JP4308849B2 - 多重入力多重出力適応アンテナアレイ方式を使用する移動通信システムにおける信号を送受信するシステム及び方法 - Google Patents

多重入力多重出力適応アンテナアレイ方式を使用する移動通信システムにおける信号を送受信するシステム及び方法 Download PDF

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Description

本発明は、移動通信システムに関し、特に、多重入力多重出力適応アンテナアレイ方式を使用する移動通信システムにおけるデータを送受信するシステム及び方法に関する。
次世代移動通信システムは、バーストパケットデータ(packet data)を複数の移動局へ送信するパケットサービス通信システム(packet service communication system)に発展していっている。上記パケットサービス通信システムは、大容量のデータの送信に適合するように設計されている。
最近では、このようなパケットサービス通信システムは、高速のパケットサービスのために発展している。このような点に関して、非同期通信方式の標準団体である3GPP(3rd Generation Partnership Project)は、上記高速のパケットサービスを提供するために、高速順方向パケット接続(High Speed Downlink Packet Access;以下、“HSDPA”と称する)方式を提案し、同期通信方式の標準団体である3GPP2(3rd Generation Partnership Project 2)は、上記高速のパケットサービスを提供するために、1xEV−DO/V(1x Evolution Data Only/Voice)方式を提案する。
上記HSDPA方式及び1xEV−DO/V方式のすべては、ウェブ(web)/インターネットサービスの円滑な送信のために、高速パケットサービスの提供を提案しており、上記高速パケットサービスを提供するためには、平均送信量(Average Throughput)だけではなく、最大の送信量(Peak Throughput)を最適化して、音声サービスのようなサーキット(circuit)データだけではなく、パケットデータの送信を円滑にする。
特に、上記HSDPA方式を使用する通信システム(以下、“HSDPA通信システム”と称する)は、高速のパケットデータの送信を支援するために、下記3種類の方式、すなわち、適応変調及び符号化(Adaptive Modulation and Coding;以下、“AMC”と称する)方式、ハイブリッド自動再送要求(Hybrid Automatic Retransmission Request;以下、“HARQ”と称する)方式、及び高速のセル選択(Fast Cell Select;以下、“FCS”と称する)方式を新たに導入した。
上記HSDPA通信システムは、上記AMC方式、HARQ方式、及びFCS方式を使用して、データ送信率を増加させている。データ送信率を高めるための他の通信システムとしては、上記1xEV−DO/V方式を使用する通信システム(以下、“1x EV−DO/V通信システム”と称する)が存在し、上記1xEV−DO/V通信システムもシステム性能を保証するためにデータ送信率を増加させる。
上記AMC方式、HARQ方式、及びFCS方式のような新たな方式だけではなく、割り当てられた帯域幅(band width)の限界を克服するための、すなわち、データ送信率を増加させるための他の方式としては、多重アンテナ(multiple antenna)方式が存在する。上記多重アンテナ方式は、空間軸(space domain)を活用するので、周波数軸での帯域幅資源の限界を克服することができる。
ここで、上記多重アンテナ方式について説明する。まず、移動通信システムは、1つの基地局(base station;BS)を介して複数の移動局が通信する形態から構成される。上記基地局が上記複数の移動局に高速のデータ送信を遂行する場合に、無線チャンネル上の特性によって、フェージング(fading)現象が発生する。このようなフェージング現象を克服するために、上記多重アンテナ方式の一種である送信アンテナダイバーシティ(transmit antenna diversity)方式が提案された。ここで、上記送信アンテナダイバーシティ方式とは、少なくとも2個以上の送信アンテナ、すなわち、多重アンテナを用いて信号を送信することによって、フェージング現象による送信データの損失を最小にして、データ送信率を高める方式を意味する。以下、上記送信アンテナダイバーシティ方式について説明する。
一般に、移動通信システムに存在する無線チャンネル環境は、有線チャンネル環境とは異なって、多重経路干渉(multipath interference)、シャドーイング(shadowing)、電波減衰、時変雑音、及び干渉などのような多くの要因により実際の送信信号から歪曲された信号を受信する。
ここで、上記多重経路干渉によるフェージングは、反射体やユーザ、すなわち、移動局の移動性に密接な関連を有し、実際の送信信号と干渉信号とが混在した形態で受信される。従って、上記受信信号は、実際の伝送の間に非常な歪曲を受けた形態になって、全体の移動通信システムの性能を低下させる要因として作用する。結果的に、上記フェージング現象は、受信信号の大きさ(amplitude)及び位相(phase)を歪曲させることがあり、無線チャンネル環境で、高速のデータ通信を抑制する主な原因となる。
上記フェージング現象を解決するための多くの研究が進められている。結果的に、データを高速で送信するためには、移動通信システムは、フェージング現象のような移動通信チャンネルの特性による損失、及び、個別ユーザの干渉を最小にしなければならない。フェージング現象による不安定な通信を防止するための方式としてダイバーシティ方式を使用し、このようなダイバーシティ方式のうちの1つである空間ダイバーシティ(space diversity)方式を実現するために、多重アンテナを使用する。
そして、上記フェージング現象を効率的に解決するための方式として送信アンテナダイバーシティ方式が幅広く使用されている。上記送信アンテナダイバーシティ方式は、無線チャンネル環境で、独立したフェージング現象に遭った複数の送信信号を受信して、フェージング現象による歪曲に対処する。上記送信アンテナダイバーシティ方式は、時間ダイバーシティ(time diversity)方式、周波数ダイバーシティ(frequency diversity)方式、多重経路ダイバーシティ(multipath diversity)方式、及び空間ダイバーシティ(space diversity)方式に区分される。
移動通信システムは、高速のデータ通信を遂行するために、通信性能に非常な影響を及ぼす上記フェージング現象を良く克服しなければならない。このようなフェージング現象を克服しなければならない理由は、上記フェージング現象が、受信信号の振幅(amplitude)を数dBから数十dBまで減少させるためである。上記フェージング現象を克服するために、上記ダイバーシティ方式が使用される。例えば、符号分割多重接続(Code Division Multiple Access;以下、“CDMA”と称する)方式は、チャンネルの遅延分散(delay spread)を用いて、ダイバーシティ性能を得ることができるレイク(Rake)受信器を採択している。ここで、上記レイク受信器は、多重経路信号を受信する一種の受信ダイバーシティ方式である。しかしながら、上記レイク受信器で使用された受信ダイバーシティ方式は、チャンネルの遅延分散が比較的小さい場合には、目的のダイバーシティ利得を有することができない、という短所を有する。
上記時間ダイバーシティ方式は、インターリービング(interleaving)及びコーディング(coding)のような方法を用いて、無線チャンネル環境から発生するバーストエラー(burst error)に効率的に対応し、一般的に、ドップラー拡散(doppler spread)チャンネルで使用される。しかしながら、上記時間ダイバーシティ方式は、低速ドップラー拡散チャンネルでは、そのダイバーシティ効果を有することが難しい、という問題点がある。
上記空間ダイバーシティ方式は、一般的に、チャンネルの遅延分散が比較的小さいチャンネル、例えば、室内チャンネル及び低速のドップラー拡散チャンネルである歩行者チャンネルのような遅延分散が比較的小さいチャンネルで使用される。上記空間ダイバーシティ方式は、少なくとも2つのアンテナを使用して、ダイバーシティ利得を取得する方式であって、1つのアンテナを介して送信された信号がフェージング現象により減衰された場合に、残りのアンテナを介して送信された信号を受信してダイバーシティ利得を取得する方式である。ここで、上記空間ダイバーシティ方式は、複数の受信アンテナを使用する受信アンテナダイバーシティ方式と複数の送信アンテナを使用する送信アンテナダイバーシティ方式と複数の受信アンテナ及び複数の送信アンテナを使用する多重入力多重出力(Multiple Input Multiple Output:以下、“MIMO”と称する)方式とに分類される。
一方、上記送受信アンテナダイバーシティ方式のうちの1つの方式であるMIMO適応アンテナアレイ(MIMO- Adaptive Antenna Array;以下、“MIMO−AAA”と称する)方式について説明する。
上記MIMO−AAA方式は、複数の受信アンテナから構成されたアンテナアレイを介して受信された受信信号の信号ベクトル(vector)に、適正加重値(weight)ベクトルの内積(scalar product)を計算することによって、受信器が望む方向に受信された信号は、その受信信号の大きさを最大化し、上記受信器が望まない方向に受信された信号は、その受信信号の大きさを最小化する方式である。また、上記受信器は、上記信号に対する送信加重値ベクトルを計算した後に、送信器へ上記信号を送信し、これによって、上記送信器から上記受信器へ送信される信号のビームを効率的に生成することができる。すなわち、上記MIMO−AAA方式によると、上記信号が上記受信器で受信される場合に、目的の受信信号のみを最大の大きさで増幅し、上記信号を上記受信器へ最大の大きさで放射することによって、通話品質を向上させると同時に、システム全体の容量の増大及びサービス半径の増大を有する、という長所がある。
上記MIMO−AAA方式が周波数分割多重接続(Frequency Division Multiple Access;以下、“FDMA”と称する)方式と、時間分割多重接続(Time Division Multiple Access;以下、“TDMA”と称する)方式と、CDMA方式とを使用する移動通信システムにすべて適用可能であるが、以下、説明の便宜上、上記CDMA方式を使用する移動通信システム(以下、“CDMA移動通信システム”と称する)を例に挙げて、上記MIMO−AAA方式について説明する。
図1は、一般的なCDMA移動通信システムにおける送信器及び受信器の構成を示すブロック図である。しかしながら、図1を説明するに先立って、下記の説明で、上記CDMA移動通信システムが上記MIMO−AAA方式を適用すると仮定する。従って、上記送信器及び受信器は、複数の送信アンテナ及び複数の受信アンテナをそれぞれ備えなければならない。しかしながら、図1によると、上記送信器及び受信器は、別途の送信アンテナ及び受信アンテナを備えるものではなく、同一のアンテナは、デュプレクサー(duplexer)を使用することによって、時分割(time division)方式を通して上記送信器及び上記受信器に使用されると仮定する。また、図1では、N個のアンテナを使用する。さらに、上記送信器は、基地局(Base Station:BS)又は移動局(Mobile Station:MS)になることがことができ、上記受信器も、上記基地局又は上記移動局になることができる。
一番目に、上記CDMA移動通信システムの送信器について説明する。
図1を参照すると、上記送信器は、エンコーダ(encoder)101と、インターリーバー(interleaver)103と、送信ビーム生成器105と、信号処理器107と、第1の拡散器111と、第2の拡散器121と、...、第Nの拡散器131とを含む複数の拡散器と、第1のRF処理器113と、第2のRF処理器123と、...、第NのRF処理器133とを含むN個の無線周波数(Radio Frequency:以下、“RF”と称する)処理器(processor)とから構成される。また、デュプレクサー140は、上記送信器及び上記受信器のすべてに共通的に使用され、第1のアンテナ141と、第2のアンテナ143と、...、第Nのアンテナ145とを含むN個のアンテナも、上記送信器及び上記受信器のすべてに共通的に使用される。
まず、送信されるデータが発生すると、上記送信データは、エンコーダ101へ入力される。エンコーダ101は、上記送信データをあらかじめ設定されているエンコーディング(encoding)方式を使用してエンコーディングした後に、インターリーバー103へ出力する。ここで、上記エンコーディング方式は、ターボ(turbo)エンコーディング方式、あるいは、畳込み(convolutional)エンコーディング方式を含む。
インターリーバー103は、エンコーダ101からの信号を受信すると、バーストエラー(burst error)を防止するために、あらかじめ設定されているインターリービング方式を介して上記信号をインターリービングして送信ビーム生成器105へ出力する。ここで、インターリーバー103から出力される信号を“'k”で示す。信号処理器107は、インターリーバー103から出力された信号'kに基づいて加重値を計算した後に、送信ビーム生成器105へ出力する。すると、送信ビーム生成器105は、インターリーバー103から出力された信号'k及び信号処理器107で計算された加重値を考慮して、送信ビーム(transmission beam)を生成し、第1の拡散器111、第2の拡散器121、...、第Nの拡散器131のそれぞれへ出力する。すなわち、送信ビーム生成器105は、インターリーバー103から出力された信号を受信して、第1のアンテナ141、第2のアンテナ143、...、第Nのアンテナ145のそれぞれを介して送信されることができるように上記送信ビームを生成して、第1の拡散器111、第2の拡散器121、...、第Nの拡散器131のそれぞれへ出力する。上記送信ビームを生成するための具体的な動作は、本発明とは直接的に関係がないので、その詳細な説明を省略する。
送信ビーム生成器105から出力された信号の集合を“'”で示す。すなわち、上記'は、送信ビーム生成器105から生成された信号の集合であり、k番目のアンテナにマッピングされる。
第1の拡散器111は、送信ビーム生成器105から出力された信号'を受信して、あらかじめ設定されている拡散コード(spreading code)を使用して信号'を拡散した後に、第1のRF処理器113へ出力する。第1の拡散器111から出力された信号を受信すると、第1のRF処理器113は、上記信号に対してRF処理を施してデュプレクサー140へ出力する。ここで、上記RF処理器のそれぞれは、増幅器(amplifier)、周波数変換器(frequency converter)、フィルター(filter)、アナログ/デジタル変換器(analog to digital converter)から構成されてRF信号を処理する。
また、第2の拡散器121は、送信ビーム生成器105から出力された信号'を受信して、あらかじめ設定されている拡散コードを使用して信号'を拡散する。その後に、第2の拡散器121は、第2のRF処理器123へ信号'を出力する。第2の拡散器121から出力された信号を受信すると、第2のRF処理器123は、上記信号に対してRF処理を施してデュプレクサー140へ出力する。
このような方式にて、第Nの拡散器131は、送信ビーム生成器105から出力された信号'を受信して、あらかじめ設定されている拡散コードを使用して信号'を拡散した後に、第NのRF処理器133へ出力する。第Nの拡散器131から出力された信号を受信すると、第NのRF処理器133は、上記信号に対してRF処理を施してデュプレクサー140へ出力する。
