DE60014779T2

DE60014779T2 - Einrichtung zum Umkehrspreitzen des Spectrum, Einrichtung zur Zeitpunktdetedtion, Kanalschätzer, Frequensmessung und automatische Frequenzregelung

Info

Publication number: DE60014779T2
Application number: DE2000614779
Authority: DE
Inventors: Toshiyuki Minato-ku Okuyama; Osamu Minato-ku Ohnishi
Original assignee: NEC Electronics Corp
Current assignee: NEC Electronics Corp
Priority date: 1999-06-23
Filing date: 2000-06-23
Publication date: 2005-10-13
Anticipated expiration: 2020-06-24
Also published as: CN1119881C; EP1063779B1; CN1279545A; EP1063779B9; US7315590B1; EP1063779A2; JP2001069040A; DE60014779D1; EP1063779A3; JP3329383B2

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Umkehrspreizeinrichtung gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.
Beschreibung des einschlägigen Standes der Technik
In jüngster Zeit wird ein hinsichtlich Interferenzen äußerst fehlertolerantes CDMA-Kommunikationssystem umfangreich als eine von in mobilen Kommunikationssystemen eingesetzten Kommunikationsmethoden verwendet. Das CDMA-Kommunikationssystem ist eine Kommunikationsmethode, in der ein (Ab)Sender ein Benutzersignal nach Spreizen desselben unter Verwendung eines Spreizkodes (Ein-Bit-Signal) sendet und ein Empfänger durch Umkehrspreizen eines empfangenen Signals unter Verwendung desselben Spreizkodes wie dem auf der Senderseite benutzten ein Original-Benutzersignal erhält. Aufgrund dieses Umstandes kann das empfangene Signal von dem Empfänger nicht umkehrend gespreizt werden, wenn die Phase der Spreizkodekette des Empfängers nicht mit der vom Sender verwendeten Spreizkodekette synchronisiert wird. Um dies zu erreichen, wird an einer mobilen Station ein TCXO (Temperaturkompensierter Xtal Oszillator = Temperature Compensated Xtal Oscillator) mit einer hohen Frequenzgenauigkeit als Referenzoszillator benutzt, der verwendet wird, um eine Referenzfrequenzsignal zu erzeugen, das zur Demodulation eines von einer Basisstation empfangenen Signals erforderlich ist. Da die mobile Station klein und äußerst kosteneffektiv ausgebildet werden muss, ist es jedoch natürlich, dass die Frequenzgenauigkeit eines Referenzoszillators, der für die Mobilstation verwendet wird, niedriger als die des für die Basisstation verwendeten Referenzoszillators ist.
Deshalb wird an der mobilen Station eine AFC (Automatische Frequenzsteuerung = Automatic Frequency Control) ausgeübt, um eine Anpassung der Frequenz des Referenzfrequenzsignals an die des Referenzfrequenzsignals zu erzielen, das durch den Sender von der Basisstation gesendet wird.
Unter Bezugnahme auf 12 werden Konfigurationen der mobilen Station beschrieben, in der die AFC ausgeübt wird. In der folgenden Beschreibung wird angenommen, dass in dem CDMA-Kommunikationssystem ein Symbolsignal unter Verwendung von Spreizkodes von n-Chipteilen gespreizt wird.
Die mobile Station in 12 setzt sich zusammen aus einem Funkabschnitt 1, einer Taktdetektionseinrichtung 4, einer Kanal-Schätzeinrichtung 5, einem TCXO 6, einem Demodulationsabschnitt 16 und einem AFC-Schaltkreis 17. Die Taktdetektionseinrichtung 4 weist eine Umkehrspreizeinrichtung 7 und einen Spitzendetektionsabschnitt 8 auf. Die Kanal-Schätzeinrichtung 5 hat eine Umkehrspreizeinrichtung 9 und einen Rotationskorrekturabschnitt 15.
Der Funkabschnitt 1 kann eine Quadraturermittlung eines empfangenen Hochfrequenzsignals, basierend auf einem Referenzfrequenzsignal, das von dem TCXO 6 erzeugt ist, durchzuführen und führt eine Analog-Digital-Umwandlung aus, so dass das empfangene Hochfrequenzsignal in ein Basisbandsignal 11 umgewandelt wird, das sich aus einer Digitalsignal I-Komponente (bedeutend: gleichphasiges Signal) zusammensetzt, und ein Basisbandsignal 21, das sich aus einer weiteren Digitalsignal Q-komponente (bedeutend: Quadratur-Phasensignal) zusammensetzt.
Der TCXO 6 wird betrieben, um das Referenzfrequenzsignal, dessen Frequenz durch den AFC-Schaltkreis 17 gesteuert wird, als Referenzfrequenzsignal auszugeben. Die Umkehrspreizeinrichtung 7 führt ein Umkehrspreizen durch Multiplizieren des Basisbandsignals 11 und des Basisbandsignals 21, von denen sich eins aus der I-Komponente und ein weiteres aus der vom Funkabschnitt 11 zugeführten Q-Komponente zusammensetzt, mit dem Spreizkode aus.
Spitzendetektionsabschnitt 8 ermittelt den Spreiztakt, bei dem es sich um einen Takt handelt, bei dem ein Korrelationswert einen Spitzenpegel erreicht, wenn das Umkehrspreizen durch die Umkehrspreizeinrichtung 7 durchgeführt wird. Die Umkehrspreizeinrichtung 9 kann durch Ausführen des Umkehrspreizens des Basisbandsignals 11 und des Basisbandsignals 21, jeweils aus der I-Komponente und der Q-Komponente, die von dem Funkabschnitt 1 zugeführt sind, unter Verwendung des Spreiztaktens, erhalten von dem spitzen Detektionsabschnitt 8, ein komplexes Symbol erzielen.
Unter Bezugnahme auf 13 werden Konfigurationen der Umkehrspreizeinrichtung 7 und der Umkehrspreizeinrichtung 9, die unter Verwendung von digitalangepassten Filtern eingesetzt werden, beschrieben.
Sowohl die Umkehrspreizeinrichtung 7 als auch die Umkehrspreizeinrichtung 9 sind aus einem Korrelator 110 bzw. einem Korrelator 120 zusammengesetzt. Der Korrelator 110 ist, wenn ein Uberabtasten zum Zeitpunkt des Empfangens eines Signals erfolgt, aus OSR x(n–1) Teilen von Verzögerungseinrichtungen 21 bis 12_OSR(n–1) zusammengesetzt, wobei „OSR" ein „Überabtastungverhältnis (over-sampling ratio)", das zur Zeit des Empfangens des Signals verwendet wird, darstellt, n-Teilen Multiplizierer 13₁ bis 13_n und einen Addierer 14. In ähnlicher Weise besteht der Korrelator 120 aus OSR × (n–1) Teilen an Verzögerungseinrichtungen 22₁ bis 22_OSR(n–1) , n-Teilen Multiplizierer 23₁ bis 23_n und einem Addierer 24.
Der Korrelator 110 kann einen Korrelationswert berechnen, indem er es ermöglicht, dass ein eingegebenes Basisbandsignal 11, das sich aus der I-Komponente zusammensetzt, sequentiell durch die Verzögerungseinrichtungen 12₁ bis 12_OSR(n–1) verschoben und sequentiell mit dem Spreizkode multipliziert wird. Der Addierer 14 berechnet den die I-Komponente enthaltenden Korrelationswert durch Addieren jedes einzelnen Korrelationswertes, der sequentiell erhalten wurde, zu einem weiteren individuellen Korrelationswert. In gleicher Weise erhält man unter Verwendung des Spreizkodes in dem Korrelator 120 einen aus der Q-Komponente zusammengesetzten Korrelationswert durch Umkehrspreizen eines aus der Q-Komponente zusammengesetzten Basisbandsignals 21. Das Paar Korrelationswerte, das die I-Komponente und die Q-Komponente enthält, wird ein Umkehrspreiz-Komplexsymbol.
Unter Bezugnahme auf 14 werden Konfigurationen der Umkehrspreizeinrichtung 7 und der Umkehrspreizeinrichtung 9, eingesetzt unter Verwendung von Gleitkorrelatoren, beschrieben.
Die Umkehrspreizeinrichtung 7 wie auch die Umkehrspreizeinrichtung 9 sind jeweils aus einem Korrelator 60 und einem Korrelator 70 aufgebaut. Der Korrelator 60 weist einen Multiplizierer 62, einen Addierer 63 und eine Verzögerungseinrichtung 64 auf. Der Korrelator 70 weist einen Multiplizierer 72, einen Addierer 73 und eine Verzögerungseinrichtung 74 auf.
