CN1806398A - 移动通讯系统中用自适应天线阵列接收数据的设备和方法 - Google Patents

Abstract

一种移动通讯系统接收接收信号的解扩频信号，并且在定时点使用第一方案来确定第一误差值，还在定时点使用与第一方案不同的第二方案来确定第二误差值，根据第一误差值和第二误差值之间的差来确定第一方案应用权重，并且根据第一误差值和第二误差值之间的差来确定第二方案应用权重；使用将第一方案应用权重施加其上的第一方案和将第二方案应用权重施加其上的第二方案合并的方案来产生第三误差值；使用解扩频的接收信号、第三误差值、和输出信号来确定接收束权重。

Description

移动通讯系统中用自适应天线阵列接收数据的设备和方法

技术领域

本发明总体涉及一种用于在移动通讯系统中使用自适应天线阵列(AAA)方案来接收数据的设备和方法，更具体地说，涉及使用自适应接收束权重产生方案来接收数据的设备和方法。

背景技术

“下一代移动通讯系统”已经演变为将突发数据包数据发送到多个移动站(MS)的数据包服务通讯系统。数据包服务通讯系统被设计为发送大量数据。已经开发了用于高速数据包服务的数据包服务通讯系统。在这方面，作为异步通讯方案的标准化组织，第三代伙伴计划(3GPP)提出了高速下行链路数据包接入(HSDPA)以提供高速数据包服务，而作为同步通讯方案的标准化组织，第三代伙伴计划2(3GPP2)提出了1x演进数据唯一/语音(1xEV-DO/V)以提供高速数据包服务。HSDPA和1x EV-DO/V两者都试图提供用于全球网/因特网服务的平滑传榆的高速数据包服务，并且为了提供高速数据包服务，应该对于数据包数据以及电路数据(例如语音服务数据)的平滑传输将峰值吞吐量和平均吞吐量进行优化。

为了支持数据包数据的高速传输，使用HSDPA的通讯系统(之后称为“HSDPA通讯系统”)已经新近引入了3种数据传输方案：自适应调制和编码(AMC)方案；混合自动再传输请求(HARQ)方案；和快速小区选择(FCS)方案。HSDPA通讯系统使用AMC、HARQ和FCS方案来增加数据速率。

使用1x EV-DO/V的通讯系统(之后称为“1x EV-DO/V通讯系统”)是用于增加数据速率的另一种通讯系统。1x EV-DO/V通讯系统也增加数据速率以保证系统性能。除了诸如AMC、HARQ和FCS的新方案之外，存在一种多天线方案作为用于处理所分配带宽中的限制(即增加数据速率)的另一种方案。因为其利用空间域，所以多天线方案可以克服在频域中的带宽资源的限制。

将通讯系统进行构造使得多个MS经由一个基站(BS)彼此通讯。当BS执行到MS的高速数据传输时，由于无线电信道的特性导致发生衰落现象。为了克服衰落现象，已经提出了作为一种多天线方案的发送天线分集方案。发送天线分集方案使用至少两个发送天线来发送信号以将由于衰落现象导致的传输数据损耗最小化，从而增加了数据速率。

通常，在移动通讯系统中的无线信道环境中，与有线信道环境不同，由于诸如多径干扰、阴影、波衰减、时变噪声、干扰等的几个因素导致传输信号实际上失真。由多径干扰导致的衰落与反射器或用户(或MS)的移动性紧密相关，并且实际上接收了发送信号和干扰信号的混合信号。因此，在其实际发送期间所接收的信号受到严重失真的影响，从而降低了整个移动通讯系统的性能。衰落可能导致在所接收的信号的幅度和相位中的失真，从而妨碍了无线信道环境中的高速数据通讯。人们正在进行许多研究以解决衰落的问题。因此，为了高速发送数据，移动通讯系统必须将由诸如衰落、单独用户干扰的移动通讯信道特性产生的损耗最小化。人们使用分集方案来防止衰落导致的不稳定通讯，并且使用多个天线以实现空间分集方案。

发送天线分集被广泛地用作有效地解决衰落现象的方案。发送天线分集方案接收在无线信道环境中已经经历独立的衰落现象的多个传输信号，从而处理衰落导致的失真。将发送天线分集分类为时间分集、频率分集、多径分集、和空间分集。换句话说，移动通讯系统必须很好地处理严重地影响通讯性能的衰落现象，以执行高速数据通讯。

如上所述，因为衰落现象将所接收的信号的幅度最多减小几个dB到几十个dB，所以必须克服它。例如，码分多址(CDMA)方案使用能够利用信道的延迟扩展来实现分集性能的瑞克接收机。瑞克接收机是一种用于接收多径信号的接收分集方案。但是，在瑞克接收机中所使用的接收分集的缺点是当信道的延迟扩展相对小的时候它不能达到所期望的分集增益。

时间分集方案使用交织和编码来有效地处理在无线信道环境中发生的突发误差，并且被广泛地使用在多普勒扩展信道中。但是缺点是，时间分集在低速多普勒扩展信道中不能很好地工作。

通常将空间分集方案使用在诸如室内信道和步行信号的带有低延迟扩展的信道中，其是低速多普勒扩展信道。空间分集方案使用至少两个天线实现分集增益。在这种方案中，当经由一个天线传输的信号因为衰落而衰减时，接收经由另一个天线传输的信号，从而获得分集增益。将空间分集分类为使用多个接收天线的接收天线分集和使用多个发送天线的发送天线分集。

在接收自适应天线阵列(Rx-AAA)方案中，通过计算经由包括多个接收天线的天线阵列而接收的接收信号的信号矢量和适当的接收束权重矢量的标量积，将在接收机所期望的方向中接收的信号最大化并且将不在接收机所期望的方向中接收的信号最小化。这里，接收束权重表示用于产生在应用Rx-AAA方案中由接收机产生的接收束的权重。作为结果，Rx-AAA方案只将所期望的接收信号放大到最大电平，从而维持高质量的通话并且增加整个系统容量和服务覆盖范围。

虽然可以将Rx-AAA方案应用于频分多址(FDMA)移动通讯系统和时分多址(TDMA)移动通讯系统两者，但是这里假设将Rx-AAA方案应用于CDMA方案的通讯系统(之后称为“CDMA通讯系统”)。

图1示出了在传统的CDMA移动通讯系统中BS接收机的结构的方框图。参照图1，BS接收机具有：N个接收天线(Rx_ANT)，包括第一接收天线111、第二接收天线121、...、和第N接收天线131；被映射到对应的接收天线的N个射频(RF)处理器，包括第一RF处理器112、第二RF处理器122、...、和第N个RF处理器132；被耦合到对应RF处理器的N个多径搜索器，包括第一多径搜索器113、第二多径搜索器123、...、和第N多径搜索器133；用于处理由多径搜索器搜索的L个多径信号的L个支路(finger)，包括第一支路140-1、第二支路140-2、...、和第L支路140-L；用于将从L个支路输出的多径信号进行合并的多径合并器150；解交织器160；和解码器170。

通过多径衰落无线信道在N个接收天线处接收由在多个MS中的发送机发送的信号。第一接收天线111将所接收的信号输出给第一RF处理器112。每个RF处理器包括放大器、频率转换器、滤波器、和模拟数字(A/D)转换器，并且处理RF信号。第一RF处理器112对从第一接收天线111输出的信号进行射频处理以将该信号转换为基带数字信号，并且将该基带数字信号输出到第一多径搜索器113。第一多径搜索器113从由第一RF处理器112输出的信号中分离L个多径分量。将分离的L个多径分量分别地输出到第一支路140-1到第L支路140-L。

被逐个映射到L个多路径的第一支路140-1到140-L处理L个多径分量。因为对于经由N个接收天线接收的每个信号考虑L个多路径，所以必须对N×L个信号执行信号处理，并且在N×L个信号之中，将在相同路径上的信号输出给相同的支路。

类似地，第二接收天线121输出接收的信号给第二RF处理器122。第二RF处理器122对从第二接收天线121输出的信号进行射频处理以将该信号转换为基带数字信号，并且输出该基带数字信号给第二多径搜索器123。第二多径搜索器123从由第二RF处理器122输出的信号中分离L个多径分量，并且将分离的L个多径分量分别输出给第一支路140-1到第L支路140-L。

以这种相同的方式，第N接收天线131输出接收的信号给第N个RF处理器132。第N个RF处理器132对从第N接收天线131输出的信号进行射频处理以将该信号转换为基带数字信号，并且输出该基带数字信号给第N多径搜索器133。第N多径搜索器133从由第N个RF处理器132输出的信号中分离L个多径分量，并且将分离的L个多径分量分别输出给第一支路140-1到第L支路140-L。

因此，在经由N个接收天线接收的信号的L个多径信号中，相同的多径信号被输入到相同的支路。例如，将来自第一接收天线111到第N接收天线131的第一多径信号输入到第一支路140-1。以相同的方式，将来自第一接收天线111到第N接收天线131的第L多径信号输入到第L支路140-L。第一支路140-1到第L支路140-L的区别仅仅在于输入到其中的信号和从其输出的信号不同，而在结构和操作上是相同的。因此，为了简化将仅仅描述第一支路140-1。

第一支路140-1具有：被映射到N个多径搜索器的N个解扩频器，包括第一解扩频器141、第二解扩频器142、...、和第N解扩频器143；使用从N个解扩频器接收的信号来计算用于产生接收束的权重矢量的信号处理器144；和用于使用由信号处理器144计算的权重矢量来产生接收束的接收束产生器145。

将从第一多径搜索器113输出的第一多径信号输入到第一解扩频器141。第一解扩频器141用预定的解扩频码将从第一多径搜索器113输出的第一多径信号解扩频，并且将解扩频的多径信号输出到信号处理器144和接收束产生器145。这里，将解扩频处理称为“时间处理”。类似地，将从第二多径搜索器123输出的第一多径信号输入到第二解扩频器142。第二解扩频器142用预定的解扩频码将从第二多径搜索器123输出的第一多径信号解扩频，并且将解扩频的多径信号输出到信号处理器144和接收束产生器145。类似地，将从第N多径搜索器133输出的第一多径信号输入到第N解扩频器143。第N解扩频器143用预定的解扩频码将从第N多径搜索器133输出的第一多径信号解扩频，并且将解扩频的多径信号输出到信号处理器144和接收束产生器145。

信号处理器144接收从第一解扩频器141到第N解扩频器143输出的信号，并且计算用于产生接收束的接收束权重组 W _k。将从第一多径搜索器113到第N多径搜索器133输出的一组第一多径信号定义为“ X _k”。第一多径信号组 X _k表示在第k个点处经由第一接收天线111到第N接收天线131接收的一组第一多径信号，并且构成第一多径信号组 X _k的第一多径信号全部都是矢量信号。接收束权重组 W _k表示要被施加于在第k个点处经由第一接收天线111到第N接收天线131接收的第一多径信号的一组接收束权重，并且构成权重组 W _k的接收束权重都是矢量信号。

将通过解扩频第一多径信号组 X _k中所有的第一多径信号而确定的一组信号定义为 y _k。第一多径信号的解扩频信号组 y _k表示通过解扩频在第k点经由第一接收天线111到第N接收天线131接收的第一多径信号而确定的一组信号，并且构成第一多径信号的解扩频信号组 y _k的解扩频信号全部都是矢量信号。这里，为了方便解释，将省略术语“组”，并且带有下划线的参数表示对应元素组。

第一解扩频器141到第N解扩频器143的每一个用预定的解扩频码来解扩频第一多径信号 X _k，从而所期望的接收信号的接收功率比干扰信号的接收功率大一处理增益。解扩频码与在MS的发送机中所使用的扩频码相同。

如上所述，将第一多径信号 X _k的解扩频信号 y _k输入到信号处理器144。信号处理器144用第一多径信号 X _k的解扩频信号 y _k来计算接收束权重 W _k，并且输出接收束权重 W _k到接收束产生器145。结果，信号处理器144用从第一接收天线111到第N接收天线131输出的所有N个第一多径信号的解扩频信号 y _k，来计算包括被施加到从第一接收天线111到第N接收天线131输出的第一多径信号 X _k的所有N个权重矢量的接收束权重 W _k。接收束产生器145接收全部N个第一多径信号 X _k的解扩频信号 y _k和全部N个接收束权重矢量W _k。接收束产生器145用全部N个接收束权重矢量 W _k来产生接收束，计算第一多径信号 X _k的解扩频信号 y _k和与接收束对应的接收束权重 W _k的标量积，并且输出结果作为第一支路140-1的输出z_k。可以如等式(1)中所示来表示第一支路140-1的输出z_k。

$z_k={{\underset{\‾}{w}}_k}^H{\underset{\‾}{y}}_k---\left(1\right)$

在等式(1)中，H表示厄米(Hermitian)运算符，即，共扼转置。将来自BS接收机中的L个支路的输出信号z_k的一组 z _k最终输入到多径合并器150。

虽然仅仅描述了第一支路140-1，但是其他支路，第二支路140-2到第L支路140-L在操作中与第一支路140-1相同。

多径合并器150将从第一支路140-1到第L支路140-L输出的信号进行合并，并且将合并的信号输出到解交织器160。解交织器160以与在发送机中所使用的交织方法对应的解交织方法将从多径合并器150输出的信号解交织，并且将解交织的信号输出到解码器170。解码器170以与在发送机中所使用的编码方法对应的解码方法将从解交织器160输出的信号解码，并且将解码的信号输出作为最终的接收信号。

信号处理器144计算接收束权重 W _k从而期望被通过预定的算法接收的、从MS发送机接收的信号的均方误差(MSE)变得最小化。接收束产生器145使用由信号处理器144产生的接收束权重 W _k来产生接收束。产生接收束从而将MSE最小化的过程被称为“空间处理”。当在CDMA移动通讯系统中使用Rx-AAA方案时，同时执行时间处理和空间处理。将同时执行时间处理和空间处理的操作称为“时空处理”。

信号处理器144以上述的方式接收对于每个支路解扩频的多径信号，并且根据预定的算法来计算能够将Rx-AAA方案的增益最大化的接收束权重。信号处理器144将MSE最小化。

当前，针对用于自适应地最小化MSE的接收束权重计算算法正在进行大量的研究。但是，用于自适应地最小化MSE的接收束权重计算算法是用于根据参考信号来减少误差的算法，并且这种算法支持恒定模数(CM)方案和定向判决(Decision-Directed，DD)方案作为当不存在参考信号时的盲方案。

而且，用于根据参考信号减少误差的算法具有这样的麻烦，即在其中诸如快速衰落信道的信道受到迅速变化的影响的环境中，或者在其中使用诸如16正交幅度调制(16QAM)的高阶调制方案的环境中，很难收敛于系统所期望的最小MSE值。即使其收敛于特定的MSE值，但是最小的MSE值还是被设置为相对较大的值。当将最小MSE值设置为相对较大的值时，减小了通过使用Rx-AAA方案产生的增益。因此，这种算法不适合用于高速数据通讯系统。

发明内容

因此本发明的目的是提供在使用自适应天线阵列方案的移动通讯系统中接收数据的设备和方法。

本发明的另一个目的是提供在使用自适应天线阵列方案的移动通讯系统中利用自适应接收束权重产生方案来接收数据的设备和方法。

本发明的再另一个目的是提供在使用自适应天线阵列方案的移动通讯系统中产生具有最小误差值的接收束的设备和方法。

根据本发明的第一个方面，提供一种产生用于从经由使用接收天线阵列的多个接收天线接收的接收信号中产生接收束的接收束权重的方法，该方法包括步骤：对接收信号进行解扩频；在定时点通过使用第一方案来确定第一误差值，并且在定时点使用与第一方案不同的第二方案来确定第二误差值；根据第一误差值和第二误差值之间的差来确定第一方案应用权重，并且根据第一误差值和第二误差值之间的差来确定第二方案应用权重；使用将第一方案应用权重施加其上的第一方案和将第二方案应用权重施加其上的第二方案合并的方案来产生第三误差值；使用解扩频的接收信号、第三误差值、和通过将接收束应用到解扩频的接收信号所产生的输出信号来确定接收束权重，其中将接收束权重用于产生接收束。

根据本发明的第二方面，提供一种产生用于从经由使用接收天线阵列的多个接收天线接收的接收信号中产生接收束的接收束权重的设备，所述设备包括：解扩频器，用于对接收信号进行解扩频；误差值合并器，在定时点通过使用第一方案来确定第一误差值，并且在定时点使用与第一方案不同的第二方案来确定第二误差值，根据第一误差值和第二误差值之间的差来确定第一方案应用权重，并且根据第一误差值和第二误差值之间的差来确定第二方案应用权重，使用将第一方案应用权重施加其上的第一方案和将第二方案应用权重施加其上的第二方案合并的方案来产生第三误差值；权重计算器，用于使用解扩频的接收信号、第三误差值、和通过将接收束应用到解扩频的接收信号所产生的输出信号来确定接收束权重，其中将接收束权重用于产生接收束。

附图说明

当结合附图进行阅读，从下面详细描述中本发明的上述和其他目的、特点、和优点将变得更加明显。

图1示出了在传统CDMA移动通讯系统中基站接收机的方框图；

图2示出了在本发明的实施方式中所使用的S形函数的特征曲线；

图3示出了根据本发明的实施方式的基站接收机的方框图；

图4示出了根据本发明的实施方式的基站接收机的信号接收过程的流程图；

图5示出了在OFDM移动通讯系统中恒定模数(CM)方案的示意图；

图6示出了在使用二进制相移键控(BPSK)的OFDM移动通讯系统中定向判决(DD)方案的示意图；

图7示出了用于普通接收束权重产生方案和根据本发明的实施方式的接收束权重产生方案的特征曲线的示意图；

图8示出了基于用于根据本发明的实施方式的接收束权重产生方案的基站接收机的接收天线的数量的特征曲线的示意图；和

图9示出了根据本发明的实施方式的OFDM移动通讯系统的结构的方框图。

具体实施方式

下面将参照附图来详细描述本发明的几个优选实施方式。在附图中，即使在不同的附图中描述它们，但还是用相同的参考标记来表示相同或类似的元件。在下面的描述中，为了简洁，省略了已经合并在这里的已知功能和结构的详细描述。

在给出本发明的描述之前，将考虑在基站(BS)的接收机处所接收的接收信号的模型。假设BS的接收机包括具有多个接收天线(Rx ANT)的接收天线阵列，并且在考虑其成本和尺寸的情况下通常只将接收天线阵列安装在BS的接收机中，而不安装在移动站(MS)的接收机中。也就是，假设MS的接收机只包括一个接收天线。

此外，虽然可以将本发明应用于使用频分多址(FDMA)、时分多址(TDMA)、码分多址(CDMA)、和正交频分复用(OFDM)的所有移动通讯系统，但是将参照OFDM移动通讯系统来描述本发明。

如在等式(2)中所示来表示从在由BS服务的小区中存在的第m个MS的发送机发送的信号。

$s_m\left(t\right)=\sqrt{p_m}{b}_m\left(t\right)c_m\left(t\right)---\left(2\right)$

在等式(2)中，s_m(t)表示第m个MS的发送信号，p_m表示第m个MS的发送功率，b_m(t)表示第m个MS的用户信息比特序列，而c_m(t)表示第m个MS的用户扩频码序列，具有码片周期T_c。

通过多径矢量信道在BS的接收机处接收从MS发送机发送的发送信号。假设与比特周期T_b比较，多径矢量信道的信道参数相对地和连续地变化。因此，假设对于某些比特周期多径矢量信道的信道参数是恒定的。

用等式(3)来表示在BS的接收机处接收的、第m个MS的第一多径的复合基带接收信号。应该注意等式(3)的接收信号表示通过对在BS接收机处接收的射频(RF)信号进行下变换而确定的基带信号。

${\underset{\‾}{x}}_{\mathrm{ml}}\left(t\right)={\mathrm{\α}}_{\mathrm{ml}}{e}^{j{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{ml}}}{b}_m(t-{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{ml}})c_m(t-{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{ml}}){\underset{\‾}{a}}_{\mathrm{ml}}---\left(3\right)$

在等式(3)中， x _ml(t)表示通过第m个MS的第一多径接收的一组复数基带接收信号，α_ml，表示施加到第m个MS的第一多径的衰落衰减，φ_ml，表示施加到第m个MS的第一多径的相位转变，τ_ml表示施加到第m个MS的第一多径的时间延迟，而 a _ml表示施加到第m个MS的第一多径的一组阵列响应(AR)。因为BS接收机包括多个天线，例如N个接收天线，所以经由N个接收天线在BS接收机处接收由第m个MS发送的信号。因此，经由第一多径接收的信号数量是N，并且经由第m个MS的第一多径接收的N个复数基带接收信号构成一组接收信号。这里，为了解释方便，将省略术语“组”，但是带有下划线的参数表示对应元素的组。

当使用当前线性天线阵列(current linear antenna array)时，如等式4所示来定义阵列响应口 a _ml。

${\underset{\‾}{a}}_{\mathrm{ml}}={\left[\begin{array}{ccc}1& e^{j2\mathrm{\π}\frac{d}{\mathrm{\λ}}\sin {\mathrm{\θ}}_{\mathrm{ml}}}& \·\·\·e^{j2\mathrm{\π}\frac{d}{\mathrm{\λ}}(N-1)\sin {\mathrm{\θ}}_{\mathrm{ml}}}\end{array}\right]}^T---\left(4\right)$

在等式(4)中，‘d’表示分离的接收天线之间的距离，λ表示在使用中的频带处的波长，N表示接收天线的数量，并且θ_ml表示施加到第m个MS的第一多径的到达方向(direction-of-arrival，DOA)。

如果假设在由BS服务的小区中存在的MS的数量是M并且对于M个MS的每一个都存在L个多路径，在BS处接收的接收信号变为从M个MS发送的发送信号和附加的白噪声(AWN)之和，如等式(5)所表示的。

$\underset{\‾}{x}\left(t\right)=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{\underset{\‾}{x}}_{\mathrm{ml}}\left(t\right)+\underset{\‾}{n}\left(t\right)---\left(5\right)$

在等式(5)中， n(t)表示被加在从M个MS发送来的发送信号上的附加白噪声。

假设在等式(5)的接收信号中BS期望接收的信号是 x ₁₁。 x ₁₁表示经由第一多径第一MS已经发送的信号。因为假设BS期望接收的信号是 x ₁₁，则将除 x ₁₁之外的所有信号当作干扰信号和噪声。因此，可以将等式(5)重写为如等式(6)所示。

$\underset{\‾}{x}\left(t\right)={\mathrm{\α}}_{11}{e}^{j{\mathrm{\φ}}_{11}}{b}_1(t-{\mathrm{\τ}}_{11})c_1(t-{\mathrm{\τ}}_{11}){\underset{\‾}{\mathrm{\α}}}_{11}+\underset{\‾}{i}\left(t\right)+\underset{\‾}{n}\left(t\right)---\left(6\right)$

在等式(6)中， i(t)表示由下面等式(7)所定义的干扰信号。

$\underset{\‾}{i}\left(t\right)=\underset{l=2}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{\underset{\‾}{x}}_{1l}\left(t\right)+\underset{m=2}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{\underset{\‾}{x}}_{\mathrm{ml}}\left(t\right)---\left(7\right)$

等式(7)的第一项 是BS期望接收的MS的发送信号，但是通过BS不期望接收的另外的多个路径来表示路径间干扰(IPI)。等式(7)的第二项 表示其他MS的多址干扰(multiple access interference，MAI)。

而且，用之前在BS接收机的对应信道卡中的对应多径的第一支路(l＝1)中设置的解扩频码c₁(t-τ_1l)，即分配给第一MS的信道卡(m＝1)，来解扩频 x(t)，并且用下面的等式(8)定义解扩频的信号 y(t)。解扩频码c₁(t-τ_1l)与在信号发送期间在BS发送机中所使用的解扩频码c₁(t-τ_1l)相同。如结合图1所述，BS包括多个接收机。将每个接收机称为“信道卡”，并且将一个信道卡分配给一个MS。如结合图1所述，信道卡包括数量与多个路径的数量相同的支路，并且逐个地将支路映射到对应的多径信号。

$\underset{\‾}{y}\left(k\right)={\∫}_{{(k-1)T}_b+{\mathrm{\τ}}_{11}}^{k{T}_b+{\mathrm{\τ}}_{11}}\underset{\‾}{x}\left(t\right)c_1^{*}(t-{\mathrm{\τ}}_{11})\mathrm{dt}---\left(8\right)$

在等式(8)中，‘k’表示第k个采样点。

当通过用解扩频码c₁(t-τ_1l)对预解扩频的信号 x(t)进行解扩频而产生信号y(t)时，根据解扩频器的特性将BS接收机期望从接收信号之中接收的信号分量的功率以增益G放大。应该注意虽然将BS接收机期望接收的信号分量的功率以处理增益G放大，但是BS接收机不期望接收的信号分量的功率却根本没有改变。因此，可以计算在解扩频之前的接收信号和在解扩频之后的接收信号之间的相关矩阵。

为了计算在解扩频之前的接收信号和在解扩频之后的接收信号之间的相关矩阵，在第k个点采样在解扩频之前的接收信号 x(t)，所述采样点等于在解扩频之后的接收信号 y(t)的采样点。由等式(9)表示通过在第k个点处对解扩频之前的接收信号 x(t)进行采样而获得的信号。

$\underset{\‾}{x}\left(k\right)={\mathrm{\α}}_{11}{e}^{j{\mathrm{\φ}}_{11}}{b}_{1k}{c}_{1k}{\underset{\‾}{a}}_{11}+{\underset{\‾}{i}}_k+{\underset{\‾}{n}}_k---\left(9\right)$

所以，为了计算在解扩频之前的接收信号 x(t)和在解扩频之后的接收信号 y(t)之间的相关矩阵，假设通过在第k个点采样在解扩频之前的接收信号x(t)来获得等式(9)的信号，所述采样点等于在解扩频之后的接收信号 y(t)的采样点，并且在解扩频之前的接收信号 x(t)和在解扩频之后的接收信号 y(t)是静止(stationary)的。

下面将描述最小均方(LMS)方案和最小均方误差(MMSE)方案。

在LSM方案中，将包括在特定时间经由N个接收天线接收的复数接收信号的、在解扩频之前的一组接收信号，即经由第一接收天线到第N接收天线接收的复数接收信号x₁到x_N定义为 x＝[x₁，x₂，...，x_N]^T。这里，‘T’是表示转置操作的运算符。此外，将解扩频经由N个接收天线接收的复数接收信号x₁，x₂，...，x_N之后的一组接收信号定义为 y＝[y₁，y₂，...，y_N]^T。由BS接收机期望接收的信号分量 s与BS接收机不期望接收的信号分量 u之和来确定解扩频之后的接收信号 y，如等式(10)所示。

y＝ s+ u      ........................(10)

把将与经由N个接收天线接收的复数接收信号x₁，x₂，...，x_N相乘的一组复合接收束权重值，即将与经由第一接收天线到第N接收天线接收的复数接收信号x₁到x_N相乘的复数接收束权重w₁到w_n，定义为 w＝[w₁，w₂，...，w_N]^T。

通过计算解扩频之后的接收信号 y和接收束权重 w的标量积来确定来自特定用户卡(即分配给特定MS的信道卡)中的支路的输出信号 z，如等式(11)所示。

$\underset{\‾}{z}={\underset{\‾}{w}}^H\underset{\‾}{y}=\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{w_i^{*}y}_i---\left(11\right)$

在等式(11)中，‘i’表示接收天线的号码。

使用等式(10)和等式(11)，可以将输出信号 z分类为BS接收机期望接收的信号分量 w ^H s、和BS接收机不期望接收的信号分量 w ^H u。LMS方案将接收信号和已知参考信号的误差最小化，特别是，将价值函数(cost function)J(w)最小化，如在等式(12)所给出的。

J( w)＝(e_k)²

e_k＝d_k-z_k    ....................(12)

在等式(12)中，‘J’表示价值函数，必须确定用于将价值函数值J最小化的接收束权重值 w。并且，在等式(12)中，e_k表示接收信号和所期望的接收信号之间的差或误差，而d_k表示所期望的信号。在使用非盲方案的接收束算法中，以示例的方式将导频信号用作所期望的信号d_k。但是，本发明提出了使用盲方案的接收束算法，从而将省略使用非盲方案的接收束算法的详细描述。

在等式(12)中，价值函数J是一种二阶凸函数。因此，为了将价值函数J最小化，必须将价值函数J微分直到其值变成0为止。在下面的等式(13)中示出了价值函数J的微分的值。

J＝-2e^* _k y _k    ..........(13)

但是，在单个处理中在实际信道环境中很难获得优化的接收束权重 w ^opt，并且因为在每个点输入在解扩频之后的接收信号 y，所以应该使用等式(14)的递归公式以自适应地或递归地获得最佳接收束权重 w ^opt。

w _k+1＝ w _k+μ v _k    ..............(14)

在等式(14)中，‘k’表示第k个点， w _k表示在第k点的接收束权重，μ表示恒定增益，而 v _k表示在第k点处的跟踪矢量。在第k点处的跟踪矢量v _k表示用于将价值函数J的微分值收敛到最小值(比如0)的矢量。也就是，等式(14)示出了在跟踪矢量 v _k的方向中从要在当前点处使用的给定接收束权重 w _k将恒定增益μ之前或之后产生的值更新作为要用在下个点处的接收束权重 w _k+1的过程。

将在本发明中提出的用于检测所期望的接收信号d(k)的方案称为“盲方案”。由于盲方案的使用，可以使用特别的估计值将所接收的信号自适应地进行收敛，并且将下面方案用于接收信号的自适应收敛。

将合并模式的盲方案用于检测所期望的接收信号d(k)。在这种情况中，如等式(15)来表示误差函数。

$e_k={\mathrm{\α}}_k\·e_k^{\mathrm{CM}}+{\mathrm{\β}}_k\·e_k^{\mathrm{DD}}$

${\mathrm{\α}}_k=g\left(\right|e_k^{\mathrm{DD}}\left|\right),$

${\mathrm{\β}}_k=(1-g\left(\right|e_k^{\mathrm{DD}}\left|\right))\frac{\left|e_k^{\mathrm{CM}}\right|}{\left|e_k^{\mathrm{DD}}\right|},$

$g\left(x\right)=\frac{1}{1+e^{-a(x-0.5)}},a>0---\left(15\right)$

在等式(15)中，e_k ^CM，e_K ^DD是通过为了接收的信号的自适应收敛而将恒定模数(CM)方案和定向判决(DD)方案应用于接收的信号的检测的误差值。将在下面描述e_k ^CM，e_k ^DD。

在本发明中，如上所述，通过为了接收的信号的自适应收敛而将CM方案和DD方案的组合应用于接收的信号以检测e_k ^CM，e_k ^DD。也就是，当e_k ^DD值增加时，g(|e_k ^DD|)的值也增加。因此，DD方案的影响被增加到总误差值。

在等式(15)中，g(x)是s形函数(s形函数)。因此，在CM方案具有较大影响的区域中，DD方案的影响减小。相反地，在DD方案具有较大影响的区域中，CM方案的影响减小。

在等式(15)中，误差值e_k是通过将权重α_k施加于e_k ^CM的值和权重β_k施加于e_k ^DD的值合并而得来的误差值。这里，权重α_k是被施加于CM方案作为‘CM方案应用权重’的权重，而权重β_k是被施加于DD方案作为‘DD方案应用权重’的权重。因此，误差值e_k是根据所接收的信号的误差值是否收敛通过自适应地设置权重α_k和权重β_k而检测的误差值。

此外，下面将描述S形函数g(x)的特征。

图2示出了在本发明的实施方式中所使用的S形函数的特征的示意图。参照图2，S形函数的特征根据值‘a’而变化。当值a增加时，S形函数的形状接近‘s’形状。当值a等于1(a＝1)时，S形函数的形状接近‘直线’形状。也就是，当CM方案应用权重α_k增加时，DD方案应用权重β_k减小。但是，当CM方案应用权重α_k减小时，DD方案应用权重β_k增加。

如果使用CM方案计算的误差值e_k大于使用DD方案计算的误差值e_k，则通过将加权的CM方案和与加权的CM方案比较加权更多的DD方案进行合并来计算误差值e_k。

这里，将加权的CM方案用于将CM方案应用权重α_k应用于CM方案。将加权的DD方案用于将DD方案应用权重β_k应用于DD方案。“与加权的CM方案比较加权更多的DD方案”是指DD方案应用权重β_k大于CM方案应用权重α_k。以相同的方式，“与加权的DD方案比较加权更多的CM方案”是指CM方案应用权重α_k大于DD方案应用权重β_k。

此外，如果通过使用CM方案计算的误差值e_k等于或小于通过使用DD方案计算的误差值e_k，通过将加权的DD方案和与加权的DD方案比较加权更多的CM方案合并来计算误差值e_k。

用于所接收信号的自适应收敛的恒定模数(CM)方案通常使用在盲均衡器中，并且还用于生成算法(generation algorithm)。当使用戈达德(Godard)提出的CM方案时，如下面的等式(16)来表示价值函数J。

$J_{\mathrm{Godard}}=E\left[{\left(\right|z_n{|}^P-R_p)}^2\right]---\left(16\right)$

在等式(16)中，‘p’表示特定的正整数，而R_p表示戈达德模数。如等式(17)来定义戈达德模数R_p。

$R_p=\frac{E\left[\right|z_n{|}^{2p}]}{E\left[\right|z_n{|}^p]}---\left(17\right)$

因为当今的OFDM移动通讯系统通常使用比四相移键控(QPSK)调制更高阶的高阶调制方案，所以将价值函数J分割为如等式(18)所示的实部和虚部。因为在高阶调制方案中发送/接收信号具有实部和虚部，所以将价值函数J分割为实部和虚部。

J＝J_R＋J_I

$J_R=E\left[{(z_{n,R}^2-R_{2,R})}^2\right],J_I=E\left[{(z_{n,I}^2-R_{2,I})}^2\right]$

$R_{2,R}=\frac{E\left[z_{n,R}^4\right]}{E\left[z_{n,R}^2\right]},R_{2,I}=\frac{E\left[z_{n,I}^4\right]}{E\left[z_{n,I}^2\right]}---\left(18\right)$

这里假设本发明使用LMS方案和MMSE方案，并且p＝2。因此d(k)＝R_2，R+jR_2，I。此外，假设在开始点，即k＝0点处，价值函数值J为0(J＝0)。

图5示出了在OFDM移动通讯系统中的CM方案的示意图。参照图5，示出了在k＝0的点处，p＝2、d(k)＝R_2，R+jR_2，I的CM方案。也就是，如果由等式(18)确定值R₂，在坐标面上产生圆圈。然后，将接收的信号确定为从原点伸出的延长线与圆圈相交的点。在图5中，将接收的z_k投影为圆圈。

在上面已经描述了收敛步骤。下面将描述用于获得d(k)的稳定步骤。

如果通过收敛步骤MSE收敛于预定的值，从收敛步骤到其中执行等式19的计算的稳定步骤发生变化。将在后面描述其中随着MSE收敛于预定的值从收敛步骤到稳定步骤发生的变化的过程。

d_R(k)＝Pr[Re(z(k))]

d_I(k)＝Pr[Im(z(k))]     ..................(19)

在稳定步骤中，如在收敛步骤中一样，分开计算实部和虚部。在等式(19)中，Pr表示接收的信号，其被DD方案投影作为最接近所期望的接收信号d(k)的信号。DD方案是用于将d(k)反映为最接近接收的信号的决定值的方案。

图6示出了在使用二进制相移键控(BPSK)的OFDM移动通讯系统中的DD方案的示意图。参照图6，因为假设OFDM移动通讯系统使用BPSK，所以如果接收信号在I-Q域中是(1.2，-0.2)，则在计算距+1和一1的距离之后将所期望的接收信号d(k)投影为最大接近值1。

图3示出了根据本发明第一实施方式的BS接收机的方框图。虽然描述图3，但是应该理解根据本发明第一个实施方式的BS接收机在结构上与结合图1所描述的BS接收机类似，但是在用于通过信号处理器确定接收束权重的方法上不同。为了简化，仅仅将参照图3描述与BS接收机中的本发明直接相关的元件。而且，本发明的第一实施方式对应于其中使用LMS方案的实施方式。