デュプレクサー140は、制御器(図示せず)の制御下に、上記信号の送信時点及び受信時点をスケジューリング(scheduling)することによって、上記信号の送受信動作を制御する。また、デュプレクサー140の送受信動作に従って、第1のアンテナ141と、第2のアンテナ143と、...、第Nのアンテナ145とは、送信アンテナ(Tx.ANT)として動作することもでき、受信アンテナ(Rx.ANT)として動作することもできる。
二番目に、上記CDMA移動通信システムの基地局の受信器について説明する。
上記受信器は、第1のRF処理器151と、第2のRF処理器161と、...、第NのRF処理器171とを含むN個のRF処理器と、上記RF処理器のそれぞれに対応する第1の多重経路探索器153と、第2の多重経路探索器163と、...、第Nの多重経路探索器173とを含むN個の多重経路探索器(multipath searcher)と、上記多重経路探索器のそれぞれで探索したL個の多重経路に関する信号を処理するための第1のフィンガー180−1と、第2のフィンガー180−2と、...、第Lのフィンガー180−Lとを含むL個のフィンガー(finger)と、上記L個のフィンガーのそれぞれから出力された多重経路信号を結合する多重経路結合器(multipath combiner)191と、デインターリーバー(de-interleaver)193と、デコーダ(decoder)195とから構成される。
まず、複数の送信器から送信された信号は、多重経路フェージング無線チャンネル(fading radio channel)を介して上記N個のアンテナで受信される。デュプレクサー140は、第1のアンテナ141を介して受信された信号を第1のRF処理器151へ出力する。デュプレクサー140から出力された信号を受信すると、第1のRF処理器151は、上記信号に対してRF処理を施して基底帯域(baseband)デジタル信号に変換する。すると、第1のRF処理器151は、第1の多重経路探索器153へ上記基底帯域デジタル信号を出力する。第1のRF処理器151から出力された基底帯域デジタル信号を受信すると、第1の多重経路探索器153は、上記基底帯域デジタル信号をL個の多重経路成分に分離し、上記分離されたL個の多重経路成分を第1のフィンガー180−1乃至第Lのフィンガー180−Lのそれぞれへ出力する。ここで、第1のフィンガー180−1乃至第Lのフィンガー180−Lのそれぞれは、L個の多重経路のそれぞれに一対一マッピングされて、多重経路成分を処理する。上記N個の受信アンテナを介して受信された信号のそれぞれに対して、L個の多重経路を考慮するので、N×L個の信号に対して信号処理を行わなければならない。上記N×L個の信号のうち、同一の経路を有する信号が同一のフィンガーへ出力される。
また、デュプレクサー140は、第2のアンテナ143を介して受信された信号を第2のRF処理器161へ出力する。デュプレクサー140から出力された信号を受信すると、第2のRF処理器161は、上記信号をRF処理して基底帯域デジタル信号へ変換した後に、第2の多重経路探索器163へ出力する。第2のRF処理器161から出力された上記基底デジタル信号を受信すると、第2の多重経路探索器163は、上記基底デジタル信号をL個の多重経路成分に分離し、上記分離されたL個の多重経路成分のそれぞれを第1のフィンガー180−1乃至第Lのフィンガー180−Lのそれぞれへ出力する。
同一の方式にて、デュプレクサー140は、第Nのアンテナ145を介して受信された信号を第NのRF処理器171へ出力する。デュプレクサー140から出力された信号を受信すると、第NのRF処理器171は、上記信号をRF処理して基底帯域デジタル信号に変換した後、第Nの多重経路探索器173へ出力する。第NのRF処理器171から出力された上記基底帯域デジタル信号を受信すると、第Nの多重経路探索器173は、上記基底帯域デジタル信号をL個の多重経路成分に分離し、上記分離されたL個の多重経路成分のそれぞれを第1のフィンガー180−1乃至第Lのフィンガー180−Lのそれぞれへ出力する。
従って、上記N個の受信アンテナのそれぞれを介して受信された信号のL個の多重経路信号のうち、同一の多重経路信号は、同一のフィンガーへ入力される。例えば、第1のアンテナ141乃至第Nのアンテナ145からの第1の多重経路信号は、第1のフィンガー180−1へ入力される。このような方式にて、第1のアンテナ141乃至第Nのアンテナ145の第Lの多重経路信号は、第Lのフィンガー180−Lへ入力される。一方、第1のフィンガー180−1乃至第Lのフィンガー180−Lのそれぞれは、実際入出力される信号が相互に異なるだけで、その構成及び動作が同一である。従って、説明の便宜上、第1のフィンガー180−1の動作についてのみ説明する。
第1のフィンガー180−1は、上記N個の多重経路探索器のそれぞれに対応するN個の逆拡散器、すなわち、第1の逆拡散器181と、第2の逆拡散器182と、...、第Nの逆拡散器183とのN個の逆拡散器と、第1の逆拡散器181乃至第Nの逆拡散器183のそれぞれから出力された信号を受信して、受信ビーム(beam)を生成するための加重値を計算する信号処理器184と、信号処理器184で計算した加重値を使用して受信ビームを生成するための受信ビーム生成器185とから構成される。
まず、第1の多重経路探索器153から出力された第1の多重経路信号は、第1の逆拡散器181へ入力される。第1の逆拡散器181は、第1の多重経路探索器153から出力された第1の多重経路信号を、あらかじめ設定されている逆拡散コード(de-spreading code)をもって逆拡散して、信号処理器184及び受信ビーム生成器185へ出力する。ここで、上記逆拡散コードは、上記送信器のそれぞれで使用された拡散コードと同一であり、上記逆拡散過程を“時間プロセシング(temporal processing)”と称する。
また、第2の多重経路探索器163から出力された第1の多重経路信号は、第2の逆拡散器182へ入力される。第2の逆拡散器182は、第2の多重経路探索器163から出力された第1の多重経路信号をあらかじめ設定されている拡散コードをもって逆拡散して、信号処理器184及び受信ビーム生成器185へ出力する。
このような方式にて、第Nの多重経路探索器173から出力された第1の多重経路信号は、第Nの逆拡散器183へ入力される。第Nの逆拡散器183は、第Nの多重経路探索器173から出力された第1の多重経路信号をあらかじめ設定されている拡散コードをもって逆拡散して、信号処理器184及び受信ビーム生成器185へ出力する。
信号処理器184は、第1の逆拡散器181乃至第Nの逆拡散器183から出力された信号を受信して、受信ビームの生成のための加重値集合 を計算する。ここで、第1の多重経路探索器153乃至第Nの多重経路探索器173のそれぞれから出力された第1の多重経路信号の集合を“ ”であると定義する。ここで、第1の多重経路信号集合 は、k番目の時点で第1のアンテナ141乃至第Nのアンテナ145のそれぞれを介して受信された第1の多重経路信号の集合を示し、第1の多重経路信号集合 を構成する第1の多重経路信号のそれぞれは、すべてベクトル信号である。そして、上記加重値集合 は、k番目の時点で、第1のアンテナ141乃至第Nのアンテナ145のそれぞれを介して受信された第1の多重経路信号のそれぞれに適用される加重値集合を示し、上記加重値集合 を構成する加重値のそれぞれは、すべてベクトル信号である。
そして、第1の多重経路信号集合 内のすべての第1の多重経路信号が逆拡散された信号の集合を“ ”であると定義する。ここで、第1の多重経路信号の逆拡散信号集合 は、k番目の時点で、第1のアンテナ141乃至第Nのアンテナ145のそれぞれを介して受信された第1の多重経路信号のそれぞれが逆拡散された信号の集合を示し、第1の多重経路信号の逆拡散信号集合 を構成する逆拡散信号のそれぞれは、すべてベクトル信号である。以下、説明の便宜上、“集合”については、その用語を省略し、下線が引かれた(underlined)パラメータ(parameter)は、特定のエレメント(element)の集合を示す。
また、第1の逆拡散器181乃至第Nの逆拡散器183のそれぞれは、あらかじめ設定されている逆拡散コード(de-scrambling code)で第1の多重経路信号 を逆拡散するので、目的の受信信号の受信電力(power)が干渉信号(interference signal)の受信電力に比べてプロセス利得(process gain)だけ増幅される。
上述したように、第1の多重経路信号 の逆拡散された信号 は、信号処理器184へ入力される。信号処理器184は、第1の多重経路信号 が逆拡散された信号 をもって加重値 を計算して、受信ビーム生成器185へ出力する。結果的に、信号処理器184は、第1のアンテナ141乃至第Nのアンテナ145のそれぞれから出力された総計でN個の第1の多重経路信号である が逆拡散された信号 をもって、第1のアンテナ141乃至第Nのアンテナ145のそれぞれから出力された第1の多重経路信号 に適用された総計でN個の加重値である を計算する。受信ビーム生成器185は、上記総計でN個の第1の多重経路信号 が逆拡散された信号 及び総計でN個の加重値 を受信する。
そして、受信ビーム生成器185は、上記総計でN個の加重値 をもって受信ビームを生成した後に、第1の多重経路信号 が逆拡散された信号 及び上記受信ビームの該当加重値 の内積を計算して、第1のフィンガー180−1の出力信号zとして出力する。ここで、第1のフィンガー180−1の出力信号zは、式(1)のように表現される。
Figure 0004308849
式(1)において、Hは、エルミート(Hermitian)演算子、すなわち、共役(conjugate)転置(transpose)を示す。また、上記受信器のN個のフィンガーのそれぞれからの出力信号zの集合 が、最終的に多重経路結合器191へ入力される。
上記では、第1のフィンガー180−1のみを例に挙げてその動作を説明したが、第1のフィンガー180−1だけではなく、残りのフィンガーも第1のフィンガー180−1と同一の動作を遂行する。従って、多重経路結合器191は、第1のフィンガー180−1乃至第Lのフィンガー180−Lから出力された信号を結合して、デインターリーバー193へ出力する。デインターリーバー193は、多重経路結合器191から出力された信号を送信器で適用したインターリービング(interleaving)方式に相当するデインターリービング方式にてデインターリービングした後に、デコーダ195へ出力する。デコーダ195は、デインターリーバー193から出力された信号を送信器で適用したエンコーディング(encoding)方式に相当するデコーディング(decoding)方式にてデコーディングして、最終の受信データとして出力する。
信号処理器184は、あらかじめ設定されているアルゴリズム(algorithm)により受信されることを望む送信器から送信された信号の平均自乗エラー(Mean Square Error:以下、“MSE”と称する)が最小になるように加重値 を計算する。そして、受信ビーム生成器185は、信号処理器184が生成した加重値 を使用して受信ビームを生成し、MSEが最小になるように受信ビームを生成する過程を“空間プロセシング(spatial processing)”と称する。もちろん、MSEが最小になるように送信ビームを生成する過程も、“空間プロセシング”と称する。従って、上記MIMO−AAA方式がCDMA移動通信システムに使用される場合に、時間プロセシングと空間プロセシングとが同時に遂行される。このように、上記時間プロセシングと上記空間プロセシングとを同時に遂行する動作を“空間−時間プロセシング(spatial-temporal processing)”と称する。
一方、信号処理器184は、上述したように、フィンガー別に逆拡散される前の多重経路信号及び逆拡散された後の多重経路信号を受信して、あらかじめ設定されているアルゴリズムに従って、上記MIMO−AAA方式の利得を最大化することができる加重値 を計算する。同一の方式にて、送信器でも、上記MIMO−AAA方式の利得を最大化することができる加重値 をあらかじめ設定されているアルゴリズムに従って計算する。信号処理器184及び送信ビーム生成器105は、上記MSEを最小化するように動作する。
従って、最近では、上記MSEを適応的に最小化するための加重値計算アルゴリズムに関する研究が活発に進められている。しかしながら、上記MSEを適応的に最小化するための加重値計算アルゴリズムは、主に、基準(reference)信号を基準にしてエラーを減少させるアルゴリズムであり、上記アルゴリズムは、基準信号が存在しない場合に、ブラインド(blind)方式として、常数係数(Constant Modulus:以下、“CM”と称する)方式及び判定指向(Decision-Directed:以下、“DD”と称する)方式を支援する。
しかしながら、上記基準信号を基準にしてエラーを減少させるアルゴリズムは、チャンネルが急速に変化する環境、例えば、高速フェージングチャンネル(fast fading channel)のようなチャンネルが急速に変化する環境や高次変調方式、例えば、16値直交振幅変調(Quadrature Amplitude Modulation;QAM)方式のような高次変調方式を使用する環境では、上記アルゴリズムを介してシステムで望む最小値を有するMSEを取得することが難しい。
さらに、上記最小のMSEが上記アルゴリズムを介して取得されることができるとしても、上記最小のMSEは、比較的大きい値を有する。このように、上記最小のMSE値が比較的大きい値に決定される場合に、上記MIMO−AAA方式を使用することによって発生する利得が減少されるので、高速のデータ通信システムでは適合しない、という問題点があった。また、送信器及び受信器のすべてが送信ビーム及び受信ビームを生成するための加重値をそれぞれ計算しなければならないため、上記加重値の計算に必要な演算量によるロードが大きく発生する、という問題点があった。
上記背景に鑑みて、本発明の目的は、適応アンテナアレイ方式を使用する移動通信システムにおける信号を送受信するシステム及び方法を提供することにある。
本発明の他の目的は、適応アンテナアレイ方式を使用する移動通信システムにおける送信器の加重値情報を使用して、送信器の加重値を制御するシステム及び方法を提供することにある。
本発明の更に他の目的は、適応アンテナアレイ方式を使用する移動通信システムにおける加重値生成方式を使用してデータを送受信するシステム及び方法を提供することにある。
このような目的を達成するために、本発明の第1の特徴によれば、適応アンテナアレイ方式を使用する無線通信システムにおける送受信ビームを生成するための加重値情報を送受信する方法は、受信信号のエラーを最小化するための第1の方式及び第2の方式に加重値をそれぞれ与えて最小のエラー値を計算するステップと、上記受信信号及び上記最小のエラー値を用いて受信ビームの生成のための受信加重値を計算するステップと、上記受信加重値及び上記最小のエラー値を用いて送信ビームの生成のための送信加重値を計算するステップと、上記送信加重値を含むフィードバック情報を生成するステップと、上記フィードバック情報を送信するステップとを具備することを特徴とする。
本発明の第2の特徴によれば、第1の装置は、第1の送信器及び第1の受信器を有し、第2の装置は、第2の送信器及び第2の受信器を有し、上記第1の装置及び第2の装置は、適応アンテナアレイ方式を使用する無線通信システムにおける信号を送受信する方法は、上記第1の受信器が受信された信号のエラーを最小化するための第1の方式及び第2の方式にそれぞれの加重値を付加して最小のエラー値を計算するステップと、上記受信信号及び上記最小のエラー値を使用して、上記第1の装置の受信ビームの生成のための受信加重値を計算し、上記受信加重値及び上記最小のエラー値を使用して上記第2の装置の送信ビームの生成のための送信加重値を計算するステップと、上記第2の装置の送信加重値を含むフィードバック情報を生成するステップと、上記フィードバック情報を上記第1の送信器から上記第2の受信器へ送信するステップと、上記第2の受信器が上記フィードバック情報を受信するステップと、上記第2の装置が上記フィードバック情報から上記送信加重値を検出し、上記送信加重値に相当するように送信ビームを生成した後に、上記第2の送信器を介して上記送信ビームの信号を上記第1の装置へ送信するステップとを具備することを特徴とする。
