 예컨대,
Figure 112011022937717-pct00023
은 n = 1인 안테나의 i = 1인 에코와 m = 1의 안테나의 j = 2인 에코 간의 상호 연관을 나타낸다. 예컨대, 매트릭스의 제 1열은 제 1 안테나 상에 수신된 제 1 에코와 2개의 안테나들에 의햇 수신된 모든 다른 에코들 사이의 상호 연관을 포함한다. (즉 제 1 열은 요소들
Figure 112011022937717-pct00024
에 의해 형성된다). 유사하게, 제 2 열은 제 2 안테나에 수신된 제 1 에코와 2개의 안테나들에 의해 수신된 다른 에코들 간의 상호 연관을 포함한다 (즉 제 2 열은 요소들
Figure 112011022937717-pct00025
에 의해 형성된다).
상호 연관 매트릭스의 대각선 요소
Figure 112011022937717-pct00026
들은 동일한 에코 인덱스 (즉 i = j) 및 동일한 안테나 인덱스 (즉 n = m)로 특징 지워지며, 다양한 에코의 파워의 표본이다. 예컨대 요소
Figure 112011022937717-pct00027
는 제 2 안테나에 수신된 제 1 에코의 파워의 표본이다.
나아가, 상호 연관 값을 위해, 다음과 같은 관계가 유지되는데
Figure 112011022937717-pct00028
, 이것은 상호 연관 매트릭스
Figure 112011022937717-pct00029
이 헤르미이트 (Hermitian) 형이라는 것을 의미한다.
따라서, 상호 연관 매트릭스는 대각선 요소를 다앙한 에코의 파워로 다시 표기함으로써 다시 쓰여질 수 있다.
Figure 112011022937717-pct00030
식 (13)
일 실시예에서, 상호 연관 매트릭스=
Figure 112011022937717-pct00031
은 공동 파일럿 채널 (Common Pilot Channel:CPICH) 상에 전송된 파일럿 심볼에 의해 HSDPA 수신기에서 추정된다. 예컨대 상호 연관 계수
Figure 112011022937717-pct00032
는 다음과 같은 공식으로 계산될 수 있다.
Figure 112011022937717-pct00033
식 (14)
여기서 고려되는 시간 인터벌 동안의 CPICH 심볼의 수이고, (예컨대 TTI 인터벌 2 ms 동안의 Q = 30),
Figure 112011022937717-pct00034
은 n번째 안테나의 i번째 핑거의 출력에서 CPICH 파일럿 심볼을 포함하는 벡터이고,
Figure 112011022937717-pct00035
는 m번째 안테나의 j번째 핑거의 출력에서의 CPICH 파일럿 심볼을 포함하는 벡터이다.
일 실시예에서, 벡터 S d의 요소들은 동일 시간 인터벌에 걸쳐 채널 계수를 평균함으로써 추정된다. 예컨대, 평균된 n번째 안테나에서 수신된 i번째 경로의 평균된 채널 계수는 다음과 같이 계산된다.
Figure 112011022937717-pct00036
일 실시예에서, 벡터 S d 에서의 요소들의 배열 (ordering)은 상호 연관 매트릭스에서 사용된 배열에 따라 이루어지며, 따라서 벡터는 아래와 같이 도시된다.
Figure 112011022937717-pct00037
식 (16)
일 실시예에서,상호 연관 매트릭스
Figure 112011022937717-pct00038
의 근사치가 사용되는데, 이것은 복소 연산을 피하기 위해 반전될 수 있다.
일 실시예에서, 상호 연관 매트릭스는 상이한 지연을 갖는 에코들 사이의 상호 연관을 무시함으로써 근사치가 구해지며, 이 근사치가 동일한, 그리고 상이한 안테나들 양자에서 수신된 에코들에 적용된다. 이 근사치를 사용함으로써, 수신기에서 계산될 상호 연관들의 수가 각 계산 복잡성의 감소와 함께 감소된다.
이 근사치는 상호 연관 매트릭스 구조를 단순화하며, 이것이 K = 2인 에코를 갖는 다중 경로 채널의 경우, 도시된 것과 같은 블록 대각선이 된다.
Figure 112011022937717-pct00039
식 (17)