Der Korrelator 60 ist ausgebildet, ein eingegebenes Basisbandsignal 11, zusammengesetzt aus der I-Komponente, unter Verwendung des Multiplizierers 72 mit einem Spreizkode für jeden Chip zu multiplizieren. Die n-Teile von Werten, die man durch Multiplizieren des resultierenden Basisbandsignals 11 mit dem Spreizkode erhalten hat, werden von einem Integrator, aufgebaut aus dem Addierer 63 und der Verzögerungseinrichtung 64, integriert, um einen Korrelationswert zu erzeugen, der die I-Komponente enthält. In gleicher Weise ist der Korrelator 70 ausgebildet, um einen Korrelationswert enthaltend die Q-Komponente zu berechnen, indem das aus der Q-Komponente aufgebaute Basisbandsignal 21 in Umkehrung gespreizt wird. Das Paar Korrelationswerte, das die I-Komponente und die Q-Komponente enthält, wird das umkehrgespreizte Komplexsymbolsignal.
Der Drehungskorrekturabschnitt 15 (12) ermittelt einen Phasenfehler, der in dem Komplexsymbol der I-Komponente und Q-Komponente, erhalten von der Umkehrspreizeinrichtung 9, enthalten ist und korrigiert den Phasenfehler.
Als nächstes wird unten eine durch den Rotationskorrekturabschnitt 15 in der Kanalschätzeinrichtung 5 durchgeführte Kanalschätzung beschrieben.
Eine Kanalschätzung stellt Prozesse des Abschätzens einer Phase des Komplexsymbols, das aufgrund des Frequenzversatzes des Referenzfrequenzsignals in der Mobilstation oder dergleichen gedreht worden ist und des Korrigierens der Phase dar. Die Kanalabschätzung wird unter Verwendung eines Pilotsymbols durchgeführt, das in Daten enthalten ist, die als Referenz von der Basisstation gesendet wurden.
Zunächst wird das Pilotsymbol beschrieben. Unter Bezugnahme auf 15 werden unten gemäß einer Spezifikation bestimmte Rahmenkonfigurationen eines Perchkanals einer Durchlassverbindung beschrieben, durch die ein Signal von der Basisstation an die mobile Station gesendet wird.
Ein 720 ms Superrahmen, der den Perchkanal bildet, ist aus 72 Teilen von 10 ms Funkrahmen 50₁ bis 50₇₂ aufgebaut. Jeder der Funkrahmen 50₁ bis 50₇₂ enthält 16 Teile Zeitfenster 51₁ bis 51 ₁₆ . Jedes der Zeitfenster 50₁ bis 50₁₆ schließt ein Suchkodesymbol 52, zusammengesetzt aus einem Symbol, ein Sendedatensymbol 53, zusammengesetzt aus fünf Symbolen, und ein Pilotsymbol 54, zusammengesetzt aus vier Symbolen, ein. Obwohl das Pilotsymbol 54 für jedes der Zeitfenster 50₁ bis 50 ₁₆ einen unterschiedlichen Wert aufweist, ist sein Muster ein vorbestimmtes Muster. Deshalb kann die mobile Station Information über das Muster des Pilotsymbols 54 erhalten, bevor die mobile Station das Pilotsymbol 54 empfängt. Im Falle der Perchkanal-Rahmenkonfigurationen, wie sie vorstehend beschrieben wurden, kann die mobile Station eine Messung eines Phasenfehlers und eines Frequenzfehlers in Signalen durchführen, die von der Basisstation unter Verwendung der Pilotsymbole 54 mit vier Symbolen gesendet wurden.
Vier Komplexsymbole, die das Pilotsymbol 54 bilden, werden auf einer Ebene mit der Q-Komponente als Ordinate und mit der I-Komponente als Abszisse graphisch dargestellt. Wenn komplexe Vektoren 45, 46, 47 und 48 wie in 16 gezeigt, vorhanden sind, gibt es eine Phasenrotation um θ₁ zwischen dem komplexen Vektor 45 und dem komplexen Vektor 46, um θ₂ zwischen dem komplexen Vektor 46 und komplexen Vektor 47 und um θ₃ zwischen dem komplexen Vektor 47 und dem komplexen Vektor 48.
Der Demodulationsabschnitt 16 (12) ist ausgebildet, um ein Originalsymbol durch Demodulieren des Komplexsymbols, zusammengesetzt aus den I- und Q-Komponenten zu erzielen, dessen Phasenfehler durch den Rotationskorrekturabschnitt 15 korrigiert wird. Der AFC-Schaltkreis 17 wird betrieben, um den Frequenzfehler zu berechnen, der die Differenz zwischen der Frequenz des Referenzfrequenzsignals, erzeugt durch den TCXO 6, und der Referenzfrequenz des Signals von der Basisstation, ist, und um die Frequenz des Referenzfrequenzsignals, erzeugt durch den TCXO 6, zu steuern, um Frequenzfehler zu verringern.
In der herkömmlichen Mobilstation, in der das AFC-Verfahren durchgeführt wird, wird der Phasenfehler selbst dann, wenn die Phase des durch die Umkehrspreizeinrichtung 9 erhaltenen Komplexsymbols wegen des Auftretens eines Frequenzversatzes in dem durch den TCXO 6 erzeugten Referenzfrequenzsignal gedreht wird, falls der Frequenzversatz des Referenzfrequenzsignals innerhalb der Reichweite liegt, durch den Rotationskorrekturabschnitt 15 korrigiert, und durch den Demodulationsabschnitt 16 wird eine normale Modulation ausgeführt.
Wenn jedoch bei der herkömmlichen Mobilstation, wie sie oben beschrieben wurde, der Frequenzversatz des Referenzfrequenzsignals den vorbestimmten Bereich überschreitet, kann der Frequenzversatz nicht durch die AFC-Methode korrigiert werden. Das heißt, dass der Frequenzversatz den innerhalb des AFC befindlichen Bereich überschreiten kann.
Nachstehend werden Gründe dafür, warum Phänomene wie vorstehend beschrieben bei der herkömmlichen Mobilstation auftreten, beschrieben.
Wenn ein Trägerfrequenzversatz auftritt, wird die Phase im n-Chipbereich, der ein Symbolbereich ist, gedreht. Das heißt, der Phasenfehler tritt unter den Chips auf.
In der herkömmlichen Umkehrspreizeinrichtung 7 wird jedoch das Komplexsymbol durch Berechnen des Korrelationswertes in einem Zustand, in dem alle Signale von n-Teilen an Chips in einem Symbolbereich gleichphasig sind, erhalten. Deshalb wird der Korrelationswert, den man durch Addieren des Korrelationswertes jedes Chips zu dem des Spreizkodes erhält, klein gemacht, was eine Verringerung an Spreizverstärkung verursacht. Dies verursacht auch, dass die Wahrscheinlichkeit korrekter Synchronisation, eine Wahrscheinlichkeit dafür ist, dass das Spreiztakten in der Taktermittlungseinrichtung 4 verringert wird. Wenn man das Spreiztakten nicht erhalten kann, werden ebenso nicht nur das Umkehrspreizen durch die Umkehrspreizeinrichtung, sondern auch die nachfolgende Kanalschätzung und der AFC-Prozess unmöglich gemacht.
Als nächstes wird unter Bezugnahme auf 17 ein Zustand erläutert, in dem die Wahrscheinlichkeit einer korrekten Synchronisierung mit dem Anstieg im Frequenzversatz abnimmt. 17 ist ein Kurvenschaubild, das die Beziehung zwischen der Wahrscheinlichkeit einer korrekten Synchronisierung und Energie über der mittleren Geräuschenergiespektrumsdichte (Eb/N0) pro ein Signalbit zeigt, wenn die Größe des Frequenzversatzes einer Trägerfrequenz bei der herkömmlichen Umkehrspreizeinrichtung verwendet wird.
Es ist aus dem Schaubild erkennbar, dass dann, wenn der Frequenzversatz 0 (null) ppm beträgt, die Wahrscheinlichkeit der korrekten Synchronisierung nicht abnimmt, selbst wenn Eb/N0 abnimmt, während die Wahrscheinlichkeit der korrekten Synchronisierung abnimmt, wenn der Frequenzversatz ansteigt und 3 ppm und 5 ppm wird. Wenn der Frequenzversatz insbesondere 5 ppm wird, so nimmt die Wahrscheinlichkeit der korrekten Synchronisierung schnell ab.
