JP4459227B2

JP4459227B2 - 適応アンテナアレイ方式を使用する移動通信システムにおけるデータを受信する装置及び方法

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Publication number: JP4459227B2
Application number: JP2006515347A
Authority: JP
Inventors: チャン−ビョン・チェ; チャン−ホ・スー; カッツ・マルコス・ダニエル; ソク−ヒュン・ユーン; ビュン−ユン・キム
Original assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Current assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Priority date: 2003-07-16
Filing date: 2004-07-16
Publication date: 2010-04-28
Anticipated expiration: 2024-07-16
Also published as: CN1806398B; JP2007521720A; WO2005008917A1; CA2526838A1; KR20050009539A; DE602004019021D1; EP1499037B1; US20050013349A1; AU2004301342B2; CA2526838C; KR100630039B1; RU2006101221A; RU2320083C2; US7586981B2; EP1499037A1; AU2004301342A1; CN1806398A

Description

本発明は、適応アンテナアレイ方式を使用する移動通信システムにおいて、データを受信する装置及び方法に関し、特に、適応受信ビーム加重値生成方式を使用してデータを受信する装置及び方法に関する。

次世代移動通信システムは、バーストパケットデータ（packet data）を複数の移動局へ送信するパケットサービス通信システム（packet service communication system）に発展していっている。上記パケットサービス通信システムは、大容量のデータの送信に適合するように設計されている。このようなパケットサービス通信システムは、高速のパケットサービスのために発展している。このような点に関して、非同期通信方式の標準団体である３ＧＰＰ（3^rd Generation Partnership Project）は、上記高速のパケットサービスを提供するために、高速下りリンクパケット接続（High Speed Downlink Packet Access：以下、“ＨＳＤＰＡ”と称する）方式を提案し、同期通信方式の標準団体である３ＧＰＰ２（3^rd Generation Partnership Project 2）は、上記高速のパケットサービスを提供するために、１ｘＥＶ−ＤＯ／Ｖ（1x Evolution Data Only/Voice）方式を提案する。上記ＨＳＤＰＡ方式及び１ｘＥＶ−ＤＯ／Ｖ方式のすべては、ウェブ（web）／インターネットサービスの円滑な送信のために、高速パケットサービスの提供を提案しており、上記高速パケットサービスを提供するためには、平均送信量（Average Throughput）及び最大送信量（Peak Throughput）を最適化して、音声サービスデータのようなサーキット（circuit）データだけではなく、パケットデータの送信を円滑にする。

特に、上記ＨＳＤＰＡ方式を使用する通信システム（以下、“ＨＳＤＰＡ通信システム”と称する）は、高速のパケットデータの送信を支援するために、下記３種類の方式、すなわち、適応変調及び符号化（Adaptive Modulation and Coding：以下、“ＡＭＣ”と称する）方式、ハイブリッド自動再送要求（Hybrid Automatic Retransmission Request：以下、“ＨＡＲＱ”と称する）方式、及び高速のセル選択（Fast Cell Select：以下、“ＦＣＳ”と称する）方式を新たに導入した。上記ＨＳＤＰＡ通信システムは、上記ＡＭＣ方式、ＨＡＲＱ方式、及びＦＣＳ方式を使用して、データ送信率を増加させている。

データ送信率を高めるための他の通信システムとしては、上記１ｘＥＶ−ＤＯ／Ｖ方式を使用する通信システム（以下、“１ｘＥＶ−ＤＯ／Ｖ通信システム”と称する）が存在し、上記１ｘＥＶ−ＤＯ／Ｖ通信システムもシステム性能を保証するためにデータ送信率を増加させる。上記ＡＭＣ方式、ＨＡＲＱ方式、及びＦＣＳ方式のような新たな方式だけではなく、割り当てられた帯域幅（band width）の限界を克服するための、すなわち、データ送信率を増加させるための他の方式としては、多重アンテナ（multiple antenna）方式が存在する。上記多重アンテナ方式は、空間軸（space domain）を活用するので、周波数軸での帯域幅資源の限界を克服することができる。

ここで、上記多重アンテナ方式について説明する。まず、移動通信システムは、１つの基地局（base station：ＢＳ）を介して複数の移動局が通信する形態から構成される。上記基地局が上記複数の移動局に高速のデータを送信する場合に、無線チャンネル上の特性によって、フェージング（fading）現象が発生する。このようなフェージング現象を克服するために、上記多重アンテナ方式の一種である送信アンテナダイバーシティ（transmit antenna diversity）方式が提案された。ここで、上記送信アンテナダイバーシティ方式とは、少なくとも２個以上の送信アンテナ、すなわち、多重アンテナを用いて信号を送信することによって、フェージング現象による送信データの損失を最小にして、データ送信率を高める方式を意味する。以下、上記送信アンテナダイバーシティ方式について説明する。

一般に、移動通信システムに存在する無線チャンネル環境は、有線チャンネル環境とは異なって、多重経路干渉（multipath interference）、シャドーイング（shadowing）、電波減衰、時変雑音、及び干渉などのような多くの要因により実際の送信信号から歪曲された信号を受信する。ここで、上記多重経路干渉によるフェージングは、反射体やユーザ、すなわち、移動局の移動性に密接な関連を有し、実際の送信信号と干渉信号とが混在した形態で受信される。従って、上記受信信号は、実際の伝送の間に非常な歪曲を受けた形態になって、全体の移動通信システムの性能を低下させる要因として作用する。結果的に、上記フェージング現象は、受信信号の大きさ（amplitude）及び位相（phase）を歪曲させることができ、無線チャンネル環境で、高速のデータ通信を抑制する主な原因であり、上記フェージング現象を解決するための多くの研究が進められている。結果的に、データを高速で送信するためには、移動通信システムは、フェージング現象のような移動通信チャンネルの特性による損失、及び個別ユーザの干渉を最小にしなければならない。一方、フェージング現象による不安定な通信を防止するための方式としてダイバーシティ方式を使用し、このようなダイバーシティ方式のうちの１つである空間ダイバーシティ（space diversity）方式を実現するために、多重アンテナを使用する。

そして、上記フェージング現象を効率的に解決するための方式として送信アンテナダイバーシティ方式が幅広く使用されている。上記送信アンテナダイバーシティ方式は、無線チャンネル環境で、独立したフェージング現象を受けた複数の送信信号を受信して、フェージング現象による歪曲に対処する。上記送信アンテナダイバーシティ方式は、時間ダイバーシティ（time diversity）方式、周波数ダイバーシティ（frequency diversity）方式、多重経路ダイバーシティ（multipath diversity）方式、及び空間ダイバーシティ（space diversity）方式に区分される。すなわち、移動通信システムは、高速のデータ通信を遂行するために、通信性能に非常な影響を及ぼす上記フェージング現象を良く克服しなければならない。このようなフェージング現象を克服しなければならない理由は、上記フェージング現象が、受信信号の振幅（amplitude）を数ｄＢから数十ｄＢまで減少させるためである。

上記フェージング現象を克服するために、上記ダイバーシティ方式が使用される。例えば、符号分割多重接続（Code Division Multiple Access：以下、“ＣＤＭＡ”と称する）方式は、チャンネルの遅延分散（delay spread）を用いて、ダイバーシティ性能を得ることができるレイク（Rake）受信器を採択している。ここで、上記レイク受信器は、多重経路信号を受信する一種の受信ダイバーシティ方式である。しかしながら、上記レイク受信器で使用された受信ダイバーシティ方式は、チャンネルの遅延分散が比較的小さい場合には、目的のダイバーシティ利得を有することができない、という短所を有する。

上記時間ダイバーシティ方式は、インターリービング（interleaving）及びコーディング（coding）のような方法を用いて、無線チャンネル環境から発生するバーストエラー（burst error）に効率的に対応し、一般的に、ドップラー拡散（doppler spread）チャンネルで使用される。しかしながら、上記時間ダイバーシティ方式は、低速ドップラー拡散チャンネルでは、そのダイバーシティ効果を有することが難しい、という問題点がある。

一方、上記空間ダイバーシティ方式は、一般的に、チャンネルの遅延分散が比較的小さいチャンネル、例えば、室内チャンネル及び低速のドップラー拡散チャンネルである歩行者チャンネルのような遅延分散が比較的小さいチャンネルで使用される。上記空間ダイバーシティ方式は、少なくとも２つのアンテナを使用して、ダイバーシティ利得を取得する方式であって、１つのアンテナを介して送信された信号がフェージング現象により減衰された場合に、残りのアンテナを介して送信された信号を受信してダイバーシティ利得を取得する方式である。ここで、上記空間ダイバーシティ方式は、複数の受信アンテナを使用する受信アンテナダイバーシティ方式と複数の送信アンテナを使用する送信アンテナダイバーシティ方式とに分類される。

まず、上記受信アンテナダイバーシティ方式のうちの１つの方式である受信適応アンテナアレイ（Receive-Adaptive Antenna Array：以下、“Ｒｘ−ＡＡＡ”と称する）方式について説明する。

