JP4406010B2 - 適応アンテナアレイ方式を使用する移動通信システムにおける信号を受信する装置及び方法 - Google Patents

Description

本発明は、適応アンテナアレイ（Adaptive Antenna Array：ＡＡＡ）方式を使用する移動通信システムにおけるデータを受信する装置及び方法に関し、特に、受信ビーム加重値生成方式を使用してデータを受信する装置及び方法に関する。

次世代移動通信システムは、バーストパケットデータ（packet data）を複数の移動局へ送信するパケットサービス通信システム（packet service communication system）に発展していっている。上記パケットサービス通信システムは、大容量のデータの送信に適合するように設計されている。このようなパケットサービス通信システムは、高速のパケットサービスのために発展している。このような点に関して、非同期通信方式の標準団体である３ＧＰＰ（3^rd Generation Partnership Project）は、上記高速のパケットサービスを提供するために、高速下りリンクパケット接続（High Speed Downlink Packet Access：以下、“ＨＳＤＰＡ”と称する）方式を提案し、同期通信方式の標準団体である３ＧＰＰ２（3^rd Generation Partnership Project 2）は、上記高速のパケットサービスを提供するために、１ｘＥＶ−ＤＯ／Ｖ（1x Evolution Data Only/Voice）方式を提案する。

上記ＨＳＤＰＡ方式及び１ｘＥＶ−ＤＯ／Ｖ方式のすべては、ウェブ（web）／インターネットサービスの円滑な送信のために、高速パケットサービスの提供を提案しており、上記高速パケットサービスを提供するためには、平均送信量（Average Throughput）及び最大送信量（Peak Throughput）を最適化して、音声サービスデータのようなサーキット（circuit）データだけではなく、パケットデータの送信を円滑にする。

特に、上記ＨＳＤＰＡ方式を使用する通信システム（以下、“ＨＳＤＰＡ通信システム”と称する）は、高速のパケットデータの送信を支援するために、下記３種類の方式、すなわち、適応変調及び符号化（Adaptive Modulation and Coding：以下、“ＡＭＣ”と称する）方式、ハイブリッド自動再送要求（Hybrid Automatic Retransmission Request：以下、“ＨＡＲＱ”と称する）方式、及び高速のセル選択（Fast Cell Select：以下、“ＦＣＳ”と称する）方式を新たに導入した。上記ＨＳＤＰＡ通信システムは、上記ＡＭＣ方式、ＨＡＲＱ方式、及びＦＣＳ方式を使用して、データ送信率を増加させている。

データ送信率を高めるための他の通信システムとしては、上記１ｘＥＶ−ＤＯ／Ｖ方式を使用する通信システム（以下、“１ｘ ＥＶ−ＤＯ／Ｖ通信システム”と称する）が存在し、上記１ｘＥＶ−ＤＯ／Ｖ通信システムもシステム性能を保証するためにデータ送信率を増加させる。上記ＡＭＣ方式、ＨＡＲＱ方式、及びＦＣＳ方式のような新たな方式だけではなく、割り当てられた帯域幅（band width）の限界を克服するための、すなわち、データ送信率を増加させるための他の方式としては、多重アンテナ（multiple antenna）方式が存在する。上記多重アンテナ方式は、空間軸（space domain）を活用するので、周波数軸での帯域幅資源の限界を克服することができる。

ここで、上記多重アンテナ方式について説明する。まず、移動通信システムは、１つの基地局（base station：ＢＳ）を介して複数の移動局が通信する形態から構成される。上記基地局が上記複数の移動局に高速のデータを送信する場合に、無線チャンネル上の特性によって、フェージング（fading）現象が発生する。このようなフェージング現象を克服するために、上記多重アンテナ方式の一種である送信アンテナダイバーシティ（transmit antenna diversity）方式が提案された。

ここで、上記送信アンテナダイバーシティ方式とは、少なくとも２個以上の送信アンテナ、すなわち、多重アンテナを用いて信号を送信することによって、フェージング現象による送信データの損失を最小にして、データ送信率を高める方式を意味する。以下、上記送信アンテナダイバーシティ方式についてさらに具体的に説明する。

一般に、移動通信システムに存在する無線チャンネル環境は、有線チャンネル環境とは異なって、多重経路干渉（multipath interference）、シャドーイング（shadowing）、電波減衰、時変雑音、及び干渉などのような多くの要因により実際の送信信号から歪曲された信号を受信する。ここで、上記多重経路干渉によるフェージングは、反射体やユーザ、すなわち、移動局の移動性に密接な関連を有し、実際の送信信号と干渉信号とが混在した形態で受信される。

従って、上記受信信号は、実際の伝送の間に非常な歪曲を受けた形態になって、全体の移動通信システムの性能を低下させる要因として作用する。結果的に、上記フェージング現象は、受信信号の大きさ（amplitude）及び位相（phase）を歪曲させることができるので、無線チャンネル環境で、高速のデータ通信を抑制する主な原因となる。従って、上記フェージング現象を解決するための多くの研究が進められている。

従って、データを高速で送信するためには、移動通信システムは、フェージング現象のような移動通信チャンネルの特性による損失、及び個別ユーザの干渉を最小にしなければならない。

一方、フェージング現象による不安定な通信を防止するための方式としてダイバーシティ方式を使用し、このようなダイバーシティ方式のうちの１つである空間ダイバーシティ（space diversity）方式を実現するために、多重アンテナを使用する。

そして、上記フェージング現象を効率的に解決するための方式として送信アンテナダイバーシティ方式が幅広く使用されている。上記送信アンテナダイバーシティ方式は、無線チャンネル環境で、独立したフェージング現象を受けた複数の送信信号を受信して、フェージング現象による歪曲に対処する。上記送信アンテナダイバーシティ方式は、時間ダイバーシティ（time diversity）方式、周波数ダイバーシティ（frequency diversity）方式、多重経路ダイバーシティ（multipath diversity）方式、及び空間ダイバーシティ（space diversity）方式に区分される。

言い換えれば、移動通信システムは、高速のデータ通信を遂行するために、通信性能に非常な影響を及ぼす上記フェージング現象を良く克服しなければならない。このようなフェージング現象を克服しなければならない理由は、上記フェージング現象が、受信信号の振幅（amplitude）を数ｄＢから数十ｄＢまで減少させるためである。

上記フェージング現象を克服するために、上記ダイバーシティ方式が使用される。例えば、符号分割多重接続（Code Division Multiple Access：以下、“ＣＤＭＡ”と称する）方式は、チャンネルの遅延分散（delay spread）を用いて、ダイバーシティ性能を得ることができるレイク（Rake）受信器を採択している。ここで、上記レイク受信器は、多重経路信号を受信する一種の受信ダイバーシティ方式である。しかしながら、上記レイク受信器で使用された受信ダイバーシティ方式は、チャンネルの遅延分散が比較的小さい場合には、目的のダイバーシティ利得を有することができない、という短所を有する。

上記時間ダイバーシティ方式は、インターリービング（interleaving）及びコーディング（coding）のような方法を用いて、無線チャンネル環境から発生するバーストエラー（burst error）に効率的に対応し、一般的に、ドップラー拡散（doppler spread）チャンネルで使用される。しかしながら、上記時間ダイバーシティ方式は、低速ドップラー拡散チャンネルでは、そのダイバーシティ効果を有することが難しい、という問題点がある。

一方、上記空間ダイバーシティ方式は、一般的に、チャンネルの遅延分散が比較的小さいチャンネル、例えば、室内チャンネル及び低速のドップラー拡散チャンネルである歩行者チャンネルのような遅延分散が比較的小さいチャンネルで使用される。上記空間ダイバーシティ方式は、少なくとも２つのアンテナを使用して、ダイバーシティ利得を取得する方式であって、１つのアンテナを介して送信された信号がフェージング現象により減衰された場合に、残りのアンテナを介して送信された信号を受信してダイバーシティ利得を取得する方式である。ここで、上記空間ダイバーシティ方式は、複数の受信アンテナを使用する受信アンテナダイバーシティ方式と複数の送信アンテナを使用する送信アンテナダイバーシティ方式とに分類される。

