JP2005524331A - 適応送信アンテナ・アレイを用いた無線伝送 - Google Patents

Abstract

適応送信アンテナ・アレイ（３）を用いた信号の閉ループ無線通信であって、送信アンテナ・アレイ（３）により送信されるべき複数の信号のコピーが、送信アンテナ・アレイ（３）から受信機（２）の受信アンテナ・アレイ（４）までのマルチパス伝送チャネル特性（Ｈ）の関数である遅延及び重み（ｗ_ｎ ^ｊ）を有して生成され、且つ送信アンテナ・アレイ（３）により送信される前に組み合わされる。受信機（２）は、各受信アンテナ素子からの受信信号成分であって、マルチパス伝送チャネルのそれぞれの関数である遅延及び重み（ｕ）を有する当該受信信号成分を組み合わせる。受信機が、受信アンテナ・アレイからの受信信号であって、マルチパス伝送チャネルのそれぞれの関数である遅延及び重み（ｕ）を有する当該受信信号をコピーし且つ当該コピーされた受信信号を組み合わせるマルチフィンガ・レイク受信機（６）を備えることが好ましい。

Description

［発明の分野］
本発明は、適応送信アンテナ・アレイを用いた信号の閉ループ無線伝送に関し、特に遅延拡散環境での伝送に適している。

［発明の背景］
データ伝送に関する無線通信システムの重要性は絶えず増大しつつあると考えられ、その範囲には、最大の意味で、例えば、音声又は他の音及び画像、並びに抽象的なディジタル信号が含まれると理解されるべきである。

無線通信システムのため現在提案されている標準は、３ＧＰＰ（第３世代パートナーシップ・プロジェクト）標準、及び３ＧＰＰ２標準（これらは符号分割多元接続（「ＣＤＭＡ」）及び周波数分割デュープレックス（「ＦＤＤ」）又は時分割デュープレックス（「ＴＤＤ」）を使用する。）、ヨーロッパ電気通信標準協会（「ＥＴＳＩ」）のＨＩＰＥＲＬＡＮ及びＨＩＰＥＲＬＡＮ２ローカル・エリア・ネットワーク標準（これらは時分割デュープレックス（「ＴＤＤ」）を使用する。）、及び国際電気通信連合（「ＩＴＵ」）のＩＭＴ−２０００標準を含む。本発明は、これらの種類のシステム及び他の無線通信システムに適用可能である。

雑音及び干渉に対するシステムの感度を低減し且つ送信電力を制限しながらシステムの通信容量を改善するため、同じデータが異なる送信及び／又は受信アンテナ素子を介して伝送される空間−時間ダイバーシティと、同じデータがそれらの副搬送波周波数により区別された異なるチャネルを介して拡散される直交周波数分割多重（「ＯＦＤＭ」）のような周波数拡散とを含む様々な技術が、別々に又は組み合わせて用いられる。

受信機において、シンボルの検出は、複素チャネル減衰及び位相偏移、即ちチャネル状態情報（「ＣＳＩ」）の知識を利用して実行される。チャネル状態情報は、受信機において、送信機からデータと一緒に送信されたパイロット信号の値を測定することにより獲得される。チャネルの知識は、受信された信号を最大比組み合わせ技術に従って共同で処理するのを可能にし、当該最大比組み合わせ技術においては、受信された信号が、推定されたチャネル転送マトリックスのエルミート転置により乗算される。

送信ダイバーシティを管理する２つの幅広い方法は、「閉ループ」と「開ループ」とに類別されてきた。閉ループ信号送信においては、送信チャネルに関する情報は、通信を改善するため送信機で利用される。例えば、ＥＴＳＩＵＭＴＳ物理層エキスパート・グループに提示されたドキュメントＴｄｏｃ ＳＭＧ２ＵＭＴＳ−Ｌ１ ３１８／９８は、送信適応アレイ（ＴｘＡＡ）ＦＤＤスキームの動作を記述しており、当該スキームにおいては、専用チャネルが、各送信アンテナで同じデータ及び符号と共にであるがしかしアンテナ特有の振幅及び位相重み付けと共にコヒーレントに送信される。受信機は、共通チャネル上を送信されたパイロットを用いて、各アンテナから見られるチャネルを別々に推定する。受信機は、当該受信機で受信された電力を最大にするため送信機で印加されるべきである重みを推定し、当該重みを量子化し、そしてそれらを送信機へフィードバックする。送信機は、それぞれの量子化された重みを、アレイの各送信アンテナから送信された信号の振幅及び位相に適用する。本発明の譲受人に譲渡された米国特許Ｎｏ．６１９２２５６は、この種類の閉ループ伝送システムを記載する。代替として、ＴＤＤシステムにおいては、ダウンリンク送信アンテナに印加された信号を重み付けするためのチャネル状態情報は、ダウンリンク及びアップリンクのチャネルが相互的であると仮定して、任意の特定のチャネル又は重み付け情報を受信機から送信機へ送信することをしないで、アップリンク信号から導出され得る。

通信の更なる改善は、レイク受信機の使用により得ることができる。マルチパス・チャネルにおいては、元の送信された信号は、建物及び山のような障害物から反射され、そして受信機は、様々な遅延を有する信号の幾つかのコピーを受信する。複数の信号が相互から２以上の基本信号要素だけ離れて到着する場合、単一の受信機はそれらを分解する（ｒｅｓｏｌｖｅ）ことができる。実際に、各個別のマルチパス信号の視点から、他のマルチパス信号は、干渉と見なされ、そしてそれらは、単一の受信機又は単一のレイク受信機フィンガの処理利得により抑圧される。

