RU2320083C2

RU2320083C2 - Устройство и способ приема данных в системе мобильной связи, использующей схему адаптивной антенной решетки

Info

Publication number: RU2320083C2
Application number: RU2006101221A
Authority: RU
Inventors: Чан-Биунг ЧАЕ (KR); Чан-Биунг ЧАЕ; Чанг-Хо СУХ (KR); Чанг-Хо СУХ; Кац Маркос ДЭНИЕЛ (KR); Кац Маркос ДЭНИЕЛ; Сеок-Хиун ЙООН (KR); Сеок-Хиун ЙООН; Биунг-Юн КИМ (KR); Биунг-Юн КИМ
Original assignee: Самсунг Электроникс Ко., Лтд.
Priority date: 2003-07-16
Filing date: 2004-07-16
Publication date: 2008-03-20
Also published as: KR100630039B1; AU2004301342B2; RU2006101221A; DE602004019021D1; EP1499037B1; JP4459227B2; WO2005008917A1; US7586981B2; US20050013349A1; CN1806398B; EP1499037A1; KR20050009539A; CA2526838C; AU2004301342A1; JP2007521720A; CN1806398A; CA2526838A1

Abstract

Изобретение относится к способу и устройству приема данных в системе мобильной связи с использованием схемы адаптивного формирования веса приемного луча. Система мобильной связи принимает сжатый сигнал, полученный из принятого сигнала, и определяет первое значение ошибки, используя первую схему в тактовой точке, и второе значение ошибки, используя вторую схему, отличную от первой схемы в тактовой точке. Система определяет вес применения первой схемы в соответствии с разностью между первым значением ошибки и вторым значением ошибки и вес применения второй схемы в соответствии с разностью между первым значением ошибки и вторым значением ошибки и формирует третье значение ошибки, используя схему, которая комбинирует первую схему и вторую схему, и определяет вес приемного луча, используя сжатый сигнал, третье значение ошибки и выходной сигнал. Техническим результатом является осуществление устройства и способа формирования приемного луча с минимальным значением ошибки в системе мобильной связи. 2 н. и 10 з.п. ф-лы, 9 ил.

Description

ОБЛАСТЬ ТЕХНИКИ

Настоящее изобретение в основном относится к устройству и способу приема данных в системе мобильной связи, использующей схему адаптивной антенной решетки (AAA), и, в частности, к устройству и способу приема данных с использованием схемы адаптивного формирования веса приемного луча.

ПРЕДШЕСТВУЮЩИЙ УРОВЕНЬ ТЕХНИКИ

"Система мобильной связи следующего поколения" эволюционировала в систему пакетных услуг связи, которая передает пакетные данные множеству мобильных станций (МС). Система пакетных услуг связи спроектирована для передачи массовых данных. Подобная система пакетных услуг связи разрабатывалась для высокоскоростной пакетной услуги. В этом отношении проект партнерства 3-го поколения (3GPP), организация по стандартизации схемы асинхронной связи, предлагает для обеспечения высокоскоростной пакетной услуги высокоскоростной пакетный доступ по нисходящей линии связи (HSDPA), в то время как проект партнерства 3-го поколения 2 (3GPP2), организация по стандартизации схемы синхронной связи, предлагает для обеспечения высокоскоростной пакетной услуги «1x эволюцию только данные/голос» (1x EV-DO/V). Планируется, что как HSDPA, так и lx EV-DO/V обеспечат высокоскоростную пакетную услугу для равномерной передачи услуг Web/Internet, и для того, чтобы обеспечить высокоскоростную пакетную услугу, пиковая пропускная способность и усредненная пропускная способность должны быть оптимизированы для равномерной передачи пакетных данных и канальных данных, таких как данные голосовой услуги.

Чтобы поддерживать высокоскоростную передачу пакетных данных для системы связи, использующей HSDPA (здесь и далее называемой "система связи HSDPA"), были представлены 3 новых вида схем передачи данных: схема адаптивной модуляции и кодирования (AMC), схема гибридного автоматического запроса повторной передачи (HARQ) и схема быстрого выбора сотовой ячейки (FCS). Система связи HSDPA увеличивает скорость передачи данных, используя схемы AMC, HARQ, и FCS.

Система связи, использующая lx EV-DO/V (здесь и далее называемую "системой связи lx EV-DO/V"), является другой системой связи для повышения скорости передачи данных. Система связи lx EV-DO/V также повышает скорость передачи данных, чтобы обеспечить производительность системы. Кроме новых схем, таких как AMC, HARQ и FCS, существует схема с множеством антенн, которая является еще одной схемой для преодоления ограничения выделенной полосы частот, то есть для повышения скорости передачи данных. Схема с множеством антенн может преодолеть ограничение ресурса полосы частот в частотной области за счет использования пространственной области.

Система связи построена таким образом, что множество МС взаимодействуют друг с другом через одну базовую станцию (БС). Когда БС выполняет высокоскоростную передачу данных на станции МС, вследствие характеристик радиоканалов наблюдается явление замирания. Чтобы преодолеть данное явление замирания была предложена схема с разнесением передающих антенн, которая является вариантом схемы с множеством антенн. В схеме с разнесением передающих антенн сигналы передаются с использованием, по меньшей мере, двух передающих антенн, чтобы минимизировать потери при передаче данных из-за явления замирания, тем самым увеличивая скорость передачи данных.

В основном в среде беспроводных каналов в системе мобильной связи, в отличие от среды проводных каналов, сигнал передачи фактически искажается вследствие нескольких факторов, таких как многолучевые взаимные помехи, экранирование, затухание волны, изменяющийся во времени шум, взаимные помехи и т.п. Замирание, вызванное многолучевыми взаимными помехами, тесно связано с подвижностью отражателя или абонента (или МС), и на самом деле принимается смесь сигнала передачи и сигнала помехи. Поэтому принятый сигнал испытывает сильное искажение во время его фактической передачи, тем самым уменьшая производительность всей системы мобильной связи. Замирание может служить причиной искажения по амплитуде или фазе принимаемого сигнала, препятствующего высокоскоростному обмену данными в среде беспроводных каналов. Множество исследований проводится с целью разрешить проблему замирания. Таким образом, чтобы передавать данные на большой скорости, система мобильной связи должна минимизировать потери, вызванные такой характеристикой канала мобильной связи, как замирание, и взаимными помехами отдельного пользователя. Для предотвращения нестабильной связи из-за замирания используется схема с разнесением, а для реализации схемы пространственного разнесения используются схемы с множеством антенн.

Разнесение передающих антенн часто используется как схема эффективного преодоления эффекта замирания. Схема с разнесением передающих антенн принимает множество сигналов передачи, которые подверглись действию независимых эффектов замирания в среде беспроводных каналов, противодействуя, таким образом, искажениям, вызванным замиранием. Разнесение передающих антенн классифицируется на разнесение по времени, разнесение по частоте и пространственное разнесение. Другими словами, система мобильной связи должна удовлетворительно противодействовать эффекту замирания, который существенно влияет на характеристики связи, чтобы выполнять высокоскоростной обмен данными.

Как указано выше, необходимо преодолеть эффект замирания, так как он уменьшает амплитуду принимаемого сигнала на величину от нескольких дБ до десятков дБ. Например, схема множественного доступа с кодовым разделением каналов (CDMA) использует многоотводный приемник, который может реализовать характеристику разнесения, используя разброс задержек в канале. Многоотводный приемник является разновидностью схемы разнесения при приеме для приема многолучевых сигналов. Однако разнесение при приеме, используемое в многоотводном приемнике, имеет недостатки, которые заключаются в том, что он не может достичь желаемого выигрыша от разнесения, когда разброс задержки в канале относительно мал.