まず、上記受信アンテナダイバーシティ方式のうちの１つの方式である受信適応アンテナアレイ（Receive-Adaptive Antenna Array：以下、“Ｒｘ−ＡＡＡ”と称する）方式について説明する。

上記Ｒｘ−ＡＡＡ方式は、複数の受信アンテナから構成されたアンテナアレイを介して受信された受信信号の信号ベクトル（vector）に、適正受信ビーム加重値（weight）ベクトルの内積（scalar product）を適用することによって、受信器が望む方向で受信された信号に関して、その受信信号の大きさを最大化し、上記受信器が望まない方向で受信された信号に関して、その受信信号の大きさを最小化する方式である。ここで、上記受信ビーム加重値とは、上記Ｒｘ−ＡＡＡ方式を適用するにあたり、上記受信器が生成した受信ビームを生成するための加重値を示す。結果的に、上記Ｒｘ−ＡＡＡ方式は、目的の受信信号のみを最大の大きさで増幅することによって、高品質の通話を維持すると同時に、システム全体の容量の増大及びサービス半径の増大を有する、という長所がある。

上記Ｒｘ−ＡＡＡ方式が周波数分割多重接続（Frequency Division Multiple Access：以下、“ＦＤＭＡ”と称する）方式と、時間分割多重接続（Time Division Multiple Access：以下、“ＴＤＭＡ”と称する）方式と、ＣＤＭＡ方式とを使用する移動通信システムにすべて適用可能であるが、以下、説明の便宜上、上記ＣＤＭＡ方式を使用する移動通信システム（以下、“ＣＤＭＡ移動通信システム”と称する）を例に挙げて、上記Ｒｘ−ＡＡＡ方式について説明する。

図１は、従来のＣＤＭＡ移動通信システムにおける基地局受信器の構成を示すブロック図である。

図１を参照すると、上記基地局受信器は、第１の受信アンテナ１１１と、第２の受信アンテナ１２１と、．．．、第Ｎの受信アンテナ１３１とのＮ個の受信アンテナ（Ｒｘ＿ＡＮＴ）と、上記受信アンテナのそれぞれに対応するＮ個の無線周波数（Radio Frequency：以下、“ＲＦ”と称する）処理器（processor）、すなわち、第１のＲＦ処理器１１２と、第２のＲＦ処理器１２２と、．．．、第ＮのＲＦ処理器１３２とのＮ個のＲＦ処理器と、上記ＲＦ処理器のそれぞれに対応するＮ個の多重経路探索器（multipath searcher）、すなわち、第１の多重経路探索器１１３と、第２の多重経路探索器１２３と、．．．、第Ｎの多重経路探索器１３３とのＮ個の多重経路探索器と、上記多重経路探索器のそれぞれで探索したＬ個の多重経路信号を処理するためのＬ個のフィンガー（finger）、すなわち、第１のフィンガー１４０−１と、第２のフィンガー１４０−２と、．．．、第Ｌのフィンガー１４０−ＬとのＬ個のフィンガーと、上記Ｌ個のフィンガーのそれぞれから出力された多重経路信号を結合する多重経路結合器（multipath combiner）１５０と、デインターリーバー（de-interleaver）１６０と、デコーダ（decoder）１７０とから構成される。

まず、複数の移動局（ＭＳ：Mobile Station）のそれぞれの送信器が送信した信号は、多重経路フェージング無線チャンネル（fading radio channel）を介して、上記Ｎ個の受信アンテナのそれぞれで受信される。第１の受信アンテナ１１１は、上記受信された信号を第１のＲＦ処理器１１２へ出力する。ここで、上記ＲＦ処理器のそれぞれは、増幅器（amplifier）と、周波数変換器（frequency converter）と、フィルター（filter）と、アナログ／デジタル変換器（analog to digital converter）とから構成されて、ＲＦ信号を処理する。第１のＲＦ処理器１１２は、第１の受信アンテナ１１１から出力された信号をＲＦ処理して、基底帯域（baseband）デジタル信号に変換した後に、第１の多重経路探索器１１３へ出力する。第１の多重経路探索器１１３は、第１のＲＦ処理器１１２から出力された信号からＬ個の多重経路成分に分離し、上記分離されたＬ個の多重経路成分のそれぞれを第１のフィンガー１４０−１乃至第Ｌのフィンガー１４０−Ｌのそれぞれへ出力する。第１のフィンガー１４０−１乃至第Ｌのフィンガー１４０−Ｌのそれぞれは、Ｌ個の多重経路のそれぞれに一対一にマッピングされ、Ｌ個の多重経路信号成分を処理する。ここで、上記Ｎ個の受信アンテナを介して受信された信号のそれぞれに対してＬ個の多重経路を考慮するので、Ｎ×Ｌ個の信号に対して信号処理を遂行しなければならないし、上記Ｎ×Ｌ個の信号のうち、同一の経路の信号が同一のフィンガーへ出力される。

また、第２の受信アンテナ１２１は、上記受信された信号を第２のＲＦ処理器１２２へ出力する。第２のＲＦ処理器１２２は、第２の受信アンテナ１２１から出力された信号をＲＦ処理して、基底帯域デジタル信号に変換した後に、第２の多重経路探索器１２３へ出力する。第２の多重経路探索器１２３は、第２のＲＦ処理器１２２から出力された信号からＬ個の多重経路成分を分離し、上記分離されたＬ個の多重経路成分のそれぞれを第１のフィンガー１４０−１乃至第Ｌのフィンガー１４０−Ｌのそれぞれへ出力する。

同一の方式にて、第Ｎの受信アンテナ１３１は、上記受信された信号を第ＮのＲＦ処理器１３２へ出力する。第ＮのＲＦ処理器１３２は、第Ｎの受信アンテナ１３１から出力された信号をＲＦ処理して、基底帯域デジタル信号に変換した後に、第Ｎの多重経路探索器１３３へ出力する。第Ｎの多重経路探索器１３３は、第ＮのＲＦ処理器１３２から出力された信号からＬ個の多重経路成分を分離し、上記分離されたＬ個の多重経路成分を第１のフィンガー１４０−１乃至第Ｌのフィンガー１４０−Ｌのそれぞれへ出力する。

従って、上記Ｎ個の受信アンテナのそれぞれを介して受信された信号のＬ個の多重経路信号のうち、同一の多重経路信号は、同一のフィンガーに入力される。例えば、第１の受信アンテナ１１１乃至第Ｎの受信アンテナ１３１からの第１の多重経路信号は、第１のフィンガー１４０−１に入力される。このような方式にて、第１の受信アンテナ１１１乃至第Ｎの受信アンテナ１３１の第Ｌの多重経路信号は、第Ｌのフィンガー１４０−Ｌに入力される。一方、第１のフィンガー１４０−１乃至第Ｌのフィンガー１４０−Ｌのそれぞれは、実際入出力される信号が相互に異なるだけで、その構成及び動作が同一である。従って、説明の便宜上、第１のフィンガー１４０−１の動作についてのみ説明する。

第１のフィンガー１４０−１は、上記Ｎ個の多重経路探索器のそれぞれに対応するＮ個の逆拡散器、すなわち、第１の逆拡散器１４１と、第２の逆拡散器１４２と、．．．、第Ｎの逆拡散器１４３とのＮ個の逆拡散器と、上記Ｎ個の逆拡散器のそれぞれから受信された信号を使用して、受信ビーム（beam）を生成するための加重値ベクトルを計算する信号処理器１４４と、信号処理器１４４で計算した加重値ベクトルを使用して受信ビームを生成するための受信ビーム生成器１４５とから構成される。

まず、第１の多重経路探索器１１３から出力された第１の多重経路信号は、第１の逆拡散器１４１へ入力される。第１の逆拡散器１４１は、第１の多重経路探索器１１３から出力された第１の多重経路信号を、あらかじめ設定されている逆拡散コード（spreading code）をもって逆拡散して、信号処理器１４４及び受信ビーム生成器１４５へ出力する。ここで、上記逆拡散過程を“時間プロセシング（temporal processing）”と称する。