レイク受信機は、分解されたマルチパス信号を組み合わせることにより更なる便益を得る。Ｒａｍｊｅｅ Ｐｒａｓａｄ及びＴｅｒｏ Ｏｊａｎｐｅｒａｅによるレビュー「広帯域ＣＤＭＡに向けてのＣＤＭＡ進展の概観（Ａｎ Ｏｖｅｒｖｉｅｗ ｏｆ ＣＤＭＡ ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ ｔｏｗａｒｄ ｗｉｄｅｂａｎｄ ＣＤＭＡ）」（ＩＥＥＥ通信サーベイ（ＩＥＥＥ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｕｒｖｅｙｓ発行）は、レイク受信機の一例を記載する。拡散及び変調後に、信号が送信され、そしてマルチパス・チャネルにおける信号は遅延され、そしてそれぞれ量だけ減衰される。レイク受信機は、信号の異なるマルチパス成分を受信する複数の受信機フィンガを有する。各フィンガにおいて、受信された信号は、拡散コードにより相関させられ、それは、マルチパス信号のそれぞれの測定された遅延と時間的に位置合わせされる。逆拡散後に、信号は、例えば、最大比組み合わせにより重み付けされ、そして組み合わされる、即ち、各信号を経路利得（減衰率）により重み付けする。受信されるマルチパス信号が独立にフェード（ｆａｄｅ）するので、ダイバーシティの順序（ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ ｏｒｄｅｒ）、従って性能が改善される。

実際に、移動受信機の動きは、散乱環境を変え、従って遅延及び減衰率が同様に変わるであろう。レイク受信機フィンガは、ハードウエアによるよりむしろソフトウエア・アルゴリズムにより定義され得る。送信マルチパス・チャネル・プロフィールが測定され、次いでレイク・フィンガ（ＲＡＫＥ ｆｉｎｇｅｒｓ）が再割り当てされ得る。小規模の変化を符号追跡ループが面倒を見、その符号追跡ループは各マルチパス信号の時間遅延を追跡する。

３ＧＰＰ作業グループ１に提示された資料「連結事前歪みを有する送信ダイバーシティ（Ｔｒａｎｓｍｉｔ ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ ｗｉｔｈ ｊｏｉｎｔ ｐｒｅ−ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）」（Ｔｄｏｃ３ＧＰＰ ＴＳＧＲ１＃６（９９）９１８）は、ＵＭＴＳ ＴＤＤモードに対して、受信機での連結検出の必要性を取り除くため、各スマート・アンテナ要素上の送信信号を別々に（又は同時に）事前歪み化することを提案し、単一フィンガ・レイク受信機を使用することができることになる目的が記述され、即ち、送信された信号は、あたかも受信された信号がマルチパス信号でなくシングルパス信号であったのように、受信された信号が受信機に現れるように変更される。利点は、マルチパス・ダイバーシティから得られない。

Ｈ．Ｓａｍｐａｔｈ、Ｈ．Ｂｏｅｌｃｓｋｅｉ及びＡ．Ｊ．Ｐａｕｌｒａｊによる論文「遅延拡散を有するＭＩＭＯ無線チャネルのための事前等化（Ｐｒｅ−ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ ｆｏｒ ＭＩＭＯ ｗｉｒｅｌｅｓｓ ｃｈａｎｎｅｌｓ ｗｉｔｈ ｄｅｌａｙ ｓｐｒｅａｄ）」（ＶＴＣ２０００においてＥＥＥにより発行）は、送信機で使用可能にされるチャネル知識を用いて、移動局の複雑さを低減するように、送信アンテナから送信される信号を事前等化するＯＦＤＭ伝送システムを記載する。当該システムは有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタを含み、当該有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタは、それぞれの遅延及び重み（利得）を有する送信信号のコピーを組み合わせ、そしてその組み合わされた信号を送信アンテナから発射する。

両方のケースにおいて、干渉を最小にし且つマルチフィンガ・レイク受信機又は受信機での等化器の使用を回避するため、そのようなスキームはチャネルの様子（ｃｈａｎｎｅｌ ｌｏｏｋ）を平坦にすることを試みている。本発明は、マルチパス信号を利用することによりこれらのシステムと比較して改善された性能を得る。

［発明の概要］
本発明は、添付の特許請求の範囲に記載されたように適応送信アンテナ・アレイを用いた信号の閉ループ無線伝送の方法及び装置を提供する。

［好適な実施形態の詳細な説明］
図１は、送信ダイバーシティ無線通信ネットワークによりデータを伝送するシステムの第１の実施形態を示す。当該システムは、送信機側として（その送信機能を主に参照して）説明されるであろう第１の局と、受信機側として（その受信機能を主として参照して）説明されるであろう第２の局を備える。このケースにおいては、第１の局及び第２の局は、両方共、送信及び受信の両方が可能であり、そして更に、同じアンテナ素子が、本発明の好適な実施形態において送信及び受信の両方のため用いられる。

送信機側１は、Ｎ個の送信アンテナ素子のアレイ３を備える。システムの受信機側２は、Ｍ個の受信アンテナ素子のアレイ４を備える。それぞれの側のアンテナ素子の数は、経済的考慮事項と、増大したチャネル・ダイバーシティを提供するための技術的望ましさとの間の妥協として選定される。移動電話のケースにおいては、単一の基地局は、数百の移動ユニット又は数千もの移動ユニットに対して働き、従って移動ユニットより基地局にアンテナ素子を追加することの方がより経済的である。しかしながら、ローカル・エリア・ネットワーク（「ＬＡＮ」）のケースにおいては、ユーザ局のコストは、移動電話のケースにおけるより、その重大さがより小さく、そしてより多くの数のアンテナは、移動電話のケースにおけるよりユーザ側で選定されるであろう。