本発明の第3の特徴によれば、適応アンテナアレイ方式を使用する無線通信システムにおける信号を送受信するシステムは、受信信号を逆拡散して逆拡散信号を生成する逆拡散器と、上記受信された信号のエラーを最小化するための第1の方式及び第2の方式にそれぞれの加重値を付加して最小のエラー値を計算し、上記逆拡散信号及び上記最小のエラー値を使用して、受信器の受信ビームの生成のための受信加重値を計算し、上記受信加重値及び上記最小のエラー値を使用して、相手側の送信器の送信ビームの生成のための送信加重値を計算する信号処理器と、上記送信加重値を含むフィードバック情報を生成するフィードバック情報生成器と、上記フィードバック情報を相手側の受信器へ送信する送信器とを具備することを特徴とする。
本発明の第4の特徴によれば、適応アンテナアレイ方式を使用する無線通信システムにおける送信加重値情報を送受信するシステムは、信号を受信し、上記受信された信号のエラーを最小化するための第1の方式及び第2の方式にそれぞれの加重値を付加して最小のエラー値を計算し、上記受信信号を逆拡散して逆拡散信号を生成し、上記逆拡散信号及び上記最小のエラー値を使用して、第1の受信器の受信ビームの生成のための受信加重値を計算し、上記計算された受信加重値及び上記最小のエラー値を使用して、第2の送信器の送信ビームの生成のための送信加重値を計算した後に、上記送信加重値を含むフィードバック情報を生成する上記第1の受信器と、上記第1の受信器が生成したフィードバック情報を上記第2の装置へ送信する第1の送信器とを含む第1の装置と、上記第1の装置が送信したフィードバック情報を受信する第2の受信器と、上記第2の受信器が受信したフィードバック情報から送信器の送信ビームの生成のための送信加重値を検出し、上記検出された送信加重値に相当するように送信ビームを生成して信号を送信する第2の送信器とを含む第2の装置とを具備することを特徴とする。
本発明の実施形態は、移動通信システムにおいて、2種類の方式を組み合わせた組合せ型加重値生成方式、例えば、CM方式及びDD方式に対して、シグモイド関数を介して差等的に加重値を与えることによって、1つの方法を使用するか、又は、2種類の方式を変換して使用する場合よりも、迅速にかつ正確に最小のMSE値を有する加重値を生成することができる。従って、 正確な受信ビームを生成することができ、正確な受信ビームの生成は、受信器が目的の信号のみを正確に受信することができるようにして、システム性能を向上させることができる、という利点を有する。
また、本発明によると、上記受信加重値を使用して受信器で生成された送信加重値は、送信器が上記送信加重値を使用することもできる方式にて、上記送信器へフィードバックされることができる。従って、上記送信器が上記送信加重値を計算するための別途の演算過程を遂行しなくても良いので、その演算過程に対するロード(load)が減少されることができる、という利点を有する。
以下、本発明の好適な一実施形態を添付図面を参照しつつ詳細に説明する。下記の説明において、本発明の要旨のみを明瞭にする目的で、関連した公知の機能又は構成に関する具体的な説明は省略する。そして、後述する用語は、本発明での機能を考慮して定義された用語であり、これは、使用者及び運用者の意図又は慣例に従って変わっても良い。従って、その用語は、本発明の全体の内容に基づいて定義されなければならない。
本発明を説明するに先立って、符号分割多重接続(Code Division Multiple Access:以下、“CDMA”と称する)方式を使用する移動通信システム(以下、“CDMA移動通信システム”と称する)の受信器で受信された信号モデル(model)を説明する。上記受信器は、信号を受信することができる基地局(BS:Base Station)の受信器になることもでき、又は移動局(MS:Mobile Station)の受信器になることもできる。ここで、上記基地局受信器を一例にして、受信された信号モデルを説明する。
上記基地局の受信器は、複数の受信アンテナ(RxANT)を有する受信アンテナアレイ(Rx antenna array)を備える。また、本発明は、周波数分割多重接続(Frequency Division Multiple Access;以下、“FDMA”と称する)方式と、時間分割多重接続(Time Division Multiple Access;以下、“TDMA”と称する)方式と、符号分割多重接続(Code Division Multiple Access;以下、“CDMA”と称する)方式及び直交周波数分割多重(Orthogonal Frequency Division Multiplexing;以下、“OFDM”と称する)方式とを使用する移動通信システムのすべてに適用されることができるとしても、説明の便宜上、上記OFDM方式を使用する移動通信システム(以下、“OFDM移動通信システム”と称する)及び上記CDMA方式を使用する移動通信システム(以下、“CDMA移動通信システム”と称する)を参照して説明する。
まず、上記基地局がサービスするセル内の任意の移動局、すなわち、第mの移動局の送信器から送信された信号は、式(2)のように表現される。
Figure 0004308849
式(2)において、s(t)は、第mの移動局の送信信号を示し、pは、第mの移動局の送信電力を示し、b(t)は、第mの移動局のユーザ情報ビットシーケンス(user information bit sequence)を示し、c(t)は、Tのチップ(chip)周期を有する第mの移動局のユーザ拡散コードシーケンス(user spreading code sequence)を示す。
一方、上記移動局送信器から送信された送信信号は、多重経路ベクトルチャンネル(multipath vector channel)を介して上記基地局の受信器で受信される。上記多重経路ベクトルチャンネルのチャンネルパラメータ(channel parameter)は、ビット周期Tに比べて比較的低速で変化すると仮定する。従って、上記多重経路ベクトルチャンネルのチャンネルパラメータは、所定のビット周期の間では一定であると仮定する。すると、上記基地局の受信器で受信された第mの移動局の第1の多重経路に対する複素(complex)基底帯域受信信号は、式(3)のように表現される。ここで、式(3)に示す受信信号は、上記基地局受信器で受信された無線周波数(Radio Frequency;以下、“RF”と称する)信号をダウンコンバーティング(down converting)した後の基底帯域信号を示すことに留意しなければならない。
Figure 0004308849
式(3)において、 m1(t)は、上記第mの移動局の第1の多重経路を介して受信された複素基底帯域受信信号の集合を示し、αm1は、上記第mの移動局の第1の多重経路に適用されたフェージング減衰度を示し、φm1は、上記第mの移動局の第1の多重経路に適用された位相遷移量を示し、τm1は、上記第mの移動局の第1の多重経路に適用された時間遅延量を示し、 m1は、上記第mの移動局の第1の多重経路に適用されたアレイ応答(Array Response;AR)の集合を示す。ここで、上記基地局の受信器は、複数、例えば、N個の受信アンテナを備えるので、上記第mの移動局が送信した信号は、N個の受信アンテナのそれぞれを介して基地局受信器で受信される。従って、第1の多重経路を介して受信された信号の数はNであり、従って、上記第mの移動局の第1の多重経路を介して受信器で受信されたN個の複素基底帯域信号は、上記複素基底帯域信号の集合を構成する。以下、説明の便宜上、“集合”については、その用語を省略し、下線が引かれたパラメータは、特定のエレメントの集合を示す。
一方、現在の線形(linear)アンテナアレイを使用する場合に、上記アレイ応答 m1は、式(4)のように表現される。
Figure 0004308849
式(4)において、‘d’は、受信アンテナ間に離隔している間隔を示し、λは、使用周波数帯域での波長を示し、Nは、上記受信アンテナの個数を示し、θm1は、第mの移動局の第1の多重経路に適用される到来方向(Direction Of Arrival;DOA)を示す。
また、上記基地局がサービスするセル内に存在する移動局の個数がMであり、上記M個の移動局のそれぞれに対して、L個の多重経路が存在すると仮定すると、上記基地局で受信された受信信号は、上記M個の移動局のそれぞれから送信された送信信号と加算性白色雑音(Addictive White Noise;AWN)とが加算された形態であり、これを示すと、式(5)の通りである。
Figure 0004308849
式(5)において、(t)は、M個の移動局のそれぞれから送信された送信信号のそれぞれに加算された上記加算性白色雑音の集合を示す。
式(5)を満足する受信信号のうち、上記基地局が受信することを望む信号が 11であると仮定する。ここで、上記 11は、第1の移動局が第1の多重経路を介して送信された信号を示す。このように、上記基地局が受信することを望む信号が 11であると仮定したので、上記信号 11を除いたすべての信号は、干渉信号及び雑音として見なされる。従って、式(5)は、式(6)のように表現されることができる。
Figure 0004308849
式(6)において、(t)は、干渉信号を示し、式(7)のように表現される。
Figure 0004308849
式(7)の第1の項は、上記基地局が受信することを望む移動局の送信信号であるが、上記基地局が受信することを望まない他の多重経路による干渉信号(Inter-Path Interference;IPI)を示し、式(7)の第2の項は、他の移動局による多重接続干渉(Multiple Access Interference;MAI)を示す。
また、上記(t)は、上記基地局受信器の該当チャンネルカード(channel card)、すなわち、第1の移動局に割り当てられたチャンネルカード(m=1)内の該当多重経路のフィンガー(finger)、すなわち、第1のフィンガー(l=1)であらかじめ設定された逆拡散コードc(t−τ11)をもって逆拡散されるが、上記逆拡散された信号(t)は、式(8)の通りである。ここで、上記逆拡散コードc(t−τ11)は、移動局送信器で信号を送信する間に使用された拡散コードc(t−τ11)と同一である。そして、上記基地局は、図1に関連して説明したような複数の受信器を備えており、上記受信器のそれぞれを“チャンネルカード”と称し、1つの移動局に対して1つのチャンネルカードを割り当てる。また、図1に関連して説明するように、上記チャンネルカードは、多重経路の数に相当する複数のフィンガーが備えられており、上記フィンガーのそれぞれは、該当多重経路信号に一対一にマッピングされる。
Figure 0004308849
式(8)において、‘k’は、任意のk番目のサンプリング(sampling)時点を示す。
上記逆拡散される前の信号(t)を上記逆拡散コードc(t−τ11)をもって逆拡散した後の信号(t)を生成する場合に、上記受信信号のうちから上記基地局受信器が受信することを望む信号成分の電力は、逆拡散器の特性に従ってプロセス利得Gだけ増幅される。このように、上記基地局受信器が受信することを望む信号成分の電力がプロセス利得Gだけ増幅されるとしても、上記基地局受信器が受信することを望まない信号成分の電力は、まったく変化がないという事実が分かる。従って、逆拡散される前の受信信号と逆拡散された後の受信信号との間の相関行列(correlation matrix)を計算することができる。上記逆拡散される前の受信信号と逆拡散された後の受信信号との間の相関行列を求めるためには、上記逆拡散された後の受信信号(t)のサンプリング時点と同一の時点であるk番目の時点で上記逆拡散される前の受信信号(t)をサンプリングする。このように、k番目の時点で、上記逆拡散される前の受信信号(t)をサンプリングした信号は、式(9)の通りである。
Figure 0004308849
結局、上記逆拡散される前の受信信号(t)と逆拡散された後の受信信号(t)との間の相関行列を計算するためには、上記逆拡散された後の受信信号(t)のサンプリング時点と同一の時点であるk番目の時点で、上記逆拡散される前の受信信号(t)をサンプリングして、式(9)のような信号を取得し、上記逆拡散される前の受信信号(t)及び逆拡散された後の受信信号(t)は、定常的(stationary)であると仮定する。
すると、ここで、2ステップ(2-step)の最小平均自乗(Least Mean Square;以下、“LMS”と称する)方式について説明する。
任意の時点で、N個の受信アンテナを介して受信された複素受信信号、すなわち、第1の受信アンテナを介して受信された複素受信信号x乃至第Nの受信アンテナを介して受信された複素受信信号xを含む逆拡散される前の受信信号の集合を=[x,x,...,x]であると定義する。ここで、上記‘T’は、転置(transpose)演算を示す演算子である。また、上記N個の受信アンテナを介して受信された複素受信信号x,x,...,xが逆拡散された後の受信信号の集合を=[y,y,...,y] であると定義する。上記逆拡散された後の受信信号は、上記基地局受信器が受信することを望む信号成分と上記基地局受信器が受信することを望まない信号成分との和によって決定され、式(10)のように表現される。
Figure 0004308849
そして、上記N個の受信アンテナを介して受信された複素受信信号x,x,...,xのそれぞれに乗じられる複素加重値(complex weight value)の集合、すなわち、第1の受信アンテナを介して受信された複素受信信号xに乗じられる複素加重値w乃至第Nの受信アンテナを介して受信された複素受信信号xに乗じられる複素加重値wから構成された加重値集合を=[w,w,...,w] であると定義する。
すると、任意のユーザのチャンネルカード、すなわち、任意の移動局に割り当てられたチャンネルカード内のフィンガーからの出力信号は、上記加重値と逆拡散された後の受信信号の内積を計算することによって得られ、式(11)のように表現される。
Figure 0004308849
式(11)において、‘i’は、受信アンテナの個数を示す。
上記出力信号は、式(10)及び式(11)を使用して、上記基地局受信器が受信することを望む信号成分 と上記基地局受信器が受信することを望まない信号成分 とに区分されることができる。一方、上記LMS方式は、知っている基準信号及び受信信号のエラーを最小化し、特に、式(12)のコスト関数(Cost function)J(w)を最小化する。
Figure 0004308849
式(12)において、‘J’は、コスト関数(cost function)を示し、上記コスト関数Jの値を最小化する加重値を決定しなければならない。また、式(12)において、eは、受信信号(received signal)と所望の受信信号(desired reception signal)との差、すなわち、エラーを示し、dは、上記所望の信号を示す。非ブラインド(non-blind)方式を使用するビーム生成アルゴリズムでは、上記受信することを望む信号dとして、例えば、パイロット(pilot)信号を使用する。しかしながら、本発明は、ブラインド(blind)方式を使用するビーム生成アルゴリズムを提案し、従って、上記非ブラインド方式を使用するビーム生成アルゴリズムについては、具体的な説明を省略する。
一方、式(12)において、上記コスト関数Jは、2次凸(convex)関数の形態を有する。従って、上記コスト関数Jを最小にするためには、上記コスト関数Jを微分して、その値が0になるようにしなければならない。上記コスト関数Jの微分値は、式(13)の通りである。
Figure 0004308849