参照图3，当接收在定时点k处的接收信号 x _k时，解扩频器310使用预定的解扩频码来对接收信号 x _k进行解扩频，并且输出解扩频的接收信号 y _k到信号处理器330和接收束产生器320。信号处理器330包括权重计算器331、存储器333、和误差值合并器335。为了简化，将只参照图1的BS接收机中的第一支路140-1来描述图3。因此，图3的解扩频器310在操作方面与在第一支路140-1中的第一解扩频器141到第N解扩频器143的N个解扩频器基本相同。

误差值合并器335输入解扩频的接收信号 y _k，并且通过使用CM方案和DD方案来合并误差值e^k。在信号处理器330中的权重计算器331通过接收合并的误差值e^k、解扩频的接收信号 y _k、预定的恒定增益μ、和初始接收束权重 w ₀来计算接收束权重 w _k，并且将计算的接收束权重输出给存储器333。存储器333缓存由权重计算器331所计算的接收束权重 w _x，并且权重计算器331在更新接收束权重 w _k时使用在存储器333中存储的接收束权重 w _k。也就是，权重计算器331使用在定时点k处计算的接收束权重 w _k来更新在随后的定时点k+1处的接收束权重 w _k+1。

图4示出了根据本发明的实施方式由BS接收机执行的信号接收过程的流程图。参照图4，在步骤411，BS接收机建立初始接收束权重 w ₀，和恒定增益μ。在步骤413，BS接收机确定通讯是否结束。如果确定通讯已经结束，BS接收机结束正在进行的过程。

如果在步骤413确定通讯未结束，则BS接收机行进到步骤415。在步骤415，BS接收机接收对于接收信号 x _k的解扩频信号 y _k。在步骤417，BS接收机使用解扩频信号 y _k和接收束权重 w _k来计算从BS接收机的各个支路输出的信号z_k的组 z _k( z _k＝ w _k ^H y _k)。 z _k表示使用接收束权重 w _k产生的接收束而产生的一组支路输出信号。

在步骤419中，BS接收机计算误差值e_k以减小接收信号 x _k和所期望的接收信号 $d_k\left(e_k={\mathrm{\α}}_k\·e_k^{\mathrm{CM}}+{\mathrm{\β}}_k\·e_k^{\mathrm{DD}}\right)$ 之间的误差。在步骤421，BS接收机使用解扩频信号 y _k和误差函数e_k(J( w _k)＝-2e^* _k y _k)来计算价值函数的微分值。在步骤423，BS接收机计算接收束系数，或接收束权重( w _k＝ w _k-1-μ y _ke^* _k)。

在步骤425，BS接收机保持计算的接收束权重 w _k。在步骤427，将BS接收机延迟预定的单位时间。延迟预定的单位时间以对于第(k+1)个抓取(snap)使用在第k个抓取处确定的值，即考虑状态转变延迟。在步骤429中，BS接收机将k增加1，即从当前定时点k转变到随后的定时点k+1，然后返回到步骤413。

图7示出了用于普通接收束权重产生方案和根据本发明的实施方式的接收束权重产生方案的特征曲线。参照图7，注意与相对于传统接收束权重产生方案(例如CM方案)的迭代数量的MSE值701相比较，相对于根据本发明的接收束权重产生方案的迭代数量(x轴)的MSE值(y轴)703收敛到较低的值。即MSE值收敛到较小的值意味着可以正确地产生接收束，从而使只正确地接收所期望的接收信号成为可能。

图8示出了基于根据本发明的实施方式的自适应接收束权重产生方案的BS接收机的接收天线的数量的特征曲线的示意图。参照图8，示出了用于具有6个接收天线的BS接收机和具有10个接收天线的BS接收机的辐射模式。例如，如果假设特定BS位于57°，注意与具有6个接收天线的BS接收机相比较，具有10个接收天线的BS接收机具有大约0.2的规范化的天线增益，并且能够更加正确地产生接收束。结果，从OFDM移动通讯系统的容量方面来说，接收天线数量的增加导致能正确通讯的接收信号的幅度的增加，从而有助于系统容量的增加。

图9示出了根据本发明的实施方式的OFDM移动通讯系统的结构的方框图。参照图9，OFDM通讯系统包括发送机，即MS发送机900，和接收机，即BS接收机950。MS发送机900包括符号映射器911、串行到并行(或S/P)转换器913、导频符号插入器915、快速傅立叶逆变换(IFFT)单元917、并行到串行(或P/S)转换器919、保护间隔插入器921、数字到模拟(D/A)转换器923、和射频(RF)处理器925。

当存在要被发送的信息数据位时，将该信息数据位输入到符号映射器911。符号映射器911以用于符号映射的预定的调制方案将输入的信息数据位进行调制，并且将进行过符号映射的数据位输出到串行到并行转换器913。这里，可以使用四相移键控(QPSK)和16正交幅度调制(16QAM)作为调制方案。串行到并行转换器913将从符号映射器911输出的串行调制符号进行并行转换，并且将并行转换过的调制符号输出到导频符号插入器915。导频符号插入器915将导频符号插入到从串行到并行转换器913输出的并行转换过的调制符号中，然后输出插入了导频符号的调制符号到IFFT单元917。

IFFT单元917对于从导频符号插入器915输出的信号执行N点IFFT，并且将所产生的信号输出到并行到串行转换器919。并行到串行转换器919将从IFFT单元917输出的信号进行串行转换，并且将串行转换过的信号输出到保护间隔插入器921。保护间隔插入器921接收从并行到串行转换器919输出的信号，将保护间隔插入其中，并且将插入了保护间隔的信号输出到数字到模拟转换器923。

插入保护间隔是为了去除OFDM通讯系统中在之前OFDM符号时间处发送的之前OFDM符号和要在当前OFDM符号时间处发送的当前OFDM符号之间的干扰。对于保护间隔，使用循环前缀方法或者循环后缀方法。在循环前缀方法中，将在时域中OFDM符号的预定数量的最后样本进行复制并且插入到有效的OFDM符号中。在循环后缀方法中，将在时域中OFDM符号的预定数量的最初样本进行复制并且插入到有效的OFDM符号中。

数字到模拟转换器923将从保护间隔插入器921输出的信号进行模拟转换，并且将模拟转换过的信号输出到RF处理器925。包括滤波器和前端单元(未示出)的RF处理器925将从数字到模拟转换器923输出的信号进行RF处理，从而可以经由天线发送该信号。

BS接收机950包括RF处理器951、模拟到数字(或A/D)转换器953、接收束产生器955、信号处理器957、保护间隔去除器959、串行到并行(或S/P)转换器961、快速傅立叶变换(FFT)单元963、均衡器965、导频符号提取器967、同步和信道估计单元969、并行到串行(或P/S)转换器971、和符号解映射器973。

经由BS接收机950的接收天线来接收由MS发送机900发送的信号。接收的信号经历多径信道并且具有噪声分量。将经由接收天线接收的信号输入到RF处理器951，其将经由接收天线接收的信号下变换为中频(IF)信号，并且输出IF信号到模拟到数字转换器953。模拟到数字转换器953将从RF处理器951输出的模拟信号进行数字转换，并且将数字转换的信号输出到接收束产生器955和信号处理器957。已经参照本发明的第一和第二实施方式描述了接收束产生器955和信号处理器957的操作。因此，将不再给出其详细描述。

将从接收束产生器955输出的信号输入到保护间隔去除器959。保护间隔去除器959从自接收束产生器955输出的信号中去除保护间隔，并且将所产生的信号输出到串行到并行转换器961。串行到并行转换器961将从保护间隔去除器959输出的串行信号进行并行转换，并且将所产生的信号输出到FFT单元963。FFT单元963对于从串行到并行转换器961输出的信号执行N点FFT，并且将所产生的信号输出到均衡器965和导频符号提取器967。

均衡器965对于从FFT单元963输出的信号执行信道均衡，并且将所产生的信号输出到并行到串行转换器971。并行到串行转换器971将从均衡器965输出的并行信号进行串行转换，并且将所产生的信号输出到符号解映射器973。符号解映射器973使用与在MS发送机900中所使用的调制方案对应的解调方案将从并行到串行转换器971输出的信号进行解调，并且将所产生的信号作为接收的信息数据位输出。

将从FFT单元963输出的信号输入到导频符号提取器967，并且导频符号提取器967从自FFT单元963输出的信号中提取导频符号，并且将提取的导频符号输出到同步和信道估计单元969。同步和信道估计单元969对从导频符号提取器967输出的导频符号进行同步和信道估计，并且将结果输出给均衡器965。

如根据上面描述所理解的，根据本发明的移动通讯系统使用结合了CM方案和DD方案的自适应接收束权重产生方案来产生权重，从而使得快速产生带有最小误差值的接收束权重成为可能。因此，能够产生正确的接收束，并且接收束的正确接收使得接收机能够只正确地接收所期望的信号，从而提高了系统性能。

虽然已经参照某些其优选实施方式示出和描述了本发明，但是本领域的普通技术人员应该理解只要不偏离由所附权利要求所定义的本发明的精神和范围就可以对其进行形式上和细节上的各种变化。

Claims (14)

1.一种产生用于从经由使用接收天线阵列的多个接收天线接收的接收信号中产生接收束的接收束权重的方法，该方法包括步骤：

对接收信号进行解扩频；

通过在定时点使用第一方案来确定第一误差值，并且在定时点使用与第一方案不同的第二方案来确定第二误差值；

根据第一误差值和第二误差值之间的差来确定第一方案应用权重，并且根据第一误差值和第二误差值之间的差来确定第二方案应用权重；

使用将第一方案应用权重施加其上的第一方案和将第二方案应用权重施加其上的第二方案合并的方案来产生第三误差值；

使用解扩频的接收信号、第三误差值、和通过将接收束应用到解扩频的接收信号所产生的输出信号来确定接收束权重，其中将接收束权重用于产生接收束。

2.根据权利要求1所述的方法，其中使用S形函数来确定第一方案应用权重和第二方案应用权重。

3.根据权利要求1所述的方法，其中所述第一方案是恒定模数(CM)方案而所述第二方案是定向判决(DD)方案。

4.根据权利要求1所述的方法，其中如果第一误差值大于第二误差值，则将所述第二方案应用权重确定为大于所述第一方案应用权重的值。

5.根据权利要求1所述的方法，其中如果第一误差值不大于第二误差值，则将所述第一方案应用权重确定为大于所述第二方案应用权重的值。

6.根据权利要求1所述的方法，其中所述第一和第二误差值的每一个是表示所期望的接收信号和输出信号之间差的值。

7.根据权利要求6所述的方法，其中第一和第二误差值的每一个是均方误差(MSE)值。

8.一种产生用于从经由使用接收天线阵列的多个接收天线接收的接收信号中产生接收束的接收束权重的设备，所述设备包括：

解扩频器，用于对接收信号进行解扩频；

误差值合并器，通过在定时点使用第一方案来确定第一误差值，并且在定时点使用与第一方案不同的第二方案来确定第二误差值，根据第一误差值和第二误差值之间的差来确定第一方案应用权重，并且根据第一误差值和第二误差值之间的差来确定第二方案应用权重；使用将第一方案应用权重施加其上的第一方案和将第二方案应用权重施加其上的第二方案合并的方案来产生第三误差值；

权重计算器，用于使用解扩频的接收信号、第三误差值、和通过将接收束应用到解扩频的接收信号所产生的输出信号来确定接收束权重，其中将接收束权重用于产生接收束。

9.根据权利要求8所述的设备，其中所述误差值合并器使用S形函数来确定第一方案应用权重和第二方案应用权重。

10.根据权利要求8所述的设备，其中所述第一方案是恒定模数(CM)方案而所述第二方案是定向判决(DD)方案。

11.根据权利要求8所述的设备，其中如果第一误差值大于第二误差值，则所述误差值合并器确定所述第二方案应用权重大于所述第一方案应用权重。

12.根据权利要求8所述的设备，其中如果第一误差值不大于第二误差值，则所述误差值合并器确定所述第一方案应用权重大于所述第二方案应用权重。

13.根据权利要求8所述的设备，其中所述第一和第二误差值的每一个是表示所期望的接收信号和输出信号之间差的值。

14.根据权利要求13所述的设备，其中第一和第二误差值的每一个是均方误差(MSE)值。

Images