アレイ３の各送信アンテナ素子は、様々な経路を介してアレイ４の受信アンテナ素子のそれぞれに送信する。従って、合計Ｍ個の受信アンテナ素子の中からｍ番目の受信アンテナ素子を考慮すると、送信アンテナ素子１〜Ｎまでのそれぞれは、複雑なマルチパス・フェーディングを導入する多重反射及び散乱に起因して様々な経路を介して受信アンテナ素子ｍへ送信する。チャネル・エネルギが閉じ込められる（ｃｏｎｓｔｒａｉｎ）時間窓をＬＴ_Ｓと表示しよう。なお、Ｔ_Ｓは、サンプリング速度の逆数である。送信アンテナｎと受信アンテナｍとの間のチャネルの様々な経路（パス）を表すＬ個の係数は、ｈ^１ _ｎ，ｍ，…，ｈ^Ｌ _ｎ，ｍ（ここで、ｎ＝１，…，Ｎ及びｍ＝１，…，Ｍ）と表される。説明の簡潔のため、我々は、Ｍ＝１のケースに関する状況を以下で説明する。また、以下の記載は、周波数分割デュープレクッス広帯域符号分割多重（「ＦＤＤＷ−ＣＤＭＡ」）システムの例に関連し、そして基地局ＢＳから移動局ＭＳへの送信を参照して説明される。そのようなスキームは、例えば、ＵＭＴＳＦＤＤモードに関して考慮することができる。しかしながら、本発明は、マルチパスが存在する状態で送信ダイバーシティを使用する他のシステムに適用することができる。

動作において、送信されるべき信号内の各シンボルｘは、拡散され、そしてＮ個の送信アンテナのそれぞれの上で有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタ（各送信アンテナについてのそれぞれのＦＩＲフィルタに等価である。）に印加される。システムの受信機側２は、復調器／検出器６を備え、当該復調器／検出器６は、信号を受信アンテナ素子アレイ４から受信し、そしてｎ番目の送信アンテナとｍ番目の受信アンテナとの間の異なる経路からの信号成分を逆拡散し再結合した後で、受信された要素からシンボルｘ’を検出する。復調器／検出器６は、マルチフィンガ・レイク受信機（ｍｕｌｔｉ−ｆｉｎｇｅｒ ＲＡＫＥ ｒｅｃｅｉｖｅｒ）を備える。レイク受信機は、各マルチパス成分に対して１つの受信機フィンガを有する。各フィンガにおいて、受信された信号は拡散コードにより相関させられ、それはマルチパス信号の遅延と時間的に位置合わせされる。逆拡散後に、信号は、重み付けされ、そして組み合わされる。本発明の好適な実施形態においては、最大比組み合わせ（ｍａｘｉｍａｌ ｒａｔｉｏ ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ）を用いる、即ち各信号は経路利得により重み付けされる。

システムの送信側で、Ｎ個のＦＩＲフィルタの組５は、図１に示されるように、送信アレイ３の各アンテナに対して単独のＦＩＲフィルタを含むよう仮定される。送信アンテナｎに対するＦＩＲフィルタのＦ個の個々の係数ｗ_ｎ ^１，ｗ_ｎ ^２，…，ｗ_ｎ ^Ｆのベクトルを

と表す。ここで、シンボル（ ）^ｔはベクトルの転置を意味する。係数ｗ_ｎ ^ｊ（ここで、ｎ＝１，…，Ｎ、及びｊ＝１，…，Ｆ）は複素係数であり、それらは、レイク受信機の出力を最適化するため、チャネル・レシプロシティ（ｃｈａｎｎｅｌ ｒｅｃｉｐｒｏｃｉｔｙ）を仮定できない（例えばＦＤＤシステム）とき、受信側２で推定されたチャネル伝達係数（ｃｈａｎｎｅｌ ｔｒａｎｓｆｅｒ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔｓ）から導出される。しかしながら、チャネル状態の推定が送信機で分かっているとき、この操作は、送信側で行うことができる（例えば、ＴＤＤシステム）。

従って、ＦＩＲフィルタの組５は、上記の送信アンテナ・アレイ３により送信されるべき信号のコピーを生成し、各送信アンテナ素子に対する送信コピーの遅延及び重みは、送信アンテナ素子から受信アンテナ・アレイ４までのそれぞれのマルチパス送信チャネル特性の関数である。

図２は、送信アンテナ・アレイ３が２個の送信アンテナ（Ｎ＝２）と１送信アンテナ当たり４個のＦＩＲフィルタ（Ｆ＝４）とを備える特定のケースに対する、ＦＩＲフィルタの組５の１つの実際的実施形態の一例を示す。この実施形態においては、２個のアンテナに対するＦＩＲフィルタは、（Ｆ−１）個の遅延構成要素の共通組により表されるように共通の遅延時間を、また別々の組８及び９により表されるようにそれぞれの重み付け係数を有し、当該別々の組８及び９のそれぞれは、Ｆ個の重み付け要素を有する。次いで、重み付け係数要素のそれぞれの組８及び９からのそれぞれの信号は、それぞれの加算構成要素１０及び１１により表されるように組み合わされる。ＦＩＲフィルタの組５及び７から１１が本発明の好適な実施形態においては物理的構成要素として表されているが、送信されるべき信号を遅延させ、重み付けし、そして組み合わせるＦＩＲフィルタの機能は、ソフトウエア・アルゴリズムにより実行される。

図３及び図４は、例えばＵＭＴＳのための３ＧＰＰ標準で規定されたようにダウンリンクにおける広帯域符号分割多元接続（ＷＣＤＭＡ）インターフェースに基づいている周波数分割デュープレクッス（ＦＤＤ）システムに対して図１又は図２に従ったシステムを適用した一例を示すが、図１又は図２に示される本発明の実施形態の送信ダイバーシティ・システムを含むよう変更されている。当該システムは、送信機セクション１、及び同じアンテナ・アレイ３を用いる受信機セクションを有する基地局（図３）と、幾つかの移動局とを備え、これら幾つかの移動局のうちの１つの移動局が、図４に示され、その移動局は、受信機セクション２、及び同じアンテナ・アレイ４を用いる送信機セクションを有する。図３及び図４に示される本発明の実施形態は、基地局でのＮ＝４個の送信空中線（ａｅｒｉｌａｓ）と、移動局でのＭ＝２個の受信空中線とを備えるよう示されている。本発明のこの実施形態の方法は、図３に示される基地局の送信機と、図４に示される移動局の受信機との間の通信に適用されるように説明される。

