KR100947008B1

KR100947008B1 - 일반화 2단 데이터 추정

Info

Publication number: KR100947008B1
Application number: KR1020087031553A
Authority: KR
Inventors: 길 중린 판; 유진 황; 도날드 엠 그리코
Original assignee: 인터디지탈 테크날러지 코포레이션
Priority date: 2003-01-10
Filing date: 2004-01-08
Publication date: 2010-03-11
Also published as: US20050013347A1; EP1582008B1; KR20090061679A; US20090225815A1; US6937644B2; KR20090006880A; CN1723629A; KR100983297B1; JP4015170B2; KR20050098856A; KR20050095904A; US20080240302A1; KR100708272B1; US7545851B2; ES2293202T3; ATE372609T1; CA2512574A1; DK1582008T3; DE602004008738D1; US7386033B2

Abstract

공유 스펙트럼으로 수신된 신호로부터의 심볼들을 복구한다. 공유 스펙트럼으로 수신되는 신호들의 코드를 블록 푸리에 변환(FT)을 이용하여 처리하여 코드 블록 대각 행렬을 생성한다. 수신 신호들의 채널 응답을 추정한다. 이 채널 응답을 확장하고 수정하여 블록 순환 행렬을 생성하고 블록 FT를 취하여 채널 응답 블록 대각 행렬을 생성한다. 코드 블록 대각 행렬은 채널 응답 블록 대각 행렬과 결합된다. 수신 신호들은 샘플링된 다음, 촐레스키 알고리즘과 함께 그 결합한 코드 블록 대각 행렬과 채널 응답 블록 대각 행렬을 이용하여 수신 신호들을 처리한다. 촐레스키 알고리즘 결과에 대하여 블록 역 FT를 수행하여 확산 심볼들을 생성한다. 이 확산 심볼은 역확산되어 수신 신호들의 심볼들을 복구한다.

Description

일반화 2단 데이터 추정{GENERALIZED TWO-STAGE DATA ESTIMATION}

본 발명은 무선 통신 시스템에 관한 것이다. 더욱 자세하게는, 이러한 시스템에서의 데이터 추정에 관한 것이다.

무선 통신 시스템에서는, 심볼간 간섭(ISI)과 다중접속 간섭(MAI)을 완화시키는데 결합 검출(JD)을 이용한다. 이 JD는 우수한 성능을 갖지만 높은 복잡도를 지닌다. 촐레스키(Cholesky) 분해 알고리즘과 함께 근사적인 촐레스키 방법 또는 블록 푸리에 변환을 이용하는 경우에도, JD의 복잡도는 여전히 높다. JD가 무선 수신기에 적용되는 경우, 그 복잡도에 의해 수신기가 효율적으로 구현되지 못한다. 이는 그 구현이 간단하면서도 성능면에서 우수한 또 다른 알고리즘의 필요성을 보여주는 것이다.

이러한 문제를 극복하기 위하여, 종래기술에서는, 코드 역환산기에 후속하는 채널 이퀄라이저에 기초한 수신기가 개발되고 있다. 이들 형태의 수신기는 JD 수신기와는 반대로, 검출 처리가 다른 사용자들의 채널화된 코드의 인식을 요구하지 않기 때문에 단일 사용자 검출(SUD) 수신기라 한다. SUD는 그 복잡도가 매우 낮다 하더라도 대부분의 데이터 레이트 관점에서 JD와 동일한 성능을 갖지 못한다. 따라서, 복잡도가 낮으면서 성능이 높은 데이터 검출기가 요구된다.

공유 스펙트럼으로 수신된 신호로부터의 심볼들을 복구한다. 공유 스펙트럼으로 수신되는 신호들의 코드를 블록 푸리에 변환(FT)을 이용하여 처리하여 코드 블록 대각 행렬을 생성한다. 수신 신호들의 채널 응답을 추정한다. 이 채널 응답을 확장하고 수정하여 블록 순환 행렬을 생성하고 블록 FT를 수행하여 채널 응답 블록 대각 행렬을 생성한다. 코드 블록 대각 행렬은 채널 응답 블록 대각 행렬과 결합된다. 수신 신호들은 샘플링된 다음, 그 결합한 코드 블록 대각 행렬과 채널 응답 블록 대각 행렬을 이용하여 촐레스키 알고리즘을 가지고 수신 신호들을 처리한다. 촐레스키 알고리즘 결과에 대하여 블록 역 FT를 수행하여 확산 심볼들을 생성한다. 이 확산 심볼은 역확산되어 수신 신호들의 심볼들을 복구한다.