일 실시예에서, 수신된 에코의 수가 K이고, 근사화된 상호 연관 매트릭스가 크기 2 x 2의 K 서브 블록 (sub-block)에 의해 형성된다. 블록 대각선 구조는 매트릭스 역의 단순화를 허용한다. 사실, 블록 대각선 매트릭스의 역도 역시 블록 대각선 매트릭스이며, K개의 에코의 일반적 경우에 대해 아래에 도시한 바와 같이, 각 서브 블록을 개별적으로 반전 (inverse)함으로써 얻어질 수 있다.
Figure 112011022937717-pct00040
식 (18)
기술분야 당업자라면 2 x 2 매트릭스의 역은 오직 몇개의 단순한 수학 연산만을 요구함을 알 것이다. 예컨대 일반적 2 x 2 매트릭스
Figure 112011022937717-pct00041
가 주어지면,
Figure 112011022937717-pct00042
식 (19)
역 매트릭스는 아래와 같다.
Figure 112011022937717-pct00043
식 (20)
여기서
Figure 112011022937717-pct00044
은 매트릭스
Figure 112011022937717-pct00045
의 행렬식이다 (즉 ad - cb). 일 실시예에서, 크기 2 x 2의 각 서브-블록의 역이 계산되지만, 각 서브-블록의 행렬식을 가지고 분리 (division)가 수행되지는 않는다. 이 관점은 중요할 수 있는데, 왜냐하면 각 서브-블록의 행렬식에 의한 분리가 상이한 에코의 각 파워 레벨을 숨길 수 있고, 이것이 다시 현저한 성능 저하를 낳기 때문이다. 그 결과, 아래에 도시된, 근사화된 상호 연관 매트릭스가 주어진다.
Figure 112011022937717-pct00046
식 (21)
근사화된 상호 연관 매트릭스의 역은 부호 반전과 요소 스와핑 ( swapping)만으로 계산될 수 있다:
Figure 112011022937717-pct00047
식 (22)
식 (18) 또는 (22)에 의해 계산되는, 근사화된 상호 연관 매트릭스의 역이 식 (16)에 의해 주어진 벡터 S d와 곱해져서 MMSE 근사 가중치를 얻게 된다.
이 가중치들이 그 후 디-스프레딩 (de-spreading) 후 얻어지는 HS- DSCH 채널의 데이터 심볼들을 결합하기 위해 사용될 수 있다.
도 2는 특히 HS-DSCH의 OVSF 코드를 복조하기 위한 전술한 근사 MMSE 기술을 포함하는 유형 1 수신기의 제 1 가능한 실시예를 도시한다.
도시된 예시적 실시예에서, 상기 수신기는 2개의 수신 안테나 (12)를 포함하는데, 이 수신 안테나들은 각 RF 수신기 (14), 아날로그-디지털 컨버터 (16) 및 디지털 프론트 엔드 (digital front end) (18)에 연결된다.
이 경우에, 상기 수신기는 CPICH 공통 파일럿 채널을 디 스프레딩하기 위한 N = 2 K 핑거 (2OP)를 포함하고, HS-DSCH 데이터 채널의 단일 OVSF 코드를 디 스프레딩 하기 위한 N개의 핑거 (2OD)를 포함한다.
파일럿 CPICH 심볼들이 그 후 핑거 출력 지정 (P)에 제공되며, HS-DSCH 데이터 심볼들이 핑거 출력 지정 (D)에 제공된다.
일 실시예에서, 주어진 시간 인터벌 (예컨대, 1 TTI)에 걸쳐 Q 파일럿 심볼들이 블록 (22)에 제공되며, 이 블록은 결합 가중치 (w)를 계산한다.
일 실시예에서, 블록 (22)은 전술한 근사화된 MMSE 기술을 사용한다.
상기 결합 가중치들 (w)은 그 후, 블록 (24)의 데이터 심볼 (D)과 결합되어 외부 모뎀 (M) (미도시)로 전송된다. 일 실시예에서, 블록 (24)은 데이터 심볼 (D)에 각 결합 가중치 (w)를 가중하기 위한 한 세트의 곱셈기 (240)와 가중된 데이터 심볼들을 더하기 위한 덧셈기 (242)를 포함함다.
일 실시예에서, 각 OVSF 코드에 N 핑거를 제공함으로써 HS-DSCH의 다중 OVSF 코드의 지원이 성취된다 (예컨대 5 또는 10 OVSF 코드들). 예컨대 도 2에 도시된 아키텍쳐를 채용하고 5개의 OVSF 코드를 복조하는 유형 1 수신기의 경우에, CPICH 채널을 복조하는 각 핑거 (P)에 따라, 고려되는 사용자에게 전용되는 HS-DSCH 채널의 5개의 데이터 핑거 (D)가 연관된다.
도 3은 HS- DSCH의 특정 (particualr) OVSF 코드를 복조하기 위한 근사 MMSE 기술을 포함하는 유형 1 수신기의 제 2 실시예를 도시한다.