上記Ｒｘ−ＡＡＡ方式は、複数の受信アンテナから構成されたアンテナアレイを介して受信された受信信号の信号ベクトル（vector）に、適正加重値（weight）ベクトルの内積（scalar product）を計算することによって、受信器が望む方向に受信された信号は、その受信信号の大きさを最大化し、受信器が望まない方向に受信された信号は、その受信信号の大きさを最小化する方式である。ここで、上記受信ビーム加重値とは、上記Ｒｘ−ＡＡＡ方式を適用するにあたり、上記受信器が生成した受信ビームを生成するための加重値を示す。結果的に、上記Ｒｘ−ＡＡＡ方式は、目的の受信信号のみを最大の大きさで増幅することによって、高品質の通話を維持すると同時に、システム全体の容量の増大及びサービス半径の増大を有する、という長所がある。

上記Ｒｘ−ＡＡＡ方式が周波数分割多重接続（Frequency Division Multiple Access：以下、“ＦＤＭＡ”と称する）方式と、時間分割多重接続（Time Division Multiple Access：以下、“ＴＤＭＡ”と称する）方式と、ＣＤＭＡ方式とを使用する移動通信システムにすべて適用可能であるが、以下、説明の便宜上、上記ＣＤＭＡ方式を使用する移動通信システム（以下、“ＣＤＭＡ移動通信システム”と称する）を例に挙げて、上記Ｒｘ−ＡＡＡ方式について説明する。

図１は、従来のＣＤＭＡ移動通信システムにおける基地局受信器の構成を示すブロック図である。

図１を参照すると、上記基地局受信器は、第１の受信アンテナ１１１と、第２の受信アンテナ１２１と、．．．、第Ｎの受信アンテナ１３１とのＮ個の受信アンテナ（Ｒｘ＿ＡＮＴ）と、上記受信アンテナのそれぞれに対応するＮ個の無線周波数（Radio Frequency：以下、“ＲＦ”と称する）処理器（processor）、すなわち、第１のＲＦ処理器１１２と、第２のＲＦ処理器１２２と、．．．、第ＮのＲＦ処理器１３２とのＮ個のＲＦ処理器と、上記ＲＦ処理器のそれぞれに対応するＮ個の多重経路探索器（multipath searcher）、すなわち、第１の多重経路探索器１１３と、第２の多重経路探索器１２３と、．．．、第Ｎの多重経路探索器１３３とのＮ個の多重経路探索器と、上記多重経路探索器のそれぞれで探索したＬ個の多重経路信号を処理するためのＬ個のフィンガー（finger）、すなわち、第１のフィンガー１４０−１と、第２のフィンガー１４０−２と、．．．、第Ｌのフィンガー１４０−ＬとのＬ個のフィンガーと、上記Ｌ個のフィンガーのそれぞれから出力された多重経路信号を結合する多重経路結合器（multipath combiner）１５０と、デインターリーバー（de-interleaver）１６０と、デコーダ（decoder）１７０とから構成される。

まず、複数の移動局（ＭＳ：Mobile Station）のそれぞれの送信器が送信した信号は、多重経路フェージング無線チャンネル（fading radio channel）を介して、上記Ｎ個の受信アンテナのそれぞれで受信される。第１の受信アンテナ１１１は、上記受信された信号を第１のＲＦ処理器１１２へ出力する。ここで、上記ＲＦ処理器のそれぞれは、増幅器（amplifier）と、周波数変換器（frequency converter）と、フィルター（filter）と、アナログ／デジタル変換器（analog to digital converter）とから構成されて、ＲＦ信号を処理する。第１のＲＦ処理器１１２は、第１の受信アンテナ１１１から出力された信号をＲＦ処理して、基底帯域（baseband）デジタル信号に変換した後に、第１の多重経路探索器１１３へ出力する。第１の多重経路探索器１１３は、第１のＲＦ処理器１１２から出力された信号からＬ個の多重経路成分に分離し、上記分離されたＬ個の多重経路成分のそれぞれを第１のフィンガー１４０−１乃至第Ｌのフィンガー１４０−Ｌのそれぞれへ出力する。

第１のフィンガー１４０−１乃至第Ｌのフィンガー１４０−Ｌのそれぞれは、Ｌ個の多重経路のそれぞれに一対一にマッピングされ、Ｌ個の多重経路信号成分を処理する。ここで、上記Ｎ個の受信アンテナを介して受信された信号のそれぞれに対してＬ個の多重経路を考慮するので、Ｎ×Ｌ個の信号に対して信号処理を遂行しなければならないし、上記Ｎ×Ｌ個の信号のうち、同一の経路の信号が同一のフィンガーへ出力される。

また、第２の受信アンテナ１２１は、上記受信された信号を第２のＲＦ処理器１２２へ出力する。第２のＲＦ処理器１２２は、第２の受信アンテナ１２１から出力された信号をＲＦ処理して、基底帯域デジタル信号に変換した後に、第２の多重経路探索器１２３へ出力する。第２の多重経路探索器１２３は、第２のＲＦ処理器１２２から出力された信号からＬ個の多重経路成分を分離し、上記分離されたＬ個の多重経路成分のそれぞれを第１のフィンガー１４０−１乃至第Ｌのフィンガー１４０−Ｌのそれぞれへ出力する。

同一の方式にて、第Ｎの受信アンテナ１３１は、上記受信された信号を第ＮのＲＦ処理器１３２へ出力する。第ＮのＲＦ処理器１３２は、第Ｎの受信アンテナ１３１から出力された信号をＲＦ処理して、基底帯域デジタル信号に変換した後に、第Ｎの多重経路探索器１３３へ出力する。第Ｎの多重経路探索器１３３は、第ＮのＲＦ処理器１３２から出力された信号からＬ個の多重経路成分を分離し、上記分離されたＬ個の多重経路成分を第１のフィンガー１４０−１乃至第Ｌのフィンガー１４０−Ｌのそれぞれへ出力する。

このようにして、上記Ｎ個の受信アンテナのそれぞれを介して受信された信号のＬ個の多重経路信号のうち、同一の多重経路信号は、同一のフィンガーに入力される。例えば、第１の受信アンテナ１１１乃至第Ｎの受信アンテナ１３１からの第１の多重経路信号は、第１のフィンガー１４０−１に入力される。このような方式にて、第１の受信アンテナ１１１乃至第Ｎの受信アンテナ１３１の第Ｌの多重経路信号は、第Ｌのフィンガー１４０−Ｌに入力される。一方、第１のフィンガー１４０−１乃至第Ｌのフィンガー１４０−Ｌのそれぞれは、実際入出力される信号が相互に異なるだけで、その構成及び動作が同一である。従って、説明の便宜上、第１のフィンガー１４０−１の動作についてのみ説明する。

第１のフィンガー１４０−１は、上記Ｎ個の多重経路探索器のそれぞれに対応するＮ個の逆拡散器、すなわち、第１の逆拡散器１４１と、第２の逆拡散器１４２と、．．．、第Ｎの逆拡散器１４３とのＮ個の逆拡散器と、上記Ｎ個の逆拡散器のそれぞれから受信された信号を使用して、受信ビーム（beam）を生成するための加重値ベクトルを計算する信号処理器１４４と、信号処理器１４４で計算した加重値ベクトルを使用して受信ビームを生成するための受信ビーム生成器１４５とから構成される。

まず、第１の多重経路探索器１１３から出力された第１の多重経路信号は、第１の逆拡散器１４１へ入力される。第１の逆拡散器１４１は、第１の多重経路探索器１１３から出力された第１の多重経路信号を、あらかじめ設定されている拡散コード（spreading code）をもって逆拡散して、信号処理器１４４及び受信ビーム生成器１４５へ出力する。ここで、上記逆拡散過程を“時間プロセシング（temporal processing）”と称する。また、第２の多重経路探索器１２３から出力された第１の多重経路信号は、第２の逆拡散器１４２へ入力される。第２の逆拡散器１４２は、第２の多重経路探索器１２３から出力された第１の多重経路信号を、あらかじめ設定されている拡散コードをもって逆拡散して、信号処理器１４４及び受信ビーム生成器１４５へ出力する。このような方式にて、第Ｎの多重経路探索器１３３から出力された第１の多重経路信号は、第Ｎの逆拡散器１４３へ入力される。第Ｎの逆拡散器１４３は、第Ｎの多重経路探索器１３３から出力された第１の多重経路信号を、あらかじめ設定されている拡散コードをもって逆拡散して、信号処理器１４４及び受信ビーム生成器１４５へ出力する。