しかしながら、実際のチャンネル環境で最適の加重値 optを一回の処理過程で取得することは難しく、時点ごとに逆拡散された後の受信信号 が入力されるので、上記最適の加重値 optを適応的に、あるいは、再帰的に取得するために、式(14)のような再帰式(recursive formula)を使用しなければならない。
Figure 0004308849
式(14)において、‘k’は、k番目の時点を示し、 R,kは、k番目の時点で受信された加重値を示し、μは、常数利得(constant gain)値を示し、 R,kは、k番目の時点での追跡ベクトルを示す。ここで、上記k番目の時点での追跡ベクトル R,kは、上記コスト関数Jの微分値を最小値、例えば、0に収束させるためのベクトルを示す。下記の説明において、説明の便宜上、送信器の送信ビームを生成するのに使用される加重値は、“送信加重値”であると称し、受信器の受信ビームを生成するのに使用される加重値は、“受信加重値”であると称する。
結局、式(14)は、現在の時点で使用される加重値 R,kが与えられたとき、上記加重値 R,kから追跡ベクトル R,kの方向に常数利得値μだけ前進するか、あるいは、後進して生成された値を次の時点で使用される加重値 R,k+1として更新(update)する過程を示す。
また、式(14)を平均自乗(MS)基準から見ると、式(15)のように表現される。
Figure 0004308849
本発明は、MIMO−AAA方式を使用して送信ビームを生成するための加重値フィードバック装置及び方法を提案する。また、本発明は、送信ビーム及び受信ビームのための加重値を2ステップの加重値生成方式を使用して生成することができる装置及び方法を提案する。
ここで、上記送信加重値w T,kは、式(16)のように計算される。
Figure 0004308849
式(16)に示すように、復元された信号を用いて、上記送信器の加重値を受信器で計算する。従って、上記受信器は、上記送信器が使用するために、上記計算された加重値を上記送信器へ送信しなければならない。上記受信器は、復元された信号 を用いて送信器の加重値を計算し、上記復元された信号 は、逆拡散された受信信号及び受信加重値に基づいて計算されることができる。従って、本発明の好ましい実施形態によると、上記受信器が計算した送信器の加重値は、上記送信器へ送信される。
以下、上記受信加重値を計算する手順を式(17)乃至式(28)を参照して説明する。説明の便宜上、拡散及び逆拡散動作に関する説明を省略する。また、下記式(17)乃至式(28)で使用されたパラメータ(parameter)は、図1を参照して説明したものと同一である。まず、上記送信器からビームを生成する前の信号を図2では、“z'k”と定義する。このとき、チャンネルをマトリックス(matrix)Hとして定義すると、 は、式(17)のように示すことができる。
Figure 0004308849
ここで、受信ビーム生成器によって受信された信号は、式(18)のように示す。
Figure 0004308849
式(18)において、計算の便宜上、雑音値を省略する。この場合に、k番目のスナップ(snap)、時区間で発生するエラー信号は、式(19)のように示す。
Figure 0004308849
ここで、送信アンテナ加重値を求めるために、式(19)をwに関してエラー微分値を求めると、式(20)の通りである。
Figure 0004308849
式(20)において、上記エラー値εkは、式(21)のように示す。
Figure 0004308849
また、式(21)を用いて送信ビーム生成ベクトルを示すと、式(22)の通りである。
Figure 0004308849
また、式(22)の両辺に上記wを乗じることによって、上記受信器の受信信号の再整理を通して式(23)及び式(24)を得ることができる。
Figure 0004308849
Figure 0004308849
式(22)は、式(24)を用いて式(22)を再整理することによって、式(25)のように示すことができる。
Figure 0004308849
最終的に、上記送信ビーム生成ベクトルを整理すると、式(26)の通りである。
Figure 0004308849
上述したように、最適の加重値 optを取得する動作は、受信ビームを生成するための最も重要な要素として作用する。本発明は、上記2ステップLMS方式を使用して、基準信号及び受信信号のエラーを最小化する。すなわち、本発明は、式(12)に関連して説明したコスト関数の値を最小化する加重値 R,k及び T,kを取得することによって、上記最適の加重値 optを取得する。結果的に、本発明は、式(12)で受信することを望む信号d(k)を検出する新たな方式を提案し、上記受信器が計算した受信加重値 R,kを使用して送信加重値 T,kを計算した後に、送信器へフィードバックする方式を提案する。
本発明の実施形態によると、受信することを望む信号d(k)は、“ブラインド方式”を介して検出される。従って、任意の推定値を使用して上記受信信号を適応的に収束する必要がある。上記受信信号の適応的な収束のためには、以下でさらに詳細に説明される組合せモードブラインド方式(combination-mode blind method)を使用する。ここで、上記組合せモードブラインド方式は、信号を収束する際に、上記CM方式と上記DD方式との組合せを使用する方式を意味する。
上述したように、上記CM方式は、信号が低速で収束する、という短所がある。また、上記DD方式は、フェージングがひどいチャンネル、すなわち、高速フェージングチャンネル(fast fading channel)及び高次変調方式では、収束されない確率が高い、という短所がある。従って、本発明によると、上記CM方式と上記DD方式とは、適切な関数(例えば、シグモイド関数)を使用して組み合わせられ、これによって、比較的小さいMSE値に収束するように制御する。
上記CM方式及び上記DD方式を適切に組み合わせるにあたって、本発明の好適な実施形態でシグモイド関数を使用する。しかしながら、本発明は、上記シグモイド関数だけではなく、上記加重値計算に必要なパラメータであるエラー値を決定する2種類の方式の効率性を考慮して、それぞれに対する加重値を適用することによって、上記エラー値を計算することができるどのような機能又は手段にも適用することができる。すなわち、2種類の相互に異なる方式(例えば、上記CM方式及び上記DD方式)にてエラー値を計算することができる方式は、上記エラー値を所定の時間の間にさらに効率的に適用することができる方式にさらに大きい加重値を与える適切な関数を適用することができる。
例えば、上記CM方式及び上記DD方式は、受信信号の収束時点に従って、相互に異なる効率性を示す。すなわち、上記CM方式は、初期段階でさらに迅速な収束を示し、上記DD方式は、その後に、さらに正確に収束する。従って、初期段階では、上記CM方式を上記DD方式よりもさらに多く反映して加重値を計算し、その後には、上記DD方式を上記CM方式よりもさらに多く反映して加重値を計算することが望ましい。
組合せモードブラインド方式において、上記エラー関数は、シグモイド関数を使用して式(27)のように表現されることができる。
Figure 0004308849
式(27)において、e CM,e DDは、上記受信信号の適応的な収束のために使用される常数係数(Constant Modulus:以下、‘CM’と称する)方式及び判定指向(Decision Directed:以下、‘DD’と称する。)を使用したエラー値であり、上記エラー値について説明する。
式(27)は、上記受信信号の適応的な収束のための動作全般にわたって、上記CM方式と上記DD方式との組合せによって実現されることが分かる。すなわち、上記e DD値が大きい値を有すると、g(|e DD|)値も大きくなる。結果的に、上記CM方式の要素が全体のエラー値で、さらに重要な影響を有することが分かる。
また、式(27)において、g(x)は、S字状関数(シグモイド関数)であるので、上記CM方式の影響が大きい領域では、上記DD方式の影響が小さくなる。これとは反対に、上記DD方式の影響が大きい領域では、上記CM方式の影響が小さくなる。
式(27)から分かるように、上記エラー値eは、上記CM方式を使用して計算した上記受信信号のエラー値e CMにαの加重値を適用し、上記DD方式を使用して計算した上記受信信号のエラー値e DDにβの加重値を適用して組み合わせたエラー値である。
式(27)において、g(x)は、図7に示す上記シグモイド関数の特性を示す。図7を参照すると、上記S字状の特性は、‘a’値に従って変わる。すなわち、上記‘a’値が増加するにつれて、上記シグモイド関数の形態は、‘S’字状にさらに近くなる。上記‘a’値が1に近くなる(a=1)場合に、上記シグモイド関数の形態は、‘直線(straight line)’状に近くなる。従って、上記シグモイド関数を含む式(17)において、上記αが増加すると、上記βは小さくなり、上記αが減少すると、上記βは、大きくなる。
一方、上記CM方式を使用して計算された上記受信信号のエラー値e CMが上記DD方式を使用して計算された上記受信信号のエラー値e DDを超過する場合に、上記エラー値eは、加重されたCM方式と上記加重されたCM方式に比べてさらに加重された上記DD方式とを組み合わせることによって計算される。しかしながら、上記CM方式を使用して計算された上記受信信号のエラー値e CMが上記DD方式を使用して計算された上記受信信号のエラー値e DD以下である場合に、上記エラー値eは、上記加重されたDD方式と上記加重されたDD方式に比べてさらに加重されたCM方式とを組み合わせることによって計算される。
以下、上記それぞれのCM方式及び上記DD方式についてさらに具体的に説明する。
上記CM方式は、ゴダール(Godard)により提案され、一般的に、ブラインド等化器(equalizer)で使用されており、ビーム生成アルゴリズムでも使用されている。上記ゴダールが提案した上記CM方式を使用する場合に、コスト関数Jは、式(28)のように表現される。
Figure 0004308849
式(28)において、‘p’は、任意の正の整数を示し、Rは、ゴダール係数(Godard Modulus)を示す。ここで、上記ゴダール係数Rは、式(29)のように表現される。
Figure 0004308849
最近、現在のOFDM移動通信システムでは、一般的に、QPSK変調方式以上の比較的高次変調方式を使用するので、上記コスト関数Jは、式(30)のように、実数部及び虚数部に分離されて計算される。ここで、上記コスト関数Jを実数部と虚数部に分離して計算する理由は、高次変調方式の使用によって送受信される信号が実数成分及び虚数成分を有するためである。
Figure 0004308849
本発明では、組合せ型LMS方式を使用し、p=2と仮定する。従って、所望の信号d(k)は、“d(k)=R2,R+jR2,I”として決定される。また、初期の時点、すなわち、k=0時点でのコスト関数Jの値は、0(J=0)であると仮定し、これに関連して、図8を参照して説明する。
図8は、k=0の時点で、p=2、d(k)=R2,R+jR2,I 、及びJ=0である場合の移動通信システムで使用されたCM方式のグラフである。上述したように、図8は、p=2、d(k)=R2,R+jR2,I 、及びk=0である時点でのコスト関数Jの値が0である場合に使用されたCM方式を示す。すなわち、式(30)に従ってR値が決定される場合に、座標面で円を形成する。従って、上記円の中央点から延長線を引く場合に、上記延長線は、上記円の円周線と交わる。受信された信号は、上記延長線が上記円の円周線と交わる点に基づいて判断される。図8に示すように、受信器で復元された信号zは、円に投影される。
Figure 0004308849
上記CM方式と同様に、上記DD方式も、実数部と虚数部とを分離して計算しなければならない。式(31)において、Prは、判定指向(DD)方式によって上記受信することを望む信号d(k)と最も近似した信号として投影されることを意味する。ここで、上記DD方式は、上記d(k)を受信信号と最も近似した判定値として反映する方式を意味する。ここで、図9を参照して上記DD方式について説明する。
図9は、移動通信システムでBPSK方式を使用する場合のDD方式を概略的に示すグラフである。図9を参照すると、まず、上記移動通信システムにおいて、BPSK(Binary Phase Shift Keying)方式を使用することを仮定したので、受信信号がI−Q平面(domain)で(1.2,−0.2)である場合に、上記受信することを望む信号d(k)は、+1と−1との距離を計算した後に最も近似した判定値である1として投影される。
上述したように、本発明は、上記CM方式及び上記DD方式をシグモイド関数を適用した後に組み合わせることによって、受信信号が非常に迅速にかつ正確に元来の信号に収束することができるようにする。また、本発明によると、上記2種類の方式を組み合わせた方法によって最小のコスト関数を有するエラー値を求め、上記エラー値を用いて、受信加重値だけではなく、送信加重値を決定する。
以下、上述した組合せ型加重値生成方式によって決定された受信加重値及び送信加重値を用いて、図2乃至図6を参照して、適応アンテナアレイシステム及び方法について詳細に説明する。
次いで、図2を参照して、本発明の実施形態での機能を遂行するCDMA移動通信システムの基地局の送信器及び受信器の構成を説明する。
図2は、本発明の実施形態での機能を遂行するためのCDMA移動通信システムの基地局の送信器及び受信器の構成を示すブロック図である。
図2を説明するに先立って、本発明の第1実施形態での機能を遂行するための基地局の送信器及び受信器の構成は、図1と関連して説明した基地局の送信器及び受信器の構成と同一である。ただ、図2に新たに付加されたフィードバック情報生成器286と、信号処理器284の手順を決定する加重値と、信号処理器284が決定した加重値を上記基地局の受信器に対応する上記移動局の送信器へ送信するためのフィードバック動作のみが相互に異なる、という点に留意しなければならない。また、説明の便宜上、図2を参照して、上記基地局受信器の構成のうち、本発明と直接的に関連した構成のみを説明する。また、本発明の第1の実施形態は、LMS方式を使用する場合に該当する。
また、図2を説明するに先立って、下記の説明において、上記CDMA移動通信システムが上記MIMO−AAA方式を使用すると仮定する。すると、上記送信器及び上記受信器は、複数の送信アンテナ及び複数の受信アンテナを備えなければならない。しかしながら、図2によると、上記送信器及び受信器は、別途の送信アンテナ及び受信アンテナを備えるものではなく、同一のアンテナは、デュプレクサーを使用することによって、時分割方式を通して上記送信器及び上記受信器に使用されると仮定する。また、図2では、N個のアンテナを使用する。
次いで、一番目に、上記CDMA移動通信システムの基地局の送信器について説明する。
図2を参照すると、上記基地局の送信器は、エンコーダ(encoder)201と、インターリーバー(interleaver)203と、送信ビーム生成器205と、信号処理器207と、第1の拡散器211、第2の拡散器221、...、第Nの拡散器231を含む複数の拡散器(spreader)と、第1のRF処理器213、第2のRF処理器223、...、第NのRF処理器233を含むN個のRF処理器とから構成される。また、デュプレクサー240は、上記基地局の送信器及び受信器のすべてに共通的に使用され、第1のアンテナ241、第2のアンテナ243、...、第Nのアンテナ245を含むN個のアンテナは、上記基地局の送信器及び受信器のすべてに共通的に使用される。
まず、送信されるデータが発生すると、上記送信データは、エンコーダ201へ入力される。エンコーダ201は、上記送信データをあらかじめ設定されているエンコーディング(encoding)方式を介してエンコーディングした後に、インターリーバー203へ出力する。ここで、上記送信されるデータは、上記基地局受信器の信号処理器284で生成された送信加重値 T,kを含むフィードバック情報(FeedBack Information;FBI)データである。上記送信加重値 T,kについては、下記で説明するので、ここでは、その詳細な説明を省略する。