基地局で、データは符号化ブロック１２に入力され、そこでは、ＣＲＣ添付、セグメント化、チャネル符号化、レート・マッチング、インターリービング及び多重化が実行される。その結果生じるデータ列は、ＱＰＳＫ変調ユニット１３に供給され、２つの連続シンボルの各対は、ＱＰＳＫシンボル上へマッピングされる（例えば、同相（「Ｉ」）ブランチ（ｂｒａｎｃｈ）上の第１ビット及び直交（「Ｑ」）ブランチ上の第２ビット）。次いで、各ブランチは、拡散ブロック１４に供給され、そこでは、同じ実数値のチャネル化コードを用いて、チップ・レート（ｃｈｉｐ ｒａｔｅ）へＩブランチ及びＱブランチを独立に拡散する。次いで、Ｉブランチ及びＱブランチ上のそれぞれの実数値チップのシーケンスは、複素値チップのシーケンスとして取り扱われ、そしてスクランブリング・ユニット１５において複素値のスクランブリング・コードによりスクランブルされる。その結果生じた複素値チップのシーケンスは、ＦＩＲフィルタの組５に供給される。各送信アンテナ・ブランチ＃ｎ（ｎ＝１，…，４）に対して、複素値チップのシーケンスは、組５のそれぞれＦＩＲフィルタに供給され、そのそれぞれのＦＩＲフィルタの係数及び遅延は、重みベクトル（太字ｗ_ｎ）（なお、本明細書では、（太字ｘ）は太字で表された記号ｘを表す。）（ｎ＝１，…，４）により制御される。各重みベクトルは、重みセクション及び更新ユニット１６において、基地局受信機１７により受信されたフィードバック・ビットから導出される（漸進的精密化（ｐｒｏｇｒｅｓｓｉｖｅ ｒｅｆｉｎｅｍｅｎｔ）が、題名が「漸進的精密化ＴｘＡＡモード（Ｐｒｏｇｒｅｓｓｉｖｅ Ｒｅｆｉｎｅｄ ＴｘＡＡ Ｍｏｄｅ）」である、モトローラによる３ＧＰＰ標準のための作業グループへの寄稿論文であって、ＴＳＧＲ１＃７（９９）ｃ１１（８月３０日−９月３日、ドイツＨａｎｎｏｖｅｒ）で参照されたその寄稿論文に記載されているように用いられることができる。）。各ブランチ上にその結果生じたそれぞれの信号は、送信アンテナ・アレイ３のそれぞれの送信アンテナ素子に供給される。

パイロット・シンボルは、各送信アンテナのための送信信号に含まれる。２つの種類のパイロット・シンボル、即ち、各アンテナ上のＦＩＲフィルタにかけられるであろう専用パイロット・シンボルと、ＦＩＲフィルタリング無しの多重入力多重出力チャネル上に送られるであろう共通パイロット・シンボル（ｃｏｍｍｏｎ ｐｉｌｏｔ ｓｙｍｂｏｌｓ）（ＣＰＩＣＨ）とを用い得る。専用パイロット・シンボルが移動局のレイク受信機６で用いられ、これに対して、ＣＰＩＣＨパイロット・シンボルは、送信で適用されるべき最適重みの計算において考慮されるであろう。題名が「閉ループ送信ダイバーシティ・モード２に関する検証アルゴリズム（Ｖｅｒｉｆｉｃａｔｉｏｎ ａｌｇｏｒｉｔｈｍ ｆｏｒ ｃｌｏｓｅｄ ｌｏｏｐ ｔｒａｎｓｍｉｔ ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ ｍｏｄｅ ２）」である、３ＧＰＰ標準のための作業グループへのモトローラの寄稿論文であって、ＴＳＧＲ１＃１５（００）１０８７（８月２２日−２６日、ドイツＢｅｒｌｉｎ）で参照されたその寄稿論文に記載されているように、検証技術が本発明の好適な実施形態で用いられている。検証技術が用いられるとき、専用パイロット・シンボルと共通パイロット・シンボルの両方に含まれる情報の組み合わせが用いられることに注目されたい。これらのチャネル推定及び等価チャネル推定（即ち、組５のＦＩＲフィルタの効果とチャネル応答との組み合わせを含む。）は、移動局で計算される。

図４に示される移動局は、アレイ４の各受信アンテナに対してそれぞれの逆拡散ユニット及びデスクランブリング（ｄｅ−ｓｃｒａｍｌｉｎｇ）ユニット１８及び１９を備え、それらのデスクランブリング・ユニット１８及び１９において、受信信号は、チャネルにより導入されるそれぞれの遅延、及び送信で用いられる組５のＦＩＲフィルタのそれぞれの係数を考慮して逆拡散され且つデスクランブリング（スクランブリング解除）される。これらの動作は、受信アンテナ・ベースで且つフィンガ・ベースで実現される。１つのフィンガは、１つの遅延（組５のＦＩＲフィルタのそれぞれの複素係数に起因した遅延、及びマルチパス・チャネルに起因したそれぞれの遅延を含む。）と関連付けられる。フィンガの推奨される数Ｒは、Ｑ＋Ｆ−１に等しく、ここで、Ｑは非ヌル経路の数（Ｑ≦Ｌ）であるが、しかし一層関連したフィンガが考慮される場合著しい劣化無しでより少なくすることができる。デスクランブリング・ユニット１８及び１９の出力は、シンボルのＲ個のコピー又はレプリカの一組である。逆拡散及びデスクランブリング後に、各シンボルのＲ個のレプリカは、最大比コンバイナ２０及び２１（１個の受信アンテナ当たり１個）に供給され、当該最大比コンバイナ２０及び２１は、それらを、例えばこの実施形態においては最大比組み合わせのような選定された判定基準に従って組み合わせる。最大比組み合わせのため適用される係数は、アンテナ・アレイ４から直接信号を受信するチャネル推定ユニット２２に供給される。次いで、最大比コンバイナ２０及び２１からのその結果生じたデータは、加算ユニット２３で加算され（これはアンテナ全体にわたった加算に対応する。）、そして復号ブロック２４に印加される。復号ブロック２４は、符号化ユニット１２の逆動作を実行し、そして推定されたデータを出力する。

重み最適化及び選定が、チャネル推定ユニット２２からのチャネル推定を用いて、ブロック２５における移動ユニットで実行される。本発明の好適な実施形態においては、コードブック（又は、ルックアップ・テーブル）は、題名が「フィードバック・モード送信ダイバーシティのＵＥ複雑さの考慮（ＵＥ Ｃｏｍｐｌｅｘｉｔｙ Ｃｏｎｓｉｄｅｒａｔｉｏｎｓ ｏｆ Ｆｅｅｄｂａｃｋ Ｍｏｄｅ Ｔｒａｎｓｍｉｔ Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ）」である、モトローラによる３ＧＰＰ標準のための作業グループへの寄稿論文であって、ＴＳＧＲ１＃３（９９）２９７（１９９９年３月２２日−２６日、Ｓｔｏｃｋｈｏｌｍ）で参照されたその寄稿論文に記載されているように用いられる。以下で説明されるようにコードブックを用いる場合、ＦＩＲフィルタに対する係数の最適な組は、

により与えられる最高の受信電力を与えるコードブックの重みの組である。次いで、重みのその結果生じる組の識別は、１スロット当たりのフィードバック・ビット数のようなフィードバックに関する条件を特定して、アップリンク段階中に移動送信機ユニット２６を通じて送られる。漸進的精密化技術を用いることができるので、最適化のための使用可能な重みの組は、前に送られたフィードバック・ビットを考慮するため低減されることができ、従って更新情報のみが、アップリンクを介して送信される必要があることに注目されたい。

再び、図１に示されるより一般的なケースに言及すると、受信アンテナ・アレイ２上で獲得される（Ｌ＋Ｆ−１）次元の信号ベクトル

は、逆拡散後であって、且つ干渉及び雑音を無視するとき、次式のように書くことができる。

ここで、（太字Ｈ）は、データ・シンボルｘが見る等価チャネルのマトリックスである。この等価チャネルは、相関解除（ｄｅ−ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）プロセスは別として各アンテナ上のチャネルとの各ＦＩＲフィルタの畳み込みから起きる。マトリックス（太字Ｈ）は、（Ｌ＋Ｆ−１）行及び（Ｎ×Ｆ）列を有し、そして次式により与えられる。

式１において、重みベクトル（太字ｗ）は、長さＮ×Ｆの列ベクトルである、即ち、

である。理想的最大比組み合わせレイク受信機は、次の係数

を適用することにより行ベクトル（太字ｙ）の（Ｌ＋Ｆ−１）個の要素を組み合わせる。

ここで、指数Ｈ（ｅｘｐｏｎｅｎｔ Ｈ）は、エルミート転置及び共役ベクトルに対応する。これは、各送信アンテナ上で送られたパイロット・シーケンス（ＷＣＤＭＡシステムにおける専用パイロット・シンボル及び共通パイロット・シンボルの両方）を、送信された重みと組み合わされたチャネル係数を推定するため用いることを意味する。式３において、ベクトル（太字ｕ）は、レイク受信機の出力での（雑音＋干渉）のレベルがチャネル係数と共に変化しないように正規化される。従って、レイク受信機の出力は、

に等しい。

シンボル・データ・パワーが正規化される場合、所望の信号の瞬時受信電力は、

に等しい。

重みベクトル（太字ｗ）は、単位ノルム制約（ｕｎｉｔ ｎｏｒｍ ｃｏｎｓｔｒａｉｎｔ）

の下で受信電力Ｐを最大にするため、合計送信電力も正規化されるよう選定される。固有フィルタの解とも呼ばれる（太字ｗ）に関する解析的解は、マトリックス

の最大固有値に対応する固有ベクトルである（例えば、Ｓｉｍｏｎ Ｈａｙｋｉｎの著書「適応フィルタ理論（Ａｄａｐｔｉｖｅ ｆｉｌｔｅｒ ｔｈｅｏｒｙ）」（Ｐｒｅｎｔｉｃｅ Ｈａｌｌ発行）の４．４及び４．５章参照）。

本発明の一実施形態においては、この解析的解が、計算され、量子化され、符号化され、そして例えば、ＦＤＤ ＷＣＤＭＡ通信のケースでは受信機（例えば、移動局）から送信機（例えば、基地局）へ戻すよう送信される。

本発明の好適な実施形態においては、重みベクトル（太字ｗ）の成分は、受信機２（ルックアップ・テーブル又はコードブック）に格納された事前定義された値のリストの中で選定され、それにより、その結果生じるベクトル（太字ｗ）は、受信電力を少なくともほぼ最大にする。なお、対応するリストは、送信機１に格納される。それぞれの事前定義された値は、振幅値及び位相シフトの組み合わせαｅｘｐ（ｊφ）か、又は単なる位相シフトｅｘｐ（ｊφ）（送信電力の正規化から離れた）かであることができる。位相シフトに対する１組の潜在的候補は、例えば、

である。次いで、選定されたベクトル（太字ｗ）を定義する指標（ｉｎｄｅｘ）が、符号化され、そして事前定義された速度（例えば、１ビット／スロット）に従ってＦＤＤスキーム用送信機１へ戻すよう送られ、それは、それ自体のリストの対応するベクトルを選択する。この例においては、これは、各重みベクトル（太字ｗ）が２ビット上へ符号化されることを意味する。また漸進的精密化技術を送信機及び受信機の両方で用いることができることに注目されたい。方法及び量子化パラメータの選定は、要求されるサービスの質（ＱｏＳ）（ビット誤り率「ＢＥＲ」、フレーム誤り率「ＦＥＲ」、容量、Ｃ／Ｉ要件、フィードバック速度、チャネル条件、等々）に依存する。

例えば、ＴＤＤシステムにおけるように、チャネル・レシプロシティを仮定することができるとき、解析的解法並びに量子化プロセスは、送信機で行うことができ、そして受信機からのいずれのフィードバックも必要としない。

この実施形態の好適な実現においては、アレイ３の各送信アンテナ上の１個のＦＩＲフィルタ当たりの係数の数は、チャネル長に等しく、即ち、そのチャネルに対するマルチパスの合計数Ｌに等しく選定される。この係数の数は、性能と複雑さとの間の良好な妥協を表すことが判明した。

図５は、各アンテナ上のマルチパス・チャネルがそれぞれのエネルギ０．６、０．３、０．１及びそれぞれの遅延０、２、３Ｔｃを有する３タップから成るとき、ＦＩＲフィルタにおけるタップの数の影響のシミュレーションを表す（なお、タップはＴｃだけ離間しており、ここでＴｃはチップ周期である。）。ＦＩＲフィルタの係数の数を増大させることがＴＸＡＡシステムの性能の改善がもたらし、各アンテナについて４係数のＦＩＲフィルタの場合、２．３ｄＢの利得を、１アンテナ当たり唯一つの重みと比較して、得ることができることが分かるであろう。係数の数が１２へ増大すると、０．９ｄＢの追加の利得が得られる。しかしながら、飽和効果が存在し、実際に、１２係数のＦＩＲを有するＴＸＡＡシステムは、それがより複雑にも拘わらず、実質的に、１０係数のＦＩＲを有するＴＸＡＡシステムと同じ性能を達成することが分かるであろう。従って、複雑さ（即ち、ＦＩＲ係数の数）と性能との間のトレードオフを考慮することは価値がある。

他の好適な実施形態に従って、例えば、ＦＤＤシステムに関して、受信機と送信機との間の信号伝送量（ａｍｏｕｎｔ ｏｆ ｓｉｇｎａｌｌｉｎｇ）（フィードバック）は、各ＦＩＲフィルタの係数の数Ｆに依存するので、特に大きい遅延を有するチャネルが考慮されるとき、この数を最小にすることが望ましい場合があり得る。例えば、それぞれの遅延ｑ_１Ｔ_ｓ，ｑ_２Ｔ_ｓ，…，ｑ_ＱＴｓに対応するＱ個の非ヌル経路（Ｑ≦Ｌ）から成るチャネルを考えてみる。ここで、ｑｉ∈］ｑ_ｉ−１，ｑ_ｉ＋１［（ｉ＝２，…，Ｑ−１，０≦ｑ_１≦ｑ_Ｑ＝Ｌ−１（ｑ_ｉは整数値）に対して）である。直前で説明したアプローチは、結局は各アンテナについてＬ係数のＦＩＲフィルタになり、それは、Ｌが大きい場合、Ｑが小さい場合ですら、比較的複雑である場合があり得る。複雑さ対性能問題を効率的に処理するため、この数は、Ｑタップまで低減することができ、即ち、チャネルの無視し得ない又は関連した経路の数のみを、送信アンテナと受信アンテナとの間のマルチパス軌道の数の関数として選択することに還元することができる。これらのタップは、必ずしもＴ_ｓだけ離間しているのではなく、遅延０，Ｔ_ｓ，２Ｔ_ｓ，…，（Ｌ−１）Ｔ_ｓ（振幅ではなく遅延の点で）に対応するＬ個の係数の位置の中で選定される。これは、ｎ＝１，…，Ｎに対してＬ−Ｑ個のヌル成分を有するベクトル（太字ｗ_ｎ）を考慮することと等価である。

（太字ｗ_ｎ（Ｑ））を、ベクトル（太字ｗ_ｎ）のヌル成分を抑圧（ｓｕｐｐｒｅｓｓ）することによりベクトル（太字ｗ_ｎ）から獲得されるＱ次元のベクトルを表すとする。結局ベクトル

に関して書かれた最大受信エネルギとなる好適な実施形態は、遅延の点で逆チャネル・フィルタ（ｒｅｖｅｒｓｅ ｃｈａｎｎｅｌ ｆｉｌｔｅｒ）に対応する位置、即ち次の位置

での（太字ｗ_ｎ）の非ヌル係数の位置を選択することになる。

電力最大化（式５を参照）のため用いられるべきである、（Ｑ×Ｎ）列及び（Ｌ＋Ｆ−１）行（即ち、２Ｌ−１）を有する新しいマトリックス（太字Ｇ）は、（太字ｗ）のヌル係数に対応するマトリックス（太字Ｈ）の列を抑圧することにより得られる。その結果得られるＦＩＲ係数ベクトル（太字ｗ（Ｑ））は、マトリックス

の最大固有値に対応する固有ベクトルの成分である。これらの係数の遅延の観点からの位置は、式６により与えられる。

ＦＩＲフィルタ・タップ位置を選択し、係数を計算し、そして移動局から基地局へフィードバックを与える好適な方法が、図６に示されている。第１のステップ２７において、基地局におけるＦＩＲフィルタのタップ位置（即ち、遅延）は、アップリンクの推定に基づいて設定される。第２のステップ２８において、移動局の重み選択及び更新ユニット１６は、各フィンガに対する

をダウンリンク信号パイロットから計算し、そして第３のステップ２８において、移動局は、量子化された情報（太字ｗ（Ｑ））（振幅及び位相）をアップリンク・フィードバック（ＦＢＩ）フィールドを介して基地局へフィードバックして、タップ位置及びＦＩＲ係数を補正する。

一例として、０，２Ｔ_ｃ，３Ｔ_ｃに位置したＱ＝３の非ヌル経路を有するマルチパス・チャネルを考えてみる。ここで、Ｔ_ｃは、チップ持続時間である（単純化のためこのケースではＴ_ｓ＝Ｔ_ｃであり、そしてＬ＝４である。）。また、システムがＮ＝２個の送信アンテナ及びＭ＝１個の受信アンテナから構成されると仮定する。最後に、各ＦＩＲフィルタの係数の数は、４に等しい（即ち、Ｆ＝４）と仮定する。対応するマトリックス（太字Ｈ）は、

により与えられる。

マトリックス

の最大固有値に対応する固有ベクトル

は、結局各ＦＩＲフィルタに適用される係数となる。

Ｑ＝３個の係数のみが各ＦＩＲフィルタにおける非ヌルであり且つ前述したように配置される（即ち、遅延０，Ｔ_ｃ，３Ｔ_ｃに対応する）ことを仮定する場合、その結果生じるマトリックス（太字Ｇ）は、

により与えられる。

マトリックス

の最大固有値に対応する固有ベクトル

は、結局各ＦＩＲフィルタ（ｗ_１ ^３＝ｗ_２ ^３＝０）に適用されるべき非ヌル係数となる。

０，１０Ｔ_ｃ及び１１Ｔ_ｃに位置したＱ＝３個の関連経路を有するマルチパス・チャネルによる別の例を考えて見る。従って、２つの提案されたスキームは、１アンテナ当たりＬ＝１２個の係数を有するＦＩＲフィルタか、又は１アンテナ当たり唯Ｑ＝３個の十分配置された係数を有するＦＩＲフィルタかのいずれかを考慮する。２個の量子化ビットを係数を決定するため用いることを仮定すると、フィードバックの合計量は、第２のアプローチにより４で除算される（第１のケースで２４ビット、第２のケースで唯の６ビット）。

図７は、図５に類似し、本発明のこの実施形態により得られた性能のシミュレーションを表す。この単純化（即ち、各アンテナ上の各ＦＩＲフィルタでＬの代わりにＱ個の係数）は、僅か０．５ｄＢの損失をもたらし、そして元のＴｘＡＡスキームに関して２つの送信アンテナに対して２．５ｄＢより大きい利得（量子化が無いとき）を依然可能にすることが分かるであろう。また、量子化、検証、漸進的精密化技術及びフィードバックが前述したようにこの実施形態に適用されることができることに注目されたい。

図１は、例示として与えられ、Ｎ個の送信アンテナ及びＭ個の受信アンテナを有する、本発明の一実施形態に従った通信システムの概略図である。 図２は、２個の送信アンテナ及び１個の受信アンテナを有する、図１に示される種類の通信システムの概略図である。 図３は、４個の送信アンテナを有する、図１に示される種類の通信システムの基地局の概略図である。 図４は、２個の受信アンテナを有する、図１に示される種類の通信システムの移動局の概略図である。 図５は、図２に示される種類のシステムのシミュレーションされたビット誤り率を、各送信アンテナのための様々な数のＦＩＲ係数に対するビット当たりの送信エネルギ対雑音比（Ｅ_ｂ／Ｎ_ｏ）の関数として示すグラフである。 図６は、本発明の好適な実施形態においてＦＩＲフィルタ・タップ位置を選択し、係数を計算し、移動局から基地局へフィードバックを与える方法のフロー・チャートである。 図７は、各送信アンテナに関して選択した位置に低減した数のＦＩＲタップを有する図２に示される種類のシステムに対して、シミュレーションされたビット誤り率をビット当たりの送信エネルギ対雑音比（Ｅ_ｂ／Ｎ_ｏ）の関数として示すグラフである。

Claims (19)

1. 適応送信アンテナ・アレイ（３）を用いた信号の閉ループ無線通信方法であって、前記送信アンテナ・アレイ（３）により送信されるべき信号の複数のコピーが、前記送信アンテナ・アレイ（３）から受信機（２）の受信アンテナ・アレイ（４）までのマルチパス伝送チャネル特性（（太字Ｈ））の関数である遅延及び重み（ｗ_ｎ ^ｊ）を有して生成され、且つ前記送信アンテナ・アレイ（３）により送信される前に組み合わされる、前記方法において、
   各送信アンテナ素子（ｎ）に関する送信コピーの遅延及び重み（ｗ_ｎ ^ｊ）が、前記送信アンテナ素子から前記受信アンテナ・アレイまでのそれぞれのマルチパス伝送チャネル特性
   

   

   の関数であり、それにより各受信機素子へ伝搬されるマルチパス信号成分が、伝搬経路に応じて区別可能の遅延を有して受信され、
   前記受信機（２）が、前記マルチパス伝送チャネルのそれぞれの関数である遅延及び重み（（太字ｕ））を有する各受信アンテナ素子からの受信信号成分を組み合わせる
   ことを特徴とする方法。
2. 前記受信機が、前記マルチパス伝送チャネルのそれぞれの関数である遅延及び重み（（太字ｕ））を有する受信信号であって前記受信アンテナ・アレイからの前記受信信号をコピーするマルチフィンガ・レイク受信機（６）を備える請求項１記載の方法。
3. 前記のマルチパス送信コピーの前記遅延及び重み（ｗ_ｎ ^ｊ）が、前記受信機（２）の出力を少なくともほぼ最大にするように、各送信アンテナからのマルチパス伝送チャネル特性
   

   

   のそれぞれの関数である請求項１又は２記載の方法。
4. 前記の送信コピーの前記遅延及び重み（ｗ_ｎ ^ｊ）が、マトリックス（太字ｗ）に実質的に等しく、ここで
   

   

   は、送信アンテナ＃ｉに適用されるＦＩＲフィルタの係数を表し、Ｍは、ＦＩＲフィルタ遅延スキームの基本時間間隔の数であり、
   （太字ｗ）は、マトリックス
   

   

   の最大固有値に対応する固有ベクトルに実質的に等しいように計算され、ここで、（太字Ｈ）は、シンボル・データが見る等価チャネルのマトリックスであり、（太字Ｈ）^Ｈは、マトリックス（太字Ｈ）のエルミート変換である
   請求項３記載の方法。
5. 前記受信機（２）により適用される前記遅延及び重みが、
   

   

   に実質的に等しい請求項４記載の方法。
6. 前記のマルチパス送信コピーの数及び遅延位置が、前記送信アンテナ（３）と前記受信アンテナ（４）との間のマルチパス軌道の数の関数として選択される請求項１から３のいずれか一項に記載の方法。
7. 所与の送信アンテナ素子及び前記受信アンテナ・アレイに関する前記マルチパス送信コピーの遅延位置が、０，ｑ_Ｑ−ｑ_Ｑ−１，…，ｑ_Ｑ−ｑ_１に実質的に等しいように選択され、ここで、
   

   

   が、その送信アンテナ素子と前記受信アンテナ・アレイとの間のＱ個の非ヌル軌道の遅延を表す
   請求項６記載の方法。
8. 前記送信コピーの前記重みが、ベクトル（太字ｗ）に実質的に等しく、ここで、
   

   

   は、送信アンテナ＃ｉに適用されるＦＩＲフィルタの係数を表し、Ｍは、ＦＩＲフィルタ遅延スキームの基本時間間隔の数であり、
   （太字ｗ）は、マトリックス
   

   

   の最大固有値に対応する固有ベクトルに実質的に等しいように計算され、ここで、（太字Ｇ）^Ｈは、マトリックス（太字Ｇ）のエルミート変換であり、（太字Ｇ）は、シンボル・データが見る等価チャネルのマトリックスである（太字Ｈ）から、選択されなかった遅延値に対応するマトリックスの重み列をヌルにするよう設定することにより導出される
   請求項６記載の方法。
9. 前記受信機（２）により適用される前記遅延及び重みが、
   

   

   に実質的に等しい請求項７記載の方法。
10. 任意の１つの送信アンテナに関する前記マルチパス送信コピー間の最大遅延が、その送信アンテナと前記受信アンテナ・アレイとの間のマルチパス軌道間の最大遅延に実質的に等しい請求項１から９のいずれか一項に記載の方法。
11. 適応送信アンテナ・アレイ（３）と、
    前記送信アンテナ・アレイにより送信されるべき信号のマルチパス・コピーであって前記送信アンテナ・アレイ（３）から受信アンテナ・アレイ（４）までのマルチパス・伝送チャネル特性（（太字Ｈ））の関数である遅延及び重み（ｗ_ｎ ^ｊ）を有する前記マルチパス・コピーを生成し、且つ前記送信アンテナ・アレイ（３）による送信の前に前記コピーされた信号を組み合わせる有限長インパルス応答フィルタ手段（５）と
    を備える信号の閉ループ無線通信用送信機であって、
    各送信アンテナ素子（ｎ）に関する送信コピーの遅延及び重み（ｗ_ｎ ^ｊ）が、前記送信アンテナ素子から前記受信アンテナ・アレイまでのそれぞれのマルチパス伝送チャネル特性
    

    

    の関数であり、それにより各受信機素子へ伝搬されるマルチパス信号成分が、伝搬経路に応じて区別可能の遅延を有して受信され、
    前記の送信される信号は、前記マルチパス伝送チャネルのそれぞれの関数である遅延及び重み（（太字ｕ））を有する各受信アンテナ素子からの受信信号成分を組み合わせる受信機（２）による受信に適している
    ことを特徴とする送信機。
12. チャネル情報を前記受信機から受信するチャネル情報手段（１６）を備える請求項１１記載の送信機。
13. 前記チャネル情報手段が、前記のコピーされた信号のあり得る遅延及び重み組み合わせ関数のための記憶手段を備え、
    前記チャネル情報手段（１６）が、前記記憶手段からの遅延及び重み組み合わせ関数を、前記受信機からの前記チャネル情報の関数として識別する
    請求項１２記載の装置。
14. 請求項１から１０のいずれか一項に記載の方法を実行することに適した請求項１１から１３のいずれか一項に記載の送信機。
15. 適応送信アンテナ・アレイ（３）を備える送信機（１）からの信号を閉ループ無線通信により受信する少なくとも１つの受信アンテナを有する受信アンテナ・アレイ（４）を備える受信機であって、
    前記受信機は、
    前記送信機で組み合わされ且つその受信機素子へ前記送信アンテナ・アレイにより伝搬された複数のマルチパス信号成分であって前記マルチパス信号成分が伝搬経路に応じて区別可能な遅延を有して受信されるようにその送信アンテナ素子からのそれぞれのマルチパス伝送チャネル特性
    

    

    の関数である各送信アンテナ素子（ｎ）に関する遅延及び重み（ｗ_ｎ ^ｊ）を有する前記複数のマルチパス信号成分を受信するのに適した関数に従ったマルチパス伝送チャネル（（太字Ｈ））のそれぞれの関数である遅延及び重み（（太字ｕ））を有する受信信号成分であって各受信アンテナ素子からの前記受信信号成分を組み合わせる組み合わせ手段（１８〜２１）を備えることを特徴とする受信機。
16. 前記受信機が、前記受信アンテナ・アレイからの受信信号であって、前記マルチパス伝送チャネルのそれぞれの関数である遅延及び重み（（太字ｕ））を有する前記受信信号をコピーし且つ前記のコピーされた受信信号を組み合わせるマルチフィンガ・レイク受信機（６）を備える請求項１５記載の受信機。
17. チャネル情報を前記送信機（１）に送るチャネル情報手段（２２，２５）を備える請求項１５又は１６記載の受信機。
18. 前記チャネル情報手段（２２，２５）が、前記のコピーされた信号のあり得る遅延及び重み組み合わせ関数のための記憶手段を備え、
    前記チャネル情報手段が、前記記憶手段からの関数を前記送信機（１）に関する前記チャネル情報の関数として識別する
    請求項１７記載の受信機。
19. 請求項１から９のいずれか一項に記載の方法を実行することに適した請求項１５から１８のいずれか一項に記載の受信機。

Images