信号処理器１４４は、第１の逆拡散器１４１乃至第Ｎの逆拡散器１４３から出力された信号を受信して、受信ビームの生成のための加重値集合Ｗ _ｋを計算する。ここで、第１の多重経路探索器１１３乃至第Ｎの多重経路探索器１３３のそれぞれから出力された第１の多重経路信号の集合を“Ｘ _ｋ”であると定義する。ここで、第１の多重経路信号集合Ｘ _ｋは、ｋ番目の時点で第１の受信アンテナ１１１乃至第Ｎの受信アンテナ１３１のそれぞれを介して受信された第１の多重経路信号の集合を示し、第１の多重経路信号集合Ｘ _ｋを構成する第１の多重経路信号のそれぞれは、すべてベクトル信号である。そして、上記加重値集合Ｗ _ｋは、ｋ番目の時点で、第１の受信アンテナ１１１乃至第Ｎの受信アンテナ１３１のそれぞれを介して受信された第１の多重経路信号のそれぞれに適用される加重値集合を示し、上記加重値集合Ｗ _ｋを構成する受信ビーム加重値のそれぞれは、すべてベクトル信号である。

そして、第１の多重経路信号集合Ｘ _ｋ内のすべての第１の多重経路信号が逆拡散された信号の集合を“ｙ _ｋ”であると定義する。ここで、第１の多重経路信号の逆拡散信号集合ｙ _ｋは、ｋ番目の時点で、第１の受信アンテナ１１１乃至第Ｎの受信アンテナ１３１のそれぞれを介して受信された第１の多重経路信号のそれぞれが逆拡散された信号の集合を示し、第１の多重経路信号の逆拡散信号集合ｙ _ｋを構成する逆拡散信号のそれぞれは、すべてベクトル信号である。以下、説明の便宜上、“集合”については、その用語を省略し、下線が引かれた（underlined）パラメータ（parameter）は、特定のエレメント（element）の集合を示す。

また、第１の逆拡散器１４１乃至第Ｎの逆拡散器１４３のそれぞれは、あらかじめ設定されている逆拡散コード（de-scrambling code）で第１の多重経路信号Ｘ _ｋを逆拡散するので、目的の受信信号の受信電力（power）が干渉信号（interference signal）の受信電力に比べてプロセス利得（process gain）だけ増幅される。ここで、上記逆拡散コードは、上記移動局の送信器のそれぞれで使用された拡散コード（spreading code）と同一である。

一方、上述したように、第１の多重経路信号Ｘ _ｋの逆拡散された信号ｙ _ｋは、信号処理器１４４へ入力される。信号処理器１４４は、第１の多重経路信号Ｘ _ｋの逆拡散された信号ｙ _ｋをもって、受信ビーム加重値Ｗ _ｋを計算して、受信ビーム生成器１４５へ出力する。結果的に、信号処理器１４４は、第１の受信アンテナ１１１乃至第Ｎの受信アンテナ１３１のそれぞれから出力された総計でＮ個の第１の多重経路信号であるＸ _ｋが逆拡散された信号ｙ _ｋをもって、第１の受信アンテナ１１１乃至第Ｎの受信アンテナ１３１のそれぞれから出力された第１の多重経路信号Ｘ _ｋに適用された総計でＮ個の加重値ベクトルを含む加重値Ｗ _ｋを計算する。受信ビーム生成器１４５は、上記総計でＮ個の第１の多重経路信号Ｘ _ｋが逆拡散された信号ｙ _ｋ及び総計でＮ個の加重値ベクトルＷ _ｋを受信する。そして、受信ビーム生成器１４５は、上記総計でＮ個の加重値ベクトルＷ _ｋをもって受信ビームを生成した後に、第１の多重経路信号Ｘ _ｋが逆拡散された信号ｙ _ｋ及び上記受信ビームに該当する加重値Ｗ _ｋの内積を計算して、第１のフィンガー１４０−１の出力ｚ_ｋとして出力する。ここで、第１のフィンガー１４０−１の出力ｚ_ｋは、式（１）のように表現される。

式（１）において、Ｈは、エルミート（Hermitian）演算子、すなわち、共役（conjugate）転置（transpose）を示す。また、上記基地局受信器のＬ個のフィンガーのそれぞれからの出力信号ｚ_ｋの集合ｚ _ｋが、最終的に多重経路結合器１５０へ入力される。

上記では、第１のフィンガー１４０−１のみを例に挙げてその動作を説明したが、第１のフィンガー１４０−１だけではなく、残りのフィンガーも第１のフィンガー１４０−１と同一の動作を遂行する。

従って、多重経路結合器１５０は、第１のフィンガー１４０−１乃至第Ｌのフィンガー１４０−Ｌから出力された信号を結合して、デインターリーバー１６０へ出力する。デインターリーバー１６０は、多重経路結合器１５０から出力された信号を送信器で適用したインターリービング（interleaving）方式に相当するデインターリービング方式にてデインターリービングした後に、デコーダ１７０へ出力する。デコーダ１７０は、デインターリーバー１６０から出力された信号を送信器で適用したエンコーディング（encoding）方式に相当するデコーディング（decoding）方式にてデコーディングして、最終の受信データとして出力する。

信号処理器１４４は、あらかじめ設定されているアルゴリズム（algorithm）により受信されることを望む移動局受信器から受信された信号の平均自乗エラー（Mean Square Error：以下、“ＭＳＥ”と称する）が最小になるように加重値ｗ _ｋを計算する。そして、受信ビーム生成器１４５は、信号処理器１４４が生成した加重値ｗ _ｋを使用して受信ビームを生成する。上記ＭＳＥが最小になるように受信ビームを生成する過程を“空間プロセシング（spatial processing）”と称する。従って、上記Ｒｘ−ＡＡＡ方式がＣＤＭＡ移動通信システムに使用される場合に、時間プロセシングと空間プロセシングとが同時に遂行される。このように、上記時間プロセシングと上記空間プロセシングとを同時に遂行する動作を“空間−時間プロセシング（spatial-temporal processing）”と称する。

一方、信号処理器１４４は、上述した方式にて、フィンガー別に逆拡散された多重経路信号を受信して、あらかじめ設定されているアルゴリズムに従って、上記Ｒｘ−ＡＡＡ方式の利得を最大化することができる受信ビーム加重値を計算する。信号処理器１４４は、上記ＭＳＥを最小化する。

従って、最近では、上記ＭＳＥを適応的に最小化するための受信ビーム加重値計算アルゴリズムに関する研究が活発に進められている。しかしながら、上記ＭＳＥを適応的に最小化するための受信ビーム加重値計算アルゴリズムは、主に、基準（reference）信号を基準にしてエラーを減少させるアルゴリズムであり、上記アルゴリズムは、基準信号が存在しない場合に、ブラインド（blind）方式として、常数係数（Constant Modulus：以下、“ＣＭ”と称する）方式及び判定指向（Decision-Directed：以下、“ＤＤ”と称する）方式を支援する。

一方、上記基準信号を基準にしてエラーを減少させるアルゴリズムは、チャンネルが急速に変化する環境、例えば、高速フェージングチャンネル（fast fading channel）のようなチャンネルが急速に変化する環境や高次変調方式、例えば、１６値直交振幅変調（Quadrature Amplitude Modulation：ＱＡＭ）方式のような高次変調方式を使用する環境では、システムで望む最小のＭＳＥ値に収束することが難しいか、あるいは、特定のＭＳＥ値に収束するとしても、上記最小ＭＳＥの値が比較的大きい値に決定される。このように、上記最小のＭＳＥ値が比較的大きい値に決定される場合に、上記Ｒｘ−ＡＡＡ方式を使用することによって発生する利得が減少されるので、高速のデータ通信システムには適合しない、という問題点があった。

上記背景に鑑みて、本発明の目的は、移動通信システムにおいて、適応アンテナアレイ方式を使用してデータを受信する装置及び方法を提供することにある。

本発明の他の目的は、適応アンテナアレイ方式を使用する移動通信システムにおいて、適応受信ビーム加重値生成方式を使用してデータを受信する装置及び方法を提供することにある。

本発明の更に他の目的は、適応アンテナアレイ方式を使用する移動通信システムにおいて、最小のエラー値を有する受信ビームを生成する装置及び方法を提供することにある。

このような目的を達成するために、本発明の第１の特徴によれば、受信信号から受信ビームを生成するための受信ビーム加重値を生成する方法は、任意の時点ｋで、常数係数（ＣＭ）方式を使用して第１のエラー値を決定し、前記任意の時点ｋで、判定指向（ＤＤ）方式を使用して第２のエラー値を決定するステップと、前記第１のエラー値が前記第２のエラー値以下である場合にＣＭ適用加重値を、前記第１のエラー値が前記第２のエラー値を超過する場合にＤＤ適用加重値を決定するステップと、前記ＣＭ適用加重値が適用されたＣＭ方式と前記ＤＤ適用加重値が適用されたＤＤ方式とを組み合わせた方式を使用して、第３のエラー値を生成するステップと、前記受信信号と、前記第３のエラー値と、前記任意の時点ｋで決定された前記受信ビーム加重値を前記受信信号に適用することによって生成された出力信号とを使用して、次の時点ｋ＋１での前記受信ビームを生成するために使用される前記受信ビーム加重値を決定するステップとを具備し、前記第１のエラー値は前記受信信号とＣＭ方式に従う所望の受信信号との間の差を示す値であり、第２のエラー値は前記受信信号とＤＤ方式に従う所望の受信信号との間の差を示す値であることを特徴とする。