이 경우에, 결합 가중치 (w)의 계산은 디 스프레딩 후 파일럿 심볼을 사용하여 심볼 레벨에서 수행되지만, 상이한 다중 경로 요소들의 결합은 디지털 프론트 엔드의 출력에서 가용한 신호에 대해 칩 레벨에서 수행된다.
블록 (24)에서의 결합 동작 후에, 데이터HS-DSCH 채널의 특정 OVSF 코드에 동조된 하나의 핑거 (2OD)에 의해 다양한 물리적 채널들의 분리가 수행된다.
이 실시예는 데이터 채널의 디 스프레딩을 위해 오직 하나의 단일 핑거 (2OD)만을 필요로 한다. 이와 같은 복잡도 감소는 HSDPA 시스템에서 중요한데, 왜냐하면 데이터 채널은 각 TTI에서 하나의 사용자에게 할당된 15까지의 코드로 다중화되는 OVSF 코드를 사용하기 때문이다. 일 실시예에서, 근사 MMSE 기술로 계산되는 가중치들이 최소 평균 자승 (Least Mean Squares:LMS) 또는 정규화된 최소 평균 자승 (Normalized Least Mean Square: NLMS) 반복 과정을 초기화하기 위해 사용되기 때문이다. 이 실시예는 LMS/NLMS의 성능 및 수렴 거동을 개선할 것이다.
근사화된 MMSE 에 의해 초기화된 LMS ( LMS initialized by the approximated MMSE)
정확한 MMSE 기술은 복잡한 매트릭스 역을 피하기 위해, 최소 평균 자승 (LMS)과 같은 기술들을 사용하여 반복적인 형태로 수행될 수 있다.
이미 전술한 바와 같이, LMS 기술은 통상 늦은 수렴 속도를 가지며 많은 수의 반복을 필요로 한다. 하지만, 디 스프레딩 후에는 제한된 수의 파일럿 심볼만이 가용할 것이다. 예컨대, HSDPA 시스템의 경우, 하나의 TTI에서 가용한 CPICH 파일럿 심볼의 수는 30인데, 이것은 오직 30번의 LMS 반복만이 수행될 수 있다는 것을 의미한다.
따라서, LMS 기술의 수렴은 최적에 가까운 값으로 가중치를 초기화함으로써 개선될 수 있을 것이다.
예컨대, 이 명세서의 도입부에 인용된 R. M. Shubair의 논문은 상호 연관 매트릭스를 반전시키는 연관 복잡도를 가지고, LMS 알고리즘의 초기화를 위해 샘플 매트릭스 반전 (SMI)를 사용하며, 이 명세서의 일 실시예에서는 전술한 근사 MMSE 기술이 LMS 또는 정규화된 LMS (NLMS) 과정을 초기화하기 위해 사용된다.
도 4는 이런 관점에서 유형 1 수신기의 하나의 가능한 실시예를 도시하는데, 여기에서 가중치 계산 블록 (22)은 전술한 근사 MMSE 기술을 구현하는 제 1 모듈 (220), 및 LMS 또는 NLMS 모듈 (222)을 포함한다. 도 4에 도시된 예시적 실시예에서는, 칩 레벨에서, 디지털 프론트 엔드 (18)에 제공되는 신호에서 직접 동작하는 NLMS 과정이 사용되며, 결합 동작 (24)들도 칩 레벨에서 수행된다.
기술 분야 당업자라면, NLMS 과정 및/또는 결합 동작이 심볼 레벨에서 수행되는 경우에도 동일한컨셉이 적용가능하다는 것을 알 것이다. 하지만, 칩 레벨에서의 동작이 현저한 장점을 가질 수 있다.
우선, 오직 하나의 핑거 (2OD)가 HS-DSCH 데이터 채널의 특정 OVSF 코드의 복조를 위해 필요하다. 두번째 장점은 칩 레벨에서 구현되는 NLMS 과정은 채널 변화를 더 잘 추적한다는 것인데, 왜냐하면 LMS/NLMS 과정이 한번의 반복을 수행하며, 각각의 수신된 칩에 대해 결합 가중치를 업데이트할 것이기 때문이다.
일 실시예에서, NLMS 모듈 (222)는 3개의 입력 신호를 수신한다:
- 디지털 프론트 엔드 (18)로부터의 상이한 다중 경로 복제 (replica) 수신된 칩 레벨 신호 r (n);
- 블록 (26)으로부터의 에러 신호 e(n), 이것은 블록 (24)에서 출력되는 재 결합된 칩 레벨 신호와 수신기 칩 레벨에서 재생성된 참조 파일럿 신호 d(n)간의 차이로 얻어질 수 있다;
- 근사 MMSE 기술로 모듈 (220)에 의해 계산되는 결합 가중치 w(0)의 초기 값.
NLMS 모듈 (222)이 그 출력에서 블록 (24)의 상이한 신호 복제의 재 결합을 위해 사용되는, 가중치 계수 w (n)들을 제공한다.
일 실시예에서, NLMS 기술이 사용되고 결합 가중치들이 다음과 같은 식에 의해 반복적으로 업데이트 된다:
Figure 112011022937717-pct00048
식 (23)
여기서
Figure 112011022937717-pct00049
이산 시간 n에서의 가중치이며, e(n)은 에러 신호이며,
Figure 112011022937717-pct00050
은 칩 레벨의 수신된 신호이고, μ는 알고리즘의 수렴 속도를 제어하는 단계이다.
일 실시예에서, 에러 신호 e(n)는 수신기 칩 레벨에서 재생성된 참조 CPICH 신호 d(n)와 재결합된 신호 간의 차이로서 계산된다:
Figure 112011022937717-pct00051
식 (24)
참조 CPICH 신호는 다음과 같은 식에 의해 주어질 수 있다:
Figure 112011022937717-pct00052
식 (25)
Figure 112011022937717-pct00053
는 CPICH 채널에 전송되는 베이스 밴드 심볼들이며, v(n)는 HSDPA 서빙 셀의 스크램블링 코드 시퀀스이다. NLMS 기술의 수렴 속도는 변수 μ에 달려있다.
만일 μ가 크면, 알고리즘이 더 빨리 수렴하지만, 보통 최적 가중치에 도달하는데 덜 정확하다. 반대로, μ가 작으면, 최적 가중치에의 수렴이 더 정확하지만 더 느리다.
일 실시예에서, 초기 NLMS 가중치는 아래의 식에 따라 설정된다.
Figure 112011022937717-pct00054
식 (26)
여기서
Figure 112011022937717-pct00055
는 근사 MMSE 기술로 계산되는 가중치이며, γ는 UE 수신기에서 재생성된 참조 신호 d(n)의 레벨에 MMSE 근사 가중치의 진폭을 적용하는데 사용되는 양의 정수이다. (즉
Figure 112011022937717-pct00056
).
제안된 초기화는 NLMS 알고리즘의 수렴 시간을 현격하게 감소시키며, 변수 μ에 대해 작은 값의 사용을 허용한다. NLMS 수렴 시간의 감소는 예컨대 이동성 단말의 전력 소비를 감소시키는데 사용될 수 있으며, 이로 인해 배터리 수명의 증가를 제공한다.
일 실시예에서, 근사 MMSE 가중치의 계산은 데이터가 수신되기 전, 블록 (220)에서 시간 인터벌 T1 동안에 수행된다.
이 가중치들은 그 후, NLMS 모듈 (222)의 초기화를 위해 사용되는데, 이것은 최적 가중치로의 수렴을 위해 시간 인터벌 T2 동안 제한된 수의 반복만을 필요로 할 수 있이다.
이런 관점에서, 도 5는 도 1과 관련하여 전술한 HS- SCCH 및 HS-DSCH1의 예에서의 가능한 타이밍을 도시한다.
일 실시예에서, 시간 인터벌 T1은 적어도 10 CPICH 심볼 (즉, 하나의 시간 슬롯)에 대응되는데, 이것은 통상 대표적 초기 가중치를 계산하는데 충분하다.
유사하게, 시간 인터벌 T2의 반복도 데이터 수신 전에 수행될 수 있다. 시간 인터벌 T2는 통상 매우 짧으며, 따라서 예컨대 1개의 CPICH 심볼의 지속으로 충분할 수 있다.
예컨대, 통상의 페데스트리언 (Pedestrian) A 채널 (v = 3 km/h)및 10 코드 및 QPSK 변조 (즉 TBS = 7168 bits)를 갖는 HS-DSCH 전송 포맷에서는, NLMS 과정이 약 200-300 개의 반복으로 수렴될 수 있다. 도 5에 도시된 예시적 실시예에서, T1은 즉시 HS-SCCH 상의 제 1 슬롯의 수신을 시작하며, 19 CPICH 심볼까지의 지속을 가질 수 있는데, 반면, 시간 인터벌 T2 중에는 1개의 CPICH 심볼이 있다.
HS- DSCH의 다음 복조의 시작과 동시에, 시간 인터벌 T3도 시작된다. , 특히, 인터벌 T3 동안에, 식 (23) 및 (24)에 의해 설명된 바와 같이, 예컨대 칩-대-칩 베이스로 가중치 w(n)을 업데이트 함으로써 NLMS 모듈 (222)은 채널 변화를 추적할 수 있다.
도 6은 이 관점에서, 파일럿 신호로부터 수신 다이버시티 안테나 시스템에서 결합 가중치를 추정하기 위한 제안된 기술의 단계들을 종합하는 플로우 챠트를 도시한다.
출발 단계(1000) 후에, 수신된 신호 r 의 다중 경로 구성요소 들이 단계 (1002)에서 검출된다. 이 동작은 예컨대 디지털 프론트 엔드 (18)에 의해 수행될 수 있다.