また、上記エンコーディング方式は、ターボ(turbo)エンコーディング方式、あるいは、畳込み(convolutional)エンコーディング方式とすることができる。エンコーダ201から出力された信号を受信すると、インターリーバー203は、バーストエラー(burst error)を防止するために、あらかじめ設定されているインターリービング方式を通して上記信号をインターリービングした後に、送信ビーム生成器205へ出力する。ここで、インターリーバー203から出力された信号を“z'”で示す。すると、信号処理器207は、インターリーバー203から出力された信号z'に基づいて加重値を計算した後に、送信ビーム生成器205へ出力する。
送信ビーム生成器205は、インターリーバー203から出力された信号z'及び信号処理器207で計算された加重値を考慮して、送信ビーム(transmission beam)を生成した後に、第1の拡散器211、第2の拡散器221、...、第Nの拡散器231のそれぞれへ出力する。ここで、送信ビーム生成器205は、インターリーバー203から出力された信号を受信して、第1のアンテナ241、第2のアンテナ243、...、第Nのアンテナ245のそれぞれを介して送信されることができるように上記送信ビームを生成して、第1の拡散器211、第2の拡散器221、...、第Nの拡散器231のそれぞれへ出力する。また、送信ビーム生成器205は、上記送信ビームを生成するための加重値を別途に計算することによって上記送信ビームを生成する。
上述したように、上記送信ビームを生成するための具体的な動作は、本発明とは直接的な関連がないので、ここでは、その詳細な説明を省略する。
もちろん、上記基地局の受信器が上記移動局の送信器から上記フィードバック情報データを以前の時点で受信した場合に、送信ビーム生成器205は、上記フィードバック情報データに含まれている送信加重値 T,kを使用して、上記送信ビームを生成することができる。上記送信加重値 T,kを受信して上記送信ビームを生成する過程は、後に図3を参照して説明する。
送信ビーム生成器205から出力された信号の集合を“'”で示す。結局、上記'は、送信ビーム生成器205から生成された信号の集合であり、k番目のアンテナにマッピングされる
第1の拡散器211は、送信ビーム生成器205から出力された信号'を受信して、あらかじめ設定されている拡散コード(spreading code)をもって信号'を拡散した後に、第1のRF処理器213へ出力する。第1の拡散器211から出力された信号を受信すると、第1のRF処理器213は、上記信号に対してRF処理を施してデュプレクサー240へ出力する。ここで、上記RF処理器のそれぞれは、増幅器(amplifier)、周波数変換器(frequency converter)、フィルター(filter)、アナログ/デジタル変換器(analog to digital converter)から構成されてRF信号を処理する。
また、第2の拡散器221は、送信ビーム生成器205から出力された信号'を受信して、あらかじめ設定されている拡散コードを使用して信号'を拡散する。その後に、第2の拡散器221は、第2のRF処理器223へ信号'を出力する。第2の拡散器221から出力された信号を受信すると、第2のRF処理器223は、上記信号に対してRF処理を施してデュプレクサー240へ出力する。
このような方式にて、第Nの拡散器231は、送信ビーム生成器205から出力された信号'を受信して、あらかじめ設定されている拡散コードを使用して信号'を拡散した後に、第NのRF処理器233へ出力する。第Nの拡散器231から出力された信号を受信すると、第NのRF処理器233は、上記信号に対してRF処理を施してデュプレクサー240へ出力する。
デュプレクサー240は、制御器(図示せず)の制御下に、上記信号の送信時点及び受信時点をスケジューリング(scheduling)することによって、上記信号の送受信動作を制御する。また、デュプレクサー240の送受信動作に従って、第1のアンテナ241と、第2のアンテナ243と、...、第Nのアンテナ245とは、送信アンテナ(Tx.ANT)として動作することもでき、受信アンテナ(Rx.ANT)として動作することもできる。
二番目に、上記CDMA移動通信システムの基地局の受信器について説明する。
上記受信器は、第1のRF処理器251と、第2のRF処理器261と、...、第NのRF処理器271とを含むN個のRF処理器と、上記RF処理器のそれぞれに対応する第1の多重経路探索器253と、第2の多重経路探索器263と、...、第Nの多重経路探索器273とを含むN個の多重経路探索器(multipath searcher)と、上記多重経路探索器のそれぞれで探索したL個の多重経路に関する信号を処理するための第1のフィンガー280−1と、第2のフィンガー280−2と、...、第Lのフィンガー280−Lとを含むL個のフィンガー(finger)と、上記L個のフィンガーのそれぞれから出力された多重経路信号を結合する多重経路結合器(multipath combiner)291と、デインターリーバー(de-interleaver)293と、デコーダ(decoder)295とから構成される。
まず、複数の送信器から送信された信号は、多重経路フェージング無線チャンネル(fading radio channel)を介して上記N個のアンテナで受信される。デュプレクサー240は、第1のアンテナ241を介して受信された信号を第1のRF処理器251へ出力する。デュプレクサー240から出力された信号を受信すると、第1のRF処理器251は、上記信号に対してRF処理を施して基底帯域(baseband)デジタル信号に変換する。すると、第1のRF処理器251は、第1の多重経路探索器253へ上記基底帯域デジタル信号を出力する。第1のRF処理器251から出力された基底帯域デジタル信号を受信すると、第1の多重経路探索器253は、上記基底帯域デジタル信号をL個の多重経路成分に分離し、上記分離されたL個の多重経路成分を第1のフィンガー280−1乃至第Lのフィンガー280−Lのそれぞれへ出力する。ここで、第1のフィンガー280−1乃至第Lのフィンガー280−Lのそれぞれは、L個の多重経路のそれぞれに一対一マッピングされて、多重経路成分を処理する。上記N個の受信アンテナを介して受信された信号のそれぞれに対して、L個の多重経路を考慮するので、N×L個の信号に対して信号処理を行わなければならない。上記N×L個の信号のうち、同一の経路を有する信号が同一のフィンガーへ出力される。
また、デュプレクサー240は、第2のアンテナ243を介して受信された信号を第2のRF処理器261へ出力する。デュプレクサー240から出力された信号を受信すると、第2のRF処理器261は、上記信号をRF処理して基底帯域デジタル信号へ変換した後に、第2の多重経路探索器263へ出力する。第2のRF処理器261から出力された上記基底デジタル信号を受信すると、第2の多重経路探索器263は、上記基底デジタル信号をL個の多重経路成分に分離し、上記分離されたL個の多重経路成分のそれぞれを第1のフィンガー280−1乃至第Lのフィンガー280−Lのそれぞれへ出力する。
同一の方式にて、デュプレクサー240は、第Nのアンテナ245を介して受信された信号を第NのRF処理器271へ出力する。デュプレクサー240から出力された信号を受信すると、第NのRF処理器271は、上記信号をRF処理して基底帯域デジタル信号に変換した後に、第Nの多重経路探索器273へ出力する。第NのRF処理器271から出力された上記基底帯域デジタル信号を受信すると、第Nの多重経路探索器273は、上記基底帯域デジタル信号をL個の多重経路成分に分離し、上記分離されたL個の多重経路成分のそれぞれを第1のフィンガー280−1乃至第Lのフィンガー280−Lのそれぞれへ出力する。
従って、上記N個の受信アンテナのそれぞれを介して受信された信号のL個の多重経路信号のうち、同一の多重経路信号は、同一のフィンガーへ入力される。例えば、第1のアンテナ241乃至第Nのアンテナ245からの第1の多重経路信号は、第1のフィンガー280−1へ入力される。このような方式にて、第1のアンテナ241乃至第Nのアンテナ245の第Lの多重経路信号は、第Lのフィンガー280−Lへ入力される。一方、第1のフィンガー280−1乃至第Lのフィンガー280−Lのそれぞれは、実際入出力される信号が相互に異なるだけで、その構成及び動作が同一である。従って、説明の便宜上、第1のフィンガー280−1の動作についてのみ説明する。
第1のフィンガー280−1は、上記N個の多重経路探索器のそれぞれに対応するN個の逆拡散器、すなわち、第1の逆拡散器281と、第2の逆拡散器282と、...、第Nの逆拡散器283とのN個の逆拡散器と、第1の逆拡散器281乃至第Nの逆拡散器283のそれぞれから出力された信号を受信して、受信ビーム(beam)を生成するための受信加重値 R,kと、上記基地局の受信器に対する移動局の送信器の送信加重値 T,kとを計算する信号処理器284と、信号処理器284で計算した受信加重値 R,kに基づいて上記受信ビームを生成するための受信ビーム生成器285と、信号処理器284で計算した送信加重値 T,kを含むフィードバック情報を生成するためのフィードバック情報生成器286とから構成される。
まず、第1の多重経路探索器253から出力された第1の多重経路信号は、第1の逆拡散器281へ入力される。第1の逆拡散器281は、第1の多重経路探索器253から出力された第1の多重経路信号を、あらかじめ設定されている逆拡散コード(de-spreading code)をもって逆拡散して、信号処理器284及び受信ビーム生成器285へ出力する。また、第2の多重経路探索器263から出力された第1の多重経路信号は、第2の逆拡散器282へ入力される。第2の逆拡散器282は、第2の多重経路探索器263から出力された第1の多重経路信号をあらかじめ設定されている拡散コードをもって逆拡散して、信号処理器284及び受信ビーム生成器285へ出力する。このような方式にて、第Nの多重経路探索器273から出力された第1の多重経路信号は、第Nの逆拡散器283へ入力される。第Nの逆拡散器283は、第Nの多重経路探索器273から出力された第1の多重経路信号をあらかじめ設定されている拡散コードをもって逆拡散して、信号処理器284及び受信ビーム生成器285へ出力する。
信号処理器284は、第1の逆拡散器281乃至第Nの逆拡散器283から出力された信号を受信して、受信ビームの生成のための受信加重値 R,kを計算する。ここで、第1の多重経路探索器253乃至第Nの多重経路探索器273のそれぞれから出力された第1の多重経路信号の集合を“ ”であると定義する。ここで、第1の多重経路信号集合 は、k番目の時点で第1のアンテナ241乃至第Nのアンテナ245のそれぞれを介して受信された第1の多重経路信号の集合を示し、第1の多重経路信号集合 を構成する第1の多重経路信号のそれぞれは、すべてベクトル信号である。そして、上記受信加重値 R,kは、k番目の時点で、第1のアンテナ241乃至第Nのアンテナ245のそれぞれを介して受信された第1の多重経路信号のそれぞれに適用される受信加重値の集合を示し、上記受信加重値の集合 R,kを構成する加重値のそれぞれは、すべてベクトル信号である。
そして、第1の多重経路信号集合 内のすべての第1の多重経路信号が逆拡散された信号の集合を“ ”であると定義する。ここで、第1の多重経路信号の逆拡散信号集合 は、k番目の時点で、第1のアンテナ241乃至第Nのアンテナ245のそれぞれを介して受信された第1の多重経路信号のそれぞれが逆拡散された信号の集合を示し、第1の多重経路信号の逆拡散信号集合 を構成する逆拡散信号のそれぞれは、すべてベクトル信号である。以下、説明の便宜上、“集合”については、その用語を省略し、下線が引かれた(underlined)パラメータ(parameter)は、特定のエレメント(element)の集合を示すことに留意しなければならない。
また、第1の逆拡散器281乃至第Nの逆拡散器283のそれぞれがあらかじめ設定されている逆拡散コードを使用して第1の多重経路信号 を逆拡散するので、受信することを望む信号の受信電力(power)が、干渉信号(interference signal)の受信電力に比べてプロセス利得(process gain)だけ増幅される。
一方、上述したように、第1の多重経路信号 の逆拡散信号 は、信号処理器284へ入力される。信号処理器284は、第1の多重経路信号 が逆拡散された信号 に基づいて受信加重値 R,kを計算して、受信ビーム生成器285へ出力する。結果的に、信号処理器284は、第1のアンテナ241乃至第Nのアンテナ245のそれぞれから出力された総計でN個の第1の多重経路信号である が逆拡散された信号 をもって、第1のアンテナ241乃至第Nのアンテナ245のそれぞれから出力された第1の多重経路信号 に適用された総計でN個の受信加重値 R,kを計算する。受信ビーム生成器285は、上記総計でN個の第1の多重経路信号 が逆拡散された信号 及び総計でN個の受信加重値 R,kを受信する。そして、受信ビーム生成器285は、上記総計でN個の受信加重値 R,kをもって受信ビームを生成した後に、第1の多重経路信号 が逆拡散された信号 及び上記受信ビームの該当受信加重値 R,kの内積を計算して、第1のフィンガー280−1の出力信号zとして出力する。
また、上記基地局受信器のN個のフィンガーのそれぞれから出力された出力信号zの集合である が、最終的に、多重経路結合器291へ入力される。また、信号処理器284は、受信加重値 R,kを使用して、送信加重値 T,kを計算した後に、上記送信加重値 T,kをフィードバック情報生成器286へ出力する。従って、フィードバック情報生成器286は、上記送信加重値 T,kを含むフィードバック情報を生成する。ここで、上記基地局送信器は、フィードバック情報生成器286から生成されたフィードバック情報を送信する。例えば、上記フィードバック情報は、専用物理チャンネル(Dedicated Physical Channel:DPCH)を介して送信されることができる。
上記の説明では、第1のフィンガー280−1のみを例に挙げてその動作を説明したが、第1のフィンガー280−1だけではなく、残りのフィンガーも第1のフィンガー280−1と同一の動作を遂行する。従って、多重経路結合器291は、第1のフィンガー280−1乃至第Lのフィンガー280−Lから出力された信号を結合して、デインターリーバー293へ出力する。デインターリーバー293は、多重経路結合器291から出力された信号を送信器で適用したインターリービング(interleaving)方式に相当するデインターリービング方式にてデインターリービングした後に、デコーダ295へ出力する。デコーダ295は、デインターリーバー293から出力された信号を送信器で適用したエンコーディング(encoding)方式に相当するデコーディング(decoding)方式にてデコーディングして、最終の受信データとして出力する。
図2は、上記基地局の受信器が送信加重値 T,kを計算し、上記送信加重値 T,kを上記基地局の送信器へ送信する場合を示す。しかしながら、上記基地局の送信器及び受信器は、上記移動局の送信器及び受信器として使用されることができる。すなわち、図2を参照して、上記フィードバック情報を生成して送信する側面を中心にして説明したものに留意しなければならない。
次いで、図3を参照して、本発明の実施形態での機能を遂行するCDMA移動通信システムの移動局の送信器及び受信器の構成を説明する。
図3は、本発明の実施形態での機能を遂行するCDMA移動通信システムの移動局の送信器及び受信器の構成を示すブロック図である。
図3を説明するにあたっては、本発明の第1実施形態での機能を遂行するための移動局の送信器及び受信器の構成は、図1と関連して説明した送信器及び受信器の構成と同一である。ただ、図3に新たに付加されたフィードバック情報生成器307と、送信ビーム生成器305がフィードバック送信加重値を使用して送信ビームを生成する動作のみ相互に異なる、という点に留意しなければならない。