Außerdem nimmt, wenn die Spreizverstärkung abnimmt, bei der Kanalschätzung durch die Kanalschätzeinrichtung 5 (12) die Fehlerrate zu. Bei der herkömmlichen Mobilstation nimmt, da die Kanalschätzung basierend auf der Symbolrate durchgeführt wird, wenn der Phasenversatz um über 180° pro ein Symbol auftritt, die Spreizverstärkung stark ab, und die Kanalschätzung in Einheiten des Symbols wird sehr schwierig. Da das Ermitteln des Umstandes, in welcher Richtung der Phasenversatz aufgetreten ist, unmöglich ist, ist auch die Schätzung der Größe des Frequenzversatzes unmöglich. Beispielsweise wenn eine Referenzfrequenz des TCXO 6 2 GHz und die Symbolrate 16 Ksps (Symbole/Sekunde) ist, verursacht der Versatz der Referenzfrequenz um 1 ppm einen Phasenfehler von 45°/Symbol, und der Versatz der Referenzfrequenz um 4 ppm verursacht einen Phasenfehler von 180°/Symbol.
18 ist eine graphische Darstellung, die die Beziehung zwischen BER (Bit Fehlerrate = Bit Error Rate) und Eb/N0 pro Bit eines Signals, das man erhält, wenn die Größe des Frequenzversatzes einer Trägerfrequenz als Parameter bei der herkömmlichen Spreizeinrichtung verwendet wird. Wie man aus dieser Darstellung erkennt, nimmt die BER, die durch die gleiche Eb/N0 erzielt wird, zu, wenn der Frequenzversatz von 0 ppm auf 4 ppm ansteigt.
Selbst für den Fall der oben beschriebenen herkömmlichen Beispiele kann, wenn der Frequenzversatz des TCXO 6 innerhalb eines Bereiches von ± 4 ppm liegt, da die Größe des Frequenzversatzes ermittelt werden kann, der Versatz der Frequenz durch die AFC korrigiert werden. Dies zeigt, dass der tatsächliche Bereich für den Frequenzversatz innerhalb der AFC ungefähr ±4 ppm beträgt.
Um das obige Problem zu lösen, wird in der japanischen Patentanmeldungsoffenlegung Nr. Hei9-200081 eine Technologie offenbart, bei der der Bereich des Frequenzversatzes innerhalb der AFC für den Frequenzversatz ausgeweitet wird. 19 ist ein schematisches Blockschaubild, das Konfigurationen eines Frequenzfehler-Ermittlungsschaltkreises zeigt, der weitere konventionelle Umkehrspreizeinrichtungen enthält.
Der herkömmliche Frequenzfehler-Ermittlungsschaltkreis setzt sich zusammen aus einem angepassten Komplexfilter 131 und einem angepassten Komplexfilter 132, einer Komplex-Spreizkode-Erzeugungseinrichtung 133 und Komplexspreizkode-Erzeugungseinrichtung 134, Spitzenerfassungs-Durchschnittsabschnitt 135 und Spitzenerfassungs- Durchschnittsabschnitt 136, einem Spitzenpositionserfassungsabschnitt 137, einem Leistungsberechnungsabschnitt 138 und einem Leistungsberechnungsabschnitt 139, einem Normierungsschaltkreis 141, einem Leistungsdifferenz-Berechnungsabschnitt 143 und einem Frequenzfehler-Umwandlungsabschnitt 142. Der Energiedifferenz-Berechnungsteil 143 umfasst einen Addierer 140 und den Normierungsschaltkreis 141.
In dem herkömmlichen Frequenzfehler-Erfassungsschaltkreis wird ein komplexes Basisbandsignal durch einen Funkabschnitt empfangen und der Quadraturerfassung unterzogen und in den angepassten Komplexfilter 131 eingegeben und dann mit einem Komplexkode multipliziert, der von der komplexen Spreizkodeerzeugungseinrichtung 133 erzeugt wird, um einen komplexen Korrelationswert zu erzeugen, und ein weiteres komplexes Basisband wird ebenfalls durch den Funkabschnitt empfangen und einer Quadraturermittlung unterzogen und in den angepassten Komplexfilter 132 zur gleichen Zeit eingegeben und dann mit einem komplexen Spreizkode multipliziert, der von der komplexen Spreizkode-Erzeugungseinrichtung 134 erzeugt ist, um den komplexen Korrelationswert zu erzeugen. Jeder der erzeugten Korrelationswerte wird von jedem der zwei Spitzenermittlungs-Mittelbildungsabschnitte, Spitzenermittlungs-Mittlungsbildungsabschnitt 135 bzw. Spitzenermittlungs-Mittlungsbildungsabschnitt 136 mit maximaler Taktgabe der komplexen Korrelation, ermittelt durch den Spitzenpositions-Ermittlungsabschnitt 137 während verschiedener Symbolzeiten gemittelt, um einen Leistungswert durch die zwei Leistungsberechnungsabschnitte, Leistungsberechnungsabschnitt 138 und Leistungsberechnungsabschnitt 139, zu berechnen. In dem Leistungsdifferenz-Berechnungsabschnitt 143 wird von dem Addierer 140 eine Differenz des berechneten Leistungswertes berechnet, und die resultierende Differenz der Leistungswerte wird durch den Normierungsschaltkreis 141 normiert. Der Frequenzfehler-Umwandlungsabschnitt 142 berechnet einen entsprechenden Frequenzfehler aus der Differenz des normierten Leistungswertes und gibt diese aus. Die komplexe Spreizkode-Erzeugungseinrichtung 133 gibt einen komplexen Spreizcode aus, der im Voraus durch Erteilung eines positiven Frequenzversatzes berechnet wurde, und die komplexe Spreizkode-Erzeugungseinrichtung 134 gibt einen komplexen Spreizkode aus, der im Voraus durch Erteilung eines negativen Frequenzversatzes mit demselben absoluten Wert wie der positive Frequenzversatz berechnet wurde. Dies ermöglicht es, dass der Frequenzversatz einem komplexen Korrelationswert innerhalb eines Symbolsignalbereiches gegeben wird.
In dem herkömmlichen Frequenzfehler-Ermittlungsschaltkreis 6 kann durch Ausführen des Umkehrspreizens unter Verwendung des durch vorherige Erteilung des Frequenzversatzes erhaltenen komplexen Spreizkodes der Bereich, der sich innerhalb der AFC befindet, für den Frequenzfehler expandiert werden. Um dies zu erreichen, ist jedoch ein Speicher, der zum Speichern des durch Erteilung des Frequenzversatzes im Voraus erhaltene komplexe Spreizkode verwendet wird, erforderlich. Außerdem ist auch ein Hochgeschwindigkeitschipraten-Verarbeiten erforderlich, in dem das Basisbandsignal mit dem Spreizkode multipliziert werden kann. In der herkömmlichen Umkehrspreizeinrichtung, wie sie in 13 und 14 gezeigt ist, wird, da der Spreizkode aus einem Ein-Bitsignal aufgebaut ist, die Multiplikation des Basisbandsignals mit dem Spreizkode aktuell durch Kodeoperationen durchgeführt.
Da das Ausdrücken des durch Erteilung des Frequenzversatzes erhaltenen Spreizkodes eine gesteigerte Anzahl Bits erfordert und da die Multiplikation des Basisbandsignals mit dem Spreizkode durch solche Kodeoperationen nicht erzielt werden kann, ist jedoch ein Multiplizierer erforderlich, mit dem Signale, die aus einer Mehrzahl Bits aufgebaut sind, miteinander multipliziert können. Daher werden der Maßstab des Schaltkreises und der Energieverbrauch der Umkehrspreizeinrichtung, die verwendet werden, um die komplexe Multiplikation durchzuführen, viel größer im Vergleich zu dem Fall, in dem das Basisbandsignal mit dem Spreizkode, der keinen Frequenzversatz enthält, multipliziert wird. Ein solcher gesteigerter Schaltkreismaßstab und gesteigerter Energiebedarf der Umkehrspreizeinrichtung widersprechen den jüngsten steigenden Erfordernissen zur Miniaturisierung und zum niedrigen Energieverbrauch in der Mobilstation, wie einem tragbaren Telefon oder einem ähnlichen Empfänger/Transceiver.
Die herkömmliche Umkehrspreizeinrichtung und das AFC-Verfahren, die vorstehend beschrieben wurden, weisen die folgenden Probleme auf:

(1) Die Ermittlung des Taktens und die Kanalschätzung in Umgebungen starken Frequenzversatzes können nur durch das AFC-Verfahren unter Verwendung des Phasenfehlers, der durch Kanalschätzung mit der Symbolrate erhalten wird, durchgeführt werden, was zu einem engen Bereich führt, der sich innerhalb der AFC für Frequenzfehler befindet.
(2) Bei der AFC-Methode, wie sie in der japanischen Patentanmeldungsoffenlegung Nr. Hei9-200081 offenbart ist, sind ein stark erhöhter Schaltkreismaßstab und Energiebedarf der Umkehrspreizeinrichtung unvermeidbar.

