CN1833374A - 在使用自适应天线阵列技术的移动通信系统中接收信号的装置与方法 - Google Patents

Abstract

具有至少一个接收天线的基站利用先前接收波束权重与当前接收信号的经解扩展的信号生成接收波束，计算指示当前接收信号与所希望的接收信号之间差异的误差值，并且利用先前接收波束权重、经解扩展的信号、以及误差值计算当前接收波束权重。基站利用误差值与输出信号生成接收波束权重值，计算先前接收波束权重与接收波束权重步阶值、经解扩展的信号、以及误差值的共轭值的积之间的差异，作为当前接收波束权重，并且选择接收波束权重步阶值，使得当前接收波束权重成为最优接收波束。

Description

在使用自适应天线阵列技术的移动通信系统中 接收信号的装置与方法

技术领域

一般地，本发明涉及一种在使用自适应天线阵列(AAA)技术的移动通信系统中接收数据的装置与方法，具体地，本发明涉及一种利用具有自适应接收波束权重步阶(weight step)的接收波束权重生成方案来接收信号的装置与方法。

背景技术

下一代移动通信系统已经演变为分组服务通信系统，其向多个移动站(MS)发送突发分组数据。该分组服务通信系统被设计用来发送海量数据。对于高速分组服务，一直在发展这样的分组服务通信系统。在这一方面，第三代伙伴项目(3GPP)(异步通信技术的标准化组织)提出高速下行链路分组接入(HSDPA)以提供高速分组服务，而第三代伙伴项目2(3GPP2)(同步通信技术的标准化组织)提出1x演变数据/语音(1x EV-DO/V)以提供高速分组服务。HSDPA与1x EV-DO/V两者都意在提供高速分组服务，以平滑地传送万维网/因特网服务。为了提供高速分组服务，应该对于分组数据与电路数据(例如语音服务数据)的平滑传送，优化峰值吞吐量与平均吞吐量。

为了支持分组数据的高速传送，采用HSDPA的通信系统(此后称为“HSDPA通信系统”)新近引入了三种类型的数据传送技术：自适应调制与编码(AMC)、混合自动重新传送请求(HARQ)、以及快速小区选择(FCS)。HSDPA通信系统通过利用AMC、HARQ、以及FCS技术，增加了数据速率。

另一种增加数据速率的通信系统为利用1x EV-DO/V的通信系统(此后称为“1x EV-DO/V通信系统”)。1x EV-DO/V通信系统还增加数据速率以确保系统性能。除诸如AMC、HARQ、以及FCS等新技术之外，多天线技术是在有限分配带宽内运行(即增加数据速率)的另一种技术。多天线技术通过利用空域，克服了频域中带宽资源的限制。

将通信系统构造为使得多个移动站通过基站(BS)相互通信。当基站进行向移动站的高速数据传送时，由于无线电信道的特性，会发生衰落(fading)现象。为了克服该衰落现象，人们提出了发射天线分集技术，该技术属于多天线技术的一种。“发射天线分集”指以下技术：利用至少两个发射天线(即多个天线)发射信号，以最小化由于衰落现象而造成的传送数据的损失，由此增加数据速率。

一般地，在移动通信系统中的无线信道环境下，与有线信道环境不同，传送信号被多个因素扭曲，例如多径干扰、遮蔽(shadowing)、波衰减(waveattenuation)、时变噪声、干扰等等。由多径干扰引起的衰落与反射体或用户(或者移动站)的移动性紧密相关，实际上，会收到传送信号与干扰信号的混合信号。因此，收到的信号会遭受在其实际转送过程中的严重失真，由此降低了整个移动通信系统的性能。

衰落可能会导致收到的信号的幅度与相位的失真，从而使得不能在无线信道环境下进行高速数据通信。人们已经进行了大量的研究以解决衰落。因此，为了以高速传送数据，移动通信系统必须最小化由于移动通信信道的特性(例如衰落)以及个别用户的干扰而造成的损失。分集技术用来防止由于衰落而造成的不稳定的通信，多个天线用来实现空间分集技术，这是一种分集技术。

发射天线分集一般被用作高效解决衰落现象的技术。发射天线分集接收在无线信道环境中经受了独立衰落现象的多个传送信号，由此处理由衰落引起的失真。发射天线分集分类为时间分集、频率分集、多径分集、以及空间分集。

为了进行高速数据通信，移动通信系统必须能够处理严重影响通信性能的衰落现象。因为衰落现象严重降低了收到的信号的幅度，所以必须克服衰落现象。

为了克服衰落现象，使用上述分集技术。例如，码分多路接入(CDMA)技术使用Rake接收机，其可以利用信道的延迟扩展达到分集性能。Rake接收机是一种用于接收多径信号的接收分集技术。然而，在Rake接收机中使用的接收分集技术在以下方面不利：当信道的延迟扩展相对较小时，其无法达到所希望的分集增益。

时间分集(diversity)技术利用交织与编码，高效地应对在无线信道环境中发生的突发错误，并且该技术一般用于多普乐扩展信道。然而不利的是，在低速多普乐扩展信道中，时间分集几乎不能获得分集效果。

空间分集技术一般用于具有低延迟扩展的信道，例如户内信道或步行信道，其为低速多普乐扩展信道。空间分集技术是利用至少两个天线达到分集增益的一种技术。在该技术中，当通过一个天线发射的信号由于衰落而被衰减时，接收通过另一个天线发射的信号，由此获得分集增益。空间分集分类为利用多个接收天线的接收天线分集，以及利用多个发送天线的发射天线分集。

接收自适应天线阵列(Rx-AAA)是一种接收天线分集。在Rx-AAA技术中，通过计算信号向量与通过包含多个接收天线的天线阵列接收的接收信号的适当接收波束权重向量之间的标量积，在接收机所希望的方向上接收的信号的电平被最大化，而在接收机所不希望的方向上接收的信号的电平被最小化。“接收波束权重”指在Rx-AAA技术中接收机用来生成接收波束的权重。作为结果，Rx-AAA技术只将所希望的接收信号放大至最大电平，由此维持了高质量呼叫，并且增加了整个系统容量与服务覆盖范围。

虽然Rx-AAA可以应用于频分多路接入(FDMA)移动通信系统与时分多路接入(TDMA)移动通信系统两者，但是此处假定Rx-AAA应用于使用CDMA的通信系统(此后称为“CDMA通信系统”)。

图1为显示常规CDMA移动通信系统中基站接收机的结构的方框图。参照图1，基站接收机包含：N个接收天线(Rx_ANT)，即第一接收天线111、第二接收天线121、...、以及第N接收天线131；N个射频(RF)处理器，即第一射频处理器112、第二射频处理器122、...、以及第N射频处理器132，这些射频处理器映射到相应的接收天线；N个多径搜索器，即第一多径搜索器113、第二多径搜索器123、...、以及第N多径搜索器133，这些多径搜索器映射到相应的RF处理器；L个手指(finger)，即第一手指140-1、第二手指140-2、...、以及第L手指140-L，以处理由多径搜索器搜索的L个多径信号；多径组合器150，用来组合从L个手指输出的多径信号；解交织器160；以及解码器170。