뒤이어, 단계 (1004)에서 파일럿 신호들이 수신된 신호 r 의 다중 경로 구성요소에서 검출된다. CDMA 시스템의 경우, 파일럿 신호들의 검출은 핑거들 2OP에서 파일럿 신호를 디 스프레딩 함으로써 수행될 수 있다.
검출된 파일럿 신호들은 그 후, 단계 (1006)에서 채널 계수 또는 채널 계수 벡터를 계산하기 위해 사용된다. 예컨대, 이것은 수신된 신호 벡터 r 를 참조 전송 심볼의 공액과 곱함으로써 이루어질 수 있다.
단계 (1008)에서, 채널 계수 벡터 c의 공간적 상호 연관 매트릭스
Figure 112011022937717-pct00057
가 계산된다. 식 (14)에 도시된 것처럼, 상호 연관 매트릭스의 계수들은 미리 정해진 시간 인터벌에 걸쳐 평균될 수 있다.
특히, 상이한 지연을 갖는 채널 계수 벡터의 다중 경로 구성 요소들간의 상호 연관들은 무시된다. 이 동작은 상호 연관 매트릭스에 매트릭스의 대각선을 따라 배열된 비-널 (non-null) 서브-매트릭스가 아닌 널 계수를 포함하는 블록 대각 매트릭스를 제공하는데, 여기서 서브-매트릭스들은 수신 다이버시티 안테나의 수와 동일한 크기를 갖는다.
단계 (1010)에서, 서브-매트릭스의 역을 개별적으로 계산함으로써 근사 상호 연관 매트릭스의 구조는 공간 상호 연관 매트릭스의 역을 허용한다. 특히, 2개의 다이버시티 안테나를 갖는 HSDPA 시스템에 적합한 실시예에서, 서브-매트릭스들은 부호 반전 및 요소 스와핑만을 수행함으로써 반전되어, 서브-블록의 결정 계수의 계산 및 이 결정 계수에 의한 반전된 서브-블록의 분할이 생략된다. 보통, 반전된 서브-매트릭스의 스케일링된 (scaled) 버젼이 사용될 수 있는데, 여기서 스케일링 요소는 1일 수 있다.
최종적으로, 단계 (1012)에서, 반전된 공간 상호 연관 매트릭스가 채널 계수 벡터와 곱해져서, 결합 가중치 w 를 얻게 된다. 또한, 식 (9)에 도시된 것처럼, 채널 계수 벡터의 평균화된 버젼 s d이 사용될 수 있다.
그 후, 결합 가중치 w 가 가능한 다양항 방법으로 사용될 수 있다.
제 1 실시예에서, 결합 가중치 w 는 단계 (1100)에서 수신 신호 r 의 다중 경로 요소와 곱해질 수 있다. 이 동작은 예컨대 도 3에 도시된 곱셈기 (240)에 의해 수행될 수 있다.
곱셈 결과가 단계 (1102)에서 합해져서 수신된 신호의 다중 경로 자유 버전 (multi-path free version)을 얻게 된다. 이 동작은 예컨대 도 3에 도시된 블록 (242)에서 수행될 수 있다.
마지막으로, 단계 (1104)에서, 데이터 신호가 수신된 신호의 다중 경로 자유 버전으로 검출될 수 있다. 이 동작은 예컨대 도 3에 도시된 핑거 (2OD)에 의해 수행될 수 있다.
제 2 실시예에서, 데이터 신호들은 단계 (1200)에서 수신된 신호의 다중 경로 구성 요소에서 검출된다. 이 동작은 예컨대 도 2에 도시된 핑거 (2OD)에 의해 수행될 수 있다.
그 후, 결합 가중치들이 단계 (1202)에서 수신된 신호의 다중 경로 구성 요소와 곱해지고, 곱셈 결과가 단계 (1204)에서 합해져서, 데이터 신호의 다중 경로 자유 버젼을 얻게 된다. 이 동작들은 예컨대 도 2에 도시된 곱셈기 (240) 및 블록 (242)에 의해 수행될 수 있다.
다시, CDMA 시스템의 경우, 예컨대 핑거 (2OD)에서의 데이터 신호들의 검출은은 데이터신호의 디 스프레딩에 의해 수행될 수 있다.
마지막으로, 과정이 단계 (1016)에서 종결된다.
결합 가중치 w 는 LMS 또는 NLMS 반복 과정과 같은 반복 채널 추적 과정 (1014)의 초기화를 위해서 사용될 수 있다. 반복 채널 추적 과정은 그 후, 결합 가중치 w 를 업데이트 함으로써 데이터 수신 중에 채널 변화를 추적할 수 있다. 또한 다수의 반복 채널 추적 과정들이 데이터 수신 전에 수행되어, 결합 가중치 w의 이미 개선된 (refined) 버젼을 얻게 된다.
따라서, 이 발명의 원칙을 벗어남 없이, 예시의 방법으로만 앞에서 설명된 것들과 관련하여, 첨부된 청구항에 의해 정의되는 발명의 범위를 벗어나지 않고, 상세한 내용 (detail) 및 실시예들이 변형될 수 있으며, 심지어 주목할만하게 변형될 수 있다.