Схема с разнесением по времени эффективно противодействует пакетным ошибкам, которые имеют место в среде беспроводного канала, использующего перемежение и кодирование, и используется в основном в канале с разбросом по доплеровской частоте. Недостатком, однако, является то, что разнесение по времени не работает хорошо в низкоскоростном канале с разбросом по доплеровской частоте.

Схема с пространственным разнесением в основном используется в канале с низким разбросом задержки, таком как канал в помещении или канал, ориентированный на скорости пешеходов, который является низкоскоростным каналом с разбросом по доплеровской частоте. Схема с пространственным разнесением достигает выигрыша от разнесения при использовании, по меньшей мере, двух антенн. В данной схеме, когда сигнал, передаваемый через одну из антенн, затухает вследствие замирания, принимается сигнал, передаваемый через другую антенну, благодаря чему достигается выигрыш от разнесения. Пространственное разнесение подразделяют на разнесение приемных антенн с использованием множества приемных антенн и на разнесение передающих антенн с использованием множества передающих антенн.

В схеме приемной адаптивной антенной решетки (Rx-AAA) сигнал, принимаемый по желательному для приемника направлению, максимизируют, а сигнал, принимаемый по нежелательному для приемника направлению, минимизируют путем вычисления скалярного произведения соответствующего вектора весов приемного луча и вектора сигналов для приемного сигнала, принятого через антенную решетку, состоящую из множества приемных антенн. В данном документе вес приемного луча представляет собой вес для формирования приемного луча, формируемого приемником при применении схемы Rx-AAA. Как результат, схема Rx-AAA усиливает до максимального уровня только полезный приемный сигнал, таким образом поддерживая высокое качество вызова и увеличивая емкость и сферу действия услуги для всей системы.

Хотя схема Rx-AAA может использоваться как в системах мобильной связи, использующих множественный доступ с частотным разделением (FDMA), так и в системах мобильной связи, использующих множественный доступ с временным разделением (TDMA), в данном документе будет предполагаться, что схема Rx-AAA применяется к системе связи, использующей CDMA-схемы (в дальнейшем называемой "системой связи CDMA").

Фиг. 1 - блок-схема, иллюстрирующая структуру приемника БС в обычной системе мобильной связи CDMA. Согласно фиг. 1 приемник БС состоит из N приемных антенн (Rx_ANT), включающих в себя первую приемную антенну 111, вторую приемную антенну 121, ..., и N-ю приемную антенну 131, из N радиочастотных (РЧ) процессоров, включающих в себя первый РЧ-процессор 112, второй РЧ-процессор 122, ..., и N-й РЧ-процессор 132, которые отображаются на соответствующие приемные антенны, из N блоков поиска многолучевых сигналов, включающих в себя первый блок 113 поиска многолучевых сигналов, второй блок 123 поиска многолучевых сигналов, ..., и N-й блок 133 поиска многолучевых сигналов, соединенных с соответствующими РЧ-процессорами, из L каналов разнесенного приема, включающих в себя первый канал разнесенного приема 140-1, второй канал разнесенного приема 140-2, ..., и N-й канал разнесенного приема 140-L, для обработки L многолучевых сигналов, поиск которых выполняется блоками поиска многолучевых сигналов из многолучевого сумматора 150 для объединения многолучевых сигналов, выдаваемых L каналами разнесенного приема, из обращенного перемежителя 160 и декодера 170.

Сигналы, передаваемые передатчиками множества МС, принимаются N приемными антеннами по многолучевому радиоканалу с замиранием. Первая приемная антенна 111 выдает принятый сигнал первому РЧ-процессору 112.

Каждый из РЧ-процессоров включает в себя усилитель, частотный преобразователь, фильтр и аналого-цифровой (A/Ц) преобразователь и обрабатывает РЧ-сигнал. Первый РЧ-процессор 112 выполняет РЧ-обработку сигнального выхода от первой приемной антенны 111, чтобы преобразовать сигнал в цифровой сигнал базовой полосы, и выдает цифровой сигнал базовой полосы на первый блок 113 поиска многолучевых сигналов. Первый блок 113 поиска многолучевых сигналов выделяет L многолучевых компонент из сигнального выхода от первого РЧ-процессора 112. Выделенные L многолучевых компонент выдаются на отводы с первого отвода 140-1 по L-й отвод 140-L соответственно.

Отводы с первого отвода 140-1 по L-й отвод 140-L, являясь отображенными на L лучей по принципу один-к-одному, обрабатывают L многолучевых компонент. Так как рассматриваются L лучей для каждого из сигналов, принятых через N приемных антенн, сигнальная обработка должна выполняться для NxL сигналов, и, среди NxL сигналов, сигналы одинакового луча выдаются на один и тот же отвод.

Аналогично, вторая приемная антенна 121 выдает принятый сигнал второму РЧ-процессору 122. Второй РЧ-процессор 122 выполняет РЧ-обработку сигнального выхода от второй приемной антенны 121, чтобы преобразовать сигнал в цифровой сигнал базовой полосы, и выдает цифровой сигнал базовой полосы на второй блок 123 поиска многолучевых сигналов. Второй блок 123 поиска многолучевых сигналов выделяет L многолучевых компонент из сигнала, выдаваемого вторым РЧ-процессором 122, а выделенные L многолучевых компонент подаются на отводы с первого отвода 140-1 по L-й отвод 140-L соответственно.

Подобным образом N-я приемная антенна 131 выдает принятый сигнал N-у РЧ-процессору 132. N-й РЧ-процессор 132 выполняет РЧ-обработку сигнала, выдаваемого N-й приемной антенной 131, чтобы преобразовать сигнал в цифровой сигнал базовой полосы, и выдает цифровой сигнал базовой полосы на N-й блок 133 поиска многолучевых сигналов. N-й блок 133 поиска многолучевых сигналов выделяет L многолучевых компонент из сигнала, выдаваемого N-м РЧ-процессором 132, а выделенные L многолучевых компонент подаются на отводы с первого отвода 140-1 по L-й отвод 140-L соответственно.

Соответственно, среди L многолучевых сигналов для сигналов, принятых через N приемных антенн, одинаковые многолучевые сигналы являются входными для одинаковых отводов. Например, первые многолучевые сигналы от приемных антенн с первой приемной антенны 111 по N-ю приемную антенну 131 подаются на первый отвод 140-1. Подобным образом L многолучевых сигналов от приемных антенн с первой приемной антенны 111 по N-ю приемную антенну 131 подаются на L-й отвод 140-L. Отводы с первого отвода 140-1 по L-й отвод 140-L идентичны по структуре и функционированию и различаются только подаваемыми на них и получаемыми с них сигналами. Поэтому для простоты ниже описан только первый отвод 140-1.

На первом отводе 140-1 имеются N устройств сжатия, включающих в себя первое устройство 142 сжатия, ..., и N-е устройство 143 сжатия, отображаемые на N блоков поиска многолучевых сигналов, сигнальный процессор 144 для расчета вектора весов для формирования приемного луча с использованием сигналов, принятых от N устройств сжатия, и генератор 145 приемного луча для формирования приемного луча с использованием вектора весов, рассчитанного сигнальным процессором 144.

Первый многолучевой сигнал, выдаваемый первым блоком 113 поиска многолучевых сигналов подается на первое устройство 141 сжатия. Первое устройство 141 сжатия сжимает первый многолучевой выходной сигнал от первого блока 113 поиска многолучевых сигналов с предопределенным кодом сжатия и выдает сжатый многолучевой сигнал на сигнальный процессор 144 и генератор 145 приемного лучак. Здесь процесс сжатия называется «временной обработкой». Подобным образом первый многолучевой сигнал, выдаваемый вторым блоком 123 поиска многолучевых сигналов подается на вход второго устройства 142 сжатия. Второе устройство 142 сжатия сжимает первый многолучевой сигнал, выдаваемый вторым блоком 123 поиска многолучевых сигналов с предопределенным кодом сжатия, и выдает сжатый многолучевой сигнал на сигнальный процессор 144 и генератор 145 приемного луча. Подобным образом первый многолучевой выходной сигнал N-го блока 133 поиска многолучевых сигналов подается на N-е устройство 143 сжатия. N-е устройство 143 сжатия сжимает первый многолучевой сигнал, выдаваемый N-м блоком 133 поиска многолучевых сигналов с предопределенным кодом сжатия, и выдает сжатый многолучевой сигнал на сигнальный процессор 144 и генератор 145 приемного луча.