本発明の第２の特徴によれば、受信信号から受信ビームを生成するための受信ビーム加重値を生成する装置は、任意の時点ｋで、常数係数（ＣＭ）方式を使用して第１のエラー値を決定し、前記任意の時点ｋで、判定指向（ＤＤ）方式を使用して第２のエラー値を決定し、前記第１のエラー値が前記第２のエラー値以下である場合にＣＭ適用加重値を、前記第１のエラー値が前記第２のエラー値を超過する場合にＤＤ適用加重値を決定し、前記ＣＭ適用加重値が適用されたＣＭ方式と前記ＤＤ適用加重値が適用されたＤＤ方式とを組み合わせた方式を使用して、第３のエラー値を生成するエラー値組合せ器と、前記受信信号と、前記第３のエラー値と、前記任意の時点ｋで決定された前記受信ビーム加重値を前記受信信号に適用することによって生成された出力信号とを使用して、次の時点ｋ＋１での前記受信ビームを生成するために使用される前記受信ビーム加重値を決定する加重値計算器とを具備し、前記第１のエラー値は前記受信信号とＣＭ方式に従う所望の受信信号との間の差を示す値であり、第２のエラー値は前記受信信号とＤＤ方式に従う所望の受信信号との間の差を示す値であることを特徴とする。

本発明による移動通信システムは、ＣＭ方式とＤＤ方式とを組み合わせた適応受信ビーム加重値生成方式を使用して加重値を生成することによって、最小のエラー値を有する受信ビーム加重値を迅速に生成することができる。従って、正確な受信ビームを生成することが可能であり、上記正確な受信ビームの生成は、受信器が所望の信号のみを正確に受信することを可能にし、これによって、システム性能を向上させることができる、という長所を有する。

以下、本発明の好適な一実施例を添付図面を参照しつつ詳細に説明する。下記の説明において、本発明の要旨のみを明瞭にする目的で、関連した公知の機能又は構成に関する具体的な説明は省略する。

本発明を説明するに先立って、基地局（Base Station：ＢＳ）の受信器で受信された受信信号のモデル（model）を考慮する。上記基地局の受信器が複数の受信アンテナ（ＲｘＡＮＴ）を有する受信アンテナアレイ（Rx antenna array）を備え、一般的に、上記受信アンテナアレイは、そのコスト及び大きさを考慮する上記基地局の受信器にのみ実装され、移動局（ＭＳ）の受信器には実装されないと仮定する。すなわち、上記移動局の受信器は、１つの受信アンテナのみを備えると仮定する。

また、本発明が、周波数分割多元接続（Frequency Division Multiple Access：以下、“ＦＤＭＡ”と称する）方式と、時間分割多元接続（Time Division Multiple Access：以下、“ＴＤＭＡ”と称する）方式と、符号分割多元接続（Code Division Multiple Access：以下、“ＣＤＭＡ”と称する）方式と、直交周波数分割多元（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：以下、“ＯＦＤＭ”と称する）方式とを使用する移動通信システムのすべてに適用されることができるとしても、説明の便宜上、上記ＯＦＤＭ方式を使用する移動通信システム（以下、“ＯＦＤＭ移動通信システム”と称する）を参照して説明する。

まず、上記基地局がサービスするセル内の任意の移動局、すなわち、第ｍの移動局の送信器から送信された信号は、式（２）のように表現される。

式（２）において、ｓ_ｍ（ｔ）は、第ｍの移動局の送信信号を示し、ｐ_ｍは、第ｍの移動局の送信電力を示し、ｂ_ｍ（ｔ）は、第ｍの移動局のユーザ情報ビットシーケンス（user information bit sequence）を示し、ｃ_ｍ（ｔ）は、Ｔ_ｃのチップ（chip）周期を有する第ｍの移動局のユーザ拡散コードシーケンス（user spreading code sequence）を示す。

一方、上記移動局送信器から送信された送信信号は、多重経路ベクトルチャンネル（multipath vector channel）を介して上記基地局の受信器で受信される。上記多重経路ベクトルチャンネルのチャンネルパラメータ（channel parameter）は、上記ビット周期Ｔ_ｂに比べて比較的低速で変化すると仮定する。従って、上記多重経路ベクトルチャンネルのチャンネルパラメータは、所定のビット周期の間では一定であると仮定する。すると、上記基地局の受信器で受信された第ｍの移動局の第１の多重経路に対する複素（complex）基底帯域受信信号は、式（３）のように表現される。ここで、式（３）に示す受信信号は、上記基地局受信器で受信された無線周波数（Radio Frequency：以下、“ＲＦ”と称する）信号をダウンコンバーティング（down converting）した後の基底帯域信号を示すことに留意しなければならない。

式（３）において、ｘ _ｍ１は、上記第ｍの移動局の第１の多重経路を介して受信された複素基底帯域受信信号の集合を示し、α_ｍ１は、上記第ｍの移動局の第１の多重経路に適用されたフェージング減衰度を示し、φ_ｍ１は、上記第ｍの移動局の第１の多重経路に適用された位相遷移量を示し、τ_ｍ１は、上記第ｍの移動局の第１の多重経路に適用された時間遅延量を示し、ａ _ｍ１は、上記第ｍの移動局の第１の多重経路に適用されたアレイ応答（Array Response：ＡＲ）の集合を示す。ここで、上記基地局受信器は、複数、例えば、Ｎ個の受信アンテナを備えるので、上記第ｍの移動局が送信した信号は、Ｎ個の受信アンテナのそれぞれを介して基地局受信器で受信される。従って、第１の多重経路を介して受信された信号の数はＮであり、上記第ｍの移動局の第１の多重経路を介して受信されたＮ個の複素基底帯域受信信号は、受信信号の集合を構成する。以下、説明の便宜上、“集合”については、その用語を省略し、下線が引かれたパラメータは、特定のエレメントの集合を示す。

一方、現在の線形（linear）アンテナアレイを使用する場合に、上記アレイ応答ａ _ｍ１は、式（４）のように表現される。

式（４）において、‘ｄ’は、受信アンテナ間に離隔している間隔を示し、λは、使用周波数帯域での波長を示し、Ｎは、上記受信アンテナの個数を示し、θ_ｍ１は、第ｍの移動局の第１の多重経路に適用される到来方向（Direction Of Arrival：ＤＯＡ）を示す。

また、上記基地局がサービスするセル内に存在する移動局の個数がＭであり、上記Ｍ個の移動局のそれぞれに対して、Ｌ個の多重経路が存在すると仮定すると、上記基地局で受信された受信信号は、上記Ｍ個の移動局のそれぞれから送信された送信信号と加算性白色雑音（Additive White Noise：ＡＷＮ）とが加算された形態であり、これを示すと、式（５）の通りである。

式（５）において、ｎ(t)は、Ｍ個の移動局のそれぞれから送信された送信信号のそれぞれに加算された上記加算性白色雑音を示す。

式（５）の受信信号で上記基地局が受信することを望む信号がｘ ₁₁であると仮定する。ここで、上記ｘ ₁₁は、第１の移動局が第１の多重経路を介して送信された信号を示す。このように、上記基地局が受信することを望む信号がｘ ₁₁であると仮定したので、上記信号ｘ ₁₁を除いたすべての信号は、干渉信号及び雑音として見なされる。従って、式（５）は、式（６）のように表現されることができる。

式（６）において、i(t)は、干渉信号を示し、式（７）のように表現される。

式（７）の第１の項

は、上記基地局が受信することを望む移動局の送信信号であるが、上記基地局が受信することを望まない他の多重経路による干渉信号（Inter-Path Interference：ＩＰＩ）を示し、式（７）の第２の項

は、他の移動局による多元接続干渉（Multiple Access Interference：ＭＡＩ）を示す。

また、上記ｘ(t)は、上記基地局受信器の該当チャンネルカード（channel card）、すなわち、第１の移動局に割り当てられたチャンネルカード（ｍ＝１）内の該当多重経路のフィンガー（finger）、すなわち、第１のフィンガー（ｌ＝１）であらかじめ設定された逆拡散コードｃ_１（ｔ−τ_１１）をもって逆拡散されるが、上記逆拡散された信号ｙ(t)は、式（８）の通りである。ここで、上記逆拡散コードｃ_１（ｔ−τ_１１）は、移動局送信器で信号を送信する間に使用された逆拡散コードｃ_１（ｔ−τ_１１）と同一である。そして、上記基地局は、図１に関連して説明したような複数の受信器を備えており、上記受信器のそれぞれを“チャンネルカード”と称し、１つの移動局に対して１つのチャンネルカードを割り当てる。また、図１に関連して説明するように、上記チャンネルカードは、多重経路の数に相当する複数のフィンガーが備えられており、上記フィンガーのそれぞれは、該当多重経路信号に一対一にマッピングされる。