본 발명에 따르면, 그 복잡도를 낮추어 수신기를 효율적으로 구현시키면서도 성능면에서 우수한 심볼의 복구 방법 및 시스템을 제공할 수 있다.

이하, 도면을 참조하여 본 발명을 자세히 설명하며, 도면 전반에 걸쳐, 동일한 구성 요소는 동일한 도면 기호로 나타낸다.

2단 데이터 추정기는, 이 추정기에 의해 검출되어질 모든 통신이 동일한 채널 응답을 경험하는 경우에 무선 송수신 유닛(WTRU) 또는 기지국에 이용될 수 있다. 이하에서는, 바람직한 것으로 제안되는 제 3 세대 파트너쉽 프로젝트(3GPP) 광대역 코드 분할 다중 접속(W-CDMA) 통신 시스템과 결합하여 본 발명을 설명하고 있지만, 그 외의 시스템에 대해서도 적용가능하다.

도 1은 2단 데이터 추정기(55)를 이용하는 수신기의 간략한 블록도를 나타낸다. 안테나(50) 또는 안테나 어레이는 무선 주파수 신호를 수신한다. 이 신호는 통상적으로 칩 레이트 또는 다수의 칩 레이트에서 샘플링 장치(51)에 의해 샘플링되어, 수신 벡터(r)를 생성한다. 채널 추정 장치(53)는 미드앰블 시퀀스 또는 파일롯 코드와 같은 기준 신호를 이용하여 채널 응답 행렬(H)로서 수신 신호에 대한 채널 응답을 추정한다. 또한, 채널 추정 장치(53)는 잡음 편차(σ²)를 추정한다.

채널 이퀄라이저(52)는 수신 벡터를 획득한 다음 채널 응답 행렬(H)과 잡음 편차(σ²)를 이용하여 그 수신 벡터를 등화시켜, 확산 심볼 벡터(s)를 생성한다. 수신 신호들의 코드(C)를 이용하여, 역확산기(54)는 확산 심볼 벡터를 역확산시켜, 추정된 심볼(d)을 생성한다.

결합 검출(JD)에서는, 심볼 벡터(d)에 대한 최소 평균 자승 오차(MMSE) 공식을 다음,

식 1

또는,

식 2

과 같이 표현할 수 있으며, 여기서

는 d의 추정값이고, r은 수신 신호 벡터이며, A는 시스템 행렬이고, R_n은 잡음 시퀀스의 공분산 행렬이며, R_d는 심볼 시퀀스의 공분산 행렬이고, 기호

는 복소 공액 변환(에르미트) 연산을 나타낸다. 상술한 벡터와 행렬의 차원과 구조는 특정 시스템 설계에 의존한다. 통상적으로, 상이한 시스템은 프레임 구조, 데이터 필드의 길이 및 지연 확산의 길이와 같은 시스템 파라미터가 상이하다.

행렬(A)은 상이한 시스템마다 상이한 차원값을 가지며 행렬(A)의 차원은 데이터 필드의 길이, 코드의 수, 확산 팩터 및 지연 확산의 길이에 의존한다. 예를 들어, 각각 확산 팩터 16을 가진 8개의 코드 송신에서, WCDMA TDD 시스템에 대하여, 버스트 타입 1이 이용되고 57 개의 칩의 지연 확산 길이를 갖는 경우, 행렬(A)는 1032×488의 차원을 갖는 반면, TD-SCDMA 시스템에 대하여, 16개의 칩의 지연 확산 길이를 갖는 경우, 행렬(A)은 367×176의 차원을 갖는다.

단위 에너지를 갖는 백색 잡음 및 비상관된 심볼들을 R_n=σ²I와 R_d=I(여기서, I는 단위 행렬을 나타냄)라고 가정한다. 이들을 식 1과 식 2에 대입하면,

식 3

또는,

식 4

으로 된다.

수신 신호는 단일 채널을 통과한 합성 신호(s로 표기됨)로 보여질 수 있다. 이 수신 신호(r)는 r = Hs로 나타낼 수 있으며, 여기서, H는 채널 응답 행렬이며, s는 합성 확산 신호이다. H는,

식 5

의 형태로 된다.