Сигнальный процессор 144 принимает сигналы, выдаваемые устройствами сжатия с первого устройства 141 сжатия по N-е устройство 143 сжатия, и рассчитывает группу весов приемного луча W _k для формирования приемного луча.

Группа первых многолучевых сигналов, выдаваемая от блоков поиска с первого блока 113 поиска многолучевых сигналов по N-й блок поиска 133 многолучевых сигналов, обозначена как "X _k". Первая группа X _kмноголучевых сигналов представляет собой группу первых многолучевых сигналов, принятую через приемные антенны с первой приемной антенны 111 по N-ю приемную антенну 131 в k-й точке, и первые многолучевые сигналы, составляющие первую группу X _kмноголучевых сигналов, все являются векторными сигналами. Группа W _k весов приемного луча представляет собой группу весов приемного луча, которая должна быть применена к первым многолучевым сигналам, принятым через приемные антенны с первой приемной антенны 111 по N-ю приемную антенну 131 в k-й точке, и все веса приемного луча, составляющие группу W _k весов, являются векторными сигналами.

Группа сигналов, полученная путем сжатия всех первых многолучевых сигналов в первой группе многолучевых сигналов X _k, определена как y _k. Группа сжатых сигналов v _k для первых многолучевых сигналов представляет собой группу сигналов, полученных путем сжатия первых многолучевых сигналов, принятых через антенны с первой приемной антенны 111 по N-ю приемную антенну 131 в k-й точке, причем сжатые сигналы, составляющие группу сжатых сигналов y _k для первых многолучевых сигналов, все являются векторными сигналами. В данном документе для удобства изложения термин "группа" опущен, а подчеркнутые параметры обозначают группы соответствующих элементов.

Каждое из устройств сжатия, с первого устройства 141 сжатия по N-е устройство 143 сжатия, сжимает первый многолучевой сигнал X _k с использованием предопределенного кода сжатия, так что мощность приема полезного приемного сигнала оказывается большей, чем мощность приема сигнала помехи, на выигрыш от обработки сигнала. Код сжатия идентичен коду расширения спектра, используемому в передатчиках станций МС.

Как описано выше, сжатый сигнал y _k для первого многолучевого сигнала X _k подается на вход сигнального процессора 144. Сигнальный процессор 144 вычисляет вес W _k приемного луча на основе сжатого сигнала y _k для первого многолучевого сигнала X _k и выдает вес W _k приемного луча на генератор 145 приемного луча. В результате сигнальный процессор 144 вычисляет вес W _k приемного луча, включающий в себя сумму N весовых векторов, примененных к первому многолучевому сигналу X _k, выдаваемому приемными антеннами с первой приемной антенны 111 по N-ю приемную антенну 131, на основе сжатых сигналов y _k для N первых многолучевых сигналов, выдаваемых с первой приемной антенны 111 по N-ю приемную антенну 131. Генератор 145 приемного луча принимает сжатые сигналы y _k для суммы N первых многолучевых сигналов X _k и суммы N векторов W _k весов приемного луча. Генератор 145 приемного луча формирует приемный луч с суммой N весовых векторов W _k приемного луча, вычисляет скалярное произведение сжатого сигнала y _k для первого многолучевого сигнала X _k и веса W _k приемного луча, соответствующего приемному лучу, и выдает результат как выход z_k первого отвода 140-1. Выход z_k первого отвода 140-1 может быть представлен уравнением (1).

В уравнении (1) H обозначает эрмитов оператор, то есть сопряжение-транспонирование. Множество z _k выходных сигналов z_k L отводов в приемнике БС в конечном счете подаются на вход многолучевого сумматора 150.

Хотя описан только первый отвод 140-1, другие отводы, со второго отвода 140-2 по L-й отвод 140-L функционируют так же, как первый отвод 140-1.

Многолучевой сумматор 150 объединяет сигналы, выдаваемые с первого отвода 140-1 по L-й отвод 140-L, и выдает объединенный сигнал на обращенный перемежитель 160. Обращенный перемежитель 160 выполняет обращенное перемежение сигнала, выдаваемого многолучевым объединителем 150, с помощью способа обращенного перемежения, соответствующего способу обращенного перемежения, использованному в передатчике, и выдает сигнал обращенного перемежения на декодер 170. Декодер 170 декодирует выходной сигнал обращенного перемежителя 160 с помощью метода декодирования, соответствующего методу кодирования, использованному в передатчике, и выдает декодированный сигнал как окончательные принятые данные.

Сигнальный процессор 144 вычисляет вес W _k приемного луча, так, чтобы минимизировать среднеквадратичную ошибку (MSE) сигнала, который принимается от МС-приемника и который требуется принимать предустановленным алгоритмом. Генератор 145 приемного луча формирует приемный луч, используя вес W _k приемного луча, сформированный сигнальным процессором 144. Процесс формирования приемного луча, минимизирующий среднеквадратическую ошибку, называют "пространственной обработкой". Когда в системе мобильной связи CDMA используется схема Rx-AAA, временная обработка и пространственная обработка выполняются одновременно. Операция одновременного выполнения временной обработки и пространственной обработки называют "пространственно-временной обработкой".

Сигнальный процессор 144 принимает описанным выше образом многолучевые сигналы, сжатые для каждого отвода, и вычисляет вес приемного луча, обеспечивающий максимизацию коэффициента усиления схемы Rx-AAA согласно предустановленному алгоритму. Сигнальный процессор 144 минимизирует среднеквадратическую ошибку.

В настоящее время проводится множество работ по исследованию алгоритма вычисления веса приемного луча для адаптивной минимизации среднеквадратической ошибки. Однако алгоритм вычисления веса приемного луча для адаптивной минимизации среднеквадратической ошибки является алгоритмом уменьшения ошибки на основе опорного сигнала, и данный алгоритм поддерживает схему с постоянным модулем (CM) и схему с управлением по решению (DD) как "слепую" схему, когда отсутствует опорный сигнал.

Дополнительно алгоритм уменьшения ошибок на основе опорного сигнала имеет трудности в сходимости к минимальному значению среднеквадратической ошибки, требуемой системой в среде, в которой канал, такой как канал с быстрым замиранием, претерпевает быстрое изменение, или в среде, в которой используется схема модуляции высокого порядка, такая как 16-позиционная квадратурная амплитудная модуляция (16QAM). Даже если он сходится к конкретному значению среднеквадратической ошибки, минимальное значение среднеквадратической ошибки устанавливается в относительно большое значение. Когда минимальное значение среднеквадратической ошибки устанавливается в относительно большое значение, уменьшается выигрыш, который имеет место в результате использования схемы Rx-AAA. Поэтому данный алгоритм не подходит для высокоскоростных систем передачи данных.

СУЩНОСТЬ ИЗОБРЕТЕНИЯ

Целью настоящего изобретения, таким образом, является предоставление устройства и способа приема данных с использованием схемы адаптивной антенной решетки в системе мобильной связи.

Другой целью настоящего изобретения является предоставление устройства и способа приема данных с использованием схемы адаптивного формирования веса приемного луча в системе мобильной связи, использующей схему адаптивной антенной решетки.