US 4 621 365 offenbart eine Umkehrspreizeinrichtung, bei der der verwendete Referenzdrehwinkel nach Multiplikation mit dem Referenzkode und Akkumulation eine variable Größe Energie k (fest) Chips ist.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
In Anbetracht des obigen ist es das Ziel der vorliegenden Erfindung, eine Umkehrspreizeinrichtung zur Verfügung zu stellen, die eine Taktdetektion und eine Kanalschätzung selbst in einer Umgebung großen Frequenzversatzes vornehmen kann, ohne dass eine starke Zunahme ihres Schaltkreisausmaßes und ihrer Energieversorgung eintritt, und den Bereich, der innerhalb einer AFC liegt, ausweiten kann.
Die Erfindung löst diese Aufgabe mit den Merkmalen des Anspruches 1.
In der Umkehrspreizeinrichtung der vorliegenden Erfindung ist, da die Phasenrotationskorrektur vor dem Umkehrspreizbearbeiten durchgeführt wird, keine Änderung im herkömmlichen Umkehrspreizbearbeiten für das Umkehrspreizbearbeiten in einem späteren Stadium erforderlich, was für Freiheit in der Konfiguration des Korrelators sorgt. Außerdem kann, da die Umkehrspreizeinrichtung nur einen Phasendreher und nur eine Stufe für die akkumulative Addierverarbeitung erfordert, so aufgebaut werden, dass sie eine einfache Schaltkreiskonfiguration aufweist. Weiterhin kann, da die Rotationskorrekturbearbeitung vor der Umkehrspreizbearbeitung durchgeführt wird, die Korrekturbearbeitungseinheit unabhängig von der Symbolspreizrate eingestellt werden.
In der Taktermittlungseinrichtung der vorliegenden Erfindung kann die Wahrscheinlichkeit der korrekten Synchronisierung verbessert werden, da man eine hohe Verstärkung durch einen durch die oben beschriebene Umkehrspreizeinrichtung berechneten Korrelationswert erhalten kann.
In der Kanalschätzeinrichtung der vorliegenden Erfindung kann zu einem gewissen Grad ein Phasenfehler vor der Erzeugung des komplexen Symbols korrigiert werden, da das komplexe Symbol unter Verwendung der oben beschriebenen Umkehrspreizeinrichtung erzeugt wird. Deshalb kann selbst dann, wenn der Phasenfehler groß ist, dieser mittels eines AFC-Verfahrens korrigiert werden, was eine Ausweitung des Bereiches innerhalb der AFC erlaubt.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Die obigen und weitere Ziele, Vorteile und Merkmale der vorliegenden Erfindung werden noch deutlicher anhand der folgenden Beschreibung, die in Bezug auf die begleitenden Zeichnungen erfolgt, in denen
1 ein schematisches Blockschaubild ist, das Konfigurationen einer Umkehrspreizeinrichtung gemäß einem ersten Beispiel zeigt;
2 ein Kurvendiagramm ist, das eine Bitfehlerraten(BER)-Charakteristik der Umkehrspreizeinrichtung des ersten Beispiels in einem Fall zeigt, da die Teilungszahl „m" „4" beträgt;
3 ein Kurvendiagramm ist, das die BER-Charakteristik der Umkehrspreizeinrichtung des ersten Beispiels im Falle ist, dass die Teilungszahl „m" 18 beträgt;
4 ein Kurvendiagramm ist, das die BER-Charakteristik der Umkehrspreizeinrichtung des ersten Beispiels in dem Fall zeigt, dass die Teilungszahl „m" 16 beträgt;
5 ein Kurvendiagramm ist, das die BER-Charakteristik der Umkehrspreizeinrichtung des ersten Beispiels in dem Fall zeigt, dass die Teilungszahl „m" 4, 8 bzw. 16 ist;
6 ein Kurvendiagramm ist, das eine Belegungseigenschaft, erhalten von der Umkehrspreizeinrichtung des ersten Beispiels in dem Fall, dass die Teilungszahl „m" 4 ist, zeigt;
7 ein schematisches Blockschaltbild, das die Konfiguration einer Umkehrspreizeinrichtung gemäß einem zweiten Beispiel zeigt;
8 ein Diagramm ist, das ein Beispiel der Konfiguration eines Golay-Korrelators zeigt;
9 ein schematisches Blockschaltbild ist, das Konfigurationen einer Umkehrspreizeinrichtung gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt;
10 ein Diagramm ist, das den Zustand der Phasenrotation in einem Fall von M gleich 8, der mit einem Phasendreher 85, wie in 9 gezeigt ist, ausgeführt werden soll, zeigt;
11 ein Kurvendiagramm ist, das die Relation zwischen dem Frequenzversatz in einer Trägerfrequenz und dem Wert der Rauschstärke Eb/N0 zeigt, erforderlich für ein BER, um einen Wert von 0,1 in der Umkehrspreizeinrichtung der 9 zu erreichen;
12 ein schematisches Blockschaubild ist, das Konfigurationen einer herkömmlichen Mobilstation zeigt, in der eine AFC hergestellt wird;
13 ein schematisches Blockschaubild ist, das Konfigurationen herkömmlicher Umkehrspreizeinrichtungen, wie sie in 12 gezeigt sind, zeigt, die unter Verwendung von digitalen angepassten Filtern implementiert werden;
14 ein schematisches Blockschaubild ist, das Konfigurationen der herkömmlichen Umkehrspreizeinrichtungen, wie sie in 12 gezeigt sind, zeigt, die unter Verwendung von Gleitkorrelatoren eingesetzt werden;
15 ein Diagramm ist, das die Rahmenkonfigurationen eines herkömmlichen Perchkanal zeigt;
16 ein Schaubild ist, das die Rotation der Phase eines herkömmlichen Pilotsymbols zeigt;
17 ein Kurvendiagramm ist, das die Beziehung zwischen der Wahrscheinlichkeit korrekter Synchronisation und Energie über der mittleren Rauschleistung-Spektrumsdichte (Eb/N0) pro ein Bit eines Signals zeigt, wenn die Größe des Frequenzversatzes einer Trägerfrequenz als Parameter in der herkömmlichen Umkehrspreizeinrichtung verwendet wird;
18 eine Darstellung ist, die das Verhältnis zwischen BER und Eb/N0 pro ein Bit eines Signals zeigt, das man erhält, wenn die Größe des Frequenzversatzes einer Trägerfrequenz als Parameter in der herkömmlichen Umkehrspreizeinrichtung verwendet wird; und
19 ein schematisches Blockschaubild ist, das Konfigurationen einer Frequenzfehlerermittlungsschaltung, umfassend eine weitere herkömmliche Umkehrspreizeinrichtung, zeigt.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
Die besten Wege zur Durchführung der vorliegenden Erfindung werden in weiterem Detail unter Verwendung verschiedener Beispiele und einer Ausführungsform unter Bezugnahme auf die begleitenden Zeichnungen beschrieben.
Erstes Beispiel
In 1 gezeigte Bezugszeichen, die denen der 13 gleichen, bezeichnen entsprechende Teile. Gemäß diesem Beispiel wird in 1 eine Umkehrspreizeinrichtung als Umkehrspreizeinrichtung 7 und in 12 als Umkehrspreizeinrichtung 9 in einer mobilen Station verwendet. In der Beschreibung wird angenommen, daß in einem CDMA (Kodemultiplex-Vielfachzugriff = Code Division Multiple Access)-Kommunikationssystem ein Symbolsignal durch Spreizkodes von n-Stücken von Chips gespreizt wird.
Wie in 1 gezeigt, ist die Umkehrspreizeinrichtung des Beispiels hauptsächlich aus Korrelatoren 10 und 20, Phasenrotatoren 31₁ bis 31_m und Addierern 41 und 42 zusammengesetzt. Der Buchstabe „m" stellt eine Teilungszahl dar, die verwendet wird, um „n" durch k Chips zu teilen, und die Beziehungen zwischen „n", „m" und in „k" werden durch die Formel „n = m × k" wiedergegeben.
Außerdem setzt sich der Korrelator 10 aus m-Stücken Addierern 14₁ bis 14_m , n-Stücken Multiplizierern 13₁ bis 13_n und OSR × (n–1) Stücken Verzögerungseinrichtungen 12₁ bis 12_OSR(n–1) zusammen. Der Korrelator 20 ist aus m-Stücken Addierern 24₁ bis 24_m n-Stücken Multiplizierern 23₁ bis 23_n und OSR × (n–1) Stücken Verzögerungseinrichtungen 22₁ bis 22_OSR(n–1) zusammengesetzt.