식 5에서, W는 채널 응답의 길이이며, 따라서, 지연 확산의 길이와 같다. 통상적으로, W-CDMA 시분할 듀플렉스(TDD) 버스트 타입 1에 대해서는, W=57이며, 시분할 동기 CDMA(TD-SCDMA)에 대해서는, W=16이다. 합성 확산 신호들은 s=Cd로 표현될 수 있으며, 여기서, 심볼 벡터(d)는,

식 6

이며, 코드 행렬(C)은,

식 7

이고, 여기서,

식 8

이다.

Q, K 및 N_s는 각각의 채널 코드를 통하여 전달되는 확산 팩터(SF), 활성 코드의 수와 심볼의 수를 각각 나타낸다. ci^(k) 는 k번째 코드의 i번째 성분이다. 행렬(C)은 크기 N_s·Q×N_s·K를 가진 행렬이다.

A = HC를 식 4에 대입하면,

식 9

으로 된다.

R_C=CC^H.

가 추정된 확산 신호를 나타내는 경우, 식 9는 2단(stage)으로 표현될 수 있다.

제 1 단:

식 10

제 2 단:

식 11

제 1 단은 일반화된 채널 등화 단계이다. 이 제 1 단은 식 10에 의한 등화 처리에 의해 확산 신호들을 추정한다. 제 2 단은 역확산 단계이다. 심볼 시퀀스(d)는 식 11에 의한 역확산 처리에 의해 복구된다.

식 9에서의 행렬(R_C)은 다음,

식 12

인 형태의 블록 대각 행렬이다.

대각선 방향에서의 블록(R_o)은 Q인 크기를 가진 정방 행렬이다. 행렬(R_C)은 N_s·Q인 크기를 가진 정방 행렬이다.

행렬(R_C)은 블록 순환 행렬이기 때문에, 블록 고속 푸리에 변환(FFT)을 이용하여 알고리즘을 실현할 수 있다. 이러한 접근 방식을 이용하여, 행렬(R_C)은 다음,

식 13

과 같이 분해될 수 있으며, 여기서,

식 14

이다.

F_Ns는 Ns-포인트 FFT 행렬이며, I_Q는 Q인 크기를 가진 단위 행렬이며, 기호(

)는 크로네커 곱을 나타낸다. 정의에 의해, 행렬(X)와 행렬(Y)의 크로네커 곱(Z;Z=X

Y)은,

식 15

이며, 여기서, x_m,n은 행렬(X)의 (m,n)번째 성분이다. F_(Q)마다, Ns-포인트 FFT는 Q 회 수행된다. Λ_R는

인 대각화된 블록을 가진 블록 대각 행렬이다. 즉,

식 16

으로 되며, R_C(:,1:Q)는 행렬(R_C)의 첫번째 Q 컬럼을 나타낸다.

블록 순환 행렬은 간단하고 효율적인 FFT 성분으로 분해되어, 보다 효율적이고 보다 덜 복잡하게 역행렬을 구할 수 있다. 통상적으로, 대규모 역행렬은 시간 도메인에서 보다는 주파수 도메인에서 수행되는 경우에 더 효율적일 수 있다. 이러한 이유로, FFT를 이용하는 것이 바람직하고, 블록 순환 행렬의 이용은 효율적인 FFT 실시를 가능하게 한다. 적절한 파티션을 이용하여, 행렬(H)은 다음,

식 17

인 형태의 근사적인 블록 순환 행렬로 표현될 수 있으며, 여기서, 각각의 H_i(i=0,1, ... , L-1)는 Q인 크기를 가진 정방 행렬이다. L은 전파 채널의 지연 확산에 의해 영향을 받는 데이터 심볼의 수로서, 다음,

식 18

과 같이 표현될 수 있다.

블록 FFT 분해가 가능하도록, H는,

식 19

인 형태의 정확한 블록 순환 행렬로 확장되어 수정될 수 있다.

블록 순환 행렬(H_c)은 한 성분 블록을 연속적으로 순환하여 다운 시프트함으로써 식 17의 행렬(H)의 컬럼을 확장시켜 구할 수 있다.

행렬(H_c)은 블록 FFT에 의해, 다음,

식 20

과 같이 분해될 수 있다.