Еще одной целью настоящего изобретения является предоставление устройства и способа формирования приемного луча с минимальным значением ошибки в системе мобильной связи с использованием схемы адаптивной антенной решетки.

В соответствии с первым аспектом настоящего изобретения предложен способ формирования веса приемного луча для формирования приемного луча из сигнала, принятого через множество приемных антенн с использованием антенной решетки, при этом способ содержит этапы сжатия принимаемого сигнала, определение первого значения ошибки с использованием первой схемы в тактовой точке и второго значения ошибки с использованием второй схемы, отличной от первой схемы, в тактовой точке, определение веса применения первой схемы, соответствующего разности между первым значением ошибки и вторым значением ошибки, определение веса применения второй схемы, соответствующего разности между первым значением ошибки и вторым значением ошибки, формирование третьего значения ошибки с использованием схемы, которая объединяет первую схему, к которой применяется вес применения первой схемы, и вторую схему, к которой применяется вес применения второй схемы, определение веса приемного луча с использованием сжатого принятого сигнала, третьего значения ошибки и выходного сигнала, формируемого путем применения приемного луча к сжатому принятому сигналу, при этом вес приемного луча используется для формирования приемного луча.

В соответствии со вторым аспектом настоящего изобретения предложено устройство формирования веса приемного луча для формирования приемного луча из сигнала, принятого через множество приемных антенн с использованием решетки приемных антенн, при этом устройство содержит устройство сжатия для сжатия принятого сигнала, сумматор значения ошибки, который определяет первое значение ошибки с использованием первой схемы в тактовой точке и второе значение ошибки с использованием второй схемы, отличной от первой схемы, в упомянутой тактовой точке, определяет вес применения первой схемы, соответствующий разности между первым значением ошибки и вторым значением ошибки, и вес применения второй схемы, соответствующий разности между первым значением ошибки и вторым значением ошибки; формирует третье значение ошибки с использованием схемы, которая комбинирует первую схему, к которой применяется вес применения первой схемы, и вторую схему, к которой применяется вес применения второй схемы, вычислитель веса для определения веса приемного луча с использованием сжатого принятого сигнала, третьего значения ошибки и выходного сигнала, сформированного путем применения приемного луча к сжатому принятому сигналу, при этом вес приемного луча используется для формирования приемного луча.

КРАТКОЕ ОПИСАНИЕ ЧЕРТЕЖЕЙ

Вышеописанные и другие цели, признаки и преимущества настоящего изобретения поясняются в следующем подробном описании, иллюстрируемом чертежами, на которых представлено следующее:

Фиг. 1 - блок-схема, иллюстрирующая структуру приемника базовой станции в обычной системе мобильной связи CDMA;

Фиг. 2 - график, иллюстрирующий характеристику сигмоидальной функции, используемой в варианте осуществления настоящего изобретения;

Фиг. 3 - блок-схема, иллюстрирующая приемник базовой станции согласно варианту осуществления настоящего изобретения;

Фиг. 4 - блок-схема алгоритма, иллюстрирующая процедуру приема сигнала приемником базовой станции в соответствии с вариантом осуществления настоящего изобретения;

Фиг. 5 - диаграмма, иллюстрирующая схемы с постоянным модулем (CM) в системе мобильной связи OFDM;

Фиг. 6 - диаграмма, схематично иллюстрирующая схемы с управлением по решению (DD) в системе мобильной связи OFDM с использованием двухпозиционной фазовой манипуляции (BPSK);

Фиг. 7 - график, иллюстрирующий характеристическую кривую для обычных схем формирования веса приемного луча и схемы формирования веса приемного луча в соответствии с вариантом осуществления настоящего изобретения;

Фиг. 8 - график, иллюстрирующий характеристическую кривую, соответствующую количеству приемных антенн приемника базовой станции для схемы формирования веса приемного луча согласно варианту осуществления настоящего изобретения; и

Фиг. 9 - блок-схема, иллюстрирующая структуру системы мобильной связи OFDM согласно варианту осуществления настоящего изобретения.

ПОДРОБНОЕ ОПИСАНИЕ ПРЕДПОЧТИТЕЛЬНОГО ВАРИАНТА ОСУЩЕСТВЛЕНИЯ

Далее в настоящем документе подробно описаны со ссылками на чертежи несколько предпочтительных вариантов осуществления настоящего изобретения. На чертежах одинаковые или схожие элементы обозначены одинаковыми ссылочными цифрами, даже если они показаны на разных чертежах. В следующем описании для краткости опущено подробное описание известных функций и конфигураций, включенных в настоящий документ.

Перед описанием настоящего изобретения рассмотрена модель приемного сигнала, принимаемого в приемнике базовой станции (БС). Предполагается, что приемник БС включает в себя приемную антенную решетку, в которую входит множество приемных антенн (Rx ANT), при этом приемная антенная решетка, учитывая ее стоимость и размер, как правило, монтируется только в приемнике БС и не монтируется в приемнике мобильной станции (МС). То есть предполагается, что приемник МС включает в себя только одну приемную антенну.

Дополнительно, хотя настоящее изобретение применимо ко всем системам мобильной связи, использующим множественный доступ с частотным разделением (FDMA), множественный доступ с временным разделением (TDMA), множественный доступ с кодовым разделением (CDMA) и ортогональное мультиплексирование деления частоты (OFDM), настоящее изобретение описано со ссылкой на систему мобильной связи OFDM.

Сигнал, передаваемый от передатчика m-й МС, находящейся в сотовой ячейке, обслуживаемой БС, представлен уравнением (2).

В уравнении (2) s_m(t) обозначает сигнал передачи для m-й МС, p_m обозначает мощность передачи для m-й МС, b_m(t) обозначает битовую последовательность пользовательской информации для m-й МС, а c_m(t) обозначает пользовательскую последовательность кода расширения спектра для m-й МС с периодом T_c кодового элемента.

Сигнал передачи, передаваемый от передатчика МС, принимается приемником БС через многолучевой векторный канал. Предполагается, что канальные параметры многолучевого векторного канала соразмерно и непрерывно изменяются по сравнению с битовым периодом T_b. Таким образом, предполагается, что канальные параметры многолучевого векторного канала являются постоянными для определенных битовых периодов.

Комплексный принятый сигнал базовой полосы для первого луча многолучевого распространения m-й МС, принимаемый приемником БС, представлен уравнением (3). Необходимо отметить, что принятый сигнал, соответствующий (3), представляет собой сигнал базовой полосы, определяемый путем преобразования с понижением частоты радиочастотного (РЧ) сигнала, принимаемого приемником БС.

В уравнении (3) x _m1(t) обозначает группу комплексных сигналов базовой полосы, принимаемых через первый луч многолучевого распространения m-й МС,

обозначает ослабление замирания, приложенное к первому лучу многолучевого распространения m-й МС,

обозначает фазовое превращение, приложенное к первому лучу многолучевого распространения m-й МС,

обозначает временную задержку, приложенную к первому лучу многолучевого распространения m-й МС, а a _m1 обозначает множество откликов решетки (AR), приложенных к первому лучу многолучевого распространения m-й МС. Так как приемник БС включает в себя множество антенн, например N приемных антенн, сигнал, передаваемый m-й МС, принимается приемником БС через N приемных антенн. Поэтому количество сигналов, принимаемых через первый луч многолучевого распространения, равно N, и сигналы, принимаемые через первый луч многолучевого распространения m-й МС, составляют группу принятых сигналов. В данном документе для удобства объяснения термин "группа" опущен, а подчеркнутые параметры представляют группы соответствующих элементов.

Если используется современная линейная антенная решетка, отклик решетки a _ml определен уравнением (4).

В уравнении (4) "d" обозначает расстояние между разделенными приемными антеннами,

обозначает длину волны в используемой полосе частот, N обозначает количество приемных антенн, а

обозначает направление прибытия (DOA), приложенное к первому лучу многолучевого распространения m-й МС.