式（８）において、‘ｋ’は、任意のｋ番目のサンプリング（sampling）時点を示す。

上記逆拡散される前の信号ｘ(t)を上記逆拡散コードｃ_１（ｔ−τ_１１）をもって逆拡散した後の信号ｙ(t)を生成する場合に、上記受信信号のうちから上記基地局受信器が受信することを望む信号成分の電力は、逆拡散器の特性に従ってプロセス利得Ｇだけ増幅される。このように、上記基地局受信器が受信することを望む信号成分の電力がプロセス利得Ｇだけ増幅されるとしても、上記基地局受信器が受信することを望まない信号成分の電力は、まったく変化がないという事実が分かる。従って、逆拡散される前の受信信号と逆拡散された後の受信信号との間の相関行列（correlation matrix）を計算することができる。

上記逆拡散される前の受信信号と逆拡散された後の受信信号との間の相関行列を求めるためには、上記逆拡散された後の受信信号ｙ(t)のサンプリング時点と同一の時点であるｋ番目の時点で上記逆拡散される前の受信信号ｘ(t)をサンプリングする。このように、ｋ番目の時点で、上記逆拡散される前の受信信号ｘ(t)をサンプリングした信号は、式（９）の通りである。

結局、上記逆拡散される前の受信信号ｘ(t)と逆拡散された後の受信信号ｙ(t)との間の相関行列を計算するためには、上記逆拡散された後の受信信号ｙ(t)のサンプリング時点と同一の時点であるｋ番目の時点で、上記逆拡散される前の受信信号ｘ(t)をサンプリングして、式（９）のような信号を取得し、上記逆拡散される前の受信信号ｘ(t)及び逆拡散された後の受信信号ｙ(t)は、定常的（stationary）であると仮定する。

すると、ここで、最小平均自乗（Least Mean Square：以下、“ＬＭＳ”と称する）方式及び最小平均自乗エラー（Minimum Mean Square Error：以下、“ＭＭＳＥ”と称する）方式について説明する。

一番目に、上記ＬＭＳ方式について説明する。任意の時点で、Ｎ個の受信アンテナを介して受信された複素受信信号、すなわち、第１の受信アンテナを介して受信された複素受信信号ｘ_１乃至第Ｎの受信アンテナを介して受信された複素受信信号ｘ_Ｎを含む逆拡散される前の受信信号の集合をｘ＝[ｘ_１，ｘ_２，．．．，ｘ_Ｎ]^Ｔであると定義する。ここで、上記‘Ｔ’は、転置（transpose）演算を示す演算子である。また、上記Ｎ個の受信アンテナを介して受信された複素受信信号ｘ_１，ｘ_２，．．．，ｘ_Ｎが逆拡散された後の受信信号の集合をｙ＝[ｙ_１，ｙ_２，．．．，ｙ_Ｎ]^Ｔであると定義する。上記逆拡散された後の受信信号ｙは、上記基地局受信器が受信することを望む信号成分ｓと上記基地局受信器が受信することを望まない信号成分ｕとの和によって決定され、式（１０）のように表現される。

そして、上記Ｎ個の受信アンテナを介して受信された複素受信信号ｘ_１，ｘ_２，．．．，ｘ_Ｎのそれぞれに乗じられる複素受信ビーム加重値（complex reception beam weight value）の集合、すなわち、第１の受信アンテナを介して受信された複素受信信号ｘ_１に乗じられる複素受信ビーム加重値ｗ_１乃至第Ｎの受信アンテナを介して受信された複素受信信号ｘ_Ｎに乗じられる複素受信ビーム加重値ｗ_１，ｗ_２，．．．，ｗ_Ｎから構成された受信ビーム加重値集合をｗ＝[ｗ_１，ｗ_２，．．．，ｗ_Ｎ]^Ｔであると定義する。

すると、任意のユーザカード、すなわち、任意の移動局に割り当てられたチャンネルカード内のフィンガーからの出力信号ｚは、上記加重値ｗと逆拡散された後の受信信号ｙの内積を計算することによって得られ、式（１１）のように表現される。

式（１１）において、‘ｉ’は、受信アンテナの個数を示す。

上記出力信号ｚは、式（１０）及び式（１１）を使用して、上記基地局受信器が受信することを望む信号成分ｗ ^Ｈｓと上記基地局受信器が受信することを望まない信号成分ｗ ^Ｈｕとに区分されることができる。一方、上記ＬＭＳ方式は、知っている基準信号及び受信信号のエラーを最小化し、特に、式（１２）のコスト関数（Cost function）Ｊ（ｗ）を最小化する。

式（１２）において、‘Ｊ’は、コスト関数（cost function）を示し、上記コスト関数値Ｊを最小化する加重値ｗを決定しなければならない。また、式（１２）において、ｅ_ｋは、受信信号（received signal）と所望の受信信号（desired reception signal）との差、すなわち、エラーを示し、ｄ_ｋは、上記所望の信号を示す。非ブラインド（non-blind）方式を使用するビーム生成アルゴリズムでは、上記受信することを望む信号ｄ_ｋとして、例えば、パイロット（pilot）信号を使用する。しかしながら、本発明は、ブラインド（blind）方式を使用するビーム生成アルゴリズムを提案し、従って、上記非ブラインド方式を使用するビーム生成アルゴリズムについては、具体的な説明を省略する。

一方、式（１２）において、上記コスト関数Ｊは、２次凸（convex）関数の形態を有する。従って、上記コスト関数Ｊを最小にするためには、上記コスト関数Ｊを微分して、その値が０になるようにしなければならない。上記コスト関数Ｊの微分値は、式（１３）の通りである。

しかしながら、実際のチャンネル環境で最適の加重値ｗ ^optを一回の処理過程で取得することは難しく、時点ごとに逆拡散された後の受信信号ｙが入力されるので、上記最適の加重値ｗ ^optを適応的に、あるいは、再帰的に取得するために、式（１４）のような再帰式（recursive formula）を使用しなければならない。

式（１４）において、‘ｋ’は、ｋ番目の時点を示し、ｗ _ｋは、ｋ番目の時点での加重値を示し、μは、常数利得（constant gain）値を示し、ｖ _ｋは、ｋ番目の時点での追跡ベクトルを示す。ここで、上記ｋ番目の時点での追跡ベクトルｖ _ｋは、上記コスト関数Ｊの微分値を最小値、例えば、０に収束させるためのベクトルを示す。

すなわち、式（１４）は、現在の時点で使用される加重値ｗ _ｋが与えられたとき、上記加重値ｗ _ｋから追跡ベクトルｖ _ｋの方向に常数利得値μだけ前進するか、あるいは、後進して生成された値を次の時点で使用される受信ビーム加重値ｗ _ｋ＋１として更新する過程を示す。

本発明で提案する所望の受信信号ｄ（ｋ）を検出する方式は、“ブラインド方式”と呼ばれる。上記ブラインド方式を使用することが原因で、任意の推定値を使用して受信信号を適応的に収束させなければならず、上記受信信号の適応的な収束のために、次のような方式を使用する。

組合せモードブラインド方式は、所望の受信信号ｄ（ｋ）を検出するのに使用される。この場合に、エラー関数は、式（１５）のように表現されることができる。

式（１５）において、ｅ_ｋ ^ＣＭ，ｅ_ｋ ^ＤＤは、上記受信信号の適応的な収束のために使用される常数係数（Constant Modulus：以下、‘ＣＭ’と称する）方式及び判定指向（Decision Directed：以下、‘ＤＤ’と称する。）を使用したエラー値であり、上記ｅ_ｋ ^ＣＭ，ｅ_ｋ ^ＤＤについて説明する。

本発明では、式（１５）を参照すると、上記受信信号の適応的な収束のための動作全般にわたって、上記ＣＭ方式と上記ＤＤ方式との組合せを適用することによって、上記ｅ_ｋ ^ＣＭ，ｅ_ｋ ^ＤＤ値を検出することが分かる。すなわち、上記ｅ_ｋ ^ＤＤ値が増加すると、

値も増加する。結果的に、全体のエラー値で、上記ＤＤ方式の影響が増加することが分かる。

また、式（１５）において、ｇ（ｘ）は、Ｓ字状関数（シグモイド関数）であるので、上記ＣＭ方式の影響が大きい領域では、上記ＤＤ方式の影響が小さくなる。これとは反対に、上記ＤＤ方式の影響が大きい領域では、上記ＣＭ方式の影響が小さくなる。

式（１５）において、上記エラー値ｅ_ｋは、上記ＣＭ方式を使用して計算した上記受信信号のエラー値ｅ_ｋ ^ＣＭをα^ｋだけ加重し、上記ＤＤ方式を使用して計算したエラー値ｅ_ｋ ^ＤＤをβ^ｋだけ加重して組み合わせたエラー値である。ここで、上記加重値α^ｋは、上記ＣＭ方式に適用された加重値であって、‘ＣＭ方式適用加重値’と称し、上記加重値β^ｋは、上記ＤＤ方式に適用された加重値であって、‘ＤＤ方式適用加重値’と称する。従って、上記エラー値ｅ_ｋは、上記受信信号のエラー値が収束したか否かに従って、上記加重値α^ｋ及びβ^ｋを適応的に設定することによって検出されたエラー値である。