Λ_H는,

식 21

일 때,

인 대각화된 블록을 가진 블록 대각 행렬이다.

는 행렬(H_c)의 첫번째 Q 컬럼을 나타낸다. 식 20으로부터, H_C ^H는 다음,

식 22

와 같이 정의될 수 있다.

행렬(R_C)과 행렬(H_c)을 식 10에 대입하여,

를 다음,

식 23

과 같이 구한다.

제로 포싱(zero forcing; ZF) 솔루션을 이용하여, 식 19를 다음,

식 24

과 같이 간략화한다.

식 23과 식 24의 역행렬은 촐레스키 분해 및 순방향 및 역방향 대입을 이용하여 수행될 수 있다.

K=SF(여기서, 활성 코드의 수는 확산 팩터와 같음)인 특정한 경우, 행렬(R_C)은 SF와 같은 동일한 대각 성분들을 가진 스칼라 대각 행렬로 된다. 이 경우, 식 10과 식 11은,

식 25

및

식 26

로 감축된다.

또한, 식 25는 다음,

식 27

인 형태로 표현될 수 있다.

FFT를 이용하여, 식 25와 식 27을 다음,

에 의해 각각 구현할 수도 있다. Λ_H는 F·H(:,1)인 대각화된 블록을 가진 대각 행렬이며, 여기서, H(:,1)는 행렬(H)의 첫번째 컬럼을 나타낸다. 기호(.)*는 공액 연산자를 나타낸다.

도 2는 채널 이퀄라이저(15)의 바람직한 블록도를 나타낸다. 코드 행렬(C)을 채널 이퀄라이저(15)에 입력한다. 에르미트 장치(30)는 코드 행렬(C, C_H)의 복소 공액 전치를 수행한다. 코드 행렬(C)과 에르미트는 곱셈기(32)에 의해 곱셈 처리되어, CC_H를 생성한다. CC_H 상에서 블록 FT를 수행하여, 블록 대각 행렬 (Λ_R)을 생성한다.

채널 응답 행렬(H)은 확산 및 수정 장치(36)에 의해 확장되고 수정되어 H^C를 생성한다. 블록 FT(38)는 H^C를 얻어 블록 대각 행렬(Λ_H)을 생성한다. 곱셈기는 Λ_R과 Λ_H를 곱셈 처리 하여, Λ_HΛ_R을 생성한다. 에르미트 장치(42)는 Λ_H의 복소 공액 전치를 수행하여, Λ^H _H를 생성한다. 곱셈기(44)는 Λ^H _H와 Λ_HΛ_R을 곱셈 처리하여, Λ_HΛ_RΛ^H _H를 생성하고, 가산기(46)는 σ²I에 Λ_HΛ_RΛ^H _H를 더하여, Λ_HΛ_RΛ^H _H＋σ²I를 생성한다.

촐레스키 분해 장치(48)는 촐레스키 팩터를 생성한다. 블록 FT(20)는 수신 벡터(r)의 블록 FT를 수행한다. 촐레스키 팩터와 r의 FT를 이용하여, 순방향 대입 장치(22)와 역방향 대입 장치(24)에 의해 순방향 대입과 역방향 대입을 수행한다.

공액 장치(56)는 Λ_H의 공액을 구하여, Λ^* _H를 생성한다. 역방향 대입의 결과를 곱셈기(58)에서 Λ^* _H와 곱셈 처리한다. 블록 역 FT(60)는 그 곱셈 처리한 결과의 블록 역 FT를 수행하여,

를 생성한다.

본 발명의 또 다른 실시형태에 따르면, 근사적 솔루션이 제공되는데, 여기서, 일반화된 2단 데이터 검출 처리는 블록 대각 근사 방식이다. 블록 대각 근사 방식은 대각화 처리시, 대각 엔트리 뿐만 아니라 오프 대각 엔트리도 포함한다.

일례로서, 4 개의 채널화된 코드의 경우를 고려한다. 4 개의 채널화된 코드의 조합인, R_o는 코드의 상이한 조합에 따라 변경되지 않는 불변 블록 대각부, 및 조합에 따라 변경되는 에지부를 포함한다. 일반적으로, R_o는,

식 30

인 구조를 가진다.