Если предполагается, что количество станций МС, находящихся в сотовой ячейке, обслуживаемой БС, равно M, и для каждой из M станций МС существует L лучей многолучевого распространения, сигнал, принимаемый на БС, становится суммой сигналов передачи, передаваемых от M станций МС, и аддитивного белого шума (AWN), как представлено уравнением (5).

В уравнении (5) n(t) обозначает аддитивный белый шум, наложенный на сигнал передачи, передаваемый от M станций МС.

Предполагается, что сигнал, который для БС желательно принять в принятом сигнале, соответствующем уравнению (5), - это x₁₁. x ₁₁ представляет собой сигнал, который первая МС передала по первому множественному лучу многолучевого распространения. Так как предполагается, что сигнал, который желательно принять для БС - это x ₁₁, все сигналы, кроме сигнала x _11,рассматриваются как сигналы взаимных помех и шум. Таким образом, уравнение (5) можно переписать, как показано в уравнении (6).

В уравнении (6) i(t) обозначает сигнал взаимных помех, который определен ниже уравнением (7).

Первый член (

) уравнения (7) - это сигнал передачи МС, который желательно принимать в БС, но представляет межлучевые помехи (IPI) от других лучей многолучевого распространения, которые не желательно принимать в БС. Второй член

уравнения (7) представляет собой помехи множественного доступа (MAI) от других МС.

Далее сигнал x(t) сжимается с использованием кода c₁(t-τ₁₁) сжатия, предварительно установленного в первом отводе (l=1) для соответствующего луча многолучевого распространения в соответствующей канальной карте приемника БС, то есть для первой МС выделяется канальная карта (m=1), а сжатый сигнал y(t) определен ниже уравнением (8). Код c₁(t-τ₁₁) сжатия идентичен коду c₁(t-τ₁₁) сжатия, используемому в передатчике БС во время передачи сигнала. Как описано со ссылкой на фиг. 1, БС включает в себя множество приемников. Каждый из приемников называется "канальной картой", и для одной МС выделяется одна канальная карта. Как описано со ссылкой на фиг. 1, канальная карта включает в себя число отводов, равное числу лучей многолучевого распространения, и отводы отображаются на соответствующие многолучевые сигналы однозначно определенным образом.

В уравнении (8) "k" обозначает k-ю точку выборки.

Когда сигнал y(t) формируется путем сжатия сигнала x(t) с помощью кода c₁(t-τ₁₁) сжатия, мощность компоненты сигнала, который требуется принять приемнику БС из других принимаемых сигналов, усиливается на коэффициент усиления G, соответствующий характеристикам устройства сжатия, в то время как мощность компонент сигнала, которые нежелательны для приема приемником БС, не изменяется. Следовательно, может быть вычислена матрица корреляции между принятым сигналом до сжатия и принятым сигналом после сжатия.

Для вычисления матрицы корреляции между принятым сигналом до сжатия и принятым сигналом после сжатия, выполняется дискретизация принятого сигнала x(t) до сжатия в k-й точке, которая эквивалентна точке дискретизации принятого сигнала y(t) после сжатия. Сигнал, полученный путем дискретизации принятого сигнала x(t) перед сжатием в k-й точке представлен уравнением (9).

В заключение, для вычисления матрицы корреляции между принятым сигналом x(t) до сжатия и принятым сигналом y(t) после сжатия предполагается, что сигнал из уравнения (9) получается путем дискретизации принятого сигнала x(t) до сжатия в k-й точке, которая эквивалентна точке дискретизации принятого сигнала y(t) после сжатия, и что принятый сигнал x(t) до сжатия и принятый сигнал y(t) после сжатия стационарны.

Ниже описана схема наименьшего среднего квадрата (LMS) и схема минимальной среднеквадратичной ошибки (MMSE).

В схеме LMS множество принятых сигналов перед сжатием, включающее в себя комплексные принятые сигналы, принимаемые через N приемных антенн в определенное время, то есть комплексные принятые сигналы с x₁ по x_N, принимаемые через антенны с первой по N-ю приемную антенну обозначено как x=[x₁, x₂,..., x_N]^T. Здесь "T" - оператор транспонирования. Дополнительно, множество принятых сигналов после сжатия комплексных принятых сигналов x₁, x₂,..., x_N, принимаемых через N приемных антенн, определено как y=[y₁, y₂,..., y_N]^T. Принятый сигнал y после сжатия определяется как сумма компонента сигнала s, который требуется принять приемнику БС, и компонента сигнала u, нежелательного для приема приемником БС, как представлено уравнением (10).

Множество значений весов комплексного принятого луча, которые должны быть умножены на комплексные принятые сигналы x₁, x₂,..., x_N, принимаемые через N приемных антенн, то есть веса с w₁ по w_N комплексного приемного луча, которые должны быть умножены на комплексные принятые сигналы с x₁ по x_N, принимаемые через антенны с первой по N-ю приемную антенну, будет определено как w=[w₁, w₂,..., w_N]^T.

Выходной сигнал z отводов в отдельной пользовательской карте, то есть канальной карте, выделенной отдельной МС, определяется путем расчета скалярного произведения веса w приемного луча и принятого сигнала y после сжатия, как представлено уравнением (11).

В уравнении (11), "i" обозначает количество приемных антенн.

Используя уравнения (10) и (11), выходной сигнал z можно классифицировать на компонент сигнала w ^H s, желательный для приема БС, и компонент сигнала w ^H u, нежелательный для приема приемником БС. Схема LMS минимизирует ошибки известного опорного сигнала и принятого сигнала и, в особенности, минимизирует функцию J(w _k) стоимости, как приведено ниже в уравнении (12).

В уравнении (12) "J" обозначает функцию стоимости, и должно быть определено значение w веса приемного луча для минимизации значения J функции стоимости. Дополнительно e_k в уравнении (12) обозначает разность или ошибку между принятым сигналом и полезным принятым сигналом, а d_k обозначает полезный сигнал. В качестве примера, в алгоритме приемного луча, использующем "не слепую" схему, пилот-сигнал используется в качестве полезного сигнала. Однако настоящее изобретение предлагает алгоритм приемного луча, использующий "слепую" схему, так что подробное описание алгоритма приемного луча, использующего "не слепую" схему, будет опущено.

В уравнении (12) функция J стоимости имеет тип выпуклой функции второго порядка. Следовательно, чтобы минимизировать функцию J стоимости, функция J стоимости должна быть продифференцирована, пока ее значение не станет равным 0. Продифференцированное значение функции J стоимости показано ниже в уравнении (13).

Однако трудно получить оптимальный вес w ^opt приемного луча в реальной среде канала в отдельном процессе и, так как принятый сигнал y после сжатия является входным сигналом в каждой точке, для адаптивного или рекурсивного получения оптимального веса w ^opt приемного луча необходимо использовать рекурсивную формулу в виде уравнения (14).

В уравнении (14) "k" обозначает k-ю точку, w _k обозначает вес приемного луча в k-й точке, μ обозначает постоянный коэффициент усиления, а v _k обозначает вектор траектории в k-й точке. Вектор траектории v _kв k-й точке представляет собой вектор для сведения продифференцированного значения функции стоимости J к значению минимума, например, 0. То есть уравнение (14) показывает процесс обновления значения, сформированного перед или после того, как постоянный коэффициент усиления μ от заданного веса w _k приемного луча используется в текущей точке в направлении вектора траектории в качестве веса приемного луча w _k+1, который должен использоваться в следующей точке.

Схема обнаружения полезного принятого сигнала d(k), предлагаемая в настоящем изобретении, называется "слепой схемой". Благодаря использованию слепой схемы должна осуществляться адаптивная сходимость для принимаемого сигнала с использованием определенного значения оценки, и приведенная ниже схема используется для адаптивной сходимости принятого сигнала.

Слепая схема в комбинированном режиме используется для обнаружения полезного сигнала d(k). В этом случае функция ошибки выражается, как показано в уравнении (15).

В уравнении (15)

- это обнаруженные значения ошибки, полученные путем применения схемы с постоянным модулем (CM) и схемы с управлением по решению (DD) к принятому сигналу для адаптивной сходимости принятого сигнала. Элементы

описаны ниже.

В настоящем изобретении, как указано выше, обнаружение

выполняется применением к принятому сигналу комбинации схемы CM и схемы DD для адаптивной сходимости принятого сигнала. То есть, когда значение

увеличивается, значение

также увеличивается. Следовательно, влияние схемы DD увеличивается до полного значения ошибки.

В уравнении (15) g(x) - это S-образная функция (сигмоидальная функция). Соответственно в области с большим влиянием схемы CM влияние схемы DD уменьшается. Наоборот, в области с большим влиянием схемы DD влияние схемы CM уменьшается.

В уравнении (15) значение ошибки e_k - это значение ошибки, полученное путем комбинирования значения, полученного применением веса α^k к e_k ^CM, и значения, полученного путем применения веса β^k к e_k ^DD. В данном документе вес α^k является весом, применяемым к схеме CM как "вес применения схемы CM", а вес β^k является весом, применяемым к схеме DD как "вес применения схемы DD". Следовательно, значение ошибки e_k - это значение ошибки, обнаруживаемое путем адаптивной установки веса α^k и веса β^k в соответствии с тем, имела место или нет сходимость значения ошибки принимаемого сигнала.

Дополнительно ниже описаны характеристики сигмоидальной функции g(x).

Фиг. 2 - это график, иллюстрирующий характеристику сигмоидальной функции, используемой в варианте осуществления настоящего изобретения. Согласно фиг. 2, характеристика сигмоидальной функции изменяется в соответствии со значением "a". Когда значение a возрастает, форма сигмоидальной функции приближается к форме "s". Когда значение a равно 1 (a=1), форма сигмоидальной функции приближается к форме "прямой линии". То есть когда вес α^k применения схемы CM увеличивается, вес β^k применения схемы DD уменьшается. Однако когда вес α^k применения схемы CM уменьшается, вес β^k применения схемы DD возрастает.

Если значение ошибки e_k, вычисленное с использованием схемы CM, больше, чем значение ошибки e_k, вычисленное с использованием схемы DD, значение ошибки e_kбудет вычисляться путем комбинирования взвешенной схемы CM и взвешенной схемы DD, причем вес DD будет больше по сравнению с весом CM.

В данном документе взвешенная схема CM используется, чтобы применить вес α^k применения схемы CM к схеме CM. Взвешенная схема DD используется, чтобы применить вес β^k применения схемы DD к схеме DD. Фраза "более весомая взвешенная схема DD по сравнению с взвешенной схемой CM" относится к ситуации, когда вес β^k применения схемы DD больше веса α^k применения схемы CM. Подобным образом фраза "более весомая взвешенная схема CM по сравнению с взвешенной схемой DD" относится ситуации, когда вес α^k применения схемы CM больше веса β^k применения схемы DD.

Дополнительно, если значение ошибки e_k, вычисленное с использованием схемы CM, равно или меньше, чем значение ошибки e_k, вычисленное с использованием схемы DD, значение ошибки e_kбудет вычисляться путем комбинирования взвешенной схемы DD и более весомой взвешенной схемы CM, по сравнению с весом схемы DD.

Схема с постоянным модулем (CM), которая используется для обеспечения адаптивной сходимости принятого сигнала, в основном используется в "слепом" корректоре, а также используется для алгоритма формирования. Когда используется схема CM, предложенная Годардом (Godard), функция J стоимости выражается приведенным ниже уравнением (16).

В уравнении (16) "p" обозначает определенное положительное целое число, а R_p обозначает модуль Годарда. Модуль Годарда R_p определен как показано в уравнении (17).

Так как современная система мобильной связи OFDM в основном использует схему модуляции высокого порядка, порядок которой выше, чем у модуляции с квадратурной фазовой манипуляцией (QPSK), функция J стоимости выделена в действительную часть, а мнимая часть показана в уравнении (18). Функция стоимости J разделена на действительную и мнимую части, так как сигналы передачи/приема в схеме модуляции высокого порядка имеют действительную часть и мнимую часть.

Предполагается, что настоящее изобретение использует схему LMS и схему MMSE, а p=2. Поэтому

. Дополнительно предполагается, что значение J функции стоимости в начальной точке, то есть точке k=0, равно 0 (J=0).

Фиг. 5 - диаграмма, иллюстрирующая схему CM в системе подвижной связи OFDM. Согласно фиг. 5 схема CM для p=2,

и J=0 в точке с k=0. То есть, если значение R₂определяется уравнением (18), то на координатной поверхности формируется окружность. Затем принятый сигнал определяется как точка, в которой продолжающаяся линия, проходящая из начала координат, пересекает окружность. На фиг. 5 принятый z_k проецируется как окружность.

Выше описан этап сходимости. Ниже описан этап стабилизации для получения d(k).

Если MSE сходится в ходе этапа сходимости к предопределенному значению, происходит переход от этапа сходимости к этапу стабилизации, на котором выполняется вычисление согласно уравнению (19). Ниже описан процесс, при котором происходит переход от этапа сходимости к этапу стабилизации, когда MSE сходится к предопределенному значению.

На этапе стабилизации, также как и на этапе сходимости, действительная часть и мнимая часть рассчитываются раздельно. В уравнении (19) Pr обозначает принятый сигнал, который проецируется как сигнал, максимально аппроксимирующий схемой DD полезный принятый сигнал d(k). Схема DD - это схема для отражения d(k) как значения решения, максимально аппроксимирующего принятый сигнал.

Фиг. 6 - диаграмма, иллюстрирующая схему DD в системе мобильной связи OFDM, использующей двухпозиционную фазовую манипуляцию (BPSK). Согласно фиг. 6, так как подразумевается, что система мобильной связи OFDM использует BPSK, то если принятый сигнал находится в диапазоне (1,2, -0,2) в области I-Q, полезный принятый сигнал d(k) проецируется как значение, максимально аппроксимирующее к 1 после вычисления расстояния от +1 и -1.

Фиг. 3 - блок-схема, иллюстрирующая приемник БС согласно первому варианту осуществления настоящего изобретения. При описании фиг. 3 необходимо отметить, что приемник БС согласно первому варианту осуществления настоящего изобретения аналогичен по структуре приемнику БС, описанному в связи с фиг. 1, но отличается способом определения сигнальным процессором веса приемного луча. Для простоты в приемнике БС описаны со ссылкой на фиг. 3 только элементы, непосредственно относящиеся к настоящему изобретению. Дополнительно первый вариант осуществления изобретения соответствует варианту осуществления, в котором используется схема LMS.

Согласно фиг.3, когда принимается принимаемый сигнал x _k в точке отсчета k, устройство 310 сжатия сжимает принятый сигнал x _k, используя предопределенный код сжатия, и выдает принятый сжатый сигнал y _k на сигнальный процессор 330 и генератор 320 приемного луча. Сигнальный процессор 330 включает в себя вычислитель 331 веса, память 333 и сумматор 335 значения ошибки. Для простоты фиг. 3 описана со ссылкой только на первый отвод 140-1 в приемнике БС на фиг. 1. Следовательно, устройство 310 сжатия на фиг. 3 в существенной степени идентично по работе N устройствам сжатия с первого устройства 141 сжатия по N-е устройство 143 сжатия в первом отводе 140-1.

Сумматор 335 значения ошибки получает на входе принятый сжатый сигнал y _k и суммирует значение ошибки e^k, используя схему CM и схему DD. Вычислитель 331 веса в сигнальном процессоре 330 вычисляет вес w _kприемного луча, принимая суммированное значение ошибки e^k, принятый сжатый сигнал y _k, предопределенный постоянный коэффициент μ усиления и начальный вес w ₀ приемного луча и выдает вычисленный вес приемного луча в память 333. Память 333 буферизует вес w _kприемного луча, вычисленный вычислителем 331 веса, и вычислитель 331 веса использует вес w _kприемного луча, сохраненный в памяти 333, при обновлении веса w _kприемного луча. То есть вычислитель 331 веса обновляет вес w _k+1 приемного луча в следующей тактовой точке k+1, используя вес w _k приемного луча, вычисленный в тактовой точке k.

Фиг. 4 - блок-схема алгоритма, иллюстрирующая процедуру приема сигнала приемником БС в соответствии с вариантом осуществления настоящего изобретения. Согласно фиг. 4, на этапе 411 приемник БС устанавливает начальный вес w ₀ приемного луча и постоянный коэффициент μ усиления. На этапе 413 приемник БС принимает решение, завершен ли обмен информацией. Если принято решение, что обмен информацией завершен, приемник БС завершает выполняющуюся процедуру.

Если на этапе 413 установлено, что обмен информацией не закончен, приемник БС переходит к этапу 415. На этапе 415 приемник БС принимает сжатый сигнал y _k для принятого сигнала x _k. На этапе 417 приемник БС вычисляет группу z _kсигналов z_k, выдаваемых соответствующими отводами приемника БС, используя сжатый сигнал y _k и вес w _k

приемного луча. z _k представляет собой группу выходных сигналов отводов, формируемых с использованием приемного луча, сформированного с использованием веса w _k приемного луча.

На этапе 419 приемник БС вычисляет значение ошибки e_k, чтобы уменьшить ошибку между принятым сигналом x _k и полезным принятым сигналом d_k

На этапе 421 приемник БС вычисляет продифференцированное значение функции стоимости с использованием сжатого сигнала y _k и функции ошибки e_k

На этапе 423 приемник БС вычисляет коэффициент приемного луча или вес приемного луча

На этапе 425 приемник БС поддерживает вычисленный вес w _k приемного луча. На этапе 427 приемник БС выполняет задержку на предопределенный интервал времени, для того, чтобы использовать для выборки (к+1) значение, определенное для выборки k, то есть, чтобы учитывать задержку перехода между состояниями. На этапе 429 приемник БС увеличивает k на 1, то есть переходит от текущей тактовой точки к следующей тактовой точке k+1 и затем возвращается на этап 413.

Фиг. 7 - график, иллюстрирующий характеристическую кривую для общих схем формирования веса приемного луча и схемой формирования веса приемного луча в соответствии с вариантом осуществления настоящего изобретения. Со ссылкой на фиг. 7 следует отметить, что значение MSE (ось y), по сравнению с количеством итераций (ось x) для схемы формирования веса приемного луча в соответствии с настоящим изобретением 703, сходится к более низкому значению, по сравнению со значением MSE относительно количества итераций для обычной схемы 701 формирования веса приемного луча, например схемы CM. То, что значение MSE сходится к меньшему значению, означает, что может быть надлежащим образом сформирован приемный луч, делая возможным верный прием только полезного принятого сигнала.

Фиг. 8 - график, иллюстрирующий характеристическую кривую, соответствующую количеству приемных антенн приемника БС для схемы адаптивного формирования веса приемного луча согласно варианту осуществления настоящего изобретения. На фиг.8 проиллюстрирована диаграмма направленности излучения приемника БС, у которого есть 6 приемных антенн и приемника БС, у которого есть 10 приемных антенн. Например, если подразумевается, что определенная БС расположена под углом 57°, следует отметить, что по сравнению с приемником БС, имеющим 6 приемных антенн, у приемника БС, имеющего 10 приемных антенн, нормализованный коэффициент направленного действия антенны составляет около 0,2 и может более корректно формировать приемный луч. В результате, в терминах пропускной способности системы мобильной связи OFDM, увеличение количества приемных антенн приводит к увеличению амплитуды принятых сигналов, делая возможным корректную связь, и, таким образом, принося вклад в увеличение пропускной способности системы.

Фиг. 9 - блок-схема, иллюстрирующая структуру системы мобильной связи OFDM согласно варианту осуществления настоящего изобретения. Согласно фиг. 9 система мобильной связи OFDM включает в себя передатчик, то есть передатчик 900 МС, и приемник, то есть приемник 950 БС. Передатчик 900 МС включает в себя символьный преобразователь 911, преобразователь 913 последовательного кода в параллельный (или S/P), блок 915 вставки образца пилот-сигнала, модуль 917 обратного быстрого преобразования Фурье (ОБПФ), преобразователь 919 параллельного кода в последовательный (или P/S), блок 921 вставки "сторожевого" интервала, цифроаналоговый (Ц/A) преобразователь 923 и радиочастотный (РЧ) процессор 925.

Когда имеются для передачи информационные биты данных, информационные биты данных подаются на символьный преобразователь 911. Символьный преобразователь 911 модулирует входные информационные биты данных по предопределенной схеме модуляции для преобразования символов и выдает биты данных с преобразованными символами на преобразователь 913 последовательного кода в параллельный. В качестве схемы модуляции может использоваться квадратурная фазовая манипуляция (QPSK) или 16-ричная квадратурная амплитудная модуляция (16QAM). Преобразователь 913 последовательного кода в параллельный преобразует последовательные символы модуляции, выдаваемые символьным преобразователем 911, в параллельные и выдает преобразованные в параллельный код символы модуляции на блок 915 вставки образца пилот-сигнала. Блок 915 вставки образца пилот-сигнала вставляет образцы пилот-сигнала в преобразованные в параллельный код символы, выдаваемые преобразователем 913 последовательного кода в параллельный, и затем выдает символы со вставленным образцом пилот-сигнала на модуль 917 ОБПФ.

Модуль 917 ОБПФ выполняет N-точечное ОБПФ над сигналами, выдаваемыми блоком 915 вставки образца пилот-сигнала, и выдает результирующие сигналы на преобразователь 919 параллельного кода в последовательный. Преобразователь 919 параллельного кода в последовательный выполняет преобразование в последовательный код сигналов, выдаваемых от модуля 917 ОБПФ, и выдает сигналы, преобразованные в последовательный код, на блок 921 вставки "сторожевого" интервала. Блок 921 вставки "сторожевого" интервала принимает сигнал с выхода преобразователя 919 параллельного кода в последовательный, вставляет в него "сторожевой" интервал и выдает сигнал со вставленным "сторожевым" интервалом на цифроаналоговый преобразователь 923.

"Сторожевой" интервал вставляется для исключения помехи между предыдущим символом OFDM, переданным в предыдущий символьный интервал OFDM, и текущим символом OFDM, передаваемым в текущий символьный интервал OFDM в системе связи OFDM. Для "сторожевого" интервала используется метод циклического префикса или циклического постфикса. В методе циклического префикса предустановленное количество последних образцов символа OFDM во временной области копируется и вставляется в действительный символ OFDM. В методе циклического постфикса предустановленное количество первых образцов символа OFDM во временной области копируется и вставляется в действительный символ OFDM.

Цифроаналоговый преобразователь 923 выполняет преобразование сигнала, выдаваемого блоком 921 вставки "сторожевого" интервала, в аналоговую форму и выдает сигнал в аналоговой форме на РЧ-процессор 925. РЧ-процессор 925, включающий в себя фильтр и модуль внешнего интерфейса (не показан), выполняет РЧ-обработку выходного сигнала, выдаваемого цифроаналоговым преобразователем 923, так что сигнал может передаваться через антенну.

Приемник 950 БС включает в себя РЧ-процессор 951, аналого-цифровой (А/Ц) преобразователь 953, генератор приемного луча 955, сигнальный процессор 957, блок 959 удаления "сторожевого" интервала, преобразователь 961 последовательных данных в параллельные (или S/P), модуль 963 быстрого преобразования Фурье (БПФ), корректор 965, блок 967 выделения символа пилот-сигнала, модуль 969 оценки синхронизации и канала, преобразователь 971 параллельного кода в последовательный (или P/S) и обратный символьный преобразователь 973.

Сигналы, передаваемые передатчиком 900 МС, принимаются через приемные антенны приемника 950 БС. Принимаемые сигналы подвергаются передаче по многолучевому каналу и имеют шумовой компонент. Сигналы, принимаемые через приемные антенны, подаются на вход РЧ-процессора 951, который выполняет преобразование с понижением частоты сигналов, принимаемых через приемные антенны, в сигнал промежуточной частоты (ПЧ) и выдает ПЧ-сигнал на аналого-цифровой преобразователь 953. Аналого-цифровой преобразователь 953 преобразует аналоговый сигнал, выдаваемый РЧ-процессором, в цифровую форму и выдает преобразованный цифровой сигнал на генератор 955 приемного луча и сигнальный процессор 957. Выше описана работа генератора приемного луча 955 и сигнального процессора 957 со ссылкой на первый и второй варианты осуществления настоящего изобретения. Поэтому их подробное описание заново не приводится.

Выходной сигнал генератора 955 приемного луча является входным сигналом блока 959 удаления "сторожевого" интервала. Блок 959 удаления "сторожевого" интервала удаляет "сторожевой" интервал из сигнала, выдаваемого генератором 955 приемного луча, и выдает результирующий сигнал на преобразователь 961 последовательного кода в параллельный. Преобразователь 961 последовательного кода в параллельный выполняет преобразование последовательного сигнала, выдаваемого блоком 959 удаления "сторожевого" интервала, в параллельный код и выдает результирующий сигнал в модуль 963 БПФ. Модуль 963 БПФ выполняет N-точечное быстрое преобразование Фурье (БПФ) над сигналом с выхода преобразователя 961 последовательного кода в параллельный и выдает результирующий сигнал на корректор 965 и блок 967 выделения символа пилот-сигнала.

Корректор 965 выполняет канальную коррекцию над выходным сигналом модуля 963 БПФ и выдает результирующий сигнал на преобразователь 971 параллельного кода в последовательный. Преобразователь 971 параллельного кода в последовательный выполняет преобразование параллельного сигнала, выдаваемого корректором 965, в последовательный код и выдает результирующий сигнал на обратный символьный преобразователь 973. Обратный символьный преобразователь 973 демодулирует сигнал с выхода преобразователя 971 параллельного кода в последовательный, используя схему демодуляции, соответствующую схеме модуляции, используемую в передатчике 900 МС, и выдает результирующий сигнал как принятые информационные биты данных.

Выходной сигнал модуля 963 БПФ является входным для блока 967 выделения символа пилот-сигнала, при этом блок 967 выделения символа пилот-сигнала выделяет символ пилот-сигнала из сигнала, выдаваемого модулем 963 БПФ, и выдает выделенные символы пилот-сигналов модуль 969 синхронизации и канального оценивания. Модуль 969 синхронизации и канального оценивания синхронизирует и выполняет канальное оценивание символов пилот-сигнала, выдаваемых блоком 967 выделения символов пилот-сигнала, и выдает результат на корректор 965.

Как следует из предшествующего описания, система мобильной связи в соответствии с настоящим изобретением формирует вес, используя схему адаптивного формирования веса приемного луча в комбинации со схемой CM и схемой DD, таким образом обеспечивая быстрое формирование веса приемного луча с минимальным значением ошибки. Следовательно, можно формировать корректный приемный луч, а корректный прием посредством приемного луча дает приемнику возможность корректно принимать только полезный сигнал, таким образом улучшая производительность системы.

В то время как настоящее изобретение показано и описано со ссылкой на определенные предпочтительные варианты его осуществления, специалистам в данной области техники должно быть понятно, что могут быть осуществлены различные изменения по форме и содержанию без отклонения от сущности и объема настоящего изобретения, как определено прилагаемой формулой изобретения.

Claims

1. Способ формирования веса приемного луча для формирования приемного луча из принятого сигнала, причем способ содержит этапы, на которых

определяют первое значение ошибки, используя схему с постоянным модулем (СМ) в тактовой точке, и второе значение ошибки, используя схему с управлением по решению (DD), отличную от схемы СМ, в упомянутой тактовой точке;

определяют вес применения схемы СМ в соответствии с разностью между первым значением ошибки и вторым значением ошибки и вес применения схемы DD в соответствии с разностью между первым значением ошибки и вторым значением ошибки;

формируют третье значение ошибки, используя схему, которая комбинирует схему СМ, для которой используется вес применения схемы СМ, и схему DD, для которой используется вес применения схемы DD;

определяют вес приемного луча с использованием принятого сигнала, третьего значения ошибки и выходного сигнала, сформированного с использованием приемного луча для принятого сигнала, при этом вес приемного луча используют для формирования приемного луча.

2. Способ по п.1, в котором вес применения схемы СМ и вес применения схемы DD определяют с использованием сигмоидальной функции.

3. Способ по п.1, в котором вес применения схемы DD определяют как значение большее, чем вес применения схемы СМ, если первое значение ошибки больше, чем второе значение ошибки.

4. Способ по п.1, в котором вес применения схемы СМ определяют как значение большее, чем вес применения схемы DD, если первое значение ошибки не больше, чем второе значение ошибки.

5. Способ по п.1, в котором каждое из первого и второго значений ошибок является значением, представляющим разность между полезным принятым сигналом и выходным сигналом.

6. Способ по п.5, в котором каждое из первого и второго значений ошибок является значением среднеквадратичной ошибки (MSE).

7. Устройство формирования веса приемного луча для формирования приемного луча из принятого сигнала, причем устройство содержит

сумматор значения ошибки для определения первого значения ошибки с использованием схемы с постоянным модулем (СМ) в тактовой точке и второго значения ошибки с использованием схемы с управлением по решению (DD), отличной от схемы СМ в упомянутой тактовой точке, определения веса применения схемы СМ в соответствии с разностью между первым значением ошибки и вторым значением ошибки и веса применения схемы DD в соответствии с разностью между первым значением ошибки и вторым значением ошибки, и формирования третьего значения ошибки с использованием схемы, которая комбинирует схему СМ, для которой используется вес применения схемы СМ, и схему DD, для которой используется вес применения схемы DD;

вычислитель веса для определения веса приемного луча с использованием принятого сигнала, третьего значения ошибки и выходного сигнала, сформированного с использованием приемного луча для принятого сигнала, при этом вес приемного луча используется для формирования приемного луча.

8. Устройство по п.7, в котором сумматор значения ошибки определяет вес применения схемы СМ и вес применения схемы DD с использованием сигмоидальной функции.

9. Устройство по п.7, в котором сумматор значения ошибки определяет вес применения схемы DD большим, чем вес применения схемы СМ, если первое значение ошибки больше, чем второе значение ошибки.

10. Устройство по п.7, в котором сумматор значения ошибки определяет вес применения схемы СМ большим, чем вес применения схемы DD, если первое значение ошибки не больше, чем второе значение ошибки.

11. Устройство по п.7, в котором каждое из первого и второго значений ошибок является значением, представляющим разность между полезным принятым сигналом и выходным сигналом.

12. Устройство по п.11, в котором каждое из первого и второго значений ошибок является значением среднеквадратичной ошибки (MSE).