Die Addierer 14₁ bis 14_m sind ausgebildet, um ein Zwischensignal zu erzeugen, das eine 1/k Chiprate durch Integrieren von Werten aufweist, die von k-Stücken Multiplizierern aus den Multiplizierern 13₁ bis 13_n zugeführt werden. Beispielsweise arbeitet der Addierer 14₁ um Werte von den Multiplizierern 13₁ bis 13_k zu integrieren und sie dann auszugeben. Jeder der Addierer 14₁ bis 24_m arbeitetet, um einen Wert von jedem von k-Stücken der Multiplizierer aus den Multiplizierern 23₁ bis 23_n zu integrieren.
Wenn ein konkreter Wert für jeden der Buchstaben „n", „m" und „k" ersetzt wird, falls ein Wert 256 beispielsweise für den Buchstaben „n" eingesetzt wird, d.h. falls ein Symbol gespreizt wird, um gleich 256 Chips zu sein und der Buchstabe „m" eine Anzahl bildet, die verwendet wird, um die 256 Chips zu teilen, 4 ist, dann beträgt die Zahl der Chips „k" für jede geteilte Einheit 64 Chips. Jeder der Phasenrotatoren 31₁ bis 31_m ist ausgebildt, um jede der Phasen der m-Stücke von Zwischensignalen, die von den Addierern 14₁ bis 14_m erhalten werden und eine 1/k Chiprate haben, um Phasendrehwinkel δ, 2δ, 3δ,..., mδ in einer „m"-Stufe zu rotieren, wobei die Phasenrotatoren 31₁ bis 31_m um den Referenzdrehwinkel δ auf einer komplexen Ebene verschoben werden, und gibt sie dann aus. Jeder der Addierer 41 und 42 ist ein m-Anzapfeingangsaddierer, der betrieben wird, um das Zwischensignal zu integrieren, dessen Phase durch die Phasenrotatoren 31₁ bis 31_m für jede I-Komponente und jede Q-Komponente gedreht wird, um einen Korrelationswert eines komplexen Symbols zu erzielen. Das erzielte komplexe Symbol wird an dieser Stelle, da seine Phase durch die Phasenrotatoren 31₁ bis 31_m gedreht wird und im Ergebnis ein Frequenzversatz in Pseudoart erteilt wird, ein umgekehrt gespreiztes komplexes Symbol.
Durch Einstellen des Referenzrotationswinkels δ des Zwischensignals, gedreht durch die Phasenrotatoren 31₁ bis 31_m auf verschiedene Größen, kann der Frequenzversatz, der dem komplexen Symbol zugeteilt werden soll, geändert werden. Dann wird der Energiewert des komplexen Symbols, dem der Frequenzversatz zugeteilt worden ist, berechnet, und der zu erteilende Frequenzversatz, der auf dem Phasenrotationswinkel basiert, bei dem der erzielte Energiewert ein Maximum geworden ist, ist der Frequenzversatz, der einem Frequenzfehler zwischen einem Sender und einem Empfänger am nächsten ist.
Sodann führen die Phasenrotatoren 31₁ bis 31_m die Phasenrotation des Zwischensignals, basierend auf dem Phasenrotationswinkel, bei dem der Energiewert des komplexen Symbols ein Maximum geworden ist, aus. Außerdem ist es nicht notwendig, dass die Genauigkeit des Frequenzversatzes, der durch die Phasenrotation, durchgeführt durch die Phasenrotatoren 31₁ bis 31_m , erteilt wird, so hoch ist, dass die Frequenzabweichung sowohl beim Sender als auch beim Empfänger einander vollständig gleich sind, und deshalb wird, falls der Frequenzversatz innerhalb eines Bereiches liegt, der ein Ausführen einer Kanalschätzung durch eine Kanalschätzeinrichtung 5 (12) erlaubt, der Frequenzversatz durch ein herkömmliches AFC-Verfahren korrigiert.
Falls die Zahl „m" zum Dividieren der Zahl „n", bei der es sich um die Anzahl der Chips handelt, die für ein Symbolsignal verwendet wird, größer gemacht wird, obwohl die Schaltungsabmessung größer gemacht wird, so ist es doch möglich, eine große Spreizungsverstärkung zu erzielen, um die Wahrscheinlichkeit einer genauen Synchronisation zu verbessern und einen BER zu verringern. Deshalb ist der Wert der Teilungsanzahl „m" der Wert, der entschieden werden muss, nachdem eine erwünschte Leistung und eine zulässige Schaltungsgröße oder dergleichen in Betracht gezogen worden sind.
In 2 bis 6 sind Daten über Charakteristiken der Umkehrspreizeinrichtung gezeigt, die man in der mobilen Station gemäß dem ersten Beispiel erzielt hat, die man durch Ausführen einer Simulation unter Verwendung eines Basisstationssignal-Erzeugungssimulators erzielt hat, der den Frequenzversatz erzeugen kann, der zwischen der Basisstation und der mobilen Station auftritt. Die Simulation wird unter den Bedingungen durchgeführt, dass die Zahl der Symbole pro einen Rahmen 160 (Symbol-Rahmen) für die I- bzw. Q-Komponenten ist und die Trägerfrequenz 2 GHz beträgt.
2 zeigt die BER-Charakteristik, die man in einem Fall erhalten hat, in dem der Frequenzversatz von 5 ppm für die 2 GHz Trägerfrequenz erzeugt und um –4 ppm unter Verwendung der Umkehrspreizeinrichtung des ersten Beispiels korrigiert wird, in einem Fall, in dem der Frequenzversatz nicht korrigiert wird, und in einem Vergleichsfall, in dem ein Frequenzversatz von nur 1 ppm erzeugt und nicht korrigiert wird. Der BER ist eine Bitfehlerrate in Daten, die man nach QPSK (Vierphasenumtastung = Quadrature Phase Shift Keying)-Demodulation erhält.
Aus 2 ist erkennbar, dass die BER-Charakteristik durch die Korrektur im Falle des Auftretens des 5 ppm Frequenzversatzes stark verbessert wird. 2 ist bezeichnend dafür, dass selbst in dem Fall des 5 ppm Frequenzversatzes durch Ausführen der –4 ppm Korrektur eine BER-Kennlinie erzielt werden kann, die fast gleich jener im Falle des 1 ppm Frequenzversatzes ist.
3 ist ein Kurvendiagramm, das die BER-Charakteristik der Umkehrspreizeinrichtung des ersten Beispiels für den Fall zeigt, dass die Teilungszahl „m" unter denselben Bedingungen wie in 2 auf 8 erhöht ist. Aus 3 ist ersichtlich, dass selbst im Falle des 5 ppm Frequenzversatzes durch Ausführen der –4 ppm-Korrektur eine BER-Charakteristik erhalten werden kann, die fast derjenigen für den Fall des 1 ppm-Frequenzversatzes entspricht.
4 ist ein Kurvendiagramm, das die BER-Charakteristik der Umkehrspreizeinrichtung des ersten Beispiels für den Fall zeigt, dass die Teilungszahl „m" unter denselben Bedingungen wie in 2 von 4 auf 16 erhöht ist. Auch aus 4 ist ersichtlich, dass selbst im Falle des 5 ppm Frequenzversatzes durch Ausführen der –4 ppm-Korrektur eine BER-Charakteristik erhalten werden kann, die fast derjenigen für den Fall des 1 ppm-Frequenzversatzes entspricht.
5 ist ein Kurvendiagramm, das das Verhältnis zwischen der BER und der Eb/N0 für den Fall, dass die Teilungszahl 4, 8 bzw. 16 ist, zeigt, und es ist erkennbar, dass die BER verbessert wird, indem man die Teilungszahl „m" erhöht.
6 ist ein Kurvendiagramm, das Veränderungen von Eb/N0 zeigt, die erforderlich sind, um eine angesteuerte BER für den Frequenzversatz für den Fall zu erzielen, dass die angesteuerte BER in der Umkehrspreizeinrichtung gemäß dem ersten Beispiel auf 1,0 × 10^–2 gesetzt ist. Diese Simulation wird für den Fall durchgeführt, dass die Teilungszahl „m" 4 ist. Das Kurvendiagramm in 6 ist ein Indiz dafür, dass, wenn keine Korrektur durchgeführt wird, wenn der Frequenzversatz 4 ppm überschreitet, sich das Eb/N0, das erforderlich ist, um die angesteuerte BER zu erhalten, schnell erhöht, während, wenn die Korrektur gemäß dieser Ausführungsform durchgeführt wird, die Modulation selbst in einer Umgebung erreicht werden kann, in der der Frequenzfehler groß und das Rauschen hoch ist. Als Ergebnis wird der Bereich, der sich innerhalb der AFC befindet, vergrößert.