また、上記シグモイド関数ｇ（ｘ）の特性を図２を参照して説明する。

図２は、本発明の実施例で使用されたシグモイド関数の特性を示すグラフである。図２を参照すると、上記シグモイド関数の特性は、‘ａ’値に従って変わる。すなわち、上記‘ａ’値が増加すると、上記シグモイド関数の形態は、‘Ｓ’字状に近くなる。上記‘ａ’値が１である（ａ＝１）場合に、上記シグモイド関数の形態は、‘直線（straight line）’状に近くなる。すなわち、上記ＣＭ方式適用加重値α^ｋが増加すると、上記ＤＤ方式適用加重値β^ｋは小さくなる。しかしながら、上記ＣＭ方式適用加重値α^ｋが減少されると、上記ＤＤ方式適用加重値β^ｋは大きくなる。

すなわち、上記ＣＭ方式を使用して計算された上記エラー値ｅ_ｋ ^ＣＭが上記ＤＤ方式を使用して計算された上記エラー値ｅ_ｋ ^ＤＤを超過すると、上記エラー値ｅ_ｋは、加重されたＣＭ方式と、上記加重されたＣＭ方式に比べてさらに加重された上記ＤＤ方式とを組み合わせることによって計算される。

ここで、上記加重されたＣＭ方式は、上記ＣＭ方式に上記ＣＭ方式適用加重値α^ｋを適用するのに使用される。これと同様に、上記加重されたＤＤ方式は、上記ＤＤ方式に上記ＤＤ方式適用加重値β^ｋを適用するのに使用される。また、“上記加重されたＣＭ方式に比べてさらに加重されたＤＤ方式”とは、上記ＣＭ方式適用加重値α^ｋよりも大きい値を有するＤＤ方式適用加重値β^ｋが適用された方式を意味する。これと同様に、“上記加重されたＤＤ方式に比べてさらに加重されたＣＭ方式”とは、上記ＤＤ方式適用加重値β^ｋよりも大きい値を有するＣＭ方式適用加重値α^ｋが適用された方式を意味する。

また、上記ＣＭ方式を使用して計算された上記エラー値ｅ_ｋ ^ＣＭが上記ＤＤ方式を使用して計算されたエラー値ｅ_ｋ ^ＤＤ以下である場合に、上記エラー値ｅ_ｋは、上記加重されたＤＤ方式と、上記加重されたＤＤ方式に比べてさらに加重されたＣＭ方式とを組み合わせることによって計算される。

上記受信信号の適応的な収束のために使用されたＣＭ方式は、一般的に、ブラインド等化器（equalizer）に使用されており、また、ビーム生成アルゴリズムにも使用されている。ゴダール（Godard）が提案した上記ＣＭ方式を使用する場合に、上記コスト関数Ｊは、式（１６）のように表現される。

式（１６）において、‘ｐ’は、任意の正の整数を示し、Ｒ_ｐは、ゴダール係数を示す。ここで、上記ゴダール係数Ｒ_ｐは、式（１７）のように表現される。

一方、現在のＯＦＤＭ移動通信システムは、一般的に、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）方式以上の比較的高次変調方式を使用するので、上記コスト関数Ｊは、式（１８）に示すように、実数部と虚数部とに分離される。ここで、上記コスト関数Ｊを実数部と虚数部とに分離して計算する理由は、高次変調方式にて送受信される信号が実数部び虚数部を有するためである。

本発明では、ＬＭＳ方式及びＭＭＳＥ方式を使用し、ｐ＝２であると仮定する。従って、“ｄ（ｋ）＝Ｒ_２，Ｒ+ｊＲ_２，Ｉ”で決定される。また、初期時点、すなわち、ｋ＝０である時点でのコスト関数値Ｊは、０（J＝０）であると仮定する。

図５は、ＯＦＤＭ移動通信システムにおけるＣＭ方式を示す図である。図５を参照すると、ｐ＝２、“ｄ（ｋ）＝Ｒ_２，Ｒ＋ｊＲ_２，Ｉ”、及びJ＝０（ただ、ｋ＝０）である場合のＣＭ方式を適用する場合を示す。すなわち、式（１８）によってＲ_２値が決定されると、座標面で円が生成される。すると、受信された信号は、原点からの延長線が円と接触する点であると判断される。図５において、受信されたｚ_ｋは、円として投影される。

いままで、収束ステップについて説明した。次いで、上記ｄ（ｋ）を取得するための安定化ステップについて説明する。

ＭＳＥが上記収束ステップを介してあらかじめ決定された値に収束すると、上記収束ステップから式（１９）の計算が遂行される安定化ステップへ移行される。上記ＭＳＥがあらかじめ決定された値に収束するにつれて、上記収束ステップから上記安定化ステップへ変化する過程について説明する。

上記収束ステップと同様に、上記安定化ステップでも、実数部と虚数部を分離して計算しなければならない。式（１９）において、Ｐｒは、判定指向（ＤＤ）方式によって上記受信することを望む信号ｄ（ｋ）と最も近似した信号として投影されることを意味する。ここで、上記ＤＤ方式は、上記ｄ（ｋ）を受信信号と最も近似した判定値として反映する方式を意味する。ここで、図６を参照して上記ＤＤ方式について説明する。

図６は、ＢＰＳＫ方式を使用するＯＦＤＭ移動通信システムにおけるＤＤ方式を概略的に示す図である。

図６を参照すると、まず、上記ＯＦＤＭ移動通信システムにおいて、ＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）方式を使用することを仮定したので、受信信号がＩ−Ｑ平面（domain）で（１．２，−０．２）である場合に、上記受信することを望む信号ｄ（ｋ）は、＋１と−１との距離を計算した後に最も近似した判定値である１として投影される。

図３は、本発明の実施例による基地局受信器の構成を示すブロック図である。図３を説明するにあたっては、本発明の第１実施例による基地局受信器は、図１と関連して説明した基地局受信器の構成と同一である。ただ、信号処理器は、受信ビーム加重値を決定する方式のみが相互に異なることに留意しなければならない。また、説明の便宜上、図３を参照して、上記基地局受信器の構成のうち、本発明と直接的に関連した構成のみを説明する。また、本発明の第１の実施例は、ＬＭＳ方式を使用する場合に該当する。

図３を参照すると、まず、任意の時点ｋでの受信信号ｘ _ｋが受信されると、逆拡散器３１０は、あらかじめ設定されている逆拡散コードを使用して受信信号ｘ _ｋを逆拡散し、上記逆拡散された受信信号ｙ _ｋを信号処理器３３０及び受信ビーム生成器３２０へ出力する。信号処理器３３０は、加重値計算器３３１と、メモリ３３３と、エラー値組合せ器３３５とから構成される。説明の便宜上、図３は、図１の基地局受信器の第１のフィンガー１４０−１のみを参照して説明される。従って、図３の逆拡散器３１０は、第１のフィンガー１４０−１における第１の逆拡散器１４１乃至第Ｎの逆拡散器１４３のＮ個の逆拡散器と実質的に同一の動作を遂行する。

エラー値組合せ器３３５は、上記逆拡散された受信信号ｙ _ｋを入力して、ＣＭ方式及びＤＤ方式を使用してエラー値ｅ_ｋを組み合わせる。信号処理器３３０の加重値計算器３３１は、上記組み合わせられたエラー値ｅ_ｋと、上記逆拡散された受信信号ｙ _ｋと、受信ビーム生成器３２０から出力された出力信号ｚ _ｋと、あらかじめ設定されている定数利得値μと、初期受信ビーム加重値ｗ _０とを受信して受信ビーム加重値ｗ _ｋを計算し、上記受信ビーム加重値ｗ _ｋをメモリ３３３へ出力する。ここで、メモリ３３３は、加重値計算器３３１で計算した受信ビーム加重値ｗ _ｋをバッファリング（ｂｕｆｆｅｒｉｎｇ）し、加重値計算器３３１は、上記受信ビーム加重値ｗ _ｋを更新する際、メモリ３０５に貯蔵されている受信ビーム加重値ｗ _ｋを用いる。すなわち、任意の時点ｋで計算したｗ _ｋを使用して、次の時点ｋ＋１での受信ビーム加重値ｗ _ｋ＋１を更新する。

図４は、本発明の実施例による基地局受信器の信号受信手順を示すフローチャートである。

図４を参照すると、基地局受信器は、ステップ４１１で、初期受信ビーム加重値ｗ _０と、常数利得値μとを設定する。ステップ４１３で、上記基地局受信器は、通信が終了されたか否かを検査する。上記検査の結果、通信が終了された場合には、上記基地局受信器は、現在までの手順を終了する。

ステップ４１３で、検査の結果、通信が終了されない場合に、上記基地局受信器は、ステップ４１５へ進行する。ステップ４１５で、上記基地局受信器は、上記受信信号ｘ _ｋに対する逆拡散された信号ｙ _ｋを受信した後に、ステップ４１７へ進行する。ステップ４１７で、上記基地局受信器は、上記逆拡散された信号ｙ _ｋ及び受信ビーム加重値ｗ _ｋを使用して、上記基地局受信器の各フィンガーから出力された信号ｚ_ｋの集合ｚ _ｋを計算した後に（ｚ _ｋ＝ｗ _ｋ ^Ｈｙ _ｋ）、ステップ４１９へ進行する。ここで、上記ｚ _ｋは、上記受信ビーム加重値ｗ _ｋを使用して生成された受信ビームを使用することにより生成されたフィンガー出力信号の集合を示す。

ステップ４１９で、上記基地局受信器は、上記受信信号ｘ _ｋと所望の受信信号ｄ_ｋ（ｅ_ｋ＝α_ｋ・ｅ_ｋ ^ＣＭ＋β_ｋ・ｅ_ｋ ^ＤＤ）とのエラーを減少させるためのエラー値ｅ_ｋを計算する。ステップ４２１で、上記基地局受信器は、上記逆拡散された信号ｙ _ｋ及びエラー関数ｅ_ｋ（∇Ｊ（ｗ _ｋ）＝−２ｅ^＊ _ｋｙ _ｋ）を使用して、コスト関数の微分値を計算する。ステップ４２３で、上記基地局受信器は、受信ビーム係数、すなわち、受信ビーム加重値（ｗ _ｋ＝ｗ _ｋ−１−μｙ _ｋｅ^＊ _ｋ）を計算する。

ステップ４２５で、上記基地局受信器は、上記計算された受信ビーム加重値ｗ _ｋをそのまま維持する。ステップ４２７で、上記基地局受信器は、あらかじめ設定されている単位時間だけ遅延した後に、ステップ４２９へ進行する。ここで、上記あらかじめ設定されている単位時間だけ遅延する理由は、状態遷移遅延時間を考慮するためである。ステップ４２９で、上記基地局受信器は、上記ｋ値を１増加させ、すなわち、現在の時点ｋから次の時点ｋ＋１へ遷移した後に、ステップ４１３へ戻る。

図７は、一般的な受信ビーム加重値の生成方式及び本発明の実施例による受信ビーム加重値の生成方式を使用した場合の特性曲線を示すグラフである。

図７を参照すると、本発明による受信ビーム加重値生成方式を使用した場合の反復回数（number of iteration）（ｘ軸）に従うＭＳＥ値（ｙ軸）が従来の受信ビーム加重値生成方式、例えば、ＣＭ方式を使用した場合の反復回数に従うＭＳＥ値に比べて、さらに小さい値に収束することが分かる。上記ＭＳＥ値がさらに小さい値に収束するということは、それほど受信ビームを正確に生成することができることを意味し、従って、受信することを望む信号のみを正確に受信することができる。

次いで、図８を参照して、受信アンテナ、例えば、スマートアンテナ（smart antenna）を使用する場合に、受信アンテナの個数に従って、本発明の適応ビーム加重値生成方式の特性をシミュレーションした結果について説明する。

図８は、本発明の実施例による受信ビーム加重値の生成方式を使用する場合の基地局受信器の受信アンテナの個数に従う特性曲線を示すグラフである。

図８を参照すると、６つの受信アンテナを有する基地局受信器と１０個の受信アンテナを有する基地局受信器とに対する放射パターンが示されている。例えば、任意の基地局が５７°に位置していると仮定すると、上記６つの受信アンテナを有する基地局受信器に比べて、１０個の受信アンテナを有する基地局受信器が約０．２の正規化されたアンテナ利得（antenna gain）を有することが分かり、また、受信ビームをさらに正確に生成することができる。結果的に、ＯＦＤＭ移動通信システムの容量という観点では、上記受信アンテナの個数が増加するほど、受信信号の大きさを増幅させることができ、従って、正確な通信サービスを可能にし、システム容量を増加させることができる。

図９は、本発明の実施例によるＯＦＤＭ移動通信システムの構成を示すブロック図である。

図９を参照すると、まず、上記ＯＦＤＭ通信システムは、送信器、すなわち、移動局送信器９００と、受信器、すなわち、基地局受信器９５０とから構成される。

一番目に、移動局送信器９００について説明する。移動局送信器９００は、シンボルマッピング器（symbol mapper）９１１と、直列／並列変換器（serial to parallel converter）９１３と、パイロットパターン挿入器（pilot pattern inserter）９１５と、ＩＦＦＴ器９１７と、並列／直列変換器（parallel to serial converter）９１９と、保護区間挿入器（guard interval inserter）９２１と、デジタル／アナログ変換器（digital to analog converter）９２３と、無線周波数（ＲＦ）処理器（processor）９２５とから構成される。

まず、送信される情報データビット（information data bits）が発生すると、上記情報データビットは、シンボルマッピング器９１１へ入力される。シンボルマッピング器９１１は、シンボルマッピングのための所定の変調方式にて、上記入力された情報データビットを変調して、上記シンボルマッピングされたデータビットを直列／並列変換器９１３へ出力する。ここで、上記変調方式としては、ＱＰＳＫ方式、あるいは、１６ＱＡＭ方式が使用されることができる。直列／並列変換器９１３は、シンボルマッピング器９１１から出力された直列変調シンボルを並列変換した後に、パイロットパターン挿入器９１５へ出力する。パイロットパターン挿入器９１５は、直列／並列変換器９１３から出力された並列変換された変調シンボルにパイロットパターンを挿入した後に、ＩＦＦＴ器９１７へ出力する。

ＩＦＦＴ器９１７は、パイロットパターン挿入器９１５から出力された信号に対するＮ−ポイント（n-point）ＩＦＦＴを遂行した後に、並列／直列変換器９１９へ出力する。並列／直列変換器９１９は、ＩＦＦＴ器９１７から出力された信号を直列変換した後に、保護区間挿入器９２１へ出力する。保護区間挿入器９２１は、並列／直列変換器９１９から出力された信号を受信して保護区間信号を挿入した後に、デジタル／アナログ変換器９２３へ出力する。ここで、上記保護区間は、上記ＯＦＤＭ通信システムにおいて、以前のＯＦＤＭシンボル時間に送信された以前のＯＦＤＭシンボルと現在のＯＦＤＭシンボル時間に送信された現在のＯＦＤＭシンボルとの間の干渉（interference）を除去するために挿入される。また、上記保護区間は、時間領域でのＯＦＤＭシンボルの所定数の最後のサンプル（sample）をコピーして、有効なＯＦＤＭシンボルに挿入する“サイクリックプレフィックス（Cyclic Prefix）”方式又は時間領域でのＯＦＤＭシンボルの所定数の最初のサンプルをコピーして、有効なＯＦＤＭシンボルに挿入する“サイクリックポストフィックス（Cyclic Postfix）”方式のうちのいずれか１つの方式にて挿入される。

デジタル／アナログ変換器９２３は、保護区間挿入器９２１から出力された信号をアナログ変換した後に、ＲＦ処理器９２５へ出力する。ここで、フィルターとフロントエンドユニット（front end unit）とを含むＲＦ処理器９２５は、エアー（air）上で実際に送信可能であるように、デジタル／アナログ変換器９２３から出力された信号のＲＦ処理を施した後に、送信アンテナ（Tx antenna）を介してエアー上に送信する。

次いで、基地局受信器９５０について説明する。基地局受信器９５０は、ＲＦ処理器９５１と、アナログ／デジタル変換器（analog／digital converter）９５３と、受信ビーム生成器９５５と、信号処理器９５７と、保護区間除去器（guard interval remover）９５９と、直列／並列変換器９６１と、高速フーリエ変換（Fast Fourier Transform：以下、‘ＦＦＴ'と称する）器９６３と、等化器（equalizer）９６５と、パイロットシンボル抽出器（pilot symbol extractor）９６７と、同期及びチャンネル推定器（synchronization ＆ channel estimator）９６９と、並列／直列変換器９７１と、シンボルデマッピング器（symbol demapper）９７３と、から構成される。

まず、移動局送信器９００が送信した信号は、基地局受信器９５０の受信アンテナを介して受信され、このような受信信号は、多重経路チャンネルを通り、雑音成分を有する。上記受信アンテナを介して受信された信号は、ＲＦ処理器１１５１へ入力され、ＲＦ処理器１１５１は、上記受信アンテナを介して受信された信号を中間周波数（Intermediate Frequency：ＩＦ）信号へダウン変換（down converting）した後に、アナログ／デジタル変換器９５３へ出力する。アナログ／デジタル変換器９５３は、ＲＦ処理器９５１から出力されたアナログ信号をデジタル変換した後に、受信ビーム生成器９５５及び信号処理器９５７へ出力する。ここで、受信ビーム生成器９５５及び信号処理器９５７の動作は、本発明の第１の実施例及び第２の実施例を参照して説明されたものと同一であるので、その詳細な説明を省略する。