Claims (15)

  1. 다중 경로 전파에 노출된 채널들로부터 복수의 다이버시티 안테나 (12)를 통해서 수신된 (14, 16) 신호를 처리하는 방법으로서, 상기 각 수신된 신호들은 적어도 하나의 파일럿 신호를 포함하며, 상기 방법은
    - 상기 각 수신된 신호들에 대해 다중 경로 요소 (component)의 세트를 검출 (18, 1004)하는 단계,
    - 상기 다중 경로 요소 세트에서 상기 적어도 하나의 파일럿 신호의 다중 경로 요소로부터 채널 계수 세트를 계산하는 (22, 1006) 단계로서, 상기 채널 계수 세트는 채널 계수 벡터로 조직되는 (organized) 단계,
    - 상기 채널 계수 벡터로부터 상기 수신된 신호에 적용될 (24) 결합 가중치 (w) 세트를 추정하는 (22, 1008-1012) 단계를 포함하며,
    상기 채널 계수 벡터로부터 결합 가중치 (w) 세트를 추정하는 (22, 1008-1012) 상기 단계는
    - 상이한 지연을 갖는 상기 채널 계수 벡터의 다중 경로 요소들간의 상호 연관을 무시함으로써 상기 채널 계수 벡터의 공간적 상호 연관 매트릭스를 계산하는 단계 (22, 1008)로서, 이에 의해 상기 상호 연관 매트릭스는 상호 연관 매트릭스의 대각선을 따라 배열된 비-널 (non-null) 서브 매트릭스가 아닌 널 계수를 포함하는 블록 대각선 매트릭스이며, 상기 서브 매트릭스는 상기 다이버시티 안테나의 수와 동일한 크기를 갖는, 단계;
    - 상기 서브 매트릭스의 역 또는 이것의 스케일링된 (scaled) 버젼을 계산함으로써 상기 공간적 상호 연관 매트릭스로부터 결과로 얻게되는 매트릭스를 도출하는 단계 (22, 1010); 및
    - 상기 결과로 얻은 매트릭스와 상기 채널 계수 벡터를 곱하여 (22, 1012) 상기 결합 가중치 (w) 세트를 얻는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는, 방법.
  2. 제 1항에 있어서, 상기 방법은 미리 정해진 시간 인터벌에 걸쳐 상기 상호 연관 매트릭스의 계수들의 평균을 내는 (average) 단계를 포함하는, 방법.
  3. 제 1항에 있어서, 상기 방법은 상기 채널 계수 벡터의 평균을 내는 단계를 포함하며, 상기 결과로 얻는 매트릭스는 상기 평균 채널 계수 벡터와 곱해져서 (1012) 상기 결합 가중치(w)를 얻는, 방법.
  4. 제 1항에 있어서, 적어도 하나의 상기 수신된 신호들은 적어도 하나의 데이터 신호를 포함하며, 상기 방법은
    - 상기 결합 가중치(w) 세트와 상기 수신된 신호의 상기 다중 경로 요소 세트를 곱하고 (240, 1100), 상기 곱셈의 결과를 합산하여 (242, 1102) 상기 수신된 신호의 다중 경로 자유 버젼 (multi-path free version)을 얻는 단계, 및
    - 상기 수신된 신호의 상기 다중 경로 자유 버젼에서 적어도 하나의 데이터 신호를 검출하는 단계 (2OD, 1104)를 포함하는, 방법.
  5. 제 1항에 있어서, 상기 수신된 신호 중의 적어도 하나는 적어도 하나의 데이터 신호를 포함하며, 상기 방법은
    - 상기 수신된 신호의 상기 다중 경로 요소 세트에서 상기 적어도 하나의 데이터 신호의 다중 경로 요소를 검출하는 (2OD, 1200) 단계, 및
    - 상기 결합 가중치 세트 (w)를 상기 적어도 하나의 데이터 신호의 상기 다중 경로 요소와 곱하고 (240, 1202), 상기 곱셈 결과를 합산하여 (242, 1204) 상기 데이터 신호의 다중 경로 자유 버젼을 획득하는 단계를 포함하는, 방법.
  6. 제 1항에 있어서, 상기 수신된 신호들 중의 적어도 하나는 적어도 하나의 데이터 신호를 포함하며, 상기 적어도 하나의 파일럿 신호 및 상기 적어도 하나의 데이터 신호는 적어도 하나의 직교 가변 확산 인자 (Orthogonal Variable Spreading Factor)에 의해 확산되며, 상기 방법은 상기 적어도 하나의 파일럿 신호 및 상기 적어도 하나의 데이터 신호를 검출 (2OD, 2OP, 1004, 1104) 하는 단계를 포함하며, 상기 검출 단계는 상기 적어도 하나의 파일럿 신호 및 상기 적어도 하나의 데이터 신호를 디 스프레딩 (de-spreading)하는 것을 포함하는, 방법.
  7. 제 1항에 있어서, 2개의 다이버시티 안테나 (12)가 사용되며, 상기 서브 매트릭스의 역 또는 이것의 스케일링된 (scaled) 버젼을 계산함으로써 상기 공간적 상호 연관 매트릭스로부터 결과로 얻게 되는 매트릭스를 도출하는 단계 (22, 1010)는 부호 반전 및 요소 스와핑 (swapping)만을 수행하는 것을 포함하며, 서브 블록 (sub-blocks) 결정 계수 계산 및 상기 결정 계수에 의해 역전된 서브 블록들의 분할은 생략되는, 방법.