また、図3を説明するに先立って、上記CDMA移動通信システムは、上記MIMO−AAA方式を使用すると仮定する。すると、上記送信器及び上記受信器は、複数の送信アンテナ及び複数の受信アンテナを備えなければならない。しかしながら、図3によると、上記送信器及び受信器は、別途の送信アンテナ及び受信アンテナを備えるものではなく、同一のアンテナは、デュプレクサーを使用することによって、時分割方式を通して上記送信器及び上記受信器に使用されると仮定する。また、図3では、N個のアンテナを使用する。
次いで、一番目に、上記CDMA移動通信システムの移動局の送信器について説明する。
図3を参照すると、上記送信器は、エンコーダ301と、インターリーバー303と、送信ビーム生成器305と、フィードバック情報処理器307と、第1の拡散器311、第2の拡散器321、...、第Nの拡散器331を含む複数の拡散器と、第1のRF処理器313、第2のRF処理器323、...、第NのRF処理器333を含むN個のRF処理器とから構成される。また、デュプレクサー340は、上記移動局の送信器及び受信器のすべてに共通的に使用され、第1のアンテナ341、第2のアンテナ343、...、第Nのアンテナ345を含むN個のアンテナは、上記移動局の送信器及び受信器のすべてに共通的に使用される。ここで、エンコーダ301と、インターリーバー303と、第1の拡散器311、第2の拡散器321、...、第Nの拡散器331と、第1のRF処理器313、第2のRF処理器323、...、第NのRF処理器333は、図2に示したエンコーダ201と、インターリーバー203と、第1の拡散器211、第2の拡散器221、...、第Nの拡散器231と、第1のRF処理器213、第2のRF処理器223、...、第NのRF処理器233と同一の動作を遂行するので、ここでは、その詳細な説明を省略する。
フィードバック情報処理器307は、上記移動局の受信器が受信したフィードバック情報を分析して、上記フィードバック情報に含まれている送信加重値 T,kを検出し、上記検出された送信加重値 T,kを送信ビーム生成器305へ送信する。上記移動局の受信器がフィードバック情報を受信する手順は、下記で説明するので、ここでは、その詳細な説明を省略する。送信ビーム生成器305は、上記送信加重値 T,kに相当する送信ビームを生成する。
二番目に、上記CDMA移動通信システムの移動局の受信器について説明する。
上記受信器は、第1のRF処理器351と、第2のRF処理器361と、...、第NのRF処理器371とを含むN個のRF処理器と、上記RF処理器のそれぞれに対応する第1の多重経路探索器353と、第2の多重経路探索器363と、...、第Nの多重経路探索器373とを含むN個の多重経路探索器(multipath searcher)と、上記多重経路探索器のそれぞれで探索したL個の多重経路に関する信号を処理するための第1のフィンガー380−1と、第2のフィンガー380−2と、...、第Lのフィンガー380−Lとを含むL個のフィンガー(finger)と、上記L個のフィンガーのそれぞれから出力された多重経路信号を結合する多重経路結合器(multipath combiner)391と、デインターリーバー(de-interleaver)393と、デコーダ(decoder)395とから構成される。ここで、第1のRF処理器351、第2のRF処理器361、...、第NのRF処理器371と、第1の多重経路探索器353、第2の多重経路探索器363、...、第Nの多重経路探索器373と、第1のフィンガー380−1、第2のフィンガー380−2、...、第Lのフィンガー380−Lと、多重経路結合器391と、デインターリーバー393と、デコーダー395とは、図2に示した第1のRF処理器251、第2のRF処理器261、...、第NのRF処理器271と、第1の多重経路探索器253、第2の多重経路探索器263、...、第Nの多重経路探索器273と、第1のフィンガー280−1、第2のフィンガー280−2、...、第Lのフィンガー280−Lと、多重経路結合器291と、デインターリーバー293と、デコーダー295と同一の動作を遂行するので、ここでは、その詳細な説明を省略する。ただ、デコーダー395から最終的に出力された受信データが送信加重値 T,kを含むフィードバック情報であり、デコーダー395から出力されたフィードバック情報が、フィードバック情報処理器307へ入力される。
図3は、上記移動局の受信器がフィードバック情報を受信し、上記移動局の送信器が上記フィードバック情報に含まれている送信加重値 T,kを使用して、上記送信ビームを生成する場合を示す。しかしながら、上記移動局の送信器及び受信器は、上記基地局の送信器及び受信器として使用されることもできる。すなわち、図3を参照して、送信加重値 T,kを含むフィードバック情報を受信する側面を中心として説明したことに留意しなければならない。以下、図2及び図3を参照して、本発明に従う送信側及び受信側の送信器及び受信器を介して、送信加重値情報が生成されて送信される過程を整理すると、次の通りである。
図2に示した受信器は、上記受信信号のエラー値を上述した過程を介して計算し、上記組合せ型方式を介して計算されたエラー値を使用して受信加重値及び送信加重値を決定する。このとき、上記送信加重値は、図2に示した送信器によってフィードバック情報データとして送信された後に、図3に示した受信器によって受信される。図3に示した受信器を介して受信された上記送信加重値は、図3に示した送信器の送信ビーム生成器に入力され、各アンテナ別に送信ビームの生成のための送信加重値として作用する。
一方、上述したように、図2に示したシステムは、基地局又は移動局になることができ、図3に示したシステムは、移動局又は基地局になることができる。すなわち、図2に示したシステムが基地局である場合に、上記基地局は、上記基地局から受信したデータから移動局が送信するデータの送信加重値を計算して上記移動局へ送信し、上記移動局は、上記受信された送信加重値をデータ送信のための送信ビームの生成に反映する。反対に、図2に示したシステムが移動局である場合に、上記移動局は、上記移動局から受信したデータから上記基地局が送信するデータの送信加重値を計算して上記基地局へ送信し、上記基地局は、上記受信された送信加重値をデータの送信のための送信ビームの生成に反映する。
図4は、本発明での機能を遂行する信号処理器の構成を示すブロック図である。
図4を説明するにあたって、説明の便宜上、上記基地局の受信器の構成のうち、本発明と直接的に関連する構成のみを説明する。ここで、上記基地局の受信器が上記送信加重値 T,kを計算する場合を例に挙げて説明したので、図4に示す信号処理器(すなわち、図2の参照番号284)の構成は、上記移動局の受信器にも適用されることができるのは勿論である。
図4を参照すると、まず、任意の時点kでの受信信号 が入力される場合に、逆拡散器410は、あらかじめ設定されている逆拡散コードを使用して受信信号 kを逆拡散し、上記逆拡散された受信信号 を信号処理器430及び受信ビーム生成器420へ出力する。信号処理器430は、加重値計算器431と、メモリ433と、エラー組合せ器435とから構成される。説明の便宜上、図4に示す信号処理器430は、図2に示した基地局受信器の第1のフィンガー280−1の構成を例に挙げて説明する。従って、1つの逆拡散器410のみが図4に示されるとしても、逆拡散器410は、第1のフィンガー280−1の第1の逆拡散器281乃至第Nの逆拡散器283のN個の逆拡散器の動作と実質的に同一の動作を遂行することができる。
信号処理器430の加重値計算器431は、上記逆拡散された受信信号 を受信して、あらかじめ設定されている常数利得値μと、初期加重値 R,0と、初期送信加重値 T,0と 、受信ビーム生成器420から出力された第1のフィンガー280−1の出力信号 とを逆拡散受信信号 kに適用することによって、受信加重値wR,k及び送信加重値wT,kを計算してメモリ433へ出力する。メモリ433は、加重値計算器431で計算した受信加重値 R,k及び送信加重値 T,kに対するバッファリング(buffering)動作を遂行し、加重値計算器431は、上記受信加重値 R,k及び上記送信加重値 T,kを時間に従って更新する際に、メモリ433に貯蔵されている受信加重値 R,k及び送信加重値 T,kを使用することができる。すなわち、加重値計算器431は、任意の時点kで計算された受信加重値 R,k及び送信加重値 T,kを使用して、次の時点k+1での受信加重値 R,k及び送信加重値 T,kを更新する。
上述したように、加重値計算器431は、上記CM方式及び上記DD方式の適切な組合せを介して加重値を計算する。すなわち、加重値計算器431は、エラー値組合せ器435の制御下に、受信加重値 R,k及び送信加重値 T,kを計算する。エラー値組合せ器435は、加重値計算器431がどのような方式にて上記受信加重値 R,kと送信加重値 T,kとを計算しなければならないかを制御する。
上述したように、上記CM方式は、収束速度が遅いという短所がある。また、上記DD方式は、フェージングがひどいチャンネル、すなわち、高速フェージングチャンネル(fast fading channel)及び高次変調方式では、収束されない確率が高い、という短所がある。従って、本発明は、エラー値組合せ器435を介して、上記CM方式及び上記DD方式を適切な関数(例えば、シグモイド関数)を用いて組み合わせることによって、比較的高速でありながらも、小さいMSE値に収束するように制御する。従って、上記CM方式と上記DD方式とを区分する過程は、性能向上において、非常に重要な要素として作用する。
次いで、図5を参照して、本発明の実施形態によるMIMO−AAA方式を使用して、データを送受信する手順を説明する。
図5は、本発明の実施形態によるMIMO−AAA方式を使用してデータを送受信する手順を示すフロー図である。
図5を参照すると、まず、基地局500は、受信信号を逆拡散し(ステップ511)、上記逆拡散された受信信号を使用して受信加重値 R,k及び送信加重値 T,kを計算する(ステップ513)。また、基地局500は、送信加重値 T,kを含むフィードバック情報を生成し、上記生成されたフィードバック情報を移動局550へ送信する(ステップ515)。
移動局550は、基地局500からのフィードバック情報を受信し(ステップ551)、上記受信されたフィードバック情報から送信加重値 T,kを検出する(ステップ553)。移動局550は、上記検出された送信加重値 T,kを使用して送信ビームを生成する(ステップ555)。一方、図5では、基地局500が送信加重値 T,kを移動局550へフィードバックし、移動局550が送信加重値 T,kを使用して上記送信ビームを生成する過程を例に挙げて説明したが、上述したように、移動局550が送信加重値 T,kを基地局500にフィードバックし、基地局500が上記フィードバックされた送信加重値 T,kを使用して、上記送信ビームを生成することも可能である。従って、上述したように、基地局500及び移動局550は、その役割をかえて実現されることが可能である。すなわち、基地局500の代わりに、移動局550は、上記受信信号を逆拡散して、上記逆拡散信号から上記送信加重値を計算し、上記計算された送信加重値を含むフィードバック情報を基地局500へ送信し、基地局500は、上記フィードバック情報を受信し、上記フィードバック情報から上記送信加重値を検出して、上記送信ビームを生成することができる。
次いで、図6を参照して、本発明の実施形態による基地局受信器の信号受信手順を説明する。
図6を説明するに先立って、図2では、基地局受信器がフィードバック情報を生成する場合を例に挙げて説明したので、図6を参照して、上記基地局受信器の信号受信手順を説明する。上記移動局受信器が上記フィードバック情報を生成する場合にも、上記基地局受信器の信号受信手順と同一の手順を遂行するという点に留意しなければならない。
図6を参照すると、まず、上記基地局受信器は、ステップ611で、初期加重値 R,0及び T,0と常数利得値μとを設定し、ステップ613に進行する。ステップ613で、上記基地局受信器は、通信が終了されたか否かを検査する。上記検査の結果、上記通信が終了された場合には、上記基地局受信器は、現在までの信号受信手順を終了する。しかしながら、ステップ613で、検査の結果、通信が終了されない場合に、上記基地局受信器は、ステップ615へ進行する。ステップ615で、上記基地局受信器は、上記受信信号 が逆拡散された信号 を受信した後に、ステップ617へ進行する。
ステップ617で、上記基地局受信器は、上記逆拡散された信号 及び受信加重値 R,kを使用して、上記基地局受信器のそれぞれのフィンガーから出力された出力信号zの集合 を計算した後に( )、ステップ619へ進行する。ここで、上記 は、上記受信加重値 R,kを使用して生成された受信ビームによって生成されたフィンガー(finger)の出力信号の集合となる。
ステップ619で、上記基地局受信器は、上記CM方式及び上記DD方式を使用して、上記最小エラー関数e=α・e CM+β・e DDを計算した後にステップ621へ進行する。ここで、上記最小エラー関数e の計算過程を説明すると、次の通りである。すなわち、式(27)において、上記最小エラー値eは、上記CM方式を使用して計算された上記受信信号のエラー値e CMをαだけ加重し、上記DD方式を使用して計算されたエラー値e DDをβだけ加重して組み合わせたエラー値である。
ステップ621で、上記基地局受信器は、上記逆拡散された信号 とエラー関数eとを使用して、コスト関数の微分値を計算した後に(∇J( R,k)=−2e k k)、ステップ623へ進行する。ステップ623で、上記基地局受信器は、ビーム生成係数、すなわち、受信加重値 R,k及び送信加重値 T,kを計算した後に( R,k R,k-1−μ k T,k T,k-1−μ k T,k )、ステップ625へ進行する。
ステップ625で、上記基地局受信器は、現在計算されている送信加重値 T,kを移動局送信器へ送信し、また、現在計算されている受信加重値 R,kをそのまま維持し、ステップ629へ進行する。ステップ629で、上記基地局受信器は、あらかじめ設定されている単位の時間を遅延した後に、ステップ631へ進行する。ここで、上記あらかじめ設定されている単位の時間を遅延する理由は、k番目のスナップ、すなわち、時区間(time interval)で決定された値を(k+1)番目のスナップに使用するためである。すなわち、状態遷移遅延(state transition delay)時間を考慮するためである。ステップ631で、上記基地局受信器は、上記k値を1増加させ、すなわち、現在の時点kから次の時点k+1へ遷移した後に、ステップ613へ戻る。
本発明に従うと、ステップ619で、エラー値を計算する場合に、2種類の方式、例えば、上記CM方式及び上記DD方式をシグモイド関数に従って加重値をおいて組み合わせる方式を適用した。また、ステップ623で、受信加重値 R,kだけではなく、送信加重値 T,kを計算し、上記計算された送信加重値 T,kは、送信端に送信される。
次いで、図10を参照して、本発明の実施形態での機能を遂行するOFDM移動通信システムの基地局送信器及び基地局受信器の構成について説明する。
図10は、本発明の実施形態での機能を遂行する移動通信システムの基地局送信器及び基地局受信器の構成を示すブロック図である。
図10を説明するに先立って、図10に示す基地局送信器及び基地局受信器の構成が図2に示した基地局送信器及び基地局受信器の構成とは異なるとしても、図10に示す基地局送信器及び基地局受信器は、図2を参照して説明されたCDMA移動通信システムの基地局送信器及び基地局受信器と実質的に同一の動作を遂行する、という点に留意しなければならない。すなわち、上記OFDM移動通信システムの基地局送信器及び基地局受信器も、上記CDMA移動通信システムの基地局送信器及び基地局受信器と同様に、受信加重値 R,k及び送信加重値 T,kを計算し、上記計算された送信加重値 T,kを移動局へ送信することができる。また、下記の説明では、上記OFDM移動通信システムが上記MIMO−AAA方式を適用すると仮定する。すると、上記送信器及び受信器は、複数の送信アンテナ及び複数の受信アンテナをそれぞれ備えなければならない。しかしながら、図10では、上記送信器及び受信器は、別途の送信アンテナ及び受信アンテナを備えるものではなく、同一のアンテナは、デュプレクサーを使用することによって、時分割方式を通して上記送信器及び上記受信器に使用されると仮定する。また、図10では、N個のアンテナを使用する。