一方、受信ビーム生成器９５５から出力された信号は、保護区間除去器９５９へ入力される。保護区間除去器９５９は、受信ビーム生成器９５５から出力された信号から保護区間信号を除去した後に、直列／並列変換器９６１へ出力する。直列／並列変換器９６１は、保護区間除去器９５９から出力された直列信号を並列変換した後に、ＦＦＴ器９６３へ出力する。

ＦＦＴ器９６３は、直列／並列変換器９６１から出力された信号のＮ−ポイントＦＦＴを遂行した後に、等化器９６５及びパイロットシンボル抽出器９６７へ出力する。等化器９６５は、ＦＦＴ器９６３から出力された信号のチャンネル等化（channel equalization）を遂行した後に、並列／直列変換器９７１へ出力する。並列／直列変換器９７１は、等化器９６５から出力された並列信号を直列変換した後に、シンボルデマッピング器９７３へ出力する。シンボルデマッピング器９７３は、並列／直列変換器９７１から出力された信号を移動局送信器９００で使用された変調方式に相応する復調方式を使用して復調し、受信情報データビットとして出力する。

一方、ＦＦＴ器９６３から出力された信号は、パイロットシンボル抽出器９６７へ入力され、パイロットシンボル抽出器９６７は、ＦＦＴ器９６３から出力された信号からパイロットシンボルを抽出し、上記抽出されたパイロットシンボルを同期及びチャンネル推定器９６９へ出力する。同期及びチャンネル推定器９６９は、パイロットシンボル抽出器９６７から出力されたパイロットシンボルの同期及びチャンネル推定を遂行し、その結果を等化器９６５へ出力する。

以上、本発明の詳細について具体的な実施の形態に基づき説明してきたが、本発明の範囲を逸脱しない限り、各種の変形が可能なのは明らかである。従って、本発明の範囲は、上記実施の形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲の記載及び該記載と同等なものにより定められるべきである。

従来のＣＤＭＡ移動通信システムにおける受信器の構成を示すブロック図である。本発明の実施例で使用されたシグモイド関数の特性を示すグラフである。本発明の実施例による基地局受信器の構成を示すブロック図である。本発明の実施例による基地局受信器の信号受信手順を示すフローチャートである。ＯＦＤＭ移動通信システムにおけるＣＭ方式を概略的に示す図である。ＢＰＳＫ方式を使用するＯＦＤＭ移動通信システムにおけるＤＤ方式を概略的に示す図である。一般的な受信ビーム加重値の生成方式及び本発明の実施例による受信ビーム加重値の生成方式を使用した場合の特性曲線を示すグラフである。本発明の実施例による受信ビーム加重値の生成方式を使用する場合の基地局受信器の受信アンテナの個数に従う特性曲線を示すグラフである。本発明の実施例によるＯＦＤＭ移動通信システムの構成を示すブロック図である。

符号の説明

１１１第１の受信アンテナ
１２１第２の受信アンテナ
１３１第Ｎの受信アンテナ
１１２第１のＲＦ処理器
１２２第２のＲＦ処理器
１３２第ＮのＲＦ処理器
１１３第１の多重経路探索器
１２３第２の多重経路探索器
１３３第Ｎの多重経路探索器
１４０−１第１のフィンガー
１４０−２第２のフィンガー
１４０−Ｌ第Ｌのフィンガー
１５０多重経路結合器（multipath combiner）
１６０デインターリーバー（de-interleaver）
１７０デコーダ（decoder）
３１０逆拡散器
３２０受信ビーム生成器
３３０信号処理器
３３１加重値計算器
３３３メモリ
３３５エラー値組合せ器
９００移動局送信器
９１１シンボルマッピング器（symbol mapper）
９１３直列／並列変換器（serial to parallel converter）
９１５パイロットパターン挿入器（pilot pattern inserter）
９１７ＩＦＦＴ器
９１９並列／直列変換器（parallel to serial converter）
９２１保護区間挿入器（guard interval inserter）
９２３デジタル／アナログ変換器（digital to analog converter）
９２５無線周波数（ＲＦ）処理器（processor）
９５０基地局受信器
９５１ＲＦ処理器
９５３アナログ／デジタル変換器（analog／digital converter）
９５５受信ビーム生成器
９５７信号処理器
９５９保護区間除去器（guard interval remover）
９６１直列／並列変換器
９６３高速フーリエ変換（Fast Fourier Transform）器
９６５等化器（equalizer）
９６７パイロットシンボル抽出器（pilot symbol extractor）
９６９同期及びチャンネル推定器（synchronization ＆ channel estimator）
９７１並列／直列変換器
９７３シンボルデマッピング器（symbol demapper）

Claims

受信信号から受信ビームを生成するための受信ビーム加重値を生成する方法であって、
任意の時点ｋで、常数係数（ＣＭ）方式を使用して第１のエラー値を決定し、前記任意の時点ｋで、判定指向（ＤＤ）方式を使用して第２のエラー値を決定するステップと、
前記第１のエラー値が前記第２のエラー値以下である場合にＣＭ適用加重値を、前記第１のエラー値が前記第２のエラー値を超過する場合にＤＤ適用加重値を決定するステップと、
前記ＣＭ適用加重値が適用されたＣＭ方式と前記ＤＤ適用加重値が適用されたＤＤ方式とを組み合わせた方式を使用して、第３のエラー値を生成するステップと、
前記受信信号と、前記第３のエラー値と、前記任意の時点ｋで決定された前記受信ビーム加重値を前記受信信号に適用することによって生成された出力信号とを使用して、次の時点ｋ＋１での前記受信ビームを生成するために使用される前記受信ビーム加重値を決定するステップとを具備し、
前記第１のエラー値は前記受信信号とＣＭ方式に従う所望の受信信号との間の差を示す値であり、第２のエラー値は前記受信信号とＤＤ方式に従う所望の受信信号との間の差を示す値であることを特徴とする方法。
前記ＣＭ適用加重値及び前記ＤＤ適用加重値は、シグモイド関数を使用して決定されることを特徴とする請求項１記載の方法。
前記ＤＤ適用加重値は、前記第１のエラー値が前記第２のエラー値を超過する場合に、前記ＣＭ適用加重値を超過する値として決定されることを特徴とする請求項１記載の方法。
前記ＣＭ適用加重値は、前記第１のエラー値が前記第２のエラー値以下である場合に、前記ＤＤ適用加重値を超過する値として決定されることを特徴とする請求項１記載の方法。
前記第１のエラー値及び前記第２のエラー値のそれぞれは、平均自乗エラー（ＭＳＥ）値であることを特徴とする請求項１記載の方法。
前記第３のエラー値は、前記ＣＭ適用加重値が適用された前記第１のエラー値と前記ＤＤ適用加重値が適用された前記第２のエラー値の和として生成されることを特徴とする請求項１記載の方法。
受信信号から受信ビームを生成するための受信ビーム加重値を生成する装置であって、
任意の時点ｋで、常数係数（ＣＭ）方式を使用して第１のエラー値を決定し、前記任意の時点ｋで、判定指向（ＤＤ）方式を使用して第２のエラー値を決定し、前記第１のエラー値が前記第２のエラー値以下である場合にＣＭ適用加重値を、前記第１のエラー値が前記第２のエラー値を超過する場合にＤＤ適用加重値を決定し、前記ＣＭ適用加重値が適用されたＣＭ方式と前記ＤＤ適用加重値が適用されたＤＤ方式とを組み合わせた方式を使用して、第３のエラー値を生成するエラー値組合せ器と、
前記受信信号と、前記第３のエラー値と、前記任意の時点ｋで決定された前記受信ビーム加重値を前記受信信号に適用することによって生成された出力信号とを使用して、次の時点ｋ＋１での前記受信ビームを生成するために使用される前記受信ビーム加重値を決定する加重値計算器とを具備し、
前記第１のエラー値は前記受信信号とＣＭ方式に従う所望の受信信号との間の差を示す値であり、第２のエラー値は前記受信信号とＤＤ方式に従う所望の受信信号との間の差を示す値であることを特徴とする装置。
前記エラー値組合せ器は、前記ＣＭ適用加重値及び前記ＤＤ適用加重値をシグモイド関数を使用して決定することを特徴とする請求項７記載の装置。
前記エラー値組合せ器は、前記第１のエラー値が前記第２のエラー値を超過する場合に、前記ＤＤ適用加重値が前記ＣＭ適用加重値を超過する値として決定することを特徴とする請求項７記載の装置。
前記エラー値組合せ器は、前記第１のエラー値が前記第２のエラー値以下である場合に、前記ＣＭ適用加重値が前記ＤＤ適用加重値を超過する値として決定することを特徴とする請求項７記載の装置。
前記第１のエラー値及び前記第２のエラー値のそれぞれは、平均自乗エラー（ＭＳＥ）値であることを特徴とする請求項７記載の装置。
前記エラー値組合せ器は、前記第３のエラー値を、前記ＣＭ適用加重値が適用された前記第１のエラー値と前記ＤＤ適用加重値が適用された前記第２のエラー値の和として生成することを特徴とする請求項７記載の装置。