  8. 제 1항에 있어서,
    - 상기 결합 가중치 (w) 세트로 반복 채널 추적 절차 (222, 1014)를 초기화하는 단계 및
    -상기 결합 가중치 (w)를 상기 반복 채널 추적 절차 (222, 1014)로 업데이트 함으로써, 데이터 수신 중에 채널 변화를 추적하는 단계를 포함하는, 방법.
  9. 제 8항에 있어서, 상기 결합 가중치 (w) 세트로 반복 채널 추적 절차 (222, 1014)를 초기화하는 단계는 어떤 데이터도 수신되기 이전에, 반복 채널 추적 절차 (222, 1014)의 다수 회 반복을 수행하는 것을 포함하여, 상기 수신된 신호에 적용 (24)될 상기 결합 가중치의 개선된 (refined) 버젼을 얻는, 방법.
  10. 제 8항에 있어서, 상기 반복 채널 추적 절차 (222, 1014)는 최소 평균 자승 (Least Mean Square: LMS) 또는 정규화된 최소 평균 자승 (Normalized Least Mean Square: NLMS) 반복 절차인, 방법.
  11. 제 8항에 있어서, 상기 반복 채널 추적 절차 (222, 1014)는 상기 수신된 신호의 상기 다중 경로 요소 상에서 직접 동작하는, 방법.
  12. 복수의 다이버시티 안테나 (12)를 통한 다중 경로 전파에 노출된 채널로 부터 신호를 수신하는 수신기 (14 내지 26)로서, 상기 수신된 신호는 적어도 하나의 파일럿 신호를 포함하며, 상기 수신기 (14 내지 26)는
    - 상기 각 수신된 신호들에 대해 다중 경로 요소 (component)의 세트를 검출하는 수단 (18, 1004),
    - 상기 다중 경로 요소 세트에서 상기 적어도 하나의 파일럿 신호의 다중 경로 요소로부터 채널 계수 세트를 계산하는 수단 (22, 1006)으로서, 상기 채널 계수 세트는 채널 계수 벡터로 조직되는 (organized), 수단,
    - 상기 채널 계수 벡터로부터 상기 수신된 신호에 적용될 (24) 결합 가중치 (w) 세트를 추정하는 수단(22, 1008-1012)을 포함하며,
    상기 채널 계수 벡터로부터 결합 가중치 (w) 세트를 추정하는 (22, 1008-1012) 것은,
    - 상이한 지연을 갖는 상기 채널 계수 벡터의 다중 경로 요소들간의 상호 연관을 무시함으로써 상기 채널 계수 벡터의 공간적 상호 연관 매트릭스를 계산하는 단계 (22, 1008)로서, 이에 의해 상기 상호 연관 매트릭스는 상호 연관 매트릭스의 대각선을 따라 배열된 비-널 (non-null) 서브 매트릭스가 아닌 널 계수를 포함하는 블록 대각선 매트릭스이며, 상기 서브 매트릭스는 상기 다이버시티 안테나의 수와 동일한 크기를 갖는, 단계;
    - 상기 서브 매트릭스의 역 또는 이것의 스케일링된 (scaled) 버젼을 계산함으로써 상기 공간적 상호 연관 매트릭스로부터 결과로 얻게되는 매트릭스를 도출하는 단계 (22, 1010); 및
    - 상기 결과로 얻은 매트릭스와 상기 채널 계수 벡터를 곱하여 (22, 1012) 상기 결합 가중치 (w) 세트를 얻는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는, 수신기.
  13. 제 12항에 있어서, 상기 수신기는 고속 패킷 억세스 수신기 (High Speed Packet Access Receiver)인, 수신기.
  14. 제 12항에 있어서, 상기 수신기 (14 내지 26)는 2개의 다이버시티 안테나를 포함하는, 수신기.
  15. 컴퓨터 메모리에 로딩 가능한 컴퓨터 프로그램을 포함하는 컴퓨터 판독가능 저장 매체로서, 상기 컴퓨터 프로그램이 컴퓨터 상에서 작동될 때 제 1항의 단계들을 수행하도록 적용된 소프트웨어 코드 부분들을 포함하는, 컴퓨터 판독가능 저장 매체.
KR1020117007284A 2008-09-04 2008-09-04 수신된 신호의 처리 방법, 상응하는 수신기 및 이를 위한 컴퓨터 프로그램 제품 KR101519046B1 (ko)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/EP2008/007239 WO2010025749A1 (en) 2008-09-04 2008-09-04 A method of processing received signals, corresponding receiver and computer program product therefor