在N个接收天线处通过多径衰落无线电信道接收由多个MS中的发射机发射的信号。第一接收天线111将所接收的信号输出到第一射频处理器112。每个射频处理器都包含放大器、变频器、滤波器、以及模数(A/D)转换器，并且用来处理RF信号。第一射频处理器112对从第一接收天线111输出的信号进行射频处理，以将该信号转换为基带数字信号，并且将该基带数字信号输出到第一多径搜索器113。第一多径搜索器113从输出自第一射频处理器112的信号中分离L个多径分量，并且经分离的L个多径分量分别输出到第一手指140-1至第L手指140-L。以一对一方式映射到L个多径的第一手指140-1至第L手指140-L处理该L个多径分量。因为对通过N个接收天线接收的每个信号都考虑L个多径分量，所以必须对N×L个信号进行信号处理。在这N×L个信号中，同一路径上的信号输出到同一手指。

类似地，第二接收天线121将所接收的信号输出到第二RF处理器122。第二RF处理器122对从第二接收天线121输出的信号进行射频处理，以将该信号转换为基带数字信号，并且将该基带数字信号输出到第二多径搜索器123。第二多径搜索器123从输出自第二RF处理器122的信号中分离L个多径分量，并且经分离的L个多径分量分别输出到第一手指140-1至第L手指140-L。

以相同的方式，第N接收天线131将所接收的信号输入到第N RF处理器132。第N RF处理器132对从第N接收天线131输出的信号进行射频处理，以将该信号转换为基带数字信号，并且将该基带数字信号输出到第N多径搜索器133。第N多径搜索器133从输出自第N RF处理器132的信号中分离L个多径分量，并且经分离的L个多径分量分别输出到第一手指140-1至第L手指140-L。

相应地，在对于通过N个接收天线接收的信号的L个多径分量中，同一多径信号输入到同一手指。例如，来自第一接收天线111至第N接收天线131的第一多径信号输入到第一手指140-1。来自第一接收天线111至第N接收天线131的第L多径信号输入到第L手指140-L。第一手指140-1至第L手指140-L只在输入其与从其输出的信号方面不同，而在结构与运行上完全相同。因此，为了简单，以下只描述第一手指140-1。

第一手指140-1包含：N个解扩展器，即第一解扩展器141、第二解扩展器142、...、以及第N解扩展器143，这些解扩展器映射到N个多径搜索器；信号处理器144，用来利用从N个解扩展器接收的信号，计算用于生成接收波束的接收波束权重分量；以及接收波束生成器145，用来利用由信号处理器144计算的接收波束权重分量，生成接收波束。

从第一多径搜索器113输出的第一多径信号输入到第一解扩展器141。第一解扩展器141利用预定的扩展码，对从第一多径搜索器113输出的第一多径信号进行解扩展，并且将经过解扩展的多径信号输出到信号处理器144与接收波束生成器145。该解扩展处理称为“时间处理”。

类似地，从第二多径搜索器123输出的第一多径信号输入到第二解扩展器142。第二解扩展器142利用预定的扩展码，对从第二多径搜索器123输出的第一多径信号进行解扩展，并且将经过解扩展的多径信号输出到信号处理器144与接收波束生成器145。相应地，从第N多径搜索器133输出的第一多径信号输入到第N解扩展器143。第N解扩展器143利用预定的扩展码，对从第N多径搜索器133输出的第一多径信号进行解扩展，并且将经过解扩展的多径信号输出到信号处理器144与接收波束生成器145。

信号处理器144接收从第一解扩展器141至第N解扩展器143输出的信号，并且计算接收波束权重集合 W _k，以生成接收波束。此处，从第一多径搜索器113至第N多径搜索器133输出的第一多径信号的集合将被定义为“ X _k”。第一多径信号集合 X _k表示在第k点处通过第一接收天线111至第N接收天线131接收的第一多径信号的集合，并且在第一多径信号集合 X _k中包含的第一多径信号都是矢量信号。接收波束权重集合 W _k表示将被应用于在第k点处通过第一接收天线111至第N接收天线131接收的第一多径信号的接收波束权重的集合。构成权重集合 W _k的接收波束权重都是矢量信号。

通过对第一多径信号集合 X _k中所有第一多径信号进行解扩展而确定的信号的集合被定义为“ y _k”。第一多径信号的解扩展信号集合 y _k表示通过对在第k点处通过第一接收天线111至第N接收天线131接收的第一多径信号进行解扩展而确定的信号的集合，并且在第一多径信号的解扩展信号集合 y _k中包含的所有解扩展信号都是矢量信号。此处，为了解释方便，省略术语“集合”，并且带有下划线的参数表示相应元素的集合。

第一解扩展器141至第N解扩展器143中的每一个利用预定的解扩展码，对第一多径信号 X _k进行解扩展，使得所希望的接收信号的接收功率比干扰信号的接收功率大一过程增益(process gain)。解扩展码与在移动站发射机中使用的扩展码完全相同。

如上所述，第一多径信号 X _k的解扩展信号 y _k输入至信号处理器144。信号处理器144利用第一多径信号 X _k的解扩展信号 y _k计算接收波束权重 W _k，并且将接收波束权重 W _k输出到接收波束生成器145。更具体地讲，信号处理器144利用从第一接收天线111至第N接收天线131输出的总共N个第一多径信号的解扩展信号 y _k，计算接收波束权重 W _k，其包含施加到从第一接收天线111至第N接收天线131输出的第一多径信号 X _k的总共N个接收波束权重向量。接收波束生成器145接收总共N个第一多径信号 X _k的解扩展信号y _k以及总共N个权重向量 W _k。此后，接收波束生成器145利用总共N个接收波束权重向量 W _k生成接收波束，并且计算相应于接收波束的、第一多径信号 X _k的解扩展信号y_k与接收波束权重 W _k的标量积，并且将结果输出作为第一手指140-1的输出z_k。第一手指140-1的输出z_k可以以等式(1)表示。

z_k＝ W _k ^H y _k    (1)

在等式(1)中，H表示哈密特(Hermitian)算子，即共轭转置。最后，来自基站接收机的L个手指的输出信号z_k的集合 z _k输入至多径组合器150。

虽然只描述了第一手指140-1，但是其他手指(140-2至140-L)以与第一手指140-1相同的方式运行。相应地，此处将不给出对第二手指140-2至第L手指140-L的运行程序的描述。

多径组合器150组合从第一手指140-1至第L手指140-L输出的信号，并且将经组合的信号输出给解交织器160。按照相应于在发射机中使用的交织方法的解交织方法，解交织器160对从多径组合器150输出的信号进行解交织，并且将经解交织的信号输出给解码器170。按照相应于在发射机中使用的编码方法的解码方法，解码器170对从解交织器160输出的信号进行解码，并且将经解码的信号输出作为最终接收信号。

信号处理器144计算接收波束权重 W _k，使得从移动站发射机接收的、希望由预定算法接收的信号的均方差(MSE)变得最小。接收波束生成器145利用由信号处理器144生成的接收波束权重 W _k，生成接收波束。生成接收波束以使得MSE变得最小的过程称为“空间处理”。因此，当Rx-AAA用于CDMA移动通信系统时，同时进行时间处理与空间处理。同时进行时间处理与空间处理的操作称为“空间-时间处理”。

如上所述，信号处理器144对于每个手指接收解扩展的多径信号，并且根据预定算法，计算能够最大化Rx-AAA增益的接收波束权重。信号处理器144最小化MSE。因此，人们正在积极研究用来自适应地最小化MSE的接收波束权重计算算法。然而，用来自适应地最小化MSE的接收波束权重计算算法是用来按照参照信号减少误差的算法，并且当没有干扰信号时，该算法作为盲技术(blind technique)支持恒定模数(CM)技术与判决指向(DD)技术。

然而在诸如快速衰落信道等信道经受迅速变化的环境下，或者在使用诸如16相正交幅度调制(16QAM)等高阶调制方案的环境下，按照参照信号减少误差的算法难于收敛到系统所希望的最小MSE值。即使其收敛到特定的MSE值，最小MSE值也会被设置为相对较大的值。当最小MSE值被设置为相对较大的值时，会降低通过利用Rx-AAA而出现的增益。因此，该算法不适合于高速数据通信系统。

另外，用于波束生成的常规接收波束权重计算算法使用时域梯度技术。该时域梯度技术在计算接收波束权重时，利用固定的接收波束权重步阶。当利用固定的接收波束权重步阶计算接收波束权重时，如果移动站以相对较高的速度移动，即如果信道环境经受突变，则收敛速率(或者收敛速度)会降低。收敛速率降低会降低收敛到系统中所希望的最小MSE值的速率。因此，该算法也不适合于高速数据通信系统。

发明内容

因此，本发明的目的在于提供一种在移动通信系统中利用自适应天线阵列技术来接收数据的装置与方法。

本发明的另一目的在于提供一种在使用自适应天线阵列技术的移动通信系统中，利用具有自适应接收波束权重步阶的接收波束权重生成方案来接收信号的装置与方法。

根据本发明的第一方面，提供了一种在包含至少一个接收天线的基站中用于接收信号的装置。该装置包含：解扩展器，用来接收接收信号，并且对接收信号进行解扩展；信号处理器，用来通过接收经解扩展的信号，计算表示利用第一技术与第二技术的组合技术的接收信号与所希望的接收信号之间差异的误差值，利用误差值以及通过向经解扩展的信号应用先前接收波束权重而生成的输出信号来计算接收波束权重步阶值，并且计算先前接收波束权重与接收波束权重步阶值、经解扩展的信号、以及误差值的共轭值的积之间的差异，作为当前接收波束权重；以及接收波束生成器，用来使用经解扩展的信号与接收波束权重来生成接收波束，并且通过向经解扩展的信号应用接收波束来生成输出信号。

根据本发明的第二方面，提供了一种在包含至少一个接收天线的基站中、用于生成最优接收波束权重从而接收波束成为接收信号方向上的最优接收波束的装置。所述基站通过利用先前接收波束权重与当前接收信号的经解扩展的信号生成接收天线的接收波束，计算指示当前接收信号与所希望的接收信号之间差异的误差值，并且利用先前接收波束权重、经解扩展的信号、以及误差值，计算当前接收波束权重。所述装置包含：接收波束权重步阶计算器，用来利用误差值以及通过向经解扩展的信号应用接收波束权重而生成的输出信号，计算接收波束权重步阶值；以及接收波束权重计算器，用来计算先前接收波束权重与接收波束权重步阶值、经解扩展的信号、以及误差值的共轭值的积之间的差异，作为当前接收波束权重。

根据本发明的第三方面，提供了一种在包含至少一个接收天线的基站中、用于生成最优接收波束权重从而接收波束成为接收信号方向上的最优接收波束的装置。所述基站通过利用先前接收波束权重与当前接收信号，生成接收天线的接收波束，计算指示当前接收信号与所希望的接收信号之间的差异的误差值，并且利用先前接收波束权重、当前接收信号、以及误差值，计算当前接收波束权重。所述装置包含：接收波束权重步阶计算器，用来利用误差值以及通过向接收信号应用接收波束权重而生成的输出信号，计算接收波束权重步阶值；以及接收波束权重计算器，用来计算先前接收波束权重与接收波束权重步阶值、接收信号、以及误差值的共轭值的积之间的差异，作为当前接收波束权重。

根据本发明的第四方面，提供了一种在包含至少一个接收天线的基站中用于接收信号的方法。该方法包含以下步骤：接收接收信号，并且对接收信号进行解扩展；通过接收经解扩展的信号，计算表示利用第一技术与第二技术的组合技术的接收信号与所希望的接收信号之间差异的误差值；利用误差值以及通过向经解扩展的信号应用先前接收波束权重而生成的输出信号，计算接收波束权重步阶值；计算先前接收波束权重与接收波束权重步阶值、经解扩展的信号、以及误差值的共轭值的积之间的差异，作为当前接收波束权重；使用经解扩展的信号与接收波束权重生成接收波束；以及通过向经解扩展的信号应用接收波束生成输出信号。

根据本发明的第五方面，提供了一种在包含至少一个接收天线的基站中用于接收信号的方法。该方法包含以下步骤：通过接收接收信号，计算表示利用第一技术与第二技术的组合技术的接收信号与所希望的接收信号之间的差异的误差值；利用误差值以及通过向接收信号应用先前接收波束权重而生成的输出信号，计算接收波束权重步阶值；计算先前接收波束权重与接收波束权重步阶值、接收信号、以及误差值的共轭值的积之间的差异，作为当前接收波束权重；使用接收信号与接收波束权重生成接收波束；以及通过向接收信号应用接收波束生成输出信号。

根据本发明的第六方面，提供了一种在包含至少一个接收天线的基站中、用于生成最优接收波束权重从而接收波束成为接收信号方向上的最优接收波束的方法。所述基站通过利用先前接收波束权重与当前接收信号的经解扩展的信号，生成接收天线的接收波束，计算指示当前接收信号与所希望的接收信号之间差异的误差值，并且利用先前接收波束权重、经解扩展的信号、以及误差值，计算当前接收波束权重。所述方法包含以下步骤：利用误差值以及通过向经解扩展的信号应用接收波束权重而生成的输出信号，生成接收波束权重步阶值；计算先前接收波束权重与接收波束权重步阶值、经解扩展的信号、以及误差值的共轭值的积之间的差异，作为当前接收波束权重；以及选择接收波束权重步阶值，使得当前接收波束成为最优接收波束。

根据本发明的第七方面，提供了一种在包含至少一个接收天线的基站中、用于生成最优接收波束权重从而接收波束成为接收信号方向上的最优接收波束的方法。所述基站通过利用先前接收波束权重与当前接收信号，生成接收天线的接收波束，计算指示当前接收信号与所希望的接收信号之间的差异的误差值，并且利用先前接收波束权重、当前接收信号、以及误差值，计算当前接收波束权重。所述方法包含以下步骤：利用误差值以及通过向接收信号应用接收波束权重而生成的输出信号，生成接收波束权重步阶值；计算先前接收波束权重与接收波束权重步阶值、接收信号、以及误差值的共轭值的积之间的差异，作为当前接收波束权重；以及选择接收波束权重步阶值，使得当前接收波束权重成为最优接收波束。

根据本发明的第八方面，提供了一种在包含至少一个接收天线的基站中用于接收信号的装置，该装置包含：

信号处理器，用来通过接收接收信号，计算表示利用第一技术与第二技术的组合技术的接收信号与所希望的接收信号之间差异的误差值，利用误差值以及通过向接收信号应用先前接收波束权重而生成的输出信号来计算接收波束权重步阶值，并且计算先前接收波束权重与接收波束权重步阶值、接收信号、以及误差值的共轭值的积之间的差异，作为当前接收波束权重；以及

接收波束生成器，用来使用接收信号与接收波束权重生成接收波束，并且通过向接收信号应用接收波束来生成输出信号。

附图说明

本发明的以上以及其他目的、特征、以及优点将通过以下参照附图的详细描述变得更明显，其中

图1为显示常规CDMA移动通信系统中基站接收机的结构的方框图；

图2为显示用于本发明的s形函数的特性的图示；

图3为显示根据本发明实施例的基站接收机的结构的方框图；

图4为显示根据本发明实施例的基站接收机的信号接收程序的流程图；

图5为示意性显示对于p＝2、d(k)＝R_2，R+J R_2，I以及J＝0(对于k＝0)的、在OFDM移动通信系统中的CM技术的图示；

图6为示意性显示在利用二相相移键控(BPSK)的OFDM移动通信系统中的DD技术的图示；

图7为显示关于一般接收波束权重生成技术与根据本发明实施例的接收波束权重生成技术的模拟结果的图表；

图8为显示对于根据本发明实施例的自适应接收波束权重生成技术的、根据基站接收机的接收天线数目的特性曲线的图表；

图9为显示根据本发明实施例的OFDM移动通信系统的结构的方框图。

具体实施方式

现在参照附图详细描述本发明的优选实施例。在以下描述中，为了简便，省略对融入此处的公知功能与配置的详细描述。

然而，在给出对本发明的描述之前，考虑在基站(BS)的接收机处收到的接收信号的模型。假定基站的接收机包含具有多个接收天线(Rx ANT)的接收天线阵列。考虑到其成本与大小，接收天线阵列一般只安装在基站的接收机上，而不安装在移动站(MS)的接收机内。即，假定移动站的接收机只包含一个接收天线。

另外，虽然本发明可以用于利用频分多路接入(FDMA)、时分多路接入(TDMA)、码分多路接入(CDMA)、以及正交频分复用(OFDM)的所有移动通信系统，但是将参照利用OFDM的移动通信系统(此后称为“OFDM移动通信系统”)描述本发明。

从存在于由基站服务的小区中的第m移动站的发射机发射的信号由等式(2)表示。

$s_m\left(t\right)=\sqrt{p_m}{b}_m\left(t\right)c_m\left(t\right)---\left(2\right)$

在等式(2)中，s_m(t)表示第m移动站的传送信号，p_m表示第m移动站的传送功率，b_m(t)表示第m移动站的用户信息比特序列，c_m(t)表示具有码片周期T_c的第m移动站的用户扩展码序列。

通过多径向量信道，在基站接收机处接收从移动站发射机发射的传送信号。假定与比特周期T_b相比，多径向量信道的信道参数以相对较低的速度变化。因此，假定对于特定比特周期，多径向量信道的信道参数是固定的。等式(3)表示在基站接收机处接收的、对于第m移动站的第一多径的复基带(complex baseband)接收信号。应该注意等式(3)的接收信号表示通过下变换在基站接收机处接收的射频(RF)信号而确定的基带信号。

${\underset{\‾}{x}}_{m1}\left(t\right)={\mathrm{\α}}_{m1}{e}^{\mathrm{J\φm}1}{b}_m(t-{\mathrm{\τ}}_{m1})c_m(t-{\mathrm{\τ}}_{m1}){\underset{\‾}{a}}_{m1}---\left(3\right)$

在等式(3)中， x _mt表示通过第m移动站的第一多径接收的复基带接收信号集合，α_m1表示应用于第m移动站的第一多径的衰落衰减，_m1表示应用于第m移动站的第一多径的相变，τ_m1表示应用于第m移动站的第一多径的时间延迟， a _m1表示应用于第m移动站的第一多径的阵列响应(AR)集合。因为基站接收机包含多个(例如N个)接收天线，所以由第m移动站发射的信号在基站接收机处通过N个接收天线接收。因此，通过第一多径接收的信号的数目为N，并且通过第m移动站的第一多径接收的N个复基带接收信号构成接收信号集合。此处，如上所述，为了解释方便，省略术语“集合”，带有下划线的参数表示相应元素的集合。

当使用当前线性天线阵列时，如等式(4)所示定义阵列响应 a _m1。

${\underset{\‾}{\mathrm{\α}}}_{m1}={[{1e}^{J2\mathrm{\π}\frac{d}{\mathrm{\λ}}\sin {\mathrm{\θ}}_{m1}}...e^{J2\mathrm{\π}\frac{d}{\mathrm{\λ}}(N-1)\sin {\mathrm{\θ}}_{m1}}]}^T---\left(4\right)$

在等式(4)中，′d′表示分离开的接收天线之间的距离，λ表示所使用的频带的波长，N表示接收天线的数目，θ_m1表示应用到第m移动站的第一多径的到达方向(DOA)。

如果假设存在于由基站服务的小区中的移动站的数目为M，并且M个移动站中的每一个都有L个多径，则在基站处接收的接收信号变为从M个移动站发射的传送信号以及附加白噪声(AWN)的和，由等式(5)表示。

$\underset{\‾}{x}\left(t\right)=\underset{m-1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l-1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{\underset{\‾}{x}}_{\mathrm{ml}}\left(t\right)+\underset{\‾}{n}\left(t\right)---\left(5\right)$

在等式(5)中， n(t)表示加到从M个移动站发射的传送信号的附加白噪声的集合。

假定等式(5)的接收信号中基站希望接收的信号为 x ₁₁。 x ₁₁表示第一移动站已经通过第一多径发射的信号。因为假定基站希望接收的信号为 x ₁₁，所以除 x ₁₁之外的所有信号都被认为是干扰信号与噪声。相应地，可以将等式(5)改写为等式(6)。

$\underset{\‾}{x}\left(t\right)={\mathrm{\α}}_{11}{e}^{J{\mathrm{\φ}}_{11}}{b}_1(t-{\mathrm{\τ}}_{11})c_1(t-{\mathrm{\τ}}_{11}){\underset{\‾}{a}}_{11}+\underset{\‾}{i}\left(t\right)+\underset{\‾}{n}\left(t\right)---\left(6\right)$

在等式(6)中， i(t)表示干扰信号，其在等式(7)中定义。

$\underset{\‾}{i}\left(t\right)=\underset{l=2}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{\underset{\‾}{x}}_{11}\left(t\right)+\underset{m=2}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{\underset{\‾}{x}}_{m1}\left(t\right)---\left(7\right)$

等式(7)的第一项 为基站希望接收的移动站的传送信号，但是表示基站不希望接收的其他多径的路径间干扰(IPI)。等式(7)的第二项

表示其他移动站的多路接入干扰(MAI)。

另外，利用先前在基站接收机相应信道插件(channel card)(即分配给第一移动站的信道插件(m＝1))中相应多径的第一手指(1＝1)中设置的解扩展码c₁(t-τ₁₁)，对 x(t)进行解扩展，并且在等式(8)中定义经解扩展的信号 y(t)。解扩展码c₁(t-τ₁₁)与在信号传送期间用于基站发射机的解扩展码c₁(t-τ₁₁)完全相同。基站包含多个结合图1描述的接收机。每个接收机都被称为“信道插件”，并且向一个移动站分配一个信道插件。如结合图1所述，信道插件包含与多径数目一样多的手指，并且这些手指以一对一方式映射到相应的多径信号。

$\underset{\‾}{y}\left(k\right)={\∫}_{(k-l)T_b+{\mathrm{\τ}}_{11}}^{{\mathrm{kT}}_b+{\mathrm{\τ}}_{11}}\underset{\‾}{x}\left(t\right){c_1}^{*}(t-{\mathrm{\τ}}_{11})\mathrm{dt}---\left(8\right)$

在等式(8)中，’k’表示第k采样点。

当通过用解扩展码c₁(t-τ₁₁)对经预解扩展的信号 x(t)进行解扩展而生成信号 y(t)时，根据解扩展器的特性，基站接收机希望从接收信号中接收的信号分量的功率被放大增益G。请注意：虽然基站接收机希望接收的信号分量的功率被放大过程增益G，但是基站接收机不希望接收的信号分量的功率根本没有被放大。因此，可以计算解扩展之前的接收信号与解扩展之后的接收信号之间的相关矩阵。

为了计算解扩展之前的接收信号与解扩展之后的接收信号之间的相关矩阵，解扩展之前的接收信号 x(t)在第k点处采样，该点等于解扩展之后的接收信号 y(t)的采样点。通过在第k点处采样解扩展之前的接收信号 x(t)而获得的信号由等式(9)表示。

$\underset{\‾}{x}\left(k\right)={\mathrm{\α}}_{11}{e}^{J{\mathrm{\φ}}_{11}}{b}_{1k}{c}_{1k}{\underset{\‾}{a}}_{11}+{\underset{\‾}{i}}_k+{\underset{\‾}{n}}_k---\left(9\right)$

因此，为了计算解扩展之前的接收信号 x(t)与解扩展之后的接收信号 y(t)之间的相关矩阵，假定等式(9)的信号通过在第k点处采样解扩展之前的接收信号 x(t)而获得，第k点等于解扩展之后的接收信号 y(t)的采样点。

以下描述两步最小均方(LMS)技术与两步最小均方差(MMMS)技术。

在两步LMS技术中，解扩展之前的接收信号信号集合(包含在特定时间通过N个接收天线接收的复接收信号，即通过第一接收天线至第N接收天线接收的复接收信号x₁至x_N)被定义为 x＝[x₁，x₂，...，x_N]^T。‘T’为表示转置运算的算子。另外，对通过N个接收天线接收的复接收信号x₁，x₂，...，x_N进行解扩展之后的接收信号集合被定义为y＝[y₁，y₂，...，y_N]^T。解扩展之后的接收信号 y由基站接收机希望接收的信号分量s与基站接合机不希望接收的信号分量 u的和确定，如等式(10)所示。

y＝ s+ u    ..........(10)

将要乘以通过N个接收天线接收的复接收信号x₁，x₂，...，x_N的复接收波束权重集合(即将要乘以通过第一接收天线至第N接收天线接收的复接收信号x₁至x_N的复接收波束权重w₁，w₂，...，w_N)被定义为 w＝[w₁，w₂，...，w_N]^T。

另外，通过计算接收波束权重 w与解扩展之后的接收信号 y的标量积，确定来自特定用户插件(即分配给特定移动站的信道插件)中手指的输出信号z，如等式(11)所示。

$\underset{\‾}{z}={\underset{\‾}{w}}^H\underset{\‾}{y}=\underset{i=1}{\overset{N^{*}}{\mathrm{\Σ}}}{w}_i^{*}{y}_i---\left(11\right)$

在等式(11)中，‘i’表示接收天线的数目。

利用等式(10)与等式(11)，可以将输出信号 z分类为基站接收机希望接收的信号分量 w ^H s，以及基站接收机不希望接收的信号分量 w ^H u。LMS技术最小化已知参照信号与接收信号之间的误差，具体地，最小化等式(12)给定的成本函数J(w)。

J( w)＝(e k)²

e_k＝d_k-z_k        ..........(12)

在等式(12)中，‘J’表示成本函数，必须确定用于最小化成本函数值J的权重值 w。另外，在等式(12)中，e_k表示接收信号与所希望的接收信号之间的差异或者误差，d_k表示所希望的信号。作为例子，在利用非盲技术的波束生成算法中，将导频信号用作所希望的信号d_k。然而，本发明提出利用盲技术的波束生成算法。因此，将省略对利用非盲技术的波束生成算法的详细描述。

在等式(12)中，成本函数J是一种二阶凸函数。因此，为了最小化成本函数J，必须微分成本函数J使得其值变为0。在等式(13)中显示成本函数J的微分值。

J＝-2e^* _k y _k

                ..........(13)

然而，在单个过程中的实际信道环境中，不容易获取最优接收波束权重wopt，并且因为在每个点都输入解扩展之后的接收信号y，所以应该使用等式(14)的递归公式，以自适应或叠代地获取最优接收波束权重w^opt。

w _k+1＝ w _k+μ v _k   ..........(14)

在等式(14)中，‘k’表示第k点， w _k表示第k点处的接收波束权重，μ表示具有恒定值的权重步阶， v _k表示第k点处的轨迹向量。第k点处的轨迹向量 v _k表示用来将成本函数J的微分值收敛于最小值(例如0)的向量。

即，等式(14)显示以下过程：更新在来自接收波束给定权重 w _k的恒定增益μ用于轨迹向量 v _k方向上当前点之前或之后生成的值，作为将用于下一点的接收波束权重 w _k+1。

另外，考虑到均方(MS)，将等式(14)改写为等式(15)。

w _k+1＝ w _k-μ y _ke^* _k       ..........(15)

在等式(14)与等式(15)中，权重步阶μ具有恒定值或者固定值。然而，本发明提出权重步阶μ具有自适应于信道变化速率的值，以解决由于权重步阶μ具有固定值而出现的问题，即高信道变化速率降低收敛速率、减小收敛到最小MSE值的速率、由此使其不适合于高速数据通信系统的问题。

本发明所提出的权重步阶μ定义为等式(16)所示。

$\mathrm{\μ}={\mathrm{\μ}}_0\exp \left(\frac{{\left|\right|z_k{e^{*}}_k\left|\right|}_2}{{\left|\right|z_k\left|\right|}_2}\right)---\left(16\right)$

在等式(16)中，μ₀表示上述具有固定值的权重步阶，即恒定增益。如等式(16)所示，权重步阶μ随着误差水平e_k增加以指数方式增加。即，在误差水平相对较高的区域，权重步阶μ的值设置为相对较大的值，而在误差水平相对较低的区域，权重步阶μ的值设置为相对较小的值，由此提高收敛速率。

此处提出的、用来检测所希望的接收信号d(k)的方案是盲技术，并且因为使用盲技术，必须使用特定的估计值，从而接收信号以自适应方式收敛。为了以自适应方式收敛接收信号，使用以指数方式增加的自适应权重步阶μ。以下将描述用来利用本发明所提出的权重步阶μ检测所希望的接收信号d(k)的方法。

混合模式盲技术被用作检测所希望的接收信号d(k)的技术。在这种情况下，误差函数可以表示为等式(17)所示。

$e_k={\mathrm{\α}}_k\·e_k^{\mathrm{CM}}+{\mathrm{\β}}_k\·e_k^{\mathrm{DD}}$

${\mathrm{\α}}_k=g\left(\right|e_k^{\mathrm{DD}}\left|\right),$

${\mathrm{\β}}_k=(1-g\left(\right|e_k^{\mathrm{DD}}\left|\right))\frac{\left|e_k^{\mathrm{CM}}\right|}{\left|e_k^{\mathrm{DD}}\right|},$

$g\left(x\right)=\frac{1}{1+e^{-\mathrm{\α}(x-0.5)}},\mathrm{\α}>0---\left(17\right)$

在等式(17)中，e_k ^CM与e_k ^DD表示通过分别应用用于接收信号自适应收敛的恒定模数(CM)技术与判决指向(DD)技术而检测到的误差值。以下给出对e_k ^CM与e_k ^DD的描述。

如等式(17)所示，可以理解：通过在接收信号的整个自适应收敛运算中应用CM技术与DD技术的组合，可以检测e_k ^CM与e_k ^DD。即，如果值e_k ^DD增加，则值g(|e_k ^DD|)也增加，从而DD技术在整个误差值中的影响增加。另外，在等式(17)中，因为g(x)为s状函数(此后称为“s形函数”)，所以在CM技术的影响占主导的区域中，DD技术的影响降低。相反，在DD技术的影响占主导的区域中，CM技术的影响减低。

另外，在等式(17)中，通过组合通过用α^k加权利用CM技术计算的接收信号的误差值e_k ^CM而确定的值、以及通过用β^k加权利用DD技术计算的误差值e_k ^DD而确定的值，确定误差值e_k。此处，α^k表示应用到CM技术的权重，将被称为“CM应用权重”，而β^k表示应用到DD技术的权重，将被称为“DD应用权重”。作为结果，误差值e_k为通过根据其是否被收敛而自适应地设置CM应用权重α^k与DD应用权重β^k而检测到的误差值。

图2为显示用于本发明的s形函数的特性的图示。参照图2，s形特性根据值’a’变化。即，如果值‘a’增加，则该函数的形状接近于字母‘s’的形状，并且如果a＝1，则该函数的形状接近于直线。s形函数的特性在于：如果CM应用权重α^k增加，则DD应用权重β^k减少；并且如果CM应用权重α^k减少，则DD应用权重β^k增加。即，如果利用CM技术计算的接收信号的误差值e_k ^CM超过利用DD技术计算的误差值e_k ^DD，则通过对加权的CM技术以及与加权的CM技术相比被进一步加权的、加权的DD技术进行组合，计算接收信号的误差值e_k。此处，“加权的CM技术”指通过将CM应用权重α^k应用于CM技术而给出的CM技术，而“加权的DD技术”指通过将DD应用权重β^k应用于DD技术而给出的DD技术。另外，“与加权的CM技术相比被进一步加权的、加权的DD技术”指以下DD技术：向该DD技术应用了比应用于CM技术的CM应用权重αk大的DD应用权重β^k，并且“与加权的DD技术相比被进一步加权的、加权的CM技术”指以下CM技术：向该CM技术应用了比应用于DD技术的DD应用权重β^k大的CM应用权重α^k。如果利用CM技术计算的接收信号的误差值e_k ^CM小于或等于利用DD技术计算的误差值e_k ^DD，则这表示加权的DD技术和与加权的DD技术相比被进一步加权的、加权的CM技术相组合。

CM技术一般用于盲均衡器，并且还用于波束生成算法。当使用由Godard提出的CM技术时，成本函数J表示为等式(18)。

$J_{\mathrm{Godard}}=E\left[{({\left|z_n\right|}^p-R_p)}^2\right]---\left(18\right)$

在等式(18)中，‘p’表示随机正整数，并且R_p表示Godard模数，其在等式(19)中定义。

$R_p=\frac{E\left[{\left|z_n\right|}^{2p}\right]}{E\left[{\left|z_n\right|}^p\right]}---\left(19\right)$

因为当前的OFDM移动通信系统一般使用高阶调制方案(其比正交相移键控(QPSK)调制阶次高)，所以成本函数J分离为实部与虚部，如等式(20)所示。将成本函数J分离为实部与虚部是因为：由于利用高阶调制方案，传送/接收信号具有实部与虚部。

               J＝J_R+J_I

$J_R=E\left[{(z_{n,R}^2-R_{2,R})}^2\right],J_I=E\left[{(z_{n,I}^2-R_{2,I})}^2\right]$

$R_{2,R}=\frac{E\left[z_{n,R}^4\right]}{E\left[z_{n,R}^2\right]},R_{2,I}=\frac{E\left[z_{n,I}^4\right]}{E\left[z_{n,I}^2\right]}---\left(20\right)$

此处假定本发明使用LMS技术并且p＝2。因此，d(k)＝R_2，R+jR_2，I。另外，假定成本函数值J在初始点上，即k＝0点，为0(J＝0)。以下将参照图5更详细地描述这一点。

图5为示意性显示对于p＝2、d(k)＝R_2，R+jR_2，I以及J＝0(对于k＝0)的、在OFDM移动通信系统中的CM技术的图示。图6显示对于p＝2，d(k)＝R_2，R+jR_2，I，并且在点k＝0处J＝0的CM技术。即，如果值R₂通过等式(20)确定，则在坐标面上生成圆圈。然后，所接收的信号被确定为其中从原点画出的延伸线与圆圈相交的点。在图5中，所接收的z_k被投影为圆圈。

即使在DD技术中，与CD技术一样，也应该分别计算实部与虚部。在等式(21)中，Pr指示所接收的信号被DD技术投影为最近似所希望的接收信号d(k)的信号。此处，DD技术指将d(k)反映为最接近所接收信号的判决值的技术。

d_R(k)＝Pr[Re(z(k))]

d_I(k)＝Pr[Im(z(k))]

                       ..........(21)

图6为示意性显示在利用二相相移键控(BPSK)的OFDM移动通信系统中的DD技术的图示。参照图6，因为假定OFDM移动通信系统使用BPSK，所以如果接收信号在I-Q域中为(1.2，-0.2)，则在计算与+1与-1的距离之后，所希望的接收信号d(k)被投影为1的最近似值。

图3为显示根据本发明实施例的基站接收机的结构的方框图。虽然描述的是图3，但是应该理解：根据本发明实施例的基站接收机在结构上类似于结合图1描述的基站接收机，只是在信号处理器确定权重的方法上不同。为了简单，将参照图3只描述基站接收机中与本发明直接相关的元件。

参照图3，当接收在点k处的接收信号 x _k时，解扩展器310利用预定的解扩展码对接收信号 x _k进行解扩展，并且将经解扩展的信号 y _k输出到信号处理器330与接收波束生成器320。信号处理器330包含：接收波束权重步阶计算器331、接收波束权重计算器333、以及存储器335。

为了简便，将只参照图1基站接收机中的第一手指140-1描述图3。因此，图3的解扩展器310在运行上基本与第一手指140-1中第一扩展器141至第N解扩展器143的N个解扩展器相同。

在开始时，信号处理器330中的接收波束权重步阶计算器331接收具有恒定增益的初始接收波束权重步阶μ₀，按照参照等式(16)描述的方法计算接收波束权重步阶μ，并且将所计算的接收波束权重步阶μ输出到接收波束权重计算器333。接收波束权重计算器333通过接收经解扩展的信号 y _k、从接收波束生成器320输出的手指输出信号 z _k、从接收波束权重步阶计算器331输出的接收波束权重步阶μ、以及初始接收波束权重 w ₀，计算接收波束权重w _k，并且将所计算的接收波束权重 w _k输出到存储器335。存储器335缓冲存储由接收波束权重计算器333计算的接收波束权重 w _k，并且当更新接收波束权重 w _k时，接收波束权重计算器333使用在存储器335中存储的接收波束权重w _k。即，接收波束权重计算器333利用在点k处计算的接收波束权重 w _k更新在下一点k+1处的接收波束权重 w _k+1。

图4为显示根据本发明实施例的基站接收机的信号接收程序的流程图。参照图4，在步骤411，基站接收机设置初始接收波束权重 w ₀以及具有恒定增益的初始接收波束权重步阶 μ ₀。在步骤413，基站接收机确定通信是否结束。如果确定通信结束，则基站接收机结束正在进行的程序。如果在步骤413确定通信未结束，则基站接收机行进到步骤415。

在步骤415，基站接收机接收接收信号 x _k的经解扩展的信号 y _k。在步骤417，基站接收机利用经解扩展的信号 y _k与接收波束权重 w _k，计算从基站接收机各个手指输出的信号z_k集合 z _k( z _k＝ w _k ^H y _k)。 z _k表示利用接收波束权重 w _k生成的手指输出信号集合。

在步骤419，基站接收机计算误差值e_k，以减少接收信号x_k与所希望的接收信号d_k之间的误差 $(e_k={\mathrm{\α}}_k\·e_k^{\mathrm{CM}}+{\mathrm{\β}}_k\·e_k^{\mathrm{DD}}),$ 在步骤421，基站接收机利用经解扩展的信号y_k与误差值e_k，计算成本函数的微分值(J( w _k)＝-2e^* _k y _k)。

在步骤423，基站接收机计算接收波束权重 $(\mathrm{\μ}={\mathrm{\μ}}_0\exp \left(\frac{{\left|\right|z_k{e^{*}}_k\left|\right|}_2}{{\left|\right|z_k\left|\right|}_2}\right))\·$ 在步骤425，基站接收机计算波束生成系数，或者接收波束权重( w _k＝ w _k-1-μ y _ke^* _k)。在步骤427，基站接收机维持所计算的接收波束权重 w _k。

在步骤429，基站接收机延迟一预定单位时间。延迟一预定单位时间的原因是考虑到状态变迁延迟时间。在步骤431，基站接收机将k增加1，即从当前点k变迁到下一点k+1，然后返回到步骤413。

图7为显示关于一般接收波束权重生成技术与根据本发明实施例的接收波束权重生成技术的模拟结果的图表。对信噪比(SNR)为6dB的Rayleigh信道，获得图7所示的模拟结果。参照图7，请注意本发明所提出的、利用自适应接收波束权重步阶μ(或者可变接收波束权重步阶μ)的接收波束权重生成技术，对于基于一个瞬态的移动站的移动角度Δθ，在误码率(BER)性能方面较优越。在常规接收波束权重生成技术中，移动站的移动角度Δθ的增加会降低BER性能。

图8为显示对于根据本发明实施例的自适应接收波束权重生成技术的、根据基站接收机的接收天线数目的特性曲线的图表。参照图8，其中显示了具有6个接收天线的基站接收机以及具有10个接收天线的基站接收机的辐射模式。例如，如果假定特定基站接收机位于57°，则请注意：与具有6个接收天线的基站接收机相比，具有10个接收天线的基站接收机具有大约0.2dB的规范化天线增益，并且可以更正确地生成接收波束。因此，就OFDM移动通信系统的容量而言，天线数目的增加会使接收信号的幅度增加，使得能够正确通信，由此会对系统容量增加有贡献。

图9为显示根据本发明实施例的OFDM移动通信系统的结构的方框图。参照图9，OFDM移动通信系统包含移动站发射机900与基站接收机950。移动站发射机900包含：码元映射器911、串并(S/P)转换器913、导频码元插入器915、快速傅立叶逆变换(IFFT)块917、并串(P/S)转换器919、保护间隔插入器921、数模(D/A)转换器923、以及射频(RF)处理器925。

当有信息数据比特要发送时，该信息数据比特输入至码元映射器911。码元映射器911按照对于码元映射的预定调制方案，调制所输入的信息数据比特，并且将码元映射的数据比特输出到串并转换器913。此处，可以使用正交相移键控(QPSK)或16相正交幅度调制(16QAM)，作为调制方案。串并转换器913对从码元映射器911输出的串行调制码元进行并行转换，并且将经过并行转换的调制码元输出到导频码元插入器915。导频码元插入器915在从串并转换器913输出的经过并行转换的调制码元中插入导频码元，然后将插入了导频码元的调制码元输出到IFFT块917。

IFFT块917对从导频码元插入器915输出的信号进行N点IFFT，并且将结果信号输出到并串转换器919。并串转换器919对从IFFT块917输出的信号进行串行转换，并且将经过串行转换的信号输出到保护间隔插入器921。保护间隔插入器921接受从并串转换器919输出的信号，在其中插入保护间隔，并且将插入了保护间隔的信号输出到数模转换器923。插入保护间隔以去除OFDM通信系统中在先前OFDM码元时间传送的先前OFDM码元与要在当前OFDM码元时间传送的当前OFDM码元之间的干扰。对于保护间隔，使用循环前缀方法或者循环后缀方法。在循环前缀方法中，拷贝时域中OFDM码元的预定数目的最后样本，并且将其插入到有效OFDM码元中。在循环后缀方法中，拷贝时域中OFDM码元的预定数目的最初样本，并且将其插入到有效OFDM码元中。

数模转换器923对从保护间隔插入器921输出的信号进行模拟转换，并且将经过模拟转换的信号输出到RF处理器925。包含滤波器与前端单元的RF处理器925对从数模转换器923输出的信号进行RF处理，从而可以通过发射天线发射该信号。

基站接收机950包含：RF处理器951、模数(A/D)转换器953、接收波束生成器955、信号处理器957、保护间隔去除器959、串并(S/P)转换器961、快速傅立叶变换(FFT)块963、均衡器965、导频码元提取器967、同步与信道估计单元969、并串(P/S)转换器971、以及码元解映射器973。

由移动站发射机900发射的信号通过基站接收机950的接收天线接收，所接收的信号经历了多径通道并且具有噪声分量。通过接收天线接收的信号输入到RF处理器951，并且RF处理器951将该信号下变换为中频(IF)信号，并且将该IF信号输出到模数转换器953。模数转换器953对从RF处理器951输出的模拟信号进行数字转换，并且将经过数字转换的信号输出到接收波束生成器955与信号处理器957。已经描述了接收波束生成器955与信号处理器957的操作，因此将省略其详细描述。

从接收波束生成器955输出的信号输入至保护间隔去除器959。保护间隔去除器959从输出自接收波束生成器955的信号中去除保护间隔，并且将结果信号输出到串并转换器961。串并转换器961对从保护间隔去除器959输出的信号进行并行转换，并且将结果信号输出到FFT块963。FFT块963对从串并转换器961输出的信号进行N点FFT，并且将结果信号输出到均衡器965与导频码元提取器967。均衡器965对从FFT块963输出的信号进行信道均衡，并且将结果信号输出到并串转换器971。并串转换器971对从均衡器965输出的并行信号进行串行转换，并且将结果信号输出到码元解映射器973。码元解映射器973利用相应于在移动站发射器900中使用的调制方案的解调方案，解调从并串转换器971输出的信号，并且将结果信号输出，作为所接收的信息数据比特。

另外，从FFT块963输出的信号输入至导频码元提取器967，并且导频码元提取器967从输出自FFT块963的信号中提取导频码元，并且将所提取的导频码元输出到同步与信道估计单元969。同步与信道估计单元969对从导频码元提取器967输出的导频码元进行同步与信道估计，并且将结果输出到均衡器965。

从上述可以理解，移动通信系统利用自适应接收波束权重生成技术(即CM技术与DD技术的适当组合)，生成接收波束权重，由此使之可能迅速生成具有最小MSE值的接收波束权重。因此，可以生成正确的接收波束，并且正确接收接收波束使接收机能够正确地只接收所希望的信号，由此提高系统性能。另外，本发明通过根据信道变化速率自适应地生成接收波束权重步阶，增加了收敛速率，由此使达到最小MSE的时间最小化，并且提高系统性能。

虽然参照本发明的特定优选实施例显示并且描述了本发明，但是本领域技术人员应该理解：在不脱离权利要求所限定的本发明的精神与范围的前提下，可以在其中进行形式与细节上的各种修改。

Claims (23)

1.一种在包含至少一个接收天线的基站中、用于接收信号的装置，该装置包含：

解扩展器，用来接收接收信号，并且对接收信号进行解扩展；

信号处理器，用来通过接收经解扩展的信号，计算表示利用第一技术与第二技术的组合技术的接收信号与所希望的接收信号之间的差异的误差值，利用误差值以及通过向经解扩展的信号应用先前接收波束权重而生成的输出信号来计算接收波束权重步阶值，并且计算先前接收波束权重与接收波束权重步阶值、经解扩展的信号、以及误差值的共轭值的积之间的差异，作为当前接收波束权重；以及

接收波束生成器，用来使用经解扩展的信号与接收波束权重，来生成接收波束，并且通过向经解扩展的信号应用接收波束，来生成输出信号。

2.如权利要求1所述的装置，其中信号处理器包含：

权重计算器，用来通过接收经解扩展的信号，计算利用第一技术与第二技术的组合技术的误差值，并且计算先前接收波束权重与接收波束权重步阶值、经解扩展的信号、以及误差值的共轭值的积之间的差异，作为权重；以及

接收波束权重步阶计算器，用来利用误差值与输出信号，计算接收波束权重步阶值。

3.如权利要求1所述的装置，其中误差值为均方差(MSE)值。

4.如权利要求1所述的装置，其中第一技术为恒定模数(CM)技术，第二技术为判决指向(DD)技术。

5.如权利要求1所述的装置，其中信号处理器确定接收波束权重步阶值，使得接收波束权重成为接收信号方向上的最优接收波束。

6.一种在包含至少一个接收天线的基站中用于接收信号的方法，该方法包含以下步骤：

接收接收信号，并且对该接收信号进行解扩展；

通过接收经解扩展的信号，计算表示利用第一技术与第二技术的组合技术的接收信号与所希望的接收信号之间差异的误差值；

利用误差值以及通过向经解扩展的信号应用先前接收波束权重而生成的输出信号，计算接收波束权重步阶值；

计算先前接收波束权重与接收波束权重步阶值、经解扩展的信号、以及误差值的共轭值的积之间的差异，作为当前接收波束权重；

使用经解扩展的信号与接收波束权重，生成接收波束；以及

通过向经解扩展的信号应用接收波束，生成输出信号。

7.如权利要求6所述的方法，其中误差值为均方差(MSE)值。

8.如权利要求6所述的方法，其中第一技术为恒定模数(CM)技术，第二技术为判决指向(DD)技术。

9.如权利要求6所述的方针，其中确定接收波束权重步阶值的步骤包含：确定接收波束权重步阶值，使得接收波束权重成为接收信号方向上的最优接收波束。

10.一种在包含至少一个接收天线的基站中用于接收信号的方法，该方法包含以下步骤：

通过接收接收信号，计算表示利用第一技术与第二技术的组合技术的接收信号与所希望的接收信号之间差异的误差值；

利用误差值以及通过向接收信号应用先前接收波束权重而生成的输出信号，计算接收波束权重步阶值；

计算先前接收波束权重与接收波束权重步阶值、接收信号、以及误差值的共轭值的积之间的差异，作为当前接收波束权重；

使用接收信号与接收波束权重，生成接收波束；以及

通过向接收信号应用接收波束，生成输出信号。

11.如权利要求10所述的方法，其中误差值为均方差(MSE)值。

12.如权利要求10所述的方法，其中第一技术为恒定模数(CM)技术，第二技术为判决指向(DD)技术。

13.如权利要求10所述的方针，其中确定接收波束权重步阶值的步骤包含：确定接收波束权重步阶值，使得接收波束权重成为接收信号方向上的最优接收波束。

14.一种在包含至少一个接收天线的基站中、用于生成最优接收波束权重从而接收波束成为接收信号方向上的最优接收波束的方法，所述基站通过利用先前接收波束权重与当前接收信号的经解扩展的信号生成接收天线的接收波束，计算指示当前接收信号与所希望的接收信号之间差异的误差值，并且利用先前接收波束权重、经解扩展的信号、以及误差值，计算当前接收波束权重，所述方法包含以下步骤：

利用误差值以及通过向经解扩展的信号应用接收波束权重而生成的输出信号，生成接收波束权重步阶值；

计算先前接收波束权重与接收波束权重步阶值、经解扩展的信号、以及误差值的共轭值的积之间的差异，作为当前接收波束权重；以及

选择接收波束权重步阶值，使得当前接收波束权重成为最优接收波束。

15.一种在包含至少一个接收天线的基站中、用于生成最优接收波束权重从而接收波束成为接收信号方向上的最优接收波束的装置，所述基站通过利用先前接收波束权重与当前接收信号的经解扩展的信号生成接收天线的接收波束，计算指示当前接收信号与所希望的接收信号之间差异的误差值，并且利用先前接收波束权重、经解扩展的信号、以及误差值，计算当前接收波束权重，所述装置包含：

接收波束权重步阶计算器，用来利用误差值以及通过向经解扩展的信号应用接收波束权重而生成的输出信号，计算接收波束权重步阶值；以及

接收波束权重计算器，用来计算先前接收波束权重与接收波束权重步阶值、经解扩展的信号、以及误差值的共轭值的积之间的差异，作为当前接收波束权重。

16.如权利要求15所述的装置，其中接收波束权重步阶计算器选择接收波束权重步阶值，使得当前接收波束权重成为最优接收波束。

17.一种在包含至少一个接收天线的基站中、用于生成最优接收波束权重从而接收波束成为接收信号方向上的最优接收波束的方法，所述基站通过利用先前接收波束权重与当前接收信号，生成接收天线的接收波束，计算指示当前接收信号与所希望的接收信号之间差异的误差值，并且利用先前接收波束权重、当前接收信号、以及误差值计算当前接收波束权重，所述方法包含以下步骤：

利用误差值以及通过向接收信号应用接收波束权重而生成的输出信号，生成接收波束权重步阶值；

计算先前接收波束权重与接收波束权重步阶值、接收信号、以及误差值的共轭值的积之间的差异，作为当前接收波束权重；以及

选择接收波束权重步阶值，使得当前接收波束权重成为最优接收波束。

18.一种在包含至少一个接收天线的基站中、用于生成最优接收波束权重从而接收波束成为接收信号方向上的最优接收波束的装置，所述基站通过利用先前接收波束权重与当前接收信号生成接收天线的接收波束，计算指示当前接收信号与所希望的接收信号之间的差异的误差值，并且利用先前接收波束权重、当前接收信号、以及误差值计算当前接收波束权重，所述装置包含：

接收波束权重步阶计算器，用来利用误差值以及通过向接收信号应用接收波束权重而生成的输出信号，计算接收波束权重步阶值；以及

接收波束权重计算器，用来计算先前接收波束权重与接收波束权重步阶值、接收信号、以及误差值的共轭值的积之间的差异，作为当前接收波束权重。

19.如权利要求18所述的装置，其中接收波束权重步阶计算器选择接收波束权重步阶值，使得当前接收波束权重成为最优接收波束。

20.一种在包含至少一个接收天线的基站中用于接收信号的装置，该装置包含：

信号处理器，用来通过接收接收信号，计算表示利用第一技术与第二技术的组合技术的接收信号与所希望的接收信号之间的差异的误差值，利用误差值以及通过向接收信号应用先前接收波束权重而生成的输出信号来计算接收波束权重步阶值，并且计算先前接收波束权重与接收波束权重步阶值、接收信号、以及误差值的共轭值的积之间的差异，作为当前接收波束权重；以及

接收波束生成器，用来使用接收信号与接收波束权重生成接收波束，并且通过向接收信号应用接收波束来生成输出信号。

21.如权利要求20所述的装置，其中误差值为均方差(MSE)值。

22.如权利要求20所述的装置，其中第一技术为恒定模数(CM)技术，第二技术为判决指向(DD)技术。

23.如权利要求20所述的装置，其中信号处理器确定接收波束权重步阶值，使得接收波束权重成为接收信号方向上的最优接收波束。

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