また、第２の多重経路探索器１２３から出力された第１の多重経路信号は、第２の逆拡散器１４２へ入力される。第２の逆拡散器１４２は、第２の多重経路探索器１２３から出力された第１の多重経路信号を、あらかじめ設定されている拡散コードをもって逆拡散して、信号処理器１４４及び受信ビーム生成器１４５へ出力する。このような方式にて、第Ｎの多重経路探索器１３３から出力された第１の多重経路信号は、第Ｎの逆拡散器１４３へ入力される。第Ｎの逆拡散器１４３は、第Ｎの多重経路探索器１３３から出力された第１の多重経路信号を、あらかじめ設定されている拡散コードをもって逆拡散して、信号処理器１４４及び受信ビーム生成器１４５へ出力する。

信号処理器１４４は、第１の逆拡散器１４１乃至第Ｎの逆拡散器１４３から出力された信号を受信して、受信ビームの生成のための加重値集合ｗ _ｋを計算する。ここで、第１の多重経路探索器１１３乃至第Ｎの多重経路探索器１３３のそれぞれから出力された第１の多重経路信号の集合を“ｘ _ｋ”であると定義する。ここで、第１の多重経路信号集合ｘ _ｋは、ｋ番目の時点で第１の受信アンテナ１１１乃至第Ｎの受信アンテナ１３１のそれぞれを介して受信された第１の多重経路信号の集合を示し、第１の多重経路信号集合ｘ _ｋを構成する第１の多重経路信号のそれぞれは、すべてベクトル信号である。そして、上記加重値集合ｗ _ｋは、ｋ番目の時点で、第１の受信アンテナ１１１乃至第Ｎの受信アンテナ１３１のそれぞれを介して受信された第１の多重経路信号のそれぞれに適用される加重値集合を示し、上記加重値集合ｗ _ｋを構成する受信ビーム加重値のそれぞれは、すべてベクトル信号である。

そして、第１の多重経路信号集合ｘ _ｋ内のすべての第１の多重経路信号が逆拡散された信号の集合を“ｙ _ｋ”であると定義する。ここで、第１の多重経路信号の逆拡散信号集合ｙ _ｋは、ｋ番目の時点で、第１の受信アンテナ１１１乃至第Ｎの受信アンテナ１３１のそれぞれを介して受信された第１の多重経路信号のそれぞれが逆拡散された信号の集合を示し、第１の多重経路信号の逆拡散信号集合ｙ _ｋを構成する逆拡散信号のそれぞれは、すべてベクトル信号である。以下、説明の便宜上、“集合”については、その用語を省略し、下線が引かれた（underlined）パラメータ（parameter）は、特定のエレメント（element）の集合を示す。

また、第１の逆拡散器１４１乃至第Ｎの逆拡散器１４３のそれぞれは、あらかじめ設定されている逆拡散コード（de-scrambling code）で第１の多重経路信号ｘ _ｋを逆拡散するので、目的の受信信号の受信電力（power）が干渉信号（interference signal）の受信電力に比べてプロセス利得（process gain）だけ増幅される。ここで、上記逆拡散コードは、上記移動局の送信器のそれぞれで使用された拡散コード（spreading code）と同一である。

一方、上述したように、第１の多重経路信号ｘ _ｋの逆拡散された信号ｙ _ｋは、信号処理器１４４へ入力される。信号処理器１４４は、第１の多重経路信号ｘ _ｋの逆拡散された信号ｙ _ｋをもって、受信ビーム加重値ｗ _ｋを計算して、受信ビーム生成器１４５へ出力する。結果的に、信号処理器１４４は、第１の受信アンテナ１１１乃至第Ｎの受信アンテナ１３１のそれぞれから出力された総計でＮ個の第１の多重経路信号であるｘ _ｋが逆拡散された信号ｙ _ｋをもって、第１の受信アンテナ１１１乃至第Ｎの受信アンテナ１３１のそれぞれから出力された第１の多重経路信号ｘ _ｋに適用された総計でＮ個の受信ビーム加重値ベクトルを含む受信ビーム加重値ｗ _ｋを計算する。受信ビーム生成器１４５は、上記総計でＮ個の第１の多重経路信号ｘ _ｋが逆拡散された信号ｙ _ｋ及び総計でＮ個の受信ビーム加重値ベクトルｗ _ｋを受信する。そして、受信ビーム生成器１４５は、上記総計でＮ個の加重値ベクトルｗ _ｋをもって受信ビームを生成した後に、第１の多重経路信号ｘ _ｋが逆拡散された信号ｙ _ｋ及び上記受信ビームに該当する受信ビーム加重値ｗ _ｋの内積を計算して、第１のフィンガー１４０−１の出力ｚ_ｋとして出力する。ここで、第１のフィンガー１４０−１の出力ｚ_ｋは、式（１）のように表現される。

式（１）において、Ｈは、エルミート（Hermitian）演算子、すなわち、共役（conjugate）転置（transpose）を示す。また、上記基地局受信器のＬ個のフィンガーのそれぞれからの出力信号ｚ_ｋの集合ｚ _ｋが、最終的に多重経路結合器１５０へ入力される。

上記では、第１のフィンガー１４０−１のみを例に挙げてその動作を説明したが、第１のフィンガー１４０−１だけではなく、残りのフィンガー（１４０−２〜１４０−Ｌ）も第１のフィンガー１４０−１と同一の動作を遂行する。従って、第２のフィンガー１４０−２〜第Ｌのフィンガー１４０−Ｌの動作手順の説明を省略する。多重経路結合器１５０は、第１のフィンガー１４０−１乃至第Ｌのフィンガー１４０−Ｌから出力された信号を結合して、デインターリーバー１６０へ出力する。デインターリーバー１６０は、多重経路結合器１５０から出力された信号を送信器で適用したインターリービング（interleaving）方式に相当するデインターリービング方式にてデインターリービングした後に、デコーダ１７０へ出力する。デコーダ１７０は、デインターリーバー１６０から出力された信号を送信器で適用したエンコーディング（encoding）方式に相当するデコーディング（decoding）方式にてデコーディングして、最終の受信データとして出力する。

信号処理器１４４は、あらかじめ設定されているアルゴリズム（algorithm）により受信されることを望む移動局受信器から受信された信号の平均自乗エラー（Mean Square Error：以下、“ＭＳＥ”と称する）が最小になるように受信ビーム加重値ｗ _ｋを計算する。そして、受信ビーム生成器１４５は、信号処理器１４４が生成した受信ビーム加重値ｗ _ｋを使用して受信ビームを生成する。上記ＭＳＥが最小になるように受信ビームを生成する過程を“空間プロセシング（spatial processing）”と称する。

従って、上記Ｒｘ−ＡＡＡ方式がＣＤＭＡ移動通信システムに使用される場合に、時間プロセシングと空間プロセシングとが同時に遂行される。このように、上記時間プロセシングと上記空間プロセシングとを同時に遂行する動作を“空間−時間プロセシング（spatial-temporal processing）”と称する。

一方、信号処理器１４４は、上述した方式にて、フィンガー別に逆拡散された多重経路信号を受信して、あらかじめ設定されているアルゴリズムに従って、上記Ｒｘ−ＡＡＡ方式の利得を最大化することができる受信ビーム加重値を計算する。信号処理器１４４は、上記ＭＳＥを最小化するように動作する。

上記ＭＳＥを適応的に最小化するための受信ビーム加重値計算アルゴリズムは、主に、基準（reference）信号を基準にしてエラーを減少させるアルゴリズムであり、上記アルゴリズムは、基準信号が存在しない場合に、ブラインド（blind）方式として、常数係数（Constant Modulus：以下、“ＣＭ”と称する）方式及び判定指向（Decision-Directed：以下、“ＤＤ”と称する）方式を支援する。

一方、信号処理器１４４は、上述した方式にて、フィンガー別に逆拡散された後の多重経路信号を受信して、あらかじめ設定されているアルゴリズムに従って、上記Ｒｘ−ＡＡＡ方式の利得を最大化することができる受信ビーム加重値を計算する。上記Ｒｘ−ＡＡＡ方式の利得を最大化することができる受信ビーム加重値を計算するためのアルゴリズムには、一般的に、最大信号対雑音比(Maximum Signal to Noise Ratio：以下、Ｍａｘ ＳＮＲと称する)方式又は最小平均自乗（Least Mean Square：以下、“ＬＭＳ”と称する）方式があり、各アルゴリズムの特徴を説明すると、次の通りである。