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20110050702A KR20110050702A (ko) 2011-05-16
KR101519046B1 true KR101519046B1 (ko) 2015-05-15

Family

ID=40638078

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020117007284A KR101519046B1 (ko) 2008-09-04 2008-09-04 수신된 신호의 처리 방법, 상응하는 수신기 및 이를 위한 컴퓨터 프로그램 제품

Country Status (5)

Country Link
US (1) US8830907B2 (ko)
EP (1) EP2321914B1 (ko)
KR (1) KR101519046B1 (ko)
CN (1) CN102177663B (ko)
WO (1) WO2010025749A1 (ko)

Families Citing this family (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8345803B2 (en) * 2008-10-02 2013-01-01 Qualcomm Incorporated Optimized finger assignment for improved multicarrier throughput
WO2010053019A1 (ja) 2008-11-07 2010-05-14 住友電気工業株式会社 通信装置
WO2011052575A1 (ja) 2009-10-26 2011-05-05 住友電気工業株式会社 無線通信装置
US8547918B2 (en) * 2009-11-17 2013-10-01 Qualcomm Incorporated Multiple-user multiple-input and multiple-output for high-speed packet access systems
US8611481B2 (en) * 2011-02-25 2013-12-17 Broadcom Corporation Blind control channel detection
US9401826B2 (en) * 2012-02-17 2016-07-26 Sony Corporation Signal processing unit employing a blind channel estimation algorithm and method of operating a receiver apparatus
CN105227227B (zh) * 2015-10-15 2018-10-12 宿州学院 一种基于小波的智能天线波束形成系统和方法
EP3796612B1 (en) * 2016-03-30 2021-12-01 Panasonic Intellectual Property Corporation of America Wireless communication system and wireless communication method
CN107666715B (zh) * 2016-07-28 2019-12-24 上海朗帛通信技术有限公司 一种无线传输中的方法和装置
US10412733B2 (en) * 2017-02-17 2019-09-10 Qualcomm Incorporated Feedback-based retransmission using mixed-duration transmission time intervals

Family Cites Families (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6301293B1 (en) * 1998-08-04 2001-10-09 Agere Systems Guardian Corp. Detectors for CDMA systems
US6377611B1 (en) * 1999-02-01 2002-04-23 Industrial Technology Research Institute Apparatus and method for a DSSS/CDMA receiver
US6141393A (en) * 1999-03-03 2000-10-31 Motorola, Inc. Method and device for channel estimation, equalization, and interference suppression
AU5745700A (en) * 1999-06-28 2001-01-31 Lucent Technologies Inc. High-speed data services using multiple transmit antennas
US7161974B2 (en) 2001-09-10 2007-01-09 Sasken Communication Technologies Ltd. Method for 2D antenna rake combining in a code division multiplication access system
US7003542B2 (en) * 2002-01-02 2006-02-21 Intel Corporation Apparatus and method for inverting a 4×4 matrix
EP1359684A1 (en) * 2002-04-30 2003-11-05 Motorola Energy Systems Inc. Wireless transmission using an adaptive transmit antenna array
US7738534B2 (en) * 2003-11-24 2010-06-15 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Multi-transmitter interference suppression using code-specific combining
US8867676B2 (en) * 2004-09-17 2014-10-21 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method and apparatus for controlling interference suppressing receivers
US7933345B2 (en) * 2006-12-20 2011-04-26 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method and apparatus for determining combining weights for MIMO receivers
US8102934B2 (en) * 2007-08-16 2012-01-24 Samsung Electronics Co., Ltd. Transmitting apparatus and method

Also Published As

Publication number Publication date
EP2321914B1 (en) 2012-11-07
WO2010025749A1 (en) 2010-03-11
CN102177663B (zh) 2014-08-06
US8830907B2 (en) 2014-09-09
CN102177663A (zh) 2011-09-07
US20110158180A1 (en) 2011-06-30
EP2321914A1 (en) 2011-05-18
KR20110050702A (ko) 2011-05-16

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR101519046B1 (ko) 수신된 신호의 처리 방법, 상응하는 수신기 및 이를 위한 컴퓨터 프로그램 제품
JP4545747B2 (ja) 多重入力多重出力適応アンテナアレイ方式を使用する移動通信システムにおける信号を送受信するシステム及び方法
JP4395063B2 (ja) 適応送信アンテナ・アレイを用いた無線伝送
US8817825B2 (en) Method and system for single weight (SW) antenna system for spatial multiplexing (SM) MIMO system for WCDMA/HSDPA
US8018903B2 (en) Closed-loop transmit diversity scheme in frequency selective multipath channels
US7894507B2 (en) Method and system for HSDPA maximum ratio combination (MRC) and equalization switching
US7505539B2 (en) Method and system for single antenna receiver system for HSDPA
US8126489B2 (en) Method and system for diversity processing
US8363567B2 (en) Method and system for channel estimation in a single channel (SC) multiple-input multiple-output (MIMO) system comprising two-transmit (2-Tx) and multiple-receive (M-Rx) antennas for WCDMA/HSDPA
US20060291581A1 (en) High Data Rate Closed Loop MIMO Scheme Combining Transmit Diversity and Data Multiplexing
CA2526838C (en) Apparatus and method for receiving data in a mobile communication system using an adaptive antenna array scheme
Petré et al. Space-time block coding for single-carrier block transmission DS-CDMA downlink
JP2007500468A (ja) 多重入力多重出力適応アンテナアレイ方式を使用する移動通信システムにおける信号を送受信するシステム及び方法
US20060074612A1 (en) Method and system for weight determination in a single channel (SC) multiple-input multiple-output (MIMO) system for WCDMA/HSDPA
US20060072449A1 (en) Method and system for channel equalization
EP1494368B1 (en) Receiver with adaptive antenna array
KR100933147B1 (ko) 적응 안테나 어레이 방식을 사용하는 이동 통신 시스템에서 신호 수신 장치 및 방법

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20180424

Year of fee payment: 4

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20190423

Year of fee payment: 5