In der herkömmlichen Technologie ist es möglich, die AFC auszuüben, bis der Frequenzversatz +4 ppm wird. Entsprechend dem Beispiel wird die AFC ermöglicht, bis der Frequenzversatz +7 ppm erreicht.
In dem oben beschriebenen Beispiel wird die Idee auf eine Umkehrspreizeinrichtung 7, die in einer Taktdetektionseinrichtung 4 eingebettet ist, und auf eine Umkehrspreizeinrichtung 9, die in der Kanalschätzeinrichtung 5 eingebettet ist, angewandt. In 12 ist diese Idee jedoch nicht auf solche in den Beispielen beschränkt, d.h. die Idee kann auch auf entweder nur die Umkehrspreizeinrichtung 7 oder nur die Umkehrspreizeinrichtung 9 angewandt werden, die gemeinsam für die Umkehrspreizeinrichtung 7 und die Umkehrspreizeinrichtung 9 verwendet werden kann.
Des weiteren ist eine hochgenaue Phasenkorrektur erforderlich, weil es in der Umkehrspreizeinrichtung 9, die in der Kanalschätzeinrichtung 5 eingebettet ist, notwendig ist, ein originales Komplexsymbol durch Detektieren des Phasenfehlers durch die Kanalschätzung nach der Phasenrotation zu berechnen. In der Umkehrspreizeinrichtung 7, die die korrekte Synchronisierung ausführen kann, ist jedoch alles, was erforderlich ist, eine Größe des Korrelationswertes in einem Symbolbereich zu ermitteln, und daher kann die Genauigkeit der Phasenkorrektur im Vergleich zu dem Fall der Umkehrspreizeinrichtung 9 niedriger sein.
Zweites Beispiel
Obwohl die Idee in dem oben beschriebenen ersten Beispiel unter Verwendung eines digital angepassten Filters auf einen Korrelator angewandt wird, wird die Idee gemäß einem zweiten Beispiel auf einen Gleittyp-Korrelator angewandt. 7 ist ein schematisches Blockschaltbild, das die Konfigurationen einer Umkehrspreizeinrichtung gemäß einem zweiten Beispiel zeigt. In 7 sind Konfigurationen, die die gleichen Bezugszeichen haben wie in 14, die gleichen Konfigurationen.
Gemäß dem zweiten Beispiel besteht eine Umkehrspreizeinrichtung aus Korrelator 60 und Korrelator 70, einem Phasenrotator 81, Addierer 91 und Addierer 101 und Verzögerungseinrichtung 92 und Verzögerungseinrichtung 102. In dem Korrelator 60 wird ein Basisbandsignal 11, das aus einer I-Komponente zusammengesetzt ist, für jeden Chip von einem Multiplizierer 62 mit einem Spreizsignal multipliziert und wird dann sequenziell von einem Integrator, der aus einem Addierer 63 und einer Verzögerungseinrichtung 64 besteht, integriert. Auf die gleiche Weise wird im Korrelator 70 ein Basisbandsignal 21, das aus einer Q-Komponente besteht, von einem Multiplizierer 72 mit einem Spreizsignal multipliziert und wird dann sequenziell mit einem Integrator, der aus einem Addierer 73 und einer Verzögerungseinrichtung 74 gebildet ist, integriert.
Der Phasenrotator 81 kann eine Rotationskorrektur durchführen, indem er ein komplexes Zwischensignal sequenziell auf einer Komplexebene in „m" Stufen phasenrotiert, die für jedes Paar komplexer Zwischensignale durch einen Referenzrotationswinkel δ geglitten werden. Von den komplexen Zwischensignalen, die man nach der Rotationskorrektur erhält, wird das Zwischensignal, das aus der I-Komponente zusammengesetzt ist, „m"-mal von einem Integrator, der aus dem Addierer 91 und der Verzögerungseinrichtung 92 besteht, integriert, während das Zwischensignal, das aus der Q-Komponente besteht, „m"-mal von dem Integrator, der aus dem Addierer 101 und der Verzögerungseinrichtung 102 besteht, integriert wird, und als Ergebnis erhält man einen Korrelationswert eines Komplexsymbols. Das erhaltene Komplexsymbol wird ein umkehrgespreiztes Komplexsymbol, weil seine Phase von dem Phasenrotator 82 gedreht wird und als Ergebnis ein Phasenversatz auf eine Pseudoweise erhalten wird.
Obwohl für jede der Verzögerungseinrichtungen 64, 74, 92 und 102 in 7 nur eine Verzögerungseinrichtung angebracht ist, werden, wenn zu einem Empfangszeitpunkt von Signalen eine Überabtastung erfolgt und eine Übertastungsrate durch OSR wiedergegeben wird, die OSR-Teile der Verzögerungseinrichtungen für jede der Verzögerungseinrichtungen 64, 74, 92 und 102 in aneinandergereihter Weise verbunden.
Daher kann, wenn die Umkehrspreizeinrichtung dieses Beispiels verwendet wird, der gleiche Effekt erhalten werden wie in dem Fall, wenn die Umkehrspreizeinrichtung des ersten Beispiels verwendet wird.
Ausführungsform
In einer Umkehrspreizeinrichtung gemäß dem ersten in 1 gezeigten Beispiel wird ein Zwischensignal einer 1/k-Chiprate von einem Chipratensignal in einem mittleren Verlauf eines Umkehrspreizens erzeugt, und ein Korrekturvorgang wird durchgeführt, indem es Schritt für Schritt phasengedreht wird. Obwohl das Korrekturvermögen für den Frequenzversatz groß ist, werden deshalb Konfigurationen der Umkehrspreizeinrichtung des ersten Beispieles leicht verkompliziert. D.h., dass in der Umkehrspreizeinrichtung des ersten Beispiels, wie in 1 gezeigt, für Phasenrotatoren 31₁ bis 31_m eine gleiche Anzahl Teilungszahlen „m" erforderlich sind. Darüber hinaus ist in der in 1 gezeigten Umkehrspreizeinrichtung eine Rotationskorrektureinheit auf eine Eins-zu-einem Integer für eine Anzahl Spreizchips pro Symbol beschränkt.
In einer Umkehrspreizeinrichtung gemäß dem zweiten in 7 gezeigten Beispiel müssen, weil eine Rotationskorrektur mitten im Umkehrspreizverfahren durchgeführt, Integratoren, die einen kumulativen Additionsvorgang ausführen können, vorn und hinten an einem Phasenrotator 81 angebracht sein, und als Resultat ist ein kumulatives Zweistufen-Additionsverfahren erforderlich, was zur Folge hat, dass Konfigurationen der Umkehrspreizeinrichtung wie im Falle des ersten Beispiels kompliziert sind. Wie in 7 gezeigt, arbeitet ein aus Addierer 63 und Addierer 73 und Verzögerungseinrichtung 64 und Verzögerungseinrichtung 74 bestehender Integrator, um eine kumulative Additionsverarbeitung in einer ersten Stufe durchzuführen, und ein aus einem Addierer 91 und Addierer 101 und Verzögerungseinrichtung 92 und Verzögerungseinrichtung 102 bestehender Integrator, um eine kumulative Additionsverarbeitung in einer zweiten Stufe durchzuführen. Des weiteren ist in der Umkehrspreizeinrichtung gemäß dem zweiten Beispiel wie im Falle des ersten Beispiels eine Einheit der Rotationskorrektur auf eine Eins-zu-einem Integer für eine Anzahl Spreizchips pro Symbol beschränkt.
Bei dem obigen ersten und zweiten Beispiel wird die Idee auf die Umkehrspreizeinrichtung unter Verwendung eines digitalen angepassten Filters oder eines Gleitkorrelators angewandt, was als Korrelator eine getrennte Verarbeitung der Umkehrspreizung ermöglicht, und daher kann die Idee nicht auf eine Umkehrspreizeinrichtung angewandt werden, die einen Korrelator verwendet, der keine Rotationskorrektur durch Teilen der Umkehrspreizverarbeitung zulässt.
Zum Beispiel kann ein Verfahren zur Rotationskorrektur durch Teilen der Umkehrspreizverarbeitung nicht auf eine Umkehrspreizeinrichtung unter Verwendung eines Golaykorrelators (z.B. 3GPP [Partnerschaftsprojekt in der dritten Generation – 3rd Generation Partnership Project] TSGRI-99554) als Korrelator angewandt werden.
8 ist ein Diagramm, das ein Beispiel für Konfigurationen des Golaykorrelators mit Schichtstruktur zeigt. In 8 besteht jede der Verzögerungseinrichtungen D1 bis D8 aus einem Flip-Flop (F/F), einem Speicher o.ä., und W1 bis W8 ist jeweils ein Koeffizient mit dem Wert 1 oder –1.
Der in 8 gezeigte Golaykorrelator ist so konfiguriert, dass die Umkehrspreizung durch Eingabe eines Basisbandsignals 11, das aus der I-Komponente von der linken Seite in 8 zusammengesetzt ist (oder eines Basisbandsignals 21, das aus der Q-Komponente zusammengesetzt ist), und durch eine mehrfache Wiederholung von Addition/Subtraktion zwischen einem Wert mit einer Verzögerung von einem Di (i=1 bis 8)-Taktgeber in einer oberen Stufe und einem Wert ohne Verzögerung, der durch Multiplikation von Wi in einer unteren Stufe erhalten wird, durchgeführt wird.
Zum Beispiel, wie in 3GPPTS25. 213 2. 4. 0 gezeigt, eine Signalspreizung um Spreizsignale von 256 Chips, die durch y=[a,a,a,a',a,a,a,a,a,a,a,a,a,a,a,a](Formel 1): [D1, D2, D3, D4, D5, D6, D7, D8] = [128, 64, 16, 32, 8, 1, 4, 2] [W1, W2, W3, W4, W5, W6, W7, W8] = [1,–1,1,1,1,1,1,1]wiedergegeben werden, wobei „a" (Formel 1) eine Bitkette, wie unten gezeigt, zusammengesetzt aus 16 Bits ist, und „ä" eine Bitkette ist, die durch Umkehrung der Bitkette „a" erhalten wird. a = [0,0,0,0,0,0,1,1,0,1,0,1,0,1,1,0] a = [1,1,1,1,1,1,0,0,1,0,1,0,1,0,0,1]
Obwohl es für den Golaykorrelator unmöglich ist, ein Signal, das von einem beliebigen Spreizkode gespreizt wurde, umgekehrt zu spreizen, können, wenn ein Korrelator mit den Konfigurationen des Golaykorrelators verwendet werden kann, die Kapazität eines Speichers zur Verzögerung oder der Maßstab des Schaltkreises stärker verringert werden im Vergleich mit dem Fall, das der angepasste Filter verwendet wird.
Obwohl der Golaykorrelator so konfiguriert ist, dass er ein Symbolsignal zur Zeit umgekehrt spreizen kann, wie oben beschrieben, kann er die Umkehrspreizung nicht in einem Zustand durchführen, in dem das Umkehrspreizverfahren in Teile in der Teilungszahl „m", die ein Divisor der Spreizrate ist, geteilt ist. Daher kann die Rotationskorrektur nicht mitten im Umkehrspreizen durchgeführt werden. Die Umkehrspreizeinrichtung dieser Ausführungsform hat die in dem obigen ersten und zweiten Beispiel dargestellten Probleme gelöst.
Die Umkehrspreizeinrichtung dieser Ausführungsform, wie in 9 gezeigt, besteht aus einer Frequenzfehlerkorrektureinrichtung 82, einer Spreizkodemultipliziereinrichtung 86 und einem kumulativen Addierer 87 und einem kumulativen Addierer 88. Die Frequenzfehlerkorrektureinrichtung 82 besteht aus einem Chipzahlzähler 83, einem Schrittzahlzähler 84 und einem Phasenrotator 85.
Der Chipzahlzähler 83 kann die Anzahl Chips eines digitalen Basisbandsignals 11, das aus einer I-Komponente zusammengesetzt ist, und eines digitalen Basisbandsignals 21, das aus einer Q-Komponente zusammengesetzt ist, sequenziell zählen. Jedes Mal, wenn sich die Anzahl Chips um K Chips erhöht, weist der Chipzahlzähler 83 den Schrittzahlzähler 84 an, die Schrittzahl um 1 zu erhöhen.
Der Schrittzahlzähler 84 kann, wenn die ausgegebene Schrittzahl eine von M-1 verschiedene Zahl ist, in Ubereinstimmung mit der Inkrementanweisung, die vom Chipzahlzähler 83 zugeführt wird, die Schrittzahl um eins erhöhen und, wenn die Stufenzahl M-1 ist, die Schrittzahl 0 zurückgeben, anstatt sie um eins zu erhöhen.
Der Phasenrotator 85 kann eine Rotationsverarbeitung in Schritten eines Bezugsrotationswinkels durchführen, der ein Winkel ist, den man durch Teilen durch „ 2π" erhält, was ein Rotationswinkel einer Umdrehung in M Schritten ist und was die Rotationskorrekturverarbeitung durchführen kann durch Drehen einer Phase auf einer komplexen Ebene des Basisbandsignals 1, das aus der I-Komponente zusammengesetzt ist, und des Basisbandsignals 21 der Q-Komponente in einem Phasenrotationswinkel, der der Schrittzahl des Schrittzahlzählers 84 aus den Phasenrotationswinkeln bei M Stufen, die im voraus festgelegt sind, entspricht.
Die Spreizkodemultipliziereinrichtung 86 arbeitet, um das Basisbandsignal 11, das aus der I-Komponente zusammengesetzt ist, und das Basisbandsignal 21, das aus der Q-Komponente zusammengesetzt ist, zu multiplizieren, wobei beide durch Bewirken der Rotationskorrektur unter Verwendung des Phasenrotators 85 von jedem Spreizkode erhalten werden.
Der kumulative Addierer 87 und der kumulative Addierer 88 können durch in einer kumulierenden Weise erfolgendes Addieren multiplizierter Werte, die man aus der Spreizkodemultipliziereinrichtung 86 für jede der I-Komponenten und der Q-Komponenten für eine Symbolperiode erhält, Korrelationswerte zwischen der I-Komponente und der Q-Komponente liefern.
Als nächstes wird der Betrieb der Umkehrspreizeinrichtung gemäß der Ausführungsform unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben.
Basisbandsignal 11 und Basisbandsignal 21, die jeweils ein RF (Hochfrequenz = Radio Frequency) demoduliertes digitales Signal sind, das aus der I-Komponente bzw. der Q-Komponente zusammengesetzt ist, werden zunächst in die Frequenzfehlerkorrektureinrichtung 82 eingegeben.
Die Schrittzahl wird zwischen „0 bis (M-1)" um eins erhöht oder wird für jeden der K-Chips von zwei Zählern, einschließlich des Chipzahlzählers 83 und des Schrittzahlzählers 84 mit „0" zurückgegeben. Durch stufenweise Verringerung der Schrittzahl oder Rückgabe als „0" kann der Frequenzversatz in umgekehrter Richtung zu dem Inkrement korrigiert werden.
Der Phasenrotator 85 kann die Rotationskorrekturverarbeitung an dem Basisbandsignal 11 und dem Basisbandsignal 21, jeweils zusammengesetzt aus der I-Komponente und der Q-Komponente, in einem Phasenrotationswinkel durchführen, der einer Schrittzahl, die vom Schrittzahlzähler 84 zugeführt wurde, durchführen. 10 ist ein Diagramm, das einen Phasenrotationszustand für den Fall von M gleich 8 zeigt, der von einem in 9 gezeigten Phasenrotator 85 durchgeführt wird. In diesem Fall ist eine Stufe einer Phasenrotationsmenge für jede Stufe π/4. Das heißt, ein Rotationswinkel ist π/4.
Die Ausgabe der Frequenzfehlerkorrektureinrichtung 82 wird über die Speizkodemultipliziereinrichtung 86 in den kumulativen Addierer 87 und den kumulativen Addierer 88 eingegeben. Die Basisbandsignale, die aus der I-Komponente und der Q-Komponente bestehen, die der Rotationskorrekturverarbeitung unterworfen worden waren, nachdem sie mit dem Spreizkode multipliziert worden sind, erfahren kumulative Addition für eine Symbolperiode und werden dann vor dem Spreizen als Informationssymbole dekodiert.
Durch Verwendung der Umkehrspreizeinrichtung dieser Ausführungsform ist es, selbst wenn es in einem Referenzoszillator zwischen einer Basisstation und einer Mobilstation einen großen Frequenzversatz gibt, möglich, eine Verringerung der Spreizungszunahme zu vermeiden. So wird zum Beispiel im Falle eines PCCPCH (Physikalischer Gemeinsamer Hauptsteuerkanal = Primary Common Control Physical Channel) in Ubereinstimmung mit WCDMA 3GPP, wenn bei einer Trägerfrequenz von 2 GHz ein Frequenzversatz von 4 ppm besteht, in einem Zustand mit einer üblichen Rotationskorrektur die Rauschcharakteristik um 4 dB verringert. Durch Anwendung der vorliegenden Erfindung kann jedoch der Verringerungsgrad der Rauschcharakteristik im Falle einer angemessenen Frequenzkorrektur auf 0,3 dB verringert werden.
In der Umkehrspreizeinrichtung des obigen ersten und zweiten Beispiels kann, weil die Rotationskorrektur mitten in der Umkehrspreizverarbeitung durchgeführt wird, der Gedanke nur auf einen Korrelator angewandt werden, in dem die Umkehrspreizverarbeitung geteilt werden kann, wie angepasste Filter oder gleitende Korrelatoren. Weil die Phasenrotationskorrektur vor der Umkehrspreizverarbeitung durchgeführt wird, ist in der Umkehrspreizeinrichtung dieser Ausführungsform jedoch keine Veränderung in der herkömmlichen Umkehrspreizverarbeitung für die Umkehrspreizverarbeitung zu einem späteren Stadium erforderlich, wodurch Freiheit in der Konfiguration des Korrelators zur Verfügung gestellt wird. Daher kann der Golaykorrelator mit einer Schichtstruktur, wie in 8 gezeigt, als Korrelator verwendet werden.
Weiterhin kann, anders als die Umkehrspreizeinrichtung des ersten Beispiels, die die gleiche Anzahl an Phasenrotatoren wie die Teilungszahl „m" benötigt, die Umkehrspreizeinrichtung dieser Ausführungsform, weil sie nur einen Phasenrotator erfordert, so konstruiert werden, dass sie eine einfacherer Schaltkreiskonfiguration aufweist. Des weiteren kann die Umkehrspreizeinrichtung dieser Ausführungsform anders als die Umkehrspreizeinrichtung des zweiten Beispiels, die kumulative Additionsverarbeitung in der zweiten Stufe erfordert, weil sie nur eine Stufe für die kumulative Additionsverarbeitung erfordert, so konstruiert werden, dass sie eine einfachere Schaltkreiskonfiguration aufweist.
In der Umkehrspreizeinrichtung des ersten und des zweiten Beispiels muss die Verarbeitung, weil die Rotationsverarbeitung mit in der Umkehrspreizverarbeitung durchgeführt wird, für jedes Symbol durchgeführt werden, und weil die Rotationskorrektureinheit auf eins-zu-einem Integer für die Anzahl von Spreizchips pro Symbol begrenzt ist. Weil die Rotationskorrekturverarbeitung vor der Umkehrspreizverarbeitung durchgeführt wird, kann in der Umkehrspreizeinrichtung dieser Ausführungsform die Korrekturverarbeitungseinheit unabhängig von der Symbolspreizrate eingestellt werden.
Wenn die Rotationsstufe, wie in 10 gezeigt, in einer Umdrehung auf 8 Stufen gesetzt wird, kann ein erforderlicher Phasenrotationswinkel auf π/4, π/2, π und eine ihrer Summen gesetzt werden. Eine erforderliche Rotationsverarbeitung ist nur eine Kodeinversion für „π" und nur ein Ersetzen der I-Komponente und der Q-Komponente und die Berechnung der Kodeinversion. Um genau zu sein, findet man, obwohl eine Multiplikation unter Verwendung von sin π/4 (= 2^1/2/2) für einen Winkel π/4 erforderlich ist, keine Verringerung im Leistungsverhalten, selbst wenn eine Näherung, dass sin π/4 = 3/4, erfolgt. Der 8-Stufen-Phasenrotator kann durch Schaltkreiskonfigurationen einschließlich Schieberegister, Addierer und Selektor implementiert werden. 11 zeigt das Ergebnis einer Simulation von Rauschstärke Eb/N0, die erforderlich ist, damit die BER in einer Umgebung, in der ein Frequenzfehler existiert, 0,1 wird, PCCPCH wird durch die Näherung, dass sin π/4 = 3/4 ist, demoduliert. Der Wert „k", der in 11 gezeigt ist, stellt eine Anzahl Chips dar, die bei jedem Schritt bleiben, wenn eine Phasenrotation durchgeführt wird, und, wenn dieser Wert kleiner ist, kann der Frequenzversatz stärker korrigiert werden. Zum Beispiel ist, wenn ein Wert K = 85 ist, in einer Umgebung, in der der Frequenzversatz 3 ppm beträgt, die Geräuschtoleranz im Vergleich zu einem Fall, in dem keine Rotationskorrektur existiert, um ungefähr 2 dB stärker.
Wie oben beschrieben kann gemäß der Umkehrspreizeinrichtung der vorliegenden Erfindung, weil Taktungsdetektion und Kanalschätzung durchgeführt werden können, selbst in einer Umgebung von großem Frequenzversatz ohne eine große Zunahme des Maßstabs des Schaltkreises und des Energieverbrauches der innerhalb der AFC befindliche Bereich vergrößert werden.

Claims

Umkehrspreizeinrichtung zum Umkehrspreizen von komplexen Basisbandsignalen, von denen eines aus einer I (phasengleiches Signal)-Komponente und ein anderes aus einer Q (gegenphasiges Signal)-Komponente aufgebaut und jedes unter Verwendung von Spreizkodes von n-Stücken von Chips für ein Symbolsignal gespreizt ist, dadurch gekennzeichnet, daß sie umfaßt: eine Frequenzfehlerkorrektureinrichtung (82), ausgebildet zum Zählen, wieviele Chips des komplexen Basisbandsignals eingegeben werden sollen, und zur Durchführung einer Rotationskorrektur in Schritt-für-Schritt-Weise durch Drehen einer Phase des komplexen Basisbandsignals auf einer komplexen Ebene bei einem Phasendrehwinkel bei m-Stufen, von denen jede durch einen Referenzdrehwinkel geschoben wird, der ein Winkel ist, den man durch Teilen eines Drehwinkels (2π) einer Umdrehung durch M-Teile jedes Mal, wenn eine Zählung der Chips durch K-Chips gesteigert wird, erhält; einen Spreizkodemultiplizierer (86), ausgebildet, um jedes von komplexen Basisbandsignalen, die man erhalten hat, nachdem die Drehkorrektur durch die Frequenzfehlerkorrektureinrichtung (82) durchgeführt ist, mit den Spreizkodes zu multiplizieren; und zwei akkumulative Addierer (87, 88), ausgebildet, um einen Korrelationswert, der aus der I-Komponente aufgebaut ist, und einen Korrelationswert zu erzeugen, der aus der Q-Komponente durch Durchführen einer akkumulativen Addition des multiplizierten Wertes aus dem Spreizkodemultiplizierer (86) für eine Symbolperiode für jede der I-Komponenten oder Q-Komponenten aufgebaut ist.
Umkehrspreizeinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenzfehlerkorrektureinrichtung (82) aufgebaut ist aus einem Chipzahlzähler (83), um sequenziell zu zählen, wieviele Chips des komplexen Basisbandsignals eingegeben werden sollen, und um für Instruktionen zum Inkrementieren jedes Mal dann zu sorgen, wenn die Zahl der Chips um K-Chips ansteigt, aus einem Schrittzahlzähler (84), um die Schrittzahl um eins anzuheben, wenn die ausgegebene Schrittzahl eine Zahl anders als M-1 ist und um die Schrittzahl auf 0 zurückzuführen, wenn die Schrittzahl M-1 in Übereinstimmung mit der Instruktion zum Inkrementieren, zugeführt von dem Chipzahlzähler (83) ist, und aus einem Phasendreher (85), um eine Drehkorrektur durch Drehen einer Phase des komplexen Basisbandsignals um einen Phasendrehwinkel entsprechend einer Schrittzahl, die von dem Phasenzahlzähler (84) entspricht, aus Phasendrehwinkeln bei M-Stufen durchzuführen, die um den Referenzdrehwinkel geschoben sind.
Takterfassungseinrichtung, dadurch gekennzeichnet, daß sie die Umkehrspreizeinrichtung nach Anspruch 1 oder 2 und eine Spitzenerfassungsschaltung zum Ermitteln eines Spreiztaktens umfaßt, basierend auf den Größen der Korrelationswerte der I-Komponente und der Q-Komponente, die man durch das Umkehrspreizen in der Umkehrspreizeinrichtung erhalten hat.
Kanalschätzeinrichtung, dadurch gekennzeichnet, daß sie die Umkehrspreizeinrichtung nach Anspruch 1 oder 2 und eine Drehkorrekturschaltung umfaßt, um einen Phasenfehler zu erfassen, der in einem komplexen Symbol enthalten ist, das man durch die Umkehrspreizeinrichtung erhalten hat, und um die Korrektur des Phasenfehlers durchzuführen.
Verfahren zum Messen eines Frequenzfehlers, der eine Differenz zwischen einer Referenzfrequenz eines Empfängers und einer Referenzfrequenz eines Senders ist, gekennzeichnet durch folgende Schritte: Zählen, wieviele Chips von komplexen Basisbandsignalen eingegeben werden sollen; