JPH0677928A - スペクトラム拡散通信同期方式 - Google Patents
スペクトラム拡散通信同期方式Info
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- JPH0677928A JPH0677928A JP4226803A JP22680392A JPH0677928A JP H0677928 A JPH0677928 A JP H0677928A JP 4226803 A JP4226803 A JP 4226803A JP 22680392 A JP22680392 A JP 22680392A JP H0677928 A JPH0677928 A JP H0677928A
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- outputs
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Abstract
(57)【要約】
【目的】スペクトラム拡散通信における逆拡散復調方式
に関し、遅延多重波が存在する場合に、逆拡散後のＣ／
Ｎを最大にするＲＡＫＥ受信器において、同期までの時
間を短くすることを目的とする。 【構成】入力信号を拡散レートの逆数のＮ倍のクロック
で遅延する遅延線１のＮ個のタップごとに逆拡散用重み
付け係数を乗算して同一順位の出力を合成してＮ個の整
合フィルタを形成する逆拡散演算部２と、各整合フィル
タの出力を拡散レートの逆数のクロックで遅延する遅延
線３の各タップ出力のピーク点の出力を加算するＮ個の
加算値演算部４と、Ｎ個の加算値演算部４の出力の最大
値を選択する最大値選択部５と、この最大値が増大する
ように遅延線１，３のクロックのタイミングを制御する
クロックタイミング制御部６とを有するＲＡＫＥ受信器
で、クロックタイミングを制御してＣ／Ｎ最大の復調出
力を得ることで構成する。
に関し、遅延多重波が存在する場合に、逆拡散後のＣ／
Ｎを最大にするＲＡＫＥ受信器において、同期までの時
間を短くすることを目的とする。 【構成】入力信号を拡散レートの逆数のＮ倍のクロック
で遅延する遅延線１のＮ個のタップごとに逆拡散用重み
付け係数を乗算して同一順位の出力を合成してＮ個の整
合フィルタを形成する逆拡散演算部２と、各整合フィル
タの出力を拡散レートの逆数のクロックで遅延する遅延
線３の各タップ出力のピーク点の出力を加算するＮ個の
加算値演算部４と、Ｎ個の加算値演算部４の出力の最大
値を選択する最大値選択部５と、この最大値が増大する
ように遅延線１，３のクロックのタイミングを制御する
クロックタイミング制御部６とを有するＲＡＫＥ受信器
で、クロックタイミングを制御してＣ／Ｎ最大の復調出
力を得ることで構成する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、スペクトラム拡散通信
において、受信側において逆拡散を行って復調する方式
に関し、特に遅延多重波が存在する場合に、逆拡散後の
Ｃ／Ｎを最大にするＲＡＫＥ受信器において、同期まで
の時間を短くすることができるスペクトラム拡散通信同
期方式に関するものである。
において、受信側において逆拡散を行って復調する方式
に関し、特に遅延多重波が存在する場合に、逆拡散後の
Ｃ／Ｎを最大にするＲＡＫＥ受信器において、同期まで
の時間を短くすることができるスペクトラム拡散通信同
期方式に関するものである。
【０００２】移動通信等においては、信号の秘匿性およ
びスペクトラム信号密度低下等の目的から、送信側でＰ
Ｎパタンを用いて伝送信号のスペクトラムを拡散して送
信し、受信側で同期をとって同一ＰＮパタンを用いて受
信信号を逆拡散して復調する、スペクトラム拡散通信方
式が用いられている。
びスペクトラム信号密度低下等の目的から、送信側でＰ
Ｎパタンを用いて伝送信号のスペクトラムを拡散して送
信し、受信側で同期をとって同一ＰＮパタンを用いて受
信信号を逆拡散して復調する、スペクトラム拡散通信方
式が用いられている。
【０００３】このようなスペクトラム拡散通信方式にお
いては、移動通信等のようにフェーディングに基づく遅
延多重波が存在する場合に、受信側における逆拡散後の
Ｃ／Ｎを最大にするとともに、同期までの時間を短縮で
きることが要望される。
いては、移動通信等のようにフェーディングに基づく遅
延多重波が存在する場合に、受信側における逆拡散後の
Ｃ／Ｎを最大にするとともに、同期までの時間を短縮で
きることが要望される。
【０００４】
【従来の技術】スペクトラム拡散通信においては、送信
側でＰＮパタンを用いて拡散された信号に対して、受信
側で同期をとり同一ＰＮパタンを用いて逆拡散を行う必
要がある。この場合に、フェーディング等に基づいて遅
延多重波が存在する場合には、単純な逆拡散のみでは良
好な復調を行うことができないので、遅延多重波を考慮
した逆拡散を行う必要がある。
側でＰＮパタンを用いて拡散された信号に対して、受信
側で同期をとり同一ＰＮパタンを用いて逆拡散を行う必
要がある。この場合に、フェーディング等に基づいて遅
延多重波が存在する場合には、単純な逆拡散のみでは良
好な復調を行うことができないので、遅延多重波を考慮
した逆拡散を行う必要がある。
【０００５】図３は、拡散と逆拡散とを説明するもので
あって、（ａ）は入力パルス、（ｂ）はＰＮ信号発生フ
ィルタ、（ｃ）は出力ＰＮ信号、（ｄ）は受信側整合フ
ィルタ（マッチドフィルタ）、（ｅ）は整合フィルタ出
力波形を示している。
あって、（ａ）は入力パルス、（ｂ）はＰＮ信号発生フ
ィルタ、（ｃ）は出力ＰＮ信号、（ｄ）は受信側整合フ
ィルタ（マッチドフィルタ）、（ｅ）は整合フィルタ出
力波形を示している。
【０００６】入力パルスは、図３（ａ）に示すように、
パルス幅Δを有するパルスからなっている。ＰＮ信号発
生フィルタは、図３（ｂ）に示すように遅延線１１と、
遅延線１１における時間間隔Δごとに接続された重み付
け係数１２からなっている。入力パルスを遅延線１１で
遅延して、遅延線１１のそれぞれのタップ出力に、図示
のように（−１，−１，−１，＋１，＋１，−１，＋
１）からなる重み付け係数１２を乗算して合成すること
によって、図３（ｃ）に示すような出力ＰＮ信号を発生
し、これを入力信号と乗算することによって、スペクト
ラムの拡散が行われる。
パルス幅Δを有するパルスからなっている。ＰＮ信号発
生フィルタは、図３（ｂ）に示すように遅延線１１と、
遅延線１１における時間間隔Δごとに接続された重み付
け係数１２からなっている。入力パルスを遅延線１１で
遅延して、遅延線１１のそれぞれのタップ出力に、図示
のように（−１，−１，−１，＋１，＋１，−１，＋
１）からなる重み付け係数１２を乗算して合成すること
によって、図３（ｃ）に示すような出力ＰＮ信号を発生
し、これを入力信号と乗算することによって、スペクト
ラムの拡散が行われる。
【０００７】受信側整合フィルタは、図３（ｄ）に示す
ように遅延線１３と、遅延線１３における時間間隔Δご
とに接続された、重み付け係数１２と同じ重み付け係数
１４と、パルス幅Δに整合したフィルタ１５とからなっ
ている。図３（ｃ）に示されたＰＮ信号を、遅延線１３
で遅延して、図３（ｂ）のＰＮ信号発生フィルタの場合
と逆の方向から入力し、それぞれのタップ出力に、図示
のように、（＋１，−１，＋１，＋１，−１，−１，−
１）からなる重み付け係数１４を乗算して合成し、パル
ス幅Δに整合したフィルタ１５を通して平滑化して、図
３（ｅ）に示すような出力パルスを発生することによっ
て、逆拡散と復調が行われる。
ように遅延線１３と、遅延線１３における時間間隔Δご
とに接続された、重み付け係数１２と同じ重み付け係数
１４と、パルス幅Δに整合したフィルタ１５とからなっ
ている。図３（ｃ）に示されたＰＮ信号を、遅延線１３
で遅延して、図３（ｂ）のＰＮ信号発生フィルタの場合
と逆の方向から入力し、それぞれのタップ出力に、図示
のように、（＋１，−１，＋１，＋１，−１，−１，−
１）からなる重み付け係数１４を乗算して合成し、パル
ス幅Δに整合したフィルタ１５を通して平滑化して、図
３（ｅ）に示すような出力パルスを発生することによっ
て、逆拡散と復調が行われる。
【０００８】スペクトラム拡散通信において、送信側で
ＰＮパタンを用いて拡散された信号に対して、受信側で
同期をとって逆拡散するためには、ＲＡＫＥ受信器を使
用する方法が知られている。
ＰＮパタンを用いて拡散された信号に対して、受信側で
同期をとって逆拡散するためには、ＲＡＫＥ受信器を使
用する方法が知られている。
【０００９】ＲＡＫＥ受信器は、移動通信等においてフ
ェーディングに基づいて発生する遅延多重波を、整合フ
ィルタを通すことによって、多重波を合成して、逆拡散
を行うものである。整合フィルタからは、多重波分のピ
ークを加算したピークを持った波形が出力される。
ェーディングに基づいて発生する遅延多重波を、整合フ
ィルタを通すことによって、多重波を合成して、逆拡散
を行うものである。整合フィルタからは、多重波分のピ
ークを加算したピークを持った波形が出力される。
【００１０】従来のＲＡＫＥ受信器においては、予め伝
播路測定用信号（サウンダ）によって、多重波の個々の
遅延量と振幅を測定して、整合フィルタの遅延線出力の
どの部分にピークが存在しているかを知り、ピークの存
在している部分のみをサンプリングして、これらの和を
データとして取り込むようにしている。
播路測定用信号（サウンダ）によって、多重波の個々の
遅延量と振幅を測定して、整合フィルタの遅延線出力の
どの部分にピークが存在しているかを知り、ピークの存
在している部分のみをサンプリングして、これらの和を
データとして取り込むようにしている。
【００１１】図４は、従来のＲＡＫＥ受信器を示したも
のであって、（ａ）は構成を示し、１６は遅延線、１７
はスペクトラム逆拡散回路である。スペクトラム逆拡散
回路１７において、１８は逆拡散信号発生部、１９1,１
９2,…は乗算器、２０1,２０ 2,…は積分器である。２１
1,２１2,…は切り替えスイッチ、２２1,２２2,…は伝播
路測定結果、２３1,２３2,…は乗算器、２４は加算部
（Σ）である。また（ｂ）は、伝播路測定用信号を示し
たものである。
のであって、（ａ）は構成を示し、１６は遅延線、１７
はスペクトラム逆拡散回路である。スペクトラム逆拡散
回路１７において、１８は逆拡散信号発生部、１９1,１
９2,…は乗算器、２０1,２０ 2,…は積分器である。２１
1,２１2,…は切り替えスイッチ、２２1,２２2,…は伝播
路測定結果、２３1,２３2,…は乗算器、２４は加算部
（Σ）である。また（ｂ）は、伝播路測定用信号を示し
たものである。
【００１２】入力信号は、遅延線１６で遅延され、遅延
線１６のそれぞれのタップ出力に対して、乗算器１９1,
１９2,…において、逆拡散信号発生回路１８からの逆拡
散用重み付け係数を乗算され、積分器２０1,２０2,…に
おいて、それぞれ平滑化されることによって、スペクト
ラム逆拡散が行われる。
線１６のそれぞれのタップ出力に対して、乗算器１９1,
１９2,…において、逆拡散信号発生回路１８からの逆拡
散用重み付け係数を乗算され、積分器２０1,２０2,…に
おいて、それぞれ平滑化されることによって、スペクト
ラム逆拡散が行われる。
【００１３】切り替えスイッチ２１1,２１2,…は、伝播
路測定時には、伝播路測定結果２２ 1,２２2,…の側に切
り替えられる。この状態で、図示されない送信側から、
図４（ｂ）に示すように、Ｔの期間に、Ａで示す伝播路
測定用信号を送出し、Ｂで示す情報信号伝達区間の伝播
特性、すなわち、遅延波の遅延量と、遅延量に対応する
振幅とを測定して、その振幅を伝播路測定結果２２1,２
２2,…として記憶する。伝播路測定結果２２1,２２2,…
は、動作時において、信号受信時に遅延多重波に基づい
て、遅延線１６上のどの位置にピークが存在するかを示
している。
路測定時には、伝播路測定結果２２ 1,２２2,…の側に切
り替えられる。この状態で、図示されない送信側から、
図４（ｂ）に示すように、Ｔの期間に、Ａで示す伝播路
測定用信号を送出し、Ｂで示す情報信号伝達区間の伝播
特性、すなわち、遅延波の遅延量と、遅延量に対応する
振幅とを測定して、その振幅を伝播路測定結果２２1,２
２2,…として記憶する。伝播路測定結果２２1,２２2,…
は、動作時において、信号受信時に遅延多重波に基づい
て、遅延線１６上のどの位置にピークが存在するかを示
している。
【００１４】切り替えスイッチ２１1,２１2,…は、動作
状態では、乗算器２３1,２３2,…の側に切り替えられて
いて、スペクトラム逆拡散回路１７の出力に、それぞれ
伝播路測定結果２２1,２２2,…が乗算される。伝播路測
定結果は、整合フィルタ出力における、どのタップ位置
にピークが存在しているかを示しているので、乗算結果
によって、ピークが存在する部分のみがサンプリングさ
れて、加算部２４において加算されることによって、各
多重波を重畳した信号が出力される。
状態では、乗算器２３1,２３2,…の側に切り替えられて
いて、スペクトラム逆拡散回路１７の出力に、それぞれ
伝播路測定結果２２1,２２2,…が乗算される。伝播路測
定結果は、整合フィルタ出力における、どのタップ位置
にピークが存在しているかを示しているので、乗算結果
によって、ピークが存在する部分のみがサンプリングさ
れて、加算部２４において加算されることによって、各
多重波を重畳した信号が出力される。
【００１５】図示されない同期部においては、加算部２
４の出力の大きさをモニタしながら、遅延線１６に与え
るクロックのタイミングを次第に変化させて、加算部２
４の出力が最大になるようにする。図４のＲＡＫＥ受信
器は、この状態で同期がとれて、出力におけるＣ／Ｎが
最大となる。
４の出力の大きさをモニタしながら、遅延線１６に与え
るクロックのタイミングを次第に変化させて、加算部２
４の出力が最大になるようにする。図４のＲＡＫＥ受信
器は、この状態で同期がとれて、出力におけるＣ／Ｎが
最大となる。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】ＲＡＫＥ受信器におい
ては、整合フィルタの遅延のタイミングによっては、レ
ベルが最大でない信号に同期するため、Ｃ／Ｎが最大に
ならないことがある。また同期がとれるまでに、時間が
かかる。さらに移動局の移動に伴って遅延多重波の状態
が変化すると、以前の伝播路測定結果と異なった状態と
なり、そのため同期状態がずれるとともに、最大のＣ／
Ｎが得られなくなるという問題があった。
ては、整合フィルタの遅延のタイミングによっては、レ
ベルが最大でない信号に同期するため、Ｃ／Ｎが最大に
ならないことがある。また同期がとれるまでに、時間が
かかる。さらに移動局の移動に伴って遅延多重波の状態
が変化すると、以前の伝播路測定結果と異なった状態と
なり、そのため同期状態がずれるとともに、最大のＣ／
Ｎが得られなくなるという問題があった。
【００１７】図５は、遅延多重波のサンプリングタイミ
ングによるＣ／Ｎの変化を説明するものであって、
（ａ）は整合フィルタの出力波形を示し、（ｂ），
（ｃ）はそれぞれ位相の異なるサンプリングクロック
１，サンプリングクロック２を示している。サンプリン
グクロックの時間間隔は、拡散レートの逆数である。
ングによるＣ／Ｎの変化を説明するものであって、
（ａ）は整合フィルタの出力波形を示し、（ｂ），
（ｃ）はそれぞれ位相の異なるサンプリングクロック
１，サンプリングクロック２を示している。サンプリン
グクロックの時間間隔は、拡散レートの逆数である。
【００１８】遅延多重波は、図５（ａ）に示すように、
時刻ＴからＴ＋ＴM （ＴM は多重通路の時間広がり）ま
での間に、時刻Ｔ＋ｔ1,Ｔ＋ｔ2,Ｔ＋ｔ3 においてピー
クがあったとすると、図示のようにサンプリングクロッ
ク１による方が、出力のＣ／Ｎがよいことは明らかであ
る。しかしながら、遅延多重波が変化すると、整合フィ
ルタの出力信号波形も変化するので、最適なサンプリン
グクロックは変化する。
時刻ＴからＴ＋ＴM （ＴM は多重通路の時間広がり）ま
での間に、時刻Ｔ＋ｔ1,Ｔ＋ｔ2,Ｔ＋ｔ3 においてピー
クがあったとすると、図示のようにサンプリングクロッ
ク１による方が、出力のＣ／Ｎがよいことは明らかであ
る。しかしながら、遅延多重波が変化すると、整合フィ
ルタの出力信号波形も変化するので、最適なサンプリン
グクロックは変化する。
【００１９】本発明は、このような従来技術の問題点を
解決しようとするものであって、移動通信にスペクトラ
ム拡散通信方式を適用する際に、フェーディングにより
生じる遅延多重波が存在する環境下において、Ｃ／Ｎを
最大とすることができ、かつ同期までの時間を短くする
ことができるとともに、遅延多重波の変化に対しても迅
速に追従して同期引込みを行うことができる、スペクト
ラム拡散通信同期方式を提供することを目的としてい
る。
解決しようとするものであって、移動通信にスペクトラ
ム拡散通信方式を適用する際に、フェーディングにより
生じる遅延多重波が存在する環境下において、Ｃ／Ｎを
最大とすることができ、かつ同期までの時間を短くする
ことができるとともに、遅延多重波の変化に対しても迅
速に追従して同期引込みを行うことができる、スペクト
ラム拡散通信同期方式を提供することを目的としてい
る。
【００２０】
【課題を解決するための手段】本発明は、入力信号を拡
散レートの逆数のＮ倍（Ｎは２以上の自然数）の速度の
クロックで遅延させる遅延線１を有し、遅延線１のＮ個
のタップごとに逆拡散用重み付け係数を乗算してそれぞ
れのＮ個のタップの同一順位の出力を合成することによ
ってＮ個の整合フィルタを形成する逆拡散演算部２と、
各整合フィルタの出力を拡散レートの逆数の速度のクロ
ックで遅延させる遅延線３を有し、遅延線３の各タップ
出力におけるピーク点の出力を加算して出力を発生する
Ｎ個の加算値演算部４と、Ｎ個の加算値演算部４の出力
の最大値を選択する最大値選択部５と、この最大値を前
回の値と比較してその値が増大するように遅延線１およ
び遅延線３のクロックのタイミングを制御するクロック
タイミング制御部６とを備えたＲＡＫＥ受信器におい
て、クロックタイミングの制御によって入力信号からＣ
／Ｎ最大の復調出力を得るものである。
散レートの逆数のＮ倍（Ｎは２以上の自然数）の速度の
クロックで遅延させる遅延線１を有し、遅延線１のＮ個
のタップごとに逆拡散用重み付け係数を乗算してそれぞ
れのＮ個のタップの同一順位の出力を合成することによ
ってＮ個の整合フィルタを形成する逆拡散演算部２と、
各整合フィルタの出力を拡散レートの逆数の速度のクロ
ックで遅延させる遅延線３を有し、遅延線３の各タップ
出力におけるピーク点の出力を加算して出力を発生する
Ｎ個の加算値演算部４と、Ｎ個の加算値演算部４の出力
の最大値を選択する最大値選択部５と、この最大値を前
回の値と比較してその値が増大するように遅延線１およ
び遅延線３のクロックのタイミングを制御するクロック
タイミング制御部６とを備えたＲＡＫＥ受信器におい
て、クロックタイミングの制御によって入力信号からＣ
／Ｎ最大の復調出力を得るものである。
【００２１】
【作用】図１は、本発明の原理的構成を示し、全体とし
てＲＡＫＥ受信器を形成している。逆拡散演算部２にお
いては、遅延線１によって、入力信号を拡散レートの逆
数のＮ倍（Ｎは２以上の自然数）の速度のクロックで遅
延させ、遅延線１のＮ個のタップごとに逆拡散用重み付
け係数を乗算してそれぞれのＮ個のタップの同一順位の
出力を合成する。
てＲＡＫＥ受信器を形成している。逆拡散演算部２にお
いては、遅延線１によって、入力信号を拡散レートの逆
数のＮ倍（Ｎは２以上の自然数）の速度のクロックで遅
延させ、遅延線１のＮ個のタップごとに逆拡散用重み付
け係数を乗算してそれぞれのＮ個のタップの同一順位の
出力を合成する。
【００２２】これによって、逆拡散の演算を行うＮ個の
整合フィルタが形成されるが、これに対してＮ個の加算
値演算部４を設けて、遅延線３によって、各整合フィル
タの出力を拡散レートの逆数の速度のクロックで遅延さ
せ、遅延線３の各タップ出力におけるピーク点の出力を
加算して出力を発生する。
整合フィルタが形成されるが、これに対してＮ個の加算
値演算部４を設けて、遅延線３によって、各整合フィル
タの出力を拡散レートの逆数の速度のクロックで遅延さ
せ、遅延線３の各タップ出力におけるピーク点の出力を
加算して出力を発生する。
【００２３】さらに、最大値選択部５を設けて、Ｎ個の
加算値演算部４の出力の最大値を選択し、クロックタイ
ミング制御部６を設けて、この最大値を前回の値と比較
してその値が増大するようにクロックタイミングを制御
して、クロック生成部７においてクロックを生成して、
遅延線１および遅延線３に供給する。
加算値演算部４の出力の最大値を選択し、クロックタイ
ミング制御部６を設けて、この最大値を前回の値と比較
してその値が増大するようにクロックタイミングを制御
して、クロック生成部７においてクロックを生成して、
遅延線１および遅延線３に供給する。
【００２４】このようにして形成されるＲＡＫＥ受信器
において、クロックタイミングの制御によって、入力信
号からＣ／Ｎ最大の復調出力を得るようにする。本発明
によれば、Ｎ個の整合フィルタによってピークを検出し
て、その加算値の最大値を選択するようにしているの
で、初期状態からある程度の品質の復調を行うことがで
き、同期までの時間を短縮することができる。
において、クロックタイミングの制御によって、入力信
号からＣ／Ｎ最大の復調出力を得るようにする。本発明
によれば、Ｎ個の整合フィルタによってピークを検出し
て、その加算値の最大値を選択するようにしているの
で、初期状態からある程度の品質の復調を行うことがで
き、同期までの時間を短縮することができる。
【００２５】
【実施例】図２は、本発明の一実施例を示したものであ
って、図３（ｄ）に示された整合フィルタを使用した場
合を例示している。図中において、３１は拡散レートの
逆数のＮ（＝４）倍のクロックで動作する遅延線、３２
は逆拡散信号演算回路、３３1 〜３３4 は入力パルス幅
に整合したフィルタ、３４1 〜３４4 は加算値演算部、
３５は最大値選択部、３６は比較およびクロックタイミ
ング生成部、３７はフリップフロップ（ＦＦ）、３８は
クロック生成部である。また各加算値演算部において、
４１は拡散レートのクロックで動作する遅延線、４２は
最大値検出・タップ選択部、４３は加算部である。
って、図３（ｄ）に示された整合フィルタを使用した場
合を例示している。図中において、３１は拡散レートの
逆数のＮ（＝４）倍のクロックで動作する遅延線、３２
は逆拡散信号演算回路、３３1 〜３３4 は入力パルス幅
に整合したフィルタ、３４1 〜３４4 は加算値演算部、
３５は最大値選択部、３６は比較およびクロックタイミ
ング生成部、３７はフリップフロップ（ＦＦ）、３８は
クロック生成部である。また各加算値演算部において、
４１は拡散レートのクロックで動作する遅延線、４２は
最大値検出・タップ選択部、４３は加算部である。
【００２６】入力信号は、遅延線３１において、拡散レ
ートの逆数の４倍の速度のクロックで遅延される。クロ
ック生成部３８は、この４倍の速度のクロックを生成す
る。遅延線３１の各タップの出力は４個おきに取り出さ
れて、逆拡散信号演算回路３２に入力され、逆拡散用重
み付け係数（＋１，−１，＋１，＋１，−１，−１，−
１）を乗算されたのち、合成されて、入力パルス幅に整
合したフィルタ３３1〜３３4 において積分される。こ
の際、遅延線３１から取り出す出力を順次１ビットづつ
ずらすことによって、図３（ｄ）に示された整合フィル
タが４個構成されたことになる。
ートの逆数の４倍の速度のクロックで遅延される。クロ
ック生成部３８は、この４倍の速度のクロックを生成す
る。遅延線３１の各タップの出力は４個おきに取り出さ
れて、逆拡散信号演算回路３２に入力され、逆拡散用重
み付け係数（＋１，−１，＋１，＋１，−１，−１，−
１）を乗算されたのち、合成されて、入力パルス幅に整
合したフィルタ３３1〜３３4 において積分される。こ
の際、遅延線３１から取り出す出力を順次１ビットづつ
ずらすことによって、図３（ｄ）に示された整合フィル
タが４個構成されたことになる。
【００２７】各整合フィルタの出力は、それぞれ加算値
演算部３４1 〜３４4 に入力される。入力信号は、遅延
線４１において拡散レートの逆数の速度のクロックで遅
延される。クロック生成部３８は、この１倍の速度のク
ロックを生成する。最大値検出・タップ選択部４２は、
遅延線４１の各タップの出力における、あるレベル以上
のもののみを、加算部４３で加算するように制御する。
これは、遅延線４１の出力には雑音が含まれているの
で、この雑音の影響を除去するためである。加算部４３
は、入力された各ピーク出力を、最大値検出・タップ選
択部４２の情報に基づいて、加算して出力を発生する。
演算部３４1 〜３４4 に入力される。入力信号は、遅延
線４１において拡散レートの逆数の速度のクロックで遅
延される。クロック生成部３８は、この１倍の速度のク
ロックを生成する。最大値検出・タップ選択部４２は、
遅延線４１の各タップの出力における、あるレベル以上
のもののみを、加算部４３で加算するように制御する。
これは、遅延線４１の出力には雑音が含まれているの
で、この雑音の影響を除去するためである。加算部４３
は、入力された各ピーク出力を、最大値検出・タップ選
択部４２の情報に基づいて、加算して出力を発生する。
【００２８】最大値選択部３５は、各加算値演算部３３
1 〜３３4 の出力中最大のものを検出して、これを出力
する。比較・クロックタイミング生成部３６は、ＦＦ３
７に記憶されている前回の値と、今回の入力値とを比較
して、例えば今回の入力値が前回の値より大きくなる方
向に、クロック生成部３８におけるクロックのタイミン
グを変化させ、最大値が出力されるようになったとき、
クロックを止めて、以後その時の出力値を保持する。
1 〜３３4 の出力中最大のものを検出して、これを出力
する。比較・クロックタイミング生成部３６は、ＦＦ３
７に記憶されている前回の値と、今回の入力値とを比較
して、例えば今回の入力値が前回の値より大きくなる方
向に、クロック生成部３８におけるクロックのタイミン
グを変化させ、最大値が出力されるようになったとき、
クロックを止めて、以後その時の出力値を保持する。
【００２９】すなわち、図２の回路は、最初、回路内で
持っていたクロックのタイミングで動作して、出力を発
生するが、この場合最大のＣ／Ｎが得られるか否かは不
明である。そこで前回の測定値と比較しながら、同じ測
定を繰り返して行って、値が大きくなるようにクロック
タイミングを徐々にずらすことによって、最大の値が得
られる状態になったとき、クロックを止めて、出力を取
り出すことによって、Ｃ／Ｎ最大の出力を得るようにし
ている。
持っていたクロックのタイミングで動作して、出力を発
生するが、この場合最大のＣ／Ｎが得られるか否かは不
明である。そこで前回の測定値と比較しながら、同じ測
定を繰り返して行って、値が大きくなるようにクロック
タイミングを徐々にずらすことによって、最大の値が得
られる状態になったとき、クロックを止めて、出力を取
り出すことによって、Ｃ／Ｎ最大の出力を得るようにし
ている。
【００３０】従って本発明によれば、データが入力され