１） Ｍａｘ ＳＮＲ
上記Ｍａｘ ＳＮＲは、受信信号の出力電力を最大にするためのアルゴリズムである。上記Ｍａｘ ＳＮＲを使用する場合に、出力電力は、式（２）に従って計算される。

このとき、

で与えられる。図１に示すように、上記‘ｚ’は、逆拡散された後の加重値ベクトルが反映された値を示し、上記‘ｙ’は、上記加重値ベクトルが乗じられる前に与えられた値を示す。上記‘Ｅ’は、一般的に使用される期待値関数(expectation function)を示す。
この場合に、Ｍａｘ ＳＮＲは、式（３）のように示すことができる。

上記加重値を計算する演算過程を段階的に整理してみると、次の通りである。

上記過程において、< >は、演算量を意味し、上記Ｍａｘ ＳＮＲの場合に、総演算量がＯ（４Ｎ^２＋１１．５Ｎ）であることが分かる。すなわち、上記演算量がＯ（４Ｎ^２＋１１．５Ｎ）に比例する。ここで、上記‘Ｏ’は、‘次数（order）’を意味し、上記Ｎ値は、１回の複素演算を意味する。上記１回の複素演算ごとに、実数部又は虚数部に対する演算が４回遂行される。すなわち、（ａ＋ｊｂ）（ｃ＋ｊｄ）の複素演算は、ａｃ，ａｄ，ｂｃ，ｂｄの４回の乗算演算によって実現される。

２） ＬＭＳ(Least Mean Square)
上記ＬＭＳ方式は、ＭＳＥの基準により計算されたコスト関数が最小になるように、段階的な更新方式を使用する。このようなアルゴリズムは、性能面では優れるが、上述したように、相当な演算量によって実現に難しさが多いという問題点がある。すなわち、上記Ｍａｘ ＳＮＲでのように、毎回の複素演算において、Ｏ（４Ｎ^２＋１１．５Ｎ）という相当に多い量の演算を必要とするので、受信装置のハードウェアの複雑度を増加させる、という短所があった。

上記背景に鑑みて、本発明の目的は、移動通信システムにおいて、適応アンテナアレイ方式を使用してデータを受信する装置及び方法を提供することにある。

本発明の他の目的は、適応アンテナアレイ方式を使用する移動通信システムにおいて、受信ビーム加重値生成方式を使用してデータを受信する装置及び方法を提供することにある。

本発明のさらなる目的は、適応アンテナアレイ方式を使用する移動通信システムにおいて、演算量を減少させることができる単純化したグラディエント方式（simplified gradient method：ＳＧＭ）を使用して受信ビーム加重値を計算する装置及び方法を提供することにある。

このような目的を達成するために、本発明の第１の特徴によれば、少なくとも１つの受信アンテナを有する基地局における無線ユニットから信号を受信する方法は、上記受信アンテナを介して受信信号を受信し、上記受信信号と以前の時点の受信ビーム加重値を使用して出力信号を生成するステップと、上記受信信号のうちで、上記無線ユニットから送信された受信することを望む信号及び上記生成された出力信号を使用してコスト関数を計算するステップと、上記計算されたコスト関数及び上記受信信号を使用して、追跡ベクトルを計算するステップと、次の時点の上記追跡ベクトルを用いて、上記受信ビーム加重値を更新するステップと、上記更新された受信ビーム加重値を適用して、受信ビームを生成するステップとを具備することを特徴とする。

本発明の第２の特徴によれば、少なくとも１つの受信アンテナを有する基地局における無線ユニットから信号を受信する装置は、上記受信アンテナを介して受信信号を受信し、上記受信信号のうちで、上記無線ユニットから送信された受信することを望む信号及び以前の受信ビーム加重値により生成された出力信号を使用してコスト関数を計算し、上記コスト関数を使用して受信ビーム加重値を計算する信号処理器と、上記受信信号及び上記計算された受信ビーム加重値を使用して受信ビームを生成する受信ビーム生成器とを具備することを特徴とする。

本発明の第３の特徴によれば、少なくとも１つの受信アンテナを有する基地局における無線ユニットから信号を受信する方法は、上記基地局で受信された受信信号を逆拡散し、上記逆拡散された信号を出力するステップと、上記逆拡散された信号及び以前の時点の受信ビーム加重値を用いてフィンガーの出力信号を生成するステップと、上記受信信号のうちで上記無線ユニットから送信された受信することを望む信号及び上記生成されたフィンガーの出力信号を用いてコスト関数を計算するステップと、上記計算されたコスト関数及び上記逆拡散された信号を使用して追跡ベクトルを計算するステップと、次の時点の追跡ベクトルを用いて、上記受信ビーム加重値を更新するステップと、上記更新された受信ビーム加重値を適用して受信ビームを生成するステップとを具備することを特徴とする。

本発明の第４の特徴によれば、少なくとも１つの受信アンテナを有する基地局における無線ユニットから信号を受信する装置は、信号を受信し、上記受信された信号を逆拡散して逆拡散信号を生成する逆拡散器と、上記受信信号のうちで、上記無線ユニットから送信された受信することを望む信号及び以前の受信ビーム加重値により生成された出力信号を使用してコスト関数を計算し、上記コスト関数を使用して受信ビーム加重値を計算する信号処理器と、上記逆拡散信号及び上記計算された受信ビーム加重値を使用して受信ビーム を生成する受信ビーム生成器とを具備することを特徴とする。

本発明の第５の特徴によれば、少なくとも１つの受信アンテナを有し、以前の受信ビーム加重値を使用して上記受信アンテナの受信ビームを生成し、現在の受信信号に対する信号を受信し、上記生成された受信ビームを適用して上記受信信号を用いて出力信号を生成し、上記出力信号を使用して現在の受信ビーム加重値を計算する基地局における演算量を減少させることができる無線ユニットの受信ビーム加重値を計算する方法は、上記受信信号のうちで、上記無線ユニットから送信された受信することを望む信号及び上記生成された出力信号を適用してコスト関数を生成するステップと、上記受信信号と、上記生成されたコスト関数と、上記以前の受信ビーム加重値を用いた所定の演算を遂行して、現在の時点の受信ビーム加重値を計算するステップとを具備することを特徴とする。

本発明で提案した単純化したグラディエント方法をもって、複数のアンテナ素子を用いて受信ビーム加重値を生成することによって、受信ビームを生成するための演算量を減少させることができる。従って、既存のアルゴリズムよりもさらに低い複雑度を有しつつも、さらに優れる性能を有する、という長所がある。

以下、本発明の好適な一実施例を添付図面を参照しつつ詳細に説明する。下記の説明において、本発明の要旨のみを明瞭にする目的で、関連した公知の機能又は構成に関する具体的な説明は省略する。

本発明を説明するに先立って、基地局（Base Station：ＢＳ）の受信器で受信された受信信号のモデル（model）を考慮する。上記基地局の受信器が複数の受信アンテナ（ＲｘＡＮＴ）を有する受信アンテナアレイ（Rx antenna array）を備え、一般的に、上記受信アンテナアレイは、そのコスト及び大きさを考慮する上記基地局の受信器にのみ実装され、移動局（ＭＳ）の受信器には実装されないと仮定する。すなわち、上記移動局の受信器は、１つの受信アンテナのみを備えると仮定する。しかしながら、例えば、複数のアンテナを備える移動局を支援する多重入力多重出力（Multi Input Multi Output：ＭＩＭＯ）システムにおいて、移動局受信器は、後述する基地局受信器の構成と同一に適用されることも可能である。また、本発明が、周波数分割多元接続（Frequency Division Multiple Access：以下、“ＦＤＭＡ”と称する）方式と、時間分割多元接続（Time Division Multiple Access：以下、“ＴＤＭＡ”と称する）方式と、符号分割多元接続（Code Division Multiple Access：以下、“ＣＤＭＡ”と称する）方式と、直交周波数分割多元（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：以下、“ＯＦＤＭ”と称する）方式とを使用する移動通信システムのすべてに適用されることができるとしても、説明の便宜上、上記ＯＦＤＭ方式を使用する移動通信システム（以下、“ＯＦＤＭ移動通信システム”と称する）を参照して説明する。
まず、上記基地局がサービスするセル内の任意の移動局、すなわち、第ｍの移動局の送信器から送信された信号は、式（４）のように表現される。