すると、一番目に、上記OFDM移動通信システムの基地局送信器について説明する。
図10を参照すると、上記基地局送信器は、シンボルマッピング器(symbol mapper)1011と、直列/並列変換器(serial to parallel converter)1013と、パイロットシンボル挿入器(pilot symbol inserter)1015と、逆高速フーリエ変換(Inverse Fast Fourier Transform:以下、“IFFT”と称する)器1017と、並列/直列変換器(parallel to serial converter)1019と、保護区間挿入器(guard interval inserter)1021と、送信ビーム生成器1023と、信号処理器1022と、デジタル/アナログ変換器(digital to analog converter)1025と、RF処理器(processor)1027とから構成される。また、デュプレクサー1029は、上記基地局送信器及び基地局受信器のすべてに共通的に使用され、第1のアンテナ1031、第2のアンテナ1033、...、第Nのアンテナ1035を含むN個のアンテナも、上記基地局送信器及び基地局受信器のすべてに共通的に適用される。
まず、送信される情報データビット(information data bits)が発生すると、すなわち、送信加重値 T,kを含むフィードバック情報データが発生すると、上記フィードバック情報データは、シンボルマッピング器1011へ入力される。上記フィードバック情報データを受信すると、シンボルマッピング器1011は、上記フィードバック情報データに対するシンボル変換を行うために、あらかじめ設定されている変調方式を介して上記フィードバック情報データを変調した後、直列/並列変換器1013へ出力する。ここで、上記あらかじめ設定されている変調方式としては、QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)方式、あるいは、16QAM(Quadrature Amplitude Modulation)方式が使用されることができる。直列/並列変換器1013は、シンボルマッピング器1011から出力された直列変調シンボルを受信すると、上記直列変調シンボルを並列変調シンボルへ変換した後に、パイロットシンボル挿入器1015へ出力する。すると、パイロットシンボル挿入器1015は、パイロットシンボルを直列/並列変換器1013から出力された並列変調シンボルに挿入した後に、上記パイロットシンボルを有する並列変調シンボルをIFFT器1017へ出力する。
IFFT器1017は、パイロットシンボル挿入器1015から出力された信号を受信すると、上記信号に対するN−ポイント(n-point)IFFTを遂行した後に、並列/直列変換器1019へ出力する。並列/直列変換器1019は、IFFT器1017から出力された信号を受信して、上記並列信号を直列信号に変換した後に、保護区間挿入器1021へ出力する。保護区間挿入器1021は、並列/直列変換器1019から出力された直列信号を受信すると、保護区間信号を上記直列信号に挿入した後に、上記保護区間信号を含む信号を信号処理器1022へ出力する。信号処理器1022は、保護区間挿入器1021から出力された信号を考慮して加重値を計算して、送信ビーム生成器1023へ出力する。すると、送信ビーム生成器1023は、保護区間挿入器1021から出力された信号及び信号処理器1022で計算された加重値を考慮して送信ビームを生成し、上記送信ビームが第1のアンテナ1031、第2のアンテナ1033、...、第Nのアンテナ1035のそれぞれへ送信されることができるように、デジタル/アナログ変換器1025へ出力する。ここで、送信ビーム生成器1023は、上記送信ビームを生成するための加重値を別途に計算して、上記送信ビームを生成することができる。上記送信ビームを生成するための具体的な動作は、本発明とは直接的な関連がないので、ここでは、その詳細な説明を省略する。もちろん、上記基地局受信器が、以前の時点で、上記フィードバック情報データを上記移動局送信器から受信した場合に、送信ビーム生成器1023は、上記フィードバック情報データに含まれている送信加重値 T,kを使用して、上記送信ビームを生成することができる。また、上記保護区間は、上記OFDM通信システムでOFDMシンボルを送信する場合に、以前のOFDMシンボル送信時間に送信された以前のOFDMシンボルと現在のOFDMシンボル送信時間に送信された現在のOFDMシンボルとの間の干渉(interference)を除去するために、送信される信号に挿入されなければならない。上記保護区間は、時間領域のOFDMシンボルの最後の一定のサンプルをコピーして、有効なOFDMシンボルに挿入する形態の“サイクリックプレフィックス(Cyclic Prefix)”方式、あるいは、時間領域のOFDMシンボルの先頭の一定のサンプルをコピーして、有効なOFDMシンボルに挿入する“サイクリックポストフィックス(Cyclic Postfix)”方式のうちのいずれか1つの方式にて挿入される。デジタル/アナログ変換器1025は、送信ビーム生成器1023から出力された信号を受信してアナログ信号へ変換した後に、RF処理器1027へ出力する。ここで、RF処理器1027は、フィルター(filter)及びフロントエンドユニット(front end unit)を含み、デジタル/アナログ変換器1025から出力された信号を実際のエアー(air)を介して送信が可能であるようにRF処理を遂行した後に、デュプレクサー1029へ出力する。デュプレクサー1029は、RF処理器1027から出力された信号を受信して、該当信号送信時点で、上記アンテナを介してエアー上に送信する。
二番目に、上記OFDM移動通信システムの基地局受信器について説明する。
上記基地局受信器は、デュプレクサー1029と、RF処理器1037と、アナログ/デジタル変換器(analog/digital converter)1039と、受信ビーム生成器1041と、信号処理器1043と、フィードバック情報生成器1045と、保護区間除去器(guard interval remover)1047と、直列/並列変換器1049と、高速フーリエ変換(Fast Fourier Transform:以下、“FFT”と称する)器1051と、パイロットシンボル抽出器(pilot symbol extractor)1053と、同期及びチャンネル推定器(synchronization &channel estimator)1055と、等化器(equalizer)1057と、並列/直列変換器1059と、シンボルデマッピング器(symbol demapper)1061とから構成される。
まず、上記移動局送信器から送信された信号は、多重経路チャンネル(multipath channel)を通り、雑音が付加された形態で上記基地局受信器のアンテナを介して受信される。上記アンテナを介して上記基地局受信器で受信された信号は、デュプレクサー1029へ入力される。すると、デュプレクサー1029は、該当信号受信時点で、上記アンテナを介して上記基地局受信器で受信された信号をRF処理器1037へ出力する。デュプレクサー1029からの信号を受信すると、RF処理器1037は、上記信号が中間周波数(IF;Intermediate Frequency)帯域を有するようにダウン変換(down converting)を行った後に、アナログ/デジタル変換器1039へ出力する。アナログ/デジタル変換器1039は、RF処理器1037から出力されたアナログ信号をデジタル信号に変換した後に、受信ビーム生成器1041及び信号処理器1043へ出力する。信号処理器1043は、アナログ/デジタル変換器1039から出力された信号を受信すると、受信加重値 R,kを計算した後に、上記受信加重値 R,kを使用して送信加重値 T,kを計算する。その後に、信号処理器1043は、上記送信加重値 T,kをフィードバック情報生成器1045へ出力する。フィードバック情報生成器1045は、上記送信加重値 T,kを含むフィードバック情報を生成する。ここで、フィードバック情報生成器1045から生成されたフィードバック情報が、上記基地局送信器から送信される。例えば、上記フィードバック情報は、専用物理チャンネルを介して送信されることができる。
一方、受信ビーム生成器1041から出力された信号は、保護区間除去器1047へ入力される。すなわち、保護区間除去器1047は、受信ビーム生成器1041から出力された信号を受信して上記保護区間信号を除去した後に、直列/並列変換器1049へ出力する。直列/並列変換器1049は、保護区間除去器1047から出力された直列信号を並列信号に変換した後に、FFT器1051へ出力する。FFT器1051は、直列/並列変換器1049からの並列信号を受信すると、上記並列信号に対してN−ポイントFFTを遂行した後に、等化器1057及びパイロットシンボル抽出器1053へ出力する。等化器1057は、FFT器1051から出力された信号を受信して、上記信号に対してチャンネル等化(channel equalization)を遂行した後に、並列/直列変換器1059へ出力する。並列/直列変換器1059は、等化器1057から出力された並列信号を受信して、上記並列信号を上記直列信号に変換した後に、シンボルデマッピング器1061へ出力する。シンボルデマッピング器1061は、並列/直列変換器1059からの信号を受信すると、上記移動局送信器で適用した変調方式に相当するあらかじめ設定された復調方式を介して上記信号を復調し、これによって、受信情報データビットを出力する。
一方、FFT器1051から出力された信号は、パイロットシンボル抽出器1053へ入力される。パイロットシンボル抽出器1053は、FFT器1051から出力された信号からパイロットシンボルを検出し、上記検出されたパイロットシンボルを上記同期及びチャンネル推定器1055へ出力する。同期及びチャンネル推定器1055は、パイロットシンボル抽出器1053から出力されたパイロットシンボルを用いて、同期及びチャンネル推定を遂行し、その結果を等化器1057へ出力する。
図10は、上記基地局受信器が送信加重値 T,kを計算し、上記送信加重値 T,kを上記移動局送信器へ送信する場合を示す。しかしながら、上記基地局の送信器及び受信器は、上記移動局の送信器及び受信器として使用されることができる。すなわち、図10を参照して、上記フィードバック情報を生成して送信する側面を中心にして説明したものに留意しなければならない。
次いで、図11を参照して、本発明の実施形態での機能を遂行するOFDM移動通信システムの移動局送信器及び移動局受信器の構成を説明する。
図11は、本発明の実施形態での機能を遂行するOFDM移動通信システムの移動局送信器及び移動局受信器の構成を示す。
図11を説明するに先立って、上記OFDM移動通信システムが上記MIMO−AAA方式を使用すると仮定する。すると、上記送信器及び受信器は、複数の送信アンテナ及び複数の受信アンテナを備えなければならない。しかしながら、図11によると、上記送信器及び受信器は、別途の送信アンテナ及び受信アンテナを備えるものではなく、同一のアンテナは、デュプレクサーを使用することによって、時分割方式を通して上記送信器及び上記受信器に使用されると仮定する。また、図11では、N個のアンテナを使用する。
次いで、上記OFDM移動通信システムの移動局送信器について説明する。
図11を参照すると、上記移動局の送信器は、シンボルマッピング器1111と、直列/並列変換器1113と、パイロットシンボル挿入器1115と、IFFT器1117と、並列/直列変換器1119と、保護区間挿入器1121と、送信ビーム生成器1123と、フィードバック情報処理器1125と、デジタル/アナログ変換器1127と、RF処理器1129とから構成される。また、デュプレクサー1131は、上記移動局の送信器及び受信器のすべてに共通的に使用され、第1のアンテナ1133と、第2のアンテナ1135と、...、第Nのアンテナ1137とを含むN個のアンテナも、上記移動局の送信器及び受信器のすべてに共通的に使用される。ここで、シンボルマッピング器1111と、直列/並列変換器1113と、パイロットシンボル挿入器1115と、IFFT器1117と、並列/直列変換器1119と、保護区間挿入器1121と、送信ビーム生成器1123と、デジタル/アナログ変換器1127と、RF処理器1129と、デュプレクサー1131との構成及び動作は、図10に示したシンボルマッピング器1011と、直列/並列変換器1013と、パイロットシンボル挿入器1015と、IFFT器1017と、並列/直列変換器1019と、保護区間挿入器1021と、送信ビーム生成器1023と、デジタル/アナログ変換器1025と、RF処理器1027と、デュプレクサー1029との構成及び動作と同一であるので、ここでは、その詳細な説明を省略する。
フィードバック情報処理器1125は、上記移動局受信器が受信したフィードバック情報を分析して、上記フィードバック情報に含まれている送信加重値 T,kを検出し、上記検出された送信加重値 T,kを送信ビーム生成器1123へ送信する。上記移動局受信器がフィードバック情報を受信する手順は、下記で説明するので、ここでは、その詳細な説明を省略する。送信ビーム生成器1123は、上記送信加重値 T,kに相当する送信ビームを生成する。
二番目に、上記OFDM移動通信システムの移動局受信器について説明する。
上記移動局受信器は、RF処理器1139と、アナログ/デジタル変換器1141と、受信ビーム生成器1143と、信号処理器1145と、保護区間除去器1147と、直列/並列変換器1149と、FFT器1151と、パイロットシンボル抽出器1153と、同期及びチャンネル推定器1155と、等化器1157と、並列/直列変換器1159と、シンボルデマッピング器1161とから構成される。ここで、RF処理器1139と、アナログ/デジタル変換器1141と、受信ビーム生成器1143と、信号処理器1145と、保護区間除去器1147と、直列/並列変換器1149と、FFT器1151と、パイロットシンボル抽出器1153と、同期及びチャンネル推定器1155と、等化器1157と、並列/直列変換器1159と、シンボルデマッピング器1161との構成及び動作は、図10に示したRF処理器1037と、アナログ/デジタル変換器1039と、受信ビーム生成器1041と、信号処理器1043と、保護区間除去器1047と、直列/並列変換器1049と、FFT器1051と、パイロットシンボル抽出器1053と、同期及びチャンネル推定器1055と、等化器1057と、並列/直列変換器1059と、シンボルデマッピング器1061との構成及び動作と同一であるので、ここでは、その詳細な説明を省略する。シンボルデマッピング器1161から最終的に出力された受信データは、送信加重値 T,kを含むフィードバック情報であり、シンボルデマッピング器1161から出力されたフィードバック情報は、フィードバック情報処理器1125へ入力される。
図11は、上記移動局受信器がフィードバック情報を受信し、上記移動局送信器が上記フィードバック情報に含まれている送信加重値 T,kを使用して、上記送信ビームを生成する場合を示す。しかしながら、上記移動局送信器及び受信器は、上記基地局送信器及び受信器として使用されることができる。すなわち、図11を参照して、送信加重値 T,kを含むフィードバック情報を受信する側面を中心として説明したことに留意しなければならない。
次いで、図12を参照して、受信アンテナ、例えば、スマートアンテナ(smart antenna)を使用する場合に、受信アンテナの個数に従って、本発明の混合型加重値生成方式の特性をシミュレーションした結果について説明する。
図12は、本発明の実施形態による混合型加重値生成方式を使用する場合の基地局受信器の受信アンテナの個数に従う特性曲線を示すグラフである。
図12を参照すると、6つの受信アンテナを有する基地局受信器と10個の受信アンテナを有する基地局受信器とに対する放射パターンを示す。例えば、任意の移動局が57°に位置していると仮定すると、上記6つの受信アンテナを有する基地局受信器に比べて、10個の受信アンテナを有する基地局受信器が約0.2の正規化されたアンテナ利得(antenna gain)を有することが分かることができ、また、受信ビームをさらに正確に生成することができる。結果的に、移動通信システムの容量という観点では、上記受信アンテナの個数が増加するほど受信信号の大きさを増幅させることができ、従って、正確な通信サービスを可能にし、システム容量を増加させることができる。
以上、本発明の詳細について具体的な実施の形態に基づき説明してきたが、本発明の範囲を逸脱しない限り、各種の変形が可能なのは明らかである。従って、本発明の範囲は、上記実施の形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲の記載及び該記載と同等なものにより定められるべきである。
一般的なCDMA移動通信システムの送受信器の構成を示すブロック図である。 本発明の実施形態での機能を遂行するCDMA移動通信システムの基地局の送信器及び受信器の構成を示すブロック図である。 本発明の実施形態での機能を遂行する移動通信システムの移動局の送信器及び受信器の構成を示すブロック図である。 本発明の実施形態による機能を遂行する信号処理器の構成を示すブロック図である。 本発明の実施形態によるMIMO−AAA方式を使用してデータを送受信する手順を示すフロー図である。 本発明の実施形態による基地局受信器の信号受信手順を示すフローチャートである。 本発明で使用されるシグモイド(sigmoid) 関数の特性を示すグラフである。 移動通信システムにおいて、p=2、d(k)=R2,R+jR2,I、及びJ=0(ここで、k=0)である場合のCM方式を概略的に示す図である。 移動通信システムにおいて、BPSK方式を使用する場合のDD方式を概略的に示す図である。 本発明の実施形態での機能を遂行するOFDM移動通信システムの基地局送信器及び基地局受信器の構成を示すブロック図である。 本発明の実施形態での機能を遂行するOFDM移動通信システムの移動局送信器及び移動局受信器の構成を示すブロック図である。 基地局の受信アンテナの個数に従う本発明の総合的加重値生成方式の特性曲線を示すグラフである。
符号の説明
201 エンコーダ
203 インターリーバー
205 送信ビーム生成器
207 信号処理器
211 第1の拡散器
221 第2の拡散器
231 第Nの拡散器
213 第1のRF処理器
223 第2のRF処理器
233 第NのRF処理器
240 デュプレクサー
241 第1のアンテナ
243 第2のアンテナ
245 第Nのアンテナ
251 第1のRF処理器
261 第2のRF処理器
271 第NのRF処理器
253 第1の多重経路探索器
263 第2の多重経路探索器
273 第Nの多重経路探索器
280−1 第1のフィンガー
280−2 第2のフィンガー
280−L 第Lのフィンガー
284 信号処理器
285 受信ビーム生成器
286 フィードバック情報生成器
291 多重経路結合器
293 デインターリーバー
295 デコーダ

Claims (25)

  1. 適応アンテナアレイ方式を使用する無線通信システムにおける送受信ビームを生成するための加重値情報を送受信する方法であって、
    受信信号のエラーを最小化するための第1の方式及び第2の方式に加重値をそれぞれ与えて最小のエラー値を計算するステップと、
    前記受信信号及び前記最小のエラー値を用いて受信ビームの生成のための受信加重値を計算するステップと、
    前記受信加重値及び前記最小のエラー値を用いて送信ビームの生成のための送信加重値を計算するステップと、
    前記送信加重値を含むフィードバック情報を生成するステップと、
    前記フィードバック情報を送信するステップと
    を具備し、
    前記最小のエラー値を計算するステップは、
    前記第1の方式によって最小のコスト関数を有するように計算された第1のエラー値に第1の加重値を与えるステップと、
    前記第2の方式によって最小のコスト関数を有するように計算された第2のエラー値に前記第1の加重値から計算された第2の加重値を与えるステップと、
    前記加重値が与えられた第1のエラー値及び第2のエラー値から最小のエラー値を計算するステップとを具備することを特徴とする方法。
  2. 前記第1のエラー値及び前記第2のエラー値は、シグモイド関数の関係であることを特徴とする請求項記載の方法。
  3. 前記最小のエラー値は、下記式によって計算されることを特徴とする請求項記載の方法。
    Figure 0004308849
    ここで、前記eは、最小のエラー値を示し、e CMは、前記第1の方式を使用して計算された前記第1のエラー値を示し、e DDは、前記第2の方式を使用して計算された前記第2のエラー値を示し、αは、第1の加重値を示し、βは、第2の加重値を示す。
  4. 前記第1の方式は、常数係数(CM)方式であり、前記第2の方式は、判定指向(DD)方式であることを特徴とする請求項記載の方法。
  5. 前記受信信号は、拡散スペクトル変調信号を逆拡散して生成された信号であることを特徴とする請求項記載の方法。
  6. 前記エラー値のそれぞれは、平均自乗エラー(MSE)値を含むことを特徴とする請求項記載の方法。
  7. 第1の装置は、第1の送信器及び第1の受信器を有し、第2の装置は、第2の送信器及び第2の受信器を有し、前記第1の装置及び第2の装置は、適応アンテナアレイ方式を使用する無線通信システムにおける信号を送受信する方法であって、
    前記第1の受信器が受信された信号のエラーを最小化するための第1の方式及び第2の方式にそれぞれの加重値を付加して最小のエラー値を計算するステップと、
    前記受信信号及び前記最小のエラー値を使用して、前記第1の装置の受信ビームの生成のための受信加重値を計算し、前記受信加重値及び前記最小のエラー値を使用して前記第2の装置の送信ビームの生成のための送信加重値を計算するステップと、
    前記第2の装置の送信加重値を含むフィードバック情報を生成するステップと、
    前記フィードバック情報を前記第1の送信器から前記第2の受信器へ送信するステップと、
    前記第2の受信器が前記フィードバック情報を受信するステップと、
    前記第2の装置が前記フィードバック情報から前記送信加重値を検出し、前記送信加重値に相当するように送信ビームを生成した後に、前記第2の送信器を介して前記送信ビームの信号を前記第1の装置へ送信するステップと
    を具備し、
    前記最小のエラー値を計算するステップは、
    前記第1の方式によって最小のコスト関数を有するように計算された第1のエラー値に第1の加重値を与えるステップと、
    前記第2の方式によって最小のコスト関数を有するように計算された第2のエラー値に前記第1の加重値から計算された第2の加重値を与えるステップと、
    前記加重値が与えられた第1のエラー値及び第2のエラー値から前記最小のエラー値を計算するステップとを具備することを特徴とする方法。
  8. 前記第1のエラー値及び前記第2のエラー値は、シグモイド関数の関係であることを特徴とする請求項記載の方法。
  9. 前記最小のエラー値は、下記式によって計算されることを特徴とする請求項記載の方法。
    Figure 0004308849
    ここで、前記eは、最小のエラー値を示し、e CMは、前記第1の方式を使用して計算された前記第1のエラー値を示し、e DDは、前記第2の方式を使用して計算された前記第2のエラー値を示し、αは、第1の加重値を示し、βは、第2の加重値を示す。
  10. 前記第1の方式は、常数係数(CM)方式であり、前記第2の方式は、判定指向(DD)方式であることを特徴とする請求項記載の方法。
  11. 前記受信信号は、拡散スペクトル変調信号を逆拡散して生成された信号であることを特徴とする請求項記載の方法。
  12. 前記エラー値のそれぞれは、平均自乗エラー(MSE)値を含むことを特徴とする請求項記載の方法。
  13. 適応アンテナアレイ方式を使用する無線通信システムにおける信号を送受信するシステムであって、
    受信信号を逆拡散して逆拡散信号を生成する逆拡散器と、
    前記受信された信号のエラーを最小化するための第1の方式及び第2の方式にそれぞれの加重値を付加して最小のエラー値を計算し、前記逆拡散信号及び前記最小のエラー値を使用して、受信器の受信ビームの生成のための受信加重値を計算し、前記受信加重値及び前記最小のエラー値を使用して、相手側の送信器の送信ビームの生成のための送信加重値を計算する信号処理器と、
    前記送信加重値を含むフィードバック情報を生成するフィードバック情報生成器と、
    前記フィードバック情報を相手側の受信器へ送信する送信器と
    を具備し、
    前記信号処理器は、
    前記逆拡散信号を受信し、前記受信された信号のエラーを最小化するための第1の方式及び第2の方式にそれぞれの加重値を付加して前記最小のエラー値を計算するエラー値組合せ器と、
    前記逆拡散信号及び前記最小のエラー値を使用して、受信器の受信ビームの生成のための受信加重値を計算し、前記受信加重値及び前記最小のエラー値を使用して、前記相手側の送信器の送信ビームの生成のための送信加重値を計算する加重値計算器と、
    前記加重値計算器が計算した送信加重値を所定の時区間(time interval)の間に記憶した後に、前記加重値計算器に前記送信加重値を出力して、それぞれの時区間に記憶された送信加重値を次の時区間の送信加重値の計算に適用するメモリとを具備することを特徴とするシステム。
  14. 前記最小のエラー値は、
    前記第1の方式によって最小のコスト関数を有するように計算された第1のエラー値に第1の加重値を与え、前記第2の方式によって最小のコスト関数を有するように計算された第2のエラー値に前記第1の加重値から計算された第2の加重値を与えた後に、前記加重値が与えられた第1のエラー値及び第2のエラー値から前記最小のエラー値を計算することを特徴とする請求項13記載のシステム。
  15. 前記第1のエラー値及び前記第2のエラー値は、シグモイド関数の関係であることを特徴とする請求項14記載のシステム。
  16. 前記最小のエラー値は、下記式により計算されることを特徴とする請求項14記載のシステム。
    Figure 0004308849
    ここで、前記eは、最小のエラー値を示し、e CMは、前記第1の方式を使用して計算された前記第1のエラー値を示し、e DDは、前記第2の方式を使用して計算された前記第2のエラー値を示し、αは、第1の加重値を示し、βは、第2の加重値を示す。
  17. 前記第1の方式は、常数係数(CM)方式であり、前記第2の方式は、判定指向(DD)方式であることを特徴とする請求項13記載のシステム。
  18. 前記エラー値のそれぞれは、平均自乗エラー(MSE)値を含むことを特徴とする請求項13記載のシステム。
  19. 適応アンテナアレイ方式を使用する無線通信システムにおける送信加重値情報を送受信するシステムであって、
    信号を受信し、前記受信された信号のエラーを最小化するための第1の方式及び第2の方式にそれぞれの加重値を付加して最小のエラー値を計算し、前記受信信号を逆拡散して逆拡散信号を生成し、前記逆拡散信号及び前記最小のエラー値を使用して、第1の受信器の受信ビームの生成のための受信加重値を計算し、前記計算された受信加重値及び前記最小のエラー値を使用して、第2の送信器の送信ビームの生成のための送信加重値を計算した後に、前記送信加重値を含むフィードバック情報を生成する前記第1の受信器と、前記第1の受信器が生成したフィードバック情報を第2の受信器へ送信する第1の送信器とを含む第1の装置と、
    前記第1の装置が送信したフィードバック情報を受信する第2の受信器と、前記第2の受信器が受信したフィードバック情報から第2の送信器の送信ビームの生成のための送信加重値を検出し、前記検出された送信加重値に相当するように送信ビームを生成して信号を送信する前記第2の送信器とを含む第2の装置と
    を具備し、
    前記第1の装置は、
    所定の信号を受信し、前記受信された信号のエラーを最小化するための第1の方式及び第2の方式にそれぞれの加重値を付加して最小のエラー値を計算し、前記逆拡散信号及び前記最小のエラー値を使用して前記第1の受信器の受信ビームの生成のための受信加重値を計算し、前記受信加重値及び前記最小のエラー値を使用して前記第2の送信器の送信ビームの生成のための送信加重値を計算する信号処理器と、
    前記送信加重値を含むフィードバック情報を生成するフィードバック情報生成器と、
    前記フィードバック情報を前記第2の受信器へ送信する第1の送信器とを具備し、
    前記信号処理器は、
    前記逆拡散信号を受信し、前記受信された信号のエラーを最小化するための第1の方式及び第2の方式にそれぞれの加重値を付加して、前記最小のエラー値を計算するエラー値組合せ器と、
    前記逆拡散信号及び前記最小のエラー値を使用して前記第1の受信器の受信ビームの生成のための受信加重値を計算し、前記受信加重値及び前記最小のエラー値を使用して前記第2の送信器の送信ビームの生成のための送信加重値を計算する加重値計算器と、
    前記加重値計算器が計算した送信加重値を所定の時区間の間に記憶し、前記送信加重値を前記加重値計算器へ出力して、各時区間に記憶された送信加重値を次の時区間の送信加重値の計算に適用するメモリとを具備することを特徴とするシステム。
  20. 前記第1の装置は、
    所定の信号を受信し、前記受信された信号のエラーを最小化するための第1の方式及び第2の方式にそれぞれの加重値を付加して最小のエラー値を計算し、前記逆拡散信号及び前記最小のエラー値を使用して前記第1の受信器の受信ビームの生成のための受信加重値を計算し、前記受信加重値及び前記最小のエラー値を使用して前記第2の送信器の送信ビームの生成のための送信加重値を計算する信号処理器と、
    前記送信加重値を含むフィードバック情報を生成するフィードバック情報生成器と、
    前記フィードバック情報を前記第2の受信器へ送信する第1の送信器とを具備し、
    前記最小のエラー値は、
    前記第1の方式によって最小のコスト関数を有するように計算された第1のエラー値に第1の加重値を与え、前記第2の方式によって最小のコスト関数を有するように計算された第2のエラー値に前記第1の加重値から計算された第2の加重値を与えて、前記加重値が与えられた第1のエラー値及び第2のエラー値から前記最小のエラー値を計算することを特徴とする請求項19記載のシステム。
  21. 前記第1のエラー値及び前記第2のエラー値は、シグモイド関数の関係であることを特徴とする請求項20記載のシステム。
  22. 前記最小のエラー値は、下記式により計算されることを特徴とする請求項20記載のシステム。
    Figure 0004308849
    ここで、前記eは、最小のエラー値を示し、e CMは、前記第1の方式を使用して計算された前記第1のエラー値を示し、e DDは、前記第2の方式を使用して計算された前記第2のエラー値を示し、αは、第1の加重値を示し、βは、第2の加重値を示す。
  23. 前記第1の方式は、常数係数(CM)方式であり、前記第2の方式は、判定指向(DD)方式であることを特徴とする請求項19記載のシステム。
  24. 前記エラー値のそれぞれは、平均自乗エラー(MSE)値を含むことを特徴とする請求項19記載のシステム。
  25. 前記第2の送信器は、
    前記フィードバック情報から前記送信加重値を検出するフィードバック情報処理器と、
    前記送信加重値を使用して前記送信ビームを生成する送信ビーム生成器とを具備することを特徴とする請求項19記載のシステム。
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