ると、直ちに、ある程度の品質でデータが復調され、時
間が経過するとともに、その時の最大のＣ／Ｎで復調す
るクロックのタイミングに引き込まれるようにすること
ができる。
ると、直ちに、ある程度の品質でデータが復調され、時
間が経過するとともに、その時の最大のＣ／Ｎで復調す
るクロックのタイミングに引き込まれるようにすること
ができる。
【００３１】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、移
動通信等にスペクトラム拡散通信方式を適用する際、遅
延多重波が存在する場合でも、受信側における逆拡散後
のＣ／Ｎが最大になるようにすることができる。この
際、拡散レートの逆数のＮ倍の速度のクロックを用い
て、Ｎ個の整合フィルタによってピークを検出して加算
して、その最大値を選択するようにしているので、初期
状態からある程度の品質の復調を行うことができ、同期
までの時間が短いＲＡＫＥ受信器を実現できる。
動通信等にスペクトラム拡散通信方式を適用する際、遅
延多重波が存在する場合でも、受信側における逆拡散後
のＣ／Ｎが最大になるようにすることができる。この
際、拡散レートの逆数のＮ倍の速度のクロックを用い
て、Ｎ個の整合フィルタによってピークを検出して加算
して、その最大値を選択するようにしているので、初期
状態からある程度の品質の復調を行うことができ、同期
までの時間が短いＲＡＫＥ受信器を実現できる。
【００３２】従って本発明によれば、ボイスアクチベー
ション等によって、送信されない期間があって、その期
間内に移動局が移動することによる、クロックタイミン
グのずれや、さらに移動局の移動に伴う遅延多重波の変
化による同期点のずれがある場合にも、迅速に最大Ｃ／
Ｎで復調するクロックタイミングに引き込むことができ
る。
ション等によって、送信されない期間があって、その期
間内に移動局が移動することによる、クロックタイミン
グのずれや、さらに移動局の移動に伴う遅延多重波の変
化による同期点のずれがある場合にも、迅速に最大Ｃ／
Ｎで復調するクロックタイミングに引き込むことができ
る。
【００３３】また本発明によれば、加算値演算部によっ
て拡散率分の最大値を検出して、ピーク位置を求めるこ
とによって伝播路の推定を行っているので、伝播路測定
用信号による伝播路の測定が不要となり、伝送効率を向
上できるとともに、伝播路測定結果を記憶する必要がな
いので、回路構成が簡単になる。
て拡散率分の最大値を検出して、ピーク位置を求めるこ
とによって伝播路の推定を行っているので、伝播路測定
用信号による伝播路の測定が不要となり、伝送効率を向
上できるとともに、伝播路測定結果を記憶する必要がな
いので、回路構成が簡単になる。
【図１】本発明の原理的構成を示す図である。
【図２】本発明の一実施例を示す図である。
【図３】拡散と逆拡散とを説明する図である。
【図４】従来のＲＡＫＥ受信器を示す図である。
【図５】遅延多重波のサンプリングタイミングによるＣ
／Ｎの変化を説明する図である。
／Ｎの変化を説明する図である。
１ 遅延線 ２ 逆拡散演算部 ３ 遅延線 ４ 加算値演算部 ５ 最大値選択部 ６ クロックタイミング制御部
Claims (1)
- 【請求項１】 入力信号を拡散レートの逆数のＮ倍（Ｎ
は２以上の自然数）の速度のクロックで遅延させる遅延
線（１）を有し、該遅延線（１）のＮ個のタップごとに
逆拡散用重み付け係数を乗算してそれぞれのＮ個のタッ
プの同一順位の出力を合成することによってＮ個の整合
フィルタを形成する逆拡散演算部（２）と、 該各整合フィルタの出力を拡散レートの逆数の速度のク
ロックで遅延させる遅延線（３）を有し、該遅延線
（３）の各タップ出力におけるピーク点の出力を加算し
て出力を発生するＮ個の加算値演算部（４）と、 該Ｎ個の加算値演算部（４）の出力の最大値を選択する
最大値選択部（５）と、 該最大値を前回の値と比較してその値が増大するように
前記遅延線（１）および遅延線（３）のクロックのタイ
ミングを制御するクロックタイミング制御部（６）とを
備えたＲＡＫＥ受信器において、 該クロックタイミングの制御によって入力信号からＣ／
Ｎ最大の復調出力を得ることを特徴とするスペクトラム
拡散通信同期方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4226803A JPH0677928A (ja) | 1992-08-26 | 1992-08-26 | スペクトラム拡散通信同期方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4226803A JPH0677928A (ja) | 1992-08-26 | 1992-08-26 | スペクトラム拡散通信同期方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0677928A true JPH0677928A (ja) | 1994-03-18 |
Family
ID=16850857
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4226803A Withdrawn JPH0677928A (ja) | 1992-08-26 | 1992-08-26 | スペクトラム拡散通信同期方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0677928A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1997020400A1 (fr) * | 1995-11-29 | 1997-06-05 | Ntt Mobile Communications Network Inc. | Appareil de reception en diversite et procede de commande |
| US6067293A (en) * | 1996-12-11 | 2000-05-23 | Nec Corporation | Receiver |
| US6097713A (en) * | 1996-12-17 | 2000-08-01 | Nec Corporation | CDMA multi-code transmitter employing baseband signal time offset |
| US6208683B1 (en) | 1997-06-10 | 2001-03-27 | Nec Corporation | Receiving apparatus for use in CDMA type mobile radio communication system comprising a plurality of path receivers each including a follow-up path detection unit |
| KR100337389B1 (ko) * | 1999-09-13 | 2002-05-21 | 유영욱 | 디지털통신시스템에서 정합필터를 이용한 확산신호의 동기획득장치 및 방법 |
-
1992
- 1992-08-26 JP JP4226803A patent/JPH0677928A/ja not_active Withdrawn
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1997020400A1 (fr) * | 1995-11-29 | 1997-06-05 | Ntt Mobile Communications Network Inc. | Appareil de reception en diversite et procede de commande |
| US6067293A (en) * | 1996-12-11 | 2000-05-23 | Nec Corporation | Receiver |
| US6097713A (en) * | 1996-12-17 | 2000-08-01 | Nec Corporation | CDMA multi-code transmitter employing baseband signal time offset |
| US6208683B1 (en) | 1997-06-10 | 2001-03-27 | Nec Corporation | Receiving apparatus for use in CDMA type mobile radio communication system comprising a plurality of path receivers each including a follow-up path detection unit |
| KR100337389B1 (ko) * | 1999-09-13 | 2002-05-21 | 유영욱 | 디지털통신시스템에서 정합필터를 이용한 확산신호의 동기획득장치 및 방법 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 19991102 |