式（４）において、ｓ_ｍ（ｔ）は、第ｍの移動局の送信信号を示し、ｐ_ｍは、第ｍの移動局の送信電力を示し、ｂ_ｍ（ｔ）は、第ｍの移動局のユーザ情報ビットシーケンス（user information bit sequence）を示し、ｃ_ｍ（ｔ）は、Ｔ_ｃのチップ（chip）周期を有する第ｍの移動局のユーザ拡散コードシーケンス（user spreading code sequence）を示す。

一方、上記移動局送信器から送信された送信信号は、多重経路ベクトルチャンネル（multipath vector channel）を介して上記基地局の受信器で受信される。上記多重経路ベクトルチャンネルのチャンネルパラメータ（channel parameter）は、上記ビット周期Ｔ_ｂに比べて比較的低速で変化すると仮定する。従って、上記多重経路ベクトルチャンネルのチャンネルパラメータは、所定のビット周期の間では一定であると仮定する。すると、上記基地局の受信器で受信された第ｍの移動局の第１の多重経路に対する複素（complex）基底帯域受信信号は、式（５）のように表現される。ここで、式（５）に示す受信信号は、上記基地局受信器で受信された無線周波数（Radio Frequency：以下、“ＲＦ”と称する）信号をダウンコンバーティング（down converting）した後の基底帯域信号を示すことに留意しなければならない。

式（５）において、ｘ _ｍ１は、上記第ｍの移動局の第１の多重経路を介して受信された複素基底帯域受信信号の集合を示し、α_ｍ１は、上記第ｍの移動局の第１の多重経路に適用されたフェージング減衰度を示し、φ_ｍ１は、上記第ｍの移動局の第１の多重経路に適用された位相遷移量を示し、τ_ｍ１は、上記第ｍの移動局の第１の多重経路に適用された時間遅延量を示し、ａ _ｍ１は、上記第ｍの移動局の第１の多重経路に適用されたアレイ応答（Array Response：ＡＲ）の集合を示す。ここで、上記基地局受信器は、複数、例えば、Ｎ個の受信アンテナを備えるので、上記第ｍの移動局が送信した信号は、Ｎ個の受信アンテナのそれぞれを介して基地局受信器で受信される。従って、第１の多重経路を介して受信された信号の数はＮであり、上記第ｍの移動局の第１の多重経路を介して受信されたＮ個の複素基底帯域受信信号は、受信信号の集合を構成する。以下、説明の便宜上、“集合”については、その用語を省略し、下線が引かれたパラメータは、特定のエレメントの集合を示す。

一方、現在の線形（linear）アンテナアレイを使用する場合に、上記アレイ応答ａ _ｍ１は、式（６）のように表現される。

式（６）において、‘ｄ’は、離れている受信アンテナ間の間隔を示し、λは、使用周波数帯域での波長を示し、Ｎは、上記受信アンテナの個数を示し、θ_ｍ１は、第ｍの移動局の第１の多重経路に適用される到来方向（Direction Of Arrival：ＤＯＡ）を示し、上記‘Ｔ’は、転置（transpose）演算を示す演算子である。

また、上記基地局がサービスするセル内に存在する移動局の個数がＭであり、上記Ｍ個の移動局のそれぞれに対して、Ｌ個の多重経路が存在すると仮定すると、上記基地局で受信された受信信号は、上記Ｍ個の移動局のそれぞれから送信された送信信号と加法性白色雑音（Additive White Noise：ＡＷＮ）とが加算された形態であり、これを示すと、式（７）の通りである。

式（７）において、ｎ(t)は、Ｍ個の移動局のそれぞれから送信された送信信号のそれぞれに加算された上記加法性白色雑音を示す。

式（７）の受信信号で上記基地局が受信することを望む信号がｘ ₁₁であると仮定する。ここで、上記ｘ ₁₁は、第１の移動局が第１の多重経路を介して送信された信号を示す。このように、上記基地局が受信することを望む信号がｘ ₁₁であると仮定したので、上記信号ｘ ₁₁を除いたすべての信号は、干渉信号及び雑音として見なされる。従って、式（７）は、式（８）のように表現されることができる。

式（８）において、i(t)は、干渉信号を示し、式（９）のように表現される。

式（９）の第１の項

は、上記基地局が受信することを望む移動局の送信信号であるが、上記基地局が受信することを望まない他の多重経路による干渉信号（Inter-Path Interference：ＩＰＩ）を示し、式（９）の第２の項

は、他の移動局による多元接続干渉（Multiple Access Interference：ＭＡＩ）を示す。

また、上記ｘ(t)は、上記基地局受信器の該当チャンネルカード（channel card）、すなわち、第１の移動局に割り当てられたチャンネルカード（ｍ＝１）内の該当多重経路のフィンガー（finger）、すなわち、第１のフィンガー（ｌ＝１）であらかじめ設定された逆拡散コードｃ_１（ｔ−τ_１１）をもって逆拡散されるが、上記逆拡散された信号ｙ(t)は、式（１０）の通りである。ここで、上記逆拡散コードｃ_１（ｔ−τ_１１）は、移動局送信器で信号を送信する間に使用された逆拡散コードｃ_１（ｔ−τ_１１）と同一である。そして、上記基地局は、図１に関連して説明したような複数の受信器を備えており、上記受信器のそれぞれを“チャンネルカード”と称し、１つの移動局に対して１つのチャンネルカードを割り当てる。また、図１に関連して説明するように、上記チャンネルカードは、多重経路の数に相当する複数のフィンガーが備えられており、上記フィンガーのそれぞれは、該当多重経路信号に一対一にマッピングされる。

式（１０）において、‘ｋ’は、任意のｋ番目のサンプリング（sampling）時点を示す。ここで、ｙ(k)は、ｙ(t)と同一の関数を示し、ただ、相互に異なるインデックスｋを用いる。

上記逆拡散される前の信号ｘ(t)を上記逆拡散コードｃ_１（ｔ−τ_１１）をもって逆拡散した後の信号ｙ(t)を生成する場合に、上記受信信号のうちから上記基地局受信器が受信することを望む信号成分の電力は、逆拡散器の特性に従ってプロセス利得Ｇだけ増幅される。このように、上記基地局受信器が受信することを望む信号成分の電力がプロセス利得Ｇだけ増幅されるとしても、上記基地局受信器が受信することを望まない信号成分の電力は、まったく変化がないという事実が分かる。従って、逆拡散される前の受信信号と逆拡散された後の受信信号との間の相関行列（correlation matrix）を計算することができる。

上記逆拡散される前の受信信号と逆拡散された後の受信信号との間の相関行列を求めるためには、上記逆拡散された後の受信信号ｙ(t)のサンプリング時点と同一の時点であるｋ番目の時点で上記逆拡散される前の受信信号ｘ(t)をサンプリングする。このように、ｋ番目の時点で、上記逆拡散される前の受信信号ｘ(t)をサンプリングした信号は、式（１１）の通りである。

結局、上記逆拡散される前の受信信号ｘ(t)と逆拡散された後の受信信号ｙ(t)との間の相関行列を計算するためには、上記逆拡散された後の受信信号ｙ(t)のサンプリング時点と同一の時点であるｋ番目の時点で、上記逆拡散される前の受信信号ｘ(t)をサンプリングして、式（１１）のような信号を取得し、上記逆拡散される前の受信信号ｘ(t)及び逆拡散された後の受信信号ｙ(t)は、定常的（stationary）であると仮定する。

以下、本発明で提案した単純化したグラディエント方式（ＳＧＭ）について説明する。

任意の時点で、Ｎ個の受信アンテナを介して受信された複素受信信号、すなわち、第１の受信アンテナを介して受信された複素受信信号ｘ_１乃至第Ｎの受信アンテナを介して受信された複素受信信号ｘ_Ｎを含む逆拡散される前の受信信号の集合をｘ＝[ｘ_１，ｘ_２，．．．，ｘ_Ｎ]^Ｔであると定義する。ここで、上記‘Ｔ’は、転置（transpose）演算を示す演算子である。

また、上記Ｎ個の受信アンテナを介して受信された複素受信信号ｘ_１，ｘ_２，．．．，ｘ_Ｎが逆拡散された後の受信信号の集合をｙ＝[ｙ_１，ｙ_２，．．．，ｙ_Ｎ]^Ｔ であると定義する。上記逆拡散された後の受信信号ｙは、上記基地局受信器が受信することを望む信号成分ｓと上記基地局受信器が受信することを望まない信号成分ｕとの和によって決定され、式（１２）のように表現される。

そして、上記Ｎ個の受信アンテナを介して受信された複素受信信号ｘ_１，ｘ_２，．．．，ｘ_Ｎのそれぞれに乗じられる複素受信ビーム加重値（complex reception beam weight value）の集合、すなわち、第１の受信アンテナを介して受信された複素受信信号ｘ_１に乗じられる複素受信ビーム加重値ｗ_１乃至第Ｎの受信アンテナを介して受信された複素受信信号ｘ_Ｎに乗じられる複素受信ビーム加重値ｗ_１，ｗ_２，．．．，ｗ_Ｎから構成された受信ビーム加重値集合をｗ＝[ｗ_１，ｗ_２，．．．，ｗ_Ｎ]^Ｔ であると定義する。ここで、上記‘Ｔ’は、転置（transpose）演算を示す演算子である。

すると、任意のユーザカード、すなわち、任意の移動局に割り当てられたチャンネルカード内のフィンガーからの出力信号ｚは、上記受信ビーム加重値ｗと逆拡散された後の受信信号ｙの内積を計算することによって得られ、式（１３）のように表現される。

式（１３）において、‘ｉ’は、受信アンテナの個数を示す。
上記出力信号ｚは、式（１２）及び式（１３）を使用して、上記基地局受信器が受信することを望む信号成分ｗ ^Ｈ ｓと上記基地局受信器が受信することを望まない信号成分ｗ ^Ｈ ｕとに区分されることができる。

上述したように、式（１３）において、上記受信信号ｙは、アンテナアレイの基本的な受信信号の形態である式（１４）のように示す。

式（１４）において、受信信号ベクトル(received signal vector)ｙ(t)、位相ベクトル(steering vector)ａ(θ_ｋ) 及び接触信号ベクトル(impinging signal vector)ｓ(t)は、下記式（１５）乃至式（１７）のように表現されることができる。

ここで、式（１４）に示すｎ(t)は、加法性白色ガウス雑音（Additive White Gaussian Noise：ＡＷＧＮ）を示す。

一方、ＣＤＭＡ環境で受信されることを望む信号ｓ_１(t)の電力は、干渉を受けた他の信号の電力よりも非常に大きくなる。従って、上記受信信号ｙ(t)は、式（１８）のように概略的に（approximately）表現することができる。

すなわち、本発明による単純化したグラディエント方式を適用するために、受信することを望まない信号の干渉は、相対的に弱いので省略する。これによって、式（１８）のように受信信号を単純化する。また、計算の便宜上、レーリーフェージング(Rayleigh fading)も省略した。

式（１８）を式（１３）に代入すると、式（１９）を導き出す。

一方、式（１９）において、加重値ベクトルｗは、上記ａ(θ_１)に近似するので、式（２０）のように設定することができる。

従って、式（１９）は、式（２１）のように単純化することができる。

式（２１）において、上記受信することを望む信号ｓ_１(t)は、ｙ_１(t)に近似するので、式（２２）のように整理することができる。

本発明による単純化したグラディエント方式で使用されたコスト関数(cost function)Ｊは、式（２２）を使用して決定されることができ、式（２３）のように表すことができる。

一方、本発明で提案した上記単純化したグラディエント方式は、式（２３）に従って、自身が受信することを望む移動局からの信号のみを考慮して、最適の受信ビーム加重値ベクトルを計算する。従って、式（２３）のコスト関数を最小化する値を探すために微分すると、式（２４）のように表現される。

すなわち、式（２３）において、上記コスト関数Ｊが２次凸(convex)関数の形態を有するので、上記コスト関数Ｊの値を最小にするためには、上記コスト関数Ｊを微分して、その値が０になるようにしなければならない。上記コスト関数Ｊの微分値は、式（２４）の通りである。

しかしながら、実際のチャンネル環境で最適の受信ビーム加重値ｗ ^optを一回の処理過程で取得することは難しく、時点ごとに逆拡散された後の受信信号ｙが入力されるので、上記最適の受信ビーム加重値ｗ ^optを適応的に、あるいは、再帰的に取得するためには、式（２５）のような再帰式（recursive formula）を使用しなければならない。

式（２５）において、‘ｋ’は、ｋ番目の時点を示し、ｗ _ｋは、ｋ番目の時点での受信ビーム加重値を示し、μは、常数利得（constant gain）値を示し、∇_ｋは、ｋ番目の時点での追跡ベクトルを示す。ここで、上記ｋ番目の時点での追跡ベクトル∇_ｋは、上記コスト関数Ｊの微分値を最小値、例えば、０に収束させるためのベクトルを示す。

すなわち、式（２５）は、現在の時点で使用される受信ビーム加重値ｗ _ｋが与えられたとき、上記受信ビーム加重値ｗ _ｋから追跡ベクトル∇_ｋの方向に常数利得値μだけ前進するか、あるいは、後進して生成された値を次の時点で使用される受信ビーム加重値ｗ _ｋ＋１として更新する過程を示す。

以下、本発明の実施例による単純化したグラディエント方式にて加重値ベクトルを計算し、受信ビームを生成する基地局受信器の構成について説明する。

図２は、本発明の実施例による基地局受信器の構成を示すブロック図である。図２を説明するにあたっては、本発明の実施例での機能を遂行するための基地局受信器は、図１と関連して説明した基地局受信器に本発明を適用した構成である。また、説明の便宜上、図２を参照して、上記基地局受信器の構成のうち、本発明と直接的に関連した構成のみを説明する。また、本発明の実施例は、上記Ｍａｘ ＳＮＲ方式を支援する基地局受信器に適用される。

図２を参照すると、まず、任意の時点ｋでの受信信号ｘ _kが受信されると、逆拡散器２１０は、あらかじめ設定されている逆拡散コードを使用して受信信号ｘ _kを逆拡散し、上記逆拡散された受信信号ｙ _ｋを信号処理器２３０及び受信ビーム生成器２２０へ出力する。信号処理器２３０は、受信ビーム加重値計算器２３１及びメモリ２３２から構成される。

説明の便宜上、図２は、図１の基地局受信器で、第１のフィンガー１４０−１のみを参照して説明される。従って、図２の逆拡散器２１０は、第１のフィンガー１４０−１での第１の逆拡散器１４１乃至第Ｎの逆拡散器１４３のＮ個の逆拡散器と実質的に同一である。

信号処理器２３０での受信ビーム加重値計算器２３１は、上記逆拡散された受信信号ｙ _ｋを受信して、あらかじめ設定されている常数利得値μと初期受信ビーム加重値ｗ _０とを使用して、受信ビーム加重値ｗ _ｋを計算し、上記計算された受信ビーム加重値ｗ _ｋをメモリ２３２へ出力する。

ここで、受信ビーム加重値計算器２３１は、本発明による単純化したグラディエント方式によって上記受信ビーム加重値ｗ _ｋを計算する。すなわち、受信ビーム加重値計算器２３１は、式（２４）及び式（２５）を使用して、上記受信ビーム加重値ｗ _ｋを計算する。
メモリ２３２は、受信ビーム加重値計算器２３１が計算した受信ビーム加重値ｗ _ｋをバッファリング（buffering）し、受信ビーム加重値計算器２３１は、上記受信ビーム加重値ｗ _ｋを更新する場合に、メモリ２３２に記憶されている受信ビーム加重値ｗ _ｋを使用する。すなわち、受信ビーム加重値計算器２３１は、任意の時点ｋで計算された上記受信ビーム加重値ｗ _ｋを使用して、次の時点ｋ＋１での受信ビーム加重値ｗ _ｋ＋１を更新する。

図３は、本発明の実施例による基地局受信器の信号受信手順を示すフローチャートである。図３を参照すると、ステップ３１１で、基地局受信器は、初期受信ビーム加重値ｗ _０、初期常数利得値μを設定した後に、ステップ３１３へ進行する。ステップ３１３で、上記基地局受信器は、通信が終了されたか否かを検査する。上記検査の結果、通信が終了された場合に、上記基地局受信器は、現在までの手順を終了する。

しかしながら、ステップ３１３で、検査の結果、通信が終了されない場合に、上記基地局受信器は、ステップ３１５へ進行する。ステップ３１５で、上記基地局受信器は、上記受信信号ｘ _ｋに対する逆拡散された信号ｙ _ｋを受信した後に、ステップ３１７へ進行する。ステップ３１７で、上記基地局受信器は、上記逆拡散された信号ｙ _ｋ及び受信ビーム加重値ｗ _ｋを使用して、上記基地局受信器のそれぞれのフィンガーから出力された信号ｚ_ｋの集合ｚ _ｋを計算した後に（ｚ _ｋ＝ｗ _ｋ ^Ｈ ｙ _ｋ）、ステップ３１９へ進行する。

ここで、上記ｚ _ｋは、上記受信ビーム加重値ｗ _ｋを使用して生成された受信ビームを使用して生成されたフィンガー（finger）出力信号の集合を示す。ステップ３１９で、上記基地局受信器は、上記受信ビームを使用して生成されたフィンガー出力信号の集合ｚ _ｋを一番近い信号に投影する。

その後に、ステップ３２１で、上記基地局受信器は、上述した方法にて、上記逆拡散された信号ｙ _ｋを使用して、コスト関数Ｊ及び上記コスト関数Ｊの微分値∇_ｋを計算する。最終的に、ステップ３２３で、上記基地局受信器は、上記微分値∇_ｋに基づいて、ビーム生成係数、すなわち、受信ビーム加重値ｗ _ｋを計算した後に、ステップ３２５へ進行する。ステップ３２５で、上記基地局受信器は、上記受信ビーム加重値を正規化する。上記基地局受信器は、ステップ３２５で計算された現在の受信ビーム加重値ｗ _ｋをそのまま維持しつつ、ステップ３２７へ進行する。

ステップ３２７で、上記基地局受信器は、あらかじめ設定されている単位時間を遅延した後に、ステップ３２９へ進行する。ここで、上記あらかじめ設定されている単位時間を遅延する理由は、状態遷移遅延（state transition delay）時間を考慮するためである。すなわち、ステップ３２９で、上記基地局受信器は、上記ｋ値を１増加させ、すなわち、現在の時点ｋから次の時点ｋ＋１へ遷移した後に、ステップ３１３へ戻る。ステップ３１３で、上記基地局受信器は、通信が終了されたか否かを検査する。上記検査の結果、通信が終了された場合には、上記基地局受信器は、現在までの手順を終了する。

一方、本発明による単純化したグラディエント方式を遂行する場合の計算量は、上述した一般的なＭａｘ ＳＮＲで必要とする演算量であるＯ(４Ｎ^２＋１２)よりも一層減少されることが分かる。

図３を参照して、本発明の実施例による受信ビーム加重値計算での演算量が総Ｏ（５Ｎ）であることが分かる。すなわち、ステップ３１７の受信ビーム形成過程での演算量Ｎ、ステップ３２１のビーム形成係数計算過程での演算量２Ｎ、ステップ３２３のビーム形成加重値計算過程での演算量０.５Ｎ、及びステップ３２５の正規化過程での演算量１.５Ｎをすべて合わせた値５Ｎが総演算量となる。ここで、上記‘Ｏ’は、次数（order）を意味し、上記Ｎ値は、１回の複素演算を意味し、上記１回の複素演算ごとに、実数部又は虚数部の演算が４回遂行される。

従って、本発明は、従来技術に比べて、上記Ｎ値が大きくなるほど、演算量の差が格段に増加することが分かる。

以下、図４及び図５を参照して、本発明と従来技術との性能を比較する。

図４は、加法性白色ガウス雑音(ＡＷＧＮ)環境下で、信号対雑音比（ＳＮＲ）の変化によるビットエラー率(Bit Error Rate：以下、‘ＢＥＲ'と称する)の特性を示すグラフである。図４では、アンテナの個数が１０個であり、処理利得(processing gain)が６４であると仮定する。また、参照符号５２０(ＳＧＭ)は、本発明の実施例によるシミュレーション結果を示し、参照符号５１０(Ｍａｘ ＳＮＲ)は、従来方法によるシミュレーション結果を示す。図４に示すように、従来技術によるＭａｘ ＳＮＲ方式よりも本発明による単純化したグラディエント方式(ＳＧＭ)が性能面においてさらに優れることが分かる。

図５は、上記ＳＮＲが０ｄＢである場合の受信アンテナの個数によるＢＥＲ特性を示すグラフである。この場合に、本発明による単純化したグラディエント方式（ＳＧＭ）が、従来技術によるＭａｘ ＳＮＲ方式と性能がほとんど似ているか、若干優れることが分かる。しかしながら、本発明による単純化したグラディエント方式が、従来のＭａｘ ＳＮＲ方式に比べて演算量が格段に少ないので、実現するにあたり、上記グラディエント方式（ＳＧＭ）が従来の方式よりは、さらに優れることが分かる。

以上、本発明の詳細について具体的な実施の形態に基づき説明してきたが、本発明の範囲を逸脱しない限り、各種の変形が可能なのは明らかである。従って、本発明の範囲は、上記実施の形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲の記載及び該記載と同等なものにより定められるべきである。

多重アンテナを使用するＣＤＭＡ移動通信システムにおける受信器の構成を示すブロック図である。 本発明の実施例による基地局受信器の構成を示すブロック図である。 本発明の実施例による基地局受信器の信号受信手順を示すフローチャートである。 本発明の実施例による加重値ベクトル計算方法を使用する場合のＳＮＲに従うシミュレーション結果を示すグラフである。 本発明の実施例による加重値ベクトル計算方法を使用する場合のアンテナの個数に従うシミュレーション結果を示すグラフである。

符号の説明

２１０ 逆拡散器
２２０ 受信ビーム生成器
２３０ 信号処理器
２３１ 受信ビーム加重値計算器
２３２ メモリ

Claims (23)

1. 少なくとも２つの受信アンテナを有する基地局における無線ユニットから信号を受信する方法であって、
   前記少なくとも２つの受信アンテナを用いて信号を受信するステップと、
   前記受信された信号と以前の時点の受信ビーム加重値を使用して出力信号を生成するステップと、
   前記受信された信号及び前記生成された出力信号を使用してコスト関数を計算するステップと、
   前記計算されたコスト関数を微分演算することにより追跡ベクトルを計算するステップと、
   次の時点の前記追跡ベクトルを用いて、前記受信ビーム加重値を更新するステップと、
   前記更新された受信ビーム加重値を適用して、受信ビームを生成するステップと
   を具備し、
   前記コスト関数は、下記式で示すことを特徴とする方法。
   

   

   ここで、前記‘ｚ’は、受信ビーム加重値が反映された受信ビーム信号を示し、前記‘ｙ_１’は、逆拡散された信号の成分のうち、第１のアンテナに対応する成分であり、前記逆拡散された信号は、前記受信された信号を逆拡散して生成され、前記第１のアンテナは、前記少なくとも２つの受信アンテナのうちの１つであり、前記‘Ｎ’は、常数値を示す。
2. 前記受信ビーム加重値を更新するステップは、前記計算された受信ビーム加重値を正規化するステップをさらに具備することを特徴とする請求項１記載の方法。
3. 前記追跡ベクトルは、下記式で示すことを特徴とする請求項１記載の方法。
   

   