여기서, c로 표시되는 성분은 상수를 나타내며, 채널화된 코드의 수와 항상 동일, 즉 c = K이다. x로 표시되는 성분은 채널화된 코드의 상이한 조합에 따라서 변경되는 값과 위치를 가진 어떤 변수를 나타낸다. 이들의 위치는 코드의 조합에 의존하여 후속하는 특정 패턴을 변경시킨다. 그 결과, 이들 중 수개 만이 비제로(non-zero)로 된다. 코드 전력을 고려하고 단위 전력을 고려하지 않는 경우, 성분(c)은 송신 코드의 총 전력과 동일하다. 행렬(R_o)의 바람직한 근사방식은 다음,

식 31

과 같이 상수부를 포함하고, 변수부를 무시하는 것이다.

이 경우, 근사값(

)은 상수부만을 포함한다.

는 어떤 코드가 송신되어지는 것과는 관련없이 활성 코드의 수에만 의존하며,

는 식 13으로 나타낸 바와 같이 분해될 수 있다. Λ_R 또는

의 블록 대각부는 상이한 수의 코드에 대한 FFT를 이용하여 미리 계산된 다음 룩업 테이블로 저장될 수 있다. 이에 의해,

를 계산하지 않음으로써 계산상의 복잡도를 감소시킨다. 이 경우, 단위 전력이 아닌 코드 전력을 고려하면, 성분(c)은 활성 코드의 총 전력으로 된다(즉, c=P_T(여기서, P_T는 활성 코드의 총 전력이다)). 행렬(

)은 다음,

식 32

와 같이 표현될 수 있다.

여기서, P_avg는

에 의해 구해지는 평균 코드 전력이다. 이 경우, 스케일링한 P_avg는 이러한 처리를 적용받는다.

블록 대각 근사 방식의 또 다른 변형예는 불변 블록 대각부 보다 많은 엔트리를 포함하여 유도될 수 있다. 이는 코드가 변경되는 경우, 가변 엔트리를 포함하여,

에 대한 FET를 필요에 따라 재계산해야 하기 때문에 높은 복잡도를 수반하기는 하지만 성능을 향상시킨다. 모든 오프 대각 엔트리가 처리에 포함되기 때문에, 보다 많은 엔트리를 사용하여 정확한 솔루션을 강화시킨다.

주어진 수의 채널 코드에서는, 채널화 코드의 수와 동일한 값을 갖는 상관 행렬의 공통 상수부를 가진 채널화 코드의 상이한 조합마다 설정된 코드, 또는 코드가 단위 코드 전력을 갖지 않은 경우의 채널화 코드의 총 전력을 유도할 수 있 다. 낮은 복잡도의 구현을 용이하게 하기 위해서는, 채널화 코드 또는 자원 유닛의 의 할당을 다음과 같은 규칙으로 수행할 수 있는데, 그 규칙은, 공통 상수부를 가진 코드 세트들 중 한 코드 세트를 랜덤하게 선택한 다음, 그 선택된 코드 세트에서의 코드들을 할당하는 것이다. 4 개의 코드 할당을 예로 들면, 코드 세트, [1, 2, 3, 4], [5, 6, 7, 8], [9, 10, 11, 12], ....가 그들의 상관 행렬 내에 공통 상수부를 갖는다. 4 개의 코드의 채널 할당이 이루어지는 경우, 이들 코드 세트들 중 한 코드 세트는 최적의 계산 효율을 위하여 이용되어야 한다.

도 3은 이러한 채널 코드 할당의 플로우도를 나타낸다. 단계 100에서, 상수부를 가진 코드 세트를 결정한다. 단계 102에서, 코드 할당시, 상수부를 가진 코드 세트를 이용한다.

도 4a, 도 4b, 도 4c 및 도 4d는 Λ_R의 계산시 복잡도를 감소시키기 위한 바람직한 회로들을 나타낸다. 도 4a에서, 2단 데이터 검출기에 의해 처리된 코드의 수를 룩업 테이블(62)에 등록하고 그 코드 수와 관련된 Λ_R를 이용한다. 도 4b에서, 2단 데이터 검출기에 의해 처리된 코드의 수를 룩업 테이블(64)에 등록하고, 스케일링되지 않은 Λ_R를 생성한다. 이 스케일링되지 않은 Λ_R를 곱셈기(66)에 의해 P_ave로 스케일링하여, Λ_R를 생성한다.

도 4c에서, 코드 행렬(C) 또는 코드 식별자를 룩업 테이블(68)내에 입력한다. 이 룩업 테이블(68)을 이용하여, Λ_R를 결정한다. 도 4d에서, 코드 행렬(C) 또는 코드 식별자를 룩업 테이블(70)내에 입력하여, 스케일링되지 않은 Λ_R를 생성한다. 스케일링되지 않은 Λ_R를 곱셈기(72)에 의해 P_ave로 스케일링하여, Λ_R를 생성한다.

도 1은 2단 데이터 검출을 나타내는 블록도이다.

도 2는 2단 데이터 검출의 일 실시형태를 나타내는 블록도이다.

도 3은 2단 데이터 검출의 복잡도를 감소시키는 코드 할당을 나타내는 블록도이다.

도 4a 내지 도 4d는 Λ_R을 결정하기 위해 룩업 테이블을 이용하는 블록도들이다.

Claims

무선 송수신 유닛(WTRU)에 있어서,

인코딩된 심볼들을 포함하는 무선 신호들을 공유 스펙트럼에서 수신하도록 구성되는 안테나;

상기 수신된 무선 신호들을 샘플링하도록 구성되는 샘플링 장치;

상기 수신된 신호들의 인코딩된 심볼들을 복원하기 위해 역확산될 수 있는 상기 수신된 신호들의 확산 신호 추정치를 생성하기 위해, 추정된 채널 응답 행렬 H를 이용하여 수신 신호 샘플들을 신호 처리하도록 구성되는 채널 등화기를 포함하고,

상기 채널 등화기는,

상기 수신된 신호들의 코드들에 대한 개별 코드 블록 대각 행렬이 상기 수신 신호들의 코드들의 수 또는 상기 코드들에 기초하여 출력될 수 있도록, 신호 코드들에 대응하는 코드 블록 대각 행렬들 또는 신호 코드들의 수를 저장하는 룩업 테이블을 포함하고,

상기 추정된 채널 응답 행렬 H로부터 채널 응답 블록 대각 행렬을 생성하도록 구성되고,

상기 개별 코드 블록 대각 행렬 및 상기 채널 응답 블록 대각 행렬을 결합하여, 이 결합된 코드 블록 대각 행렬 및 채널 응답 블록 대각 행렬을 이용하여 상기 수신된 신호 샘플들이 신호 처리되도록 함으로써 상기 수신된 신호들의 확산 신호 추정치를 생성하도록 구성되는 것인, WTRU.
제1항에 있어서, 상기 룩업 테이블에 저장된 상기 코드 블록 대각 행렬들은, 개별 코드들에 대한 상기 코드 행렬의 복소 공액 전치에 의해 승산된 코드 행렬의 푸리에 변환에 대응하는 것인 WTRU.
제1항에 있어서, 상기 채널 등화기는,

상기 채널 응답 블록 대각 행렬과 결합하기 이전에 상기 룩업 테이블로부터 출력된 상기 개별 코드 블록 대각 행렬을 스케일링 팩터와 승산하도록 구성되고 상기 룩업 테이블과 연결된 승산기를 포함하는 것인 WTRU.
제3항에 있어서, 상기 승산기는 상기 개별 코드 블록 대각 행렬을 상기 스케일링 팩터로서의 평균 전력 레벨과 승산하도록 구성되는 것인 WTRU.
제1항 내지 제4항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 채널 등화기는 상기 수신된 신호의 코드들의 수를 상기 룩업 테이블에 입력하여 상기 개별 코드 블록 대각 행렬을 출력하도록 구성되는 것인 WTRU.
제1항 내지 제4항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 채널 등화기는 상기 수신된 신호의 코드들을 상기 룩업 테이블에 입력하여 상기 개별 코드 블록 대각 행렬을 출력하도록 구성되는 것인 WTRU.
제1항 내지 제4항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 채널 등화기는 상기 결합된 코드 블록 대각 행렬 및 채널 응답 블록 대각 행렬을 이용하여 잡음 편차 σ² 및 촐레스키 알고리즘으로 상기 수신된 신호 샘플들을 처리하고, 상기 촐레스키 알고리즘의 결과에 대해 블록 역푸리에 변환을 수행하여 상기 수신된 신호들의 확산 신호 추정치를 생성하도록 구성되는 것인 WTRU.
제7항에 있어서, 상기 채널 등화기는, 단위 행렬과 승산된 상기 잡음 편차의 추정치 σ² 의 팩터를 가산함으로써, 상기 결합된 코드 블록 대각 행렬 및 채널 응답 블록 대각 행렬을 이용하여 상기 잡음 편차 추정치 σ² 및 상기 촐레스키 알고리즘으로 상기 수신된 신호 샘플들을 처리하도록 구성되는 것인 WTRU.
무선 송수신 유닛(WTRU)을 위한 방법에 있어서,

인코딩된 심볼들을 포함하는 무선 신호들을 공유 스펙트럼에서 수신하는 단계;

상기 수신된 무선 신호들을 샘플링하는 단계;

상기 수신된 신호들의 인코딩된 심볼들을 복원하기 위해 역확산될 수 있는 상기 수신된 신호들의 확산 신호 추정치를 생성하기 위해, 추정된 채널 응답 행렬 H를 이용하여 수신 신호 샘플들을 등화 처리하는 단계를 포함하고,

상기 등화 처리 단계는,

신호 코드들에 대응하는 코드 블록 대각 행렬들 또는 신호 코드들의 수를 저장하는 룩업 테이블을 이용하여, 상기 수신 신호들의 코드들의 수 또는 상기 코드들에 기초하여 상기 수신된 신호들의 코드들에 대한 개별 코드 블록 대각 행렬을 출력하는 단계;

상기 추정된 채널 응답 행렬 H로부터 채널 응답 블록 대각 행렬을 생성하는 단계;

상기 개별 코드 블록 대각 행렬 및 상기 채널 응답 블록 대각 행렬을 결합하는 단계; 및

상기 수신된 신호들의 확산 신호 추정치를 생성하기 위해 상기 결합된 코드 블록 대각 행렬 및 채널 응답 블록 대각 행렬을 이용하여 상기 수신된 신호 샘플들을 신호 처리하는 단계를 포함하는 WTRU를 위한 방법.
제9항에 있어서, 개별 코드들에 대한 상기 코드 행렬의 복소 공액 전치에 의해 승산된 코드 행렬의 푸리에 변환에 대응하는 코드 블록 대각 행렬들을 상기 룩업 테이블에 저장하는 단계를 더 포함하는 WTRU를 위한 방법.
제9항에 있어서, 상기 등화 처리 단계는,

상기 채널 응답 블록 대각 행렬과 결합하기 이전에 상기 룩업 테이블로부터 출력된 상기 개별 코드 블록 대각 행렬을 스케일링 팩터와 승산하는 단계를 포함하는 것인 WTRU를 위한 방법.
제11항에 있어서, 상기 개별 코드 블록 대각 행렬을 승산하는 단계는 상기 스케일링 팩터로서의 평균 전력 레벨을 이용하는 것인 WTRU를 위한 방법.
제9항 내지 제12항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 수신된 신호의 코드들의 수가 상기 룩업 테이블에 입력되어 상기 개별 코드 블록 대각 행렬을 출력하는 것인 WTRU를 위한 방법.
제9항 내지 제12항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 수신된 신호의 코드들이 상기 룩업 테이블에 입력되어 상기 개별 코드 블록 대각 행렬을 출력하는 것인 WTRU를 위한 방법.
제9항 내지 제12항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 등화 처리 단계는,

상기 결합된 코드 블록 대각 행렬 및 채널 응답 블록 대각 행렬을 이용하여 잡음 편차 σ² 및 촐레스키 알고리즘으로 상기 수신된 신호 샘플들을 처리하는 단계와, 상기 수신된 신호들의 확산 신호 추정치를 생성하기 위해 상기 촐레스키 알고리즘의 결과에 대해 블록 역푸리에 변환을 수행하는 단계를 포함하는 것인 WTRU를 위한 방법.
제15항에 있어서, 상기 등화 처리 단계는,

단위 행렬과 승산된 상기 잡음 편차 추정치 σ² 의 팩터를 가산함으로써, 상기 결합된 코드 블록 대각 행렬 및 채널 응답 블록 대각 행렬을 이용하여 상기 잡음 편차 추정치 σ² 및 상기 촐레스키 알고리즘으로 상기 수신된 신호 샘플들을 처리하는 단계를 포함하는 것인 WTRU를 위한 방법.