   ここで、アンダーバー付きの前記‘ｙ’は、前記逆拡散された信号の成分を示す。
4. 前記受信ビーム加重値を更新するステップは、前記追跡ベクトル及び前記以前の時点の受信ビーム加重値を使用して、前記受信ビーム加重値を更新することを特徴とする請求項１記載の方法。
5. 前記コスト関数は、前記受信された信号に含まれる雑音信号及び干渉信号を考慮しない単純化したグラディエント方式によって形成されることを特徴とする請求項１記載の方法。
6. 少なくとも２つの受信アンテナを有する基地局における無線ユニットから信号を受信する装置であって、
   前記少なくとも２つの受信アンテナを用いて信号を受信し、前記受信された信号及び以前の時点の受信ビーム加重値により生成された出力信号を使用してコスト関数を計算し、前記コスト関数を使用して受信ビーム加重値を計算する信号処理器と、
   前記受信された信号及び前記計算された受信ビーム加重値を使用して受信ビームを生成する受信ビーム生成器と
   を具備し、
   前記コスト関数は、下記式で示すことを特徴とする装置。
   

   

   ここで、前記‘ｚ’は、受信ビーム加重値が反映された受信ビーム信号を示し、前記‘ｙ_１’は、逆拡散された信号の成分のうち、第１のアンテナに対応する成分であり、前記逆拡散された信号は、前記受信された信号を逆拡散して生成され、前記第１のアンテナは、前記少なくとも２つの受信アンテナのうちの１つであり、前記‘Ｎ’は、常数値を示す。
7. 前記信号処理器は、
   前記計算されたコスト関数の微分演算を行って追跡ベクトルを計算する追跡ベクトル計算器と、
   次の時点の追跡ベクトルを用いて受信ビーム加重値を更新する加重値計算器と、
   前記計算された受信ビーム加重値を一時的に記憶し、前記次の時点の演算を行う間に、前記加重値計算器に前記以前の時点の受信ビーム加重値を入力して、次の受信ビーム加重値の演算に反映するメモリと
   を具備することを特徴とする請求項６記載の装置。
8. 前記追跡ベクトルは、下記式で示すことを特徴とする請求項６記載の装置。
   

   

   ここで、アンダーバー付きの前記‘ｙ’は、前記逆拡散された信号の成分を示す。
9. 前記コスト関数は、前記受信された信号に含まれる雑音信号及び干渉信号を考慮しない単純化したグラディエント方式によって形成されることを特徴とする請求項６記載の装置。
10. 少なくとも２つの受信アンテナを有する基地局における無線ユニットから信号を受信する方法であって、
    前記基地局で受信された信号を逆拡散し、前記逆拡散された信号を出力するステップと、
    前記逆拡散された信号及び以前の時点の受信ビーム加重値を用いてフィンガーの出力信号を生成するステップと、
    前記受信された信号及び前記生成されたフィンガーの出力信号を用いてコスト関数を計算するステップと、
    前記計算されたコスト関数を微分演算することにより追跡ベクトルを計算するステップと、
    次の時点の追跡ベクトルを用いて、前記受信ビーム加重値を更新するステップと、
    前記更新された受信ビーム加重値を適用して受信ビームを生成するステップと
    を具備し、
    前記コスト関数は、下記式で示すことを特徴とする方法。
    

    

    ここで、前記‘ｚ’は、受信ビーム加重値が反映された受信ビーム信号を示し、前記‘ｙ_１’は、前記逆拡散された信号の成分のうち、第１のアンテナに対応する成分であり、前記第１のアンテナは、前記少なくとも２つの受信アンテナのうちの１つであり、前記‘Ｎ’は、常数値を示す。
11. 前記更新された受信ビーム加重値を正規化するステップをさらに具備することを特徴とする請求項１０記載の方法。
12. 前記追跡ベクトルは、下記式で示すことを特徴とする請求項１０記載の方法。
    

    

    ここで、アンダーバー付きの前記‘ｙ’は、前記逆拡散された信号の成分を示す。
13. 前記受信ビーム加重値を更新するステップは、前記追跡ベクトル及び前記以前の時点の受信ビーム加重値を使用して、前記受信ビーム加重値を更新することを特徴とする請求項１０記載の方法。
14. 前記コスト関数は、前記受信された信号に含まれる雑音信号及び干渉信号を考慮しない単純化したグラディエント方式によって形成されることを特徴とする請求項１０記載の方法。
15. 少なくとも２つの受信アンテナを有する基地局における無線ユニットから信号を受信する装置であって、
    信号を受信し、前記受信された信号を逆拡散して逆拡散信号を生成する逆拡散器と、
    前記受信された信号及び以前の時点の受信ビーム加重値により生成された出力信号を使用してコスト関数を計算し、前記コスト関数を使用して受信ビーム加重値を計算する信号処理器と、
    前記逆拡散信号及び前記計算された受信ビーム加重値を使用して受信ビームを生成する受信ビーム生成器と
    を具備し、
    前記コスト関数は、下記式で示すことを特徴とする装置。
    

    

    ここで、前記‘ｚ’は、受信ビーム加重値が反映された受信ビーム信号を示し、前記‘ｙ_１’は、前記逆拡散された信号の成分のうち、第１のアンテナに対応する成分であり、前記第１のアンテナは、前記少なくとも２つの受信アンテナのうちの１つであり、前記‘Ｎ’は、常数値を示す。
16. 前記信号処理器は、
    前記計算されたコスト関数の微分演算を行って追跡ベクトルを計算する追跡ベクトル計算器と、
    次の時点の前記追跡ベクトルを用いて受信ビーム加重値を更新する加重値計算器と、
    前記計算された受信ビーム加重値を一時的に記憶し、前記次の時点の演算を行う間に、前記加重値計算器に前記以前の時点の受信ビーム加重値を入力して、次の受信ビーム加重値の演算に反映するメモリと
    を具備することを特徴とする請求項１５記載の装置。
17. 前記追跡ベクトルは、下記式で示すことを特徴とする請求項１５記載の装置。
    

    

    ここで、アンダーバー付きの前記‘ｙ’は、前記逆拡散された信号の成分を示す。
18. 前記コスト関数は、前記受信された信号に含まれる雑音信号及び干渉信号を考慮しない単純化したグラディエント方式によって形成されることを特徴とする請求項１５記載の装置。
19. 少なくとも２つの受信アンテナを有し、以前の時点の受信ビーム加重値を使用して前記受信アンテナの受信ビームを生成し、現在の受信信号に対する信号を受信し、前記生成された受信ビームを適用して前記受信信号を用いて出力信号を生成し、前記出力信号を使用して現在の受信ビーム加重値を計算する基地局における演算量を減少させることができる無線ユニットの受信ビーム加重値を計算する方法であって、
    前記受信信号及び前記生成された出力信号を適用してコスト関数を生成するステップと、
    前記受信された信号と、前記生成されたコスト関数と、前記以前の時点の受信ビーム加重値とを用いた所定の演算を遂行して、現在の時点の受信ビーム加重値を計算するステップと
    を具備し、
    前記コスト関数は、下記式で示すことを特徴とする方法。
    

    

    ここで、前記‘ｚ’は、受信ビーム加重値が反映された受信ビーム信号を示し、前記‘ｙ_１’は、逆拡散された信号の成分のうち、第１のアンテナに対応する成分であり、前記逆拡散された信号は、前記受信された信号を逆拡散して生成され、前記第１のアンテナは、前記少なくとも２つの受信アンテナのうちの１つであり、前記‘Ｎ’は、常数値を示す。
20. 前記受信ビーム加重値を計算するステップは、
    前記計算されたコスト関数の微分演算を行って追跡ベクトルを計算するステップと、
    前記追跡ベクトル及び前記以前の時点の受信ビーム加重値を用いて、受信ビーム加重値を更新するステップと
    を具備することを特徴とする請求項１９記載の方法。
21. 前記更新された受信ビーム加重値を正規化するステップをさらに具備することを特徴とする請求項１９記載の方法。
22. 前記追跡ベクトルは、下記式で示すことを特徴とする請求項１９記載の方法。
    

    

    ここで、アンダーバー付きの前記‘ｙ’は、前記逆拡散された信号の成分を示す。
23. 前記コスト関数は、前記受信された信号に含まれる雑音信号及び干渉信号を考慮しない単純化したグラディエント方式によって形成されることを特徴とする請求項１９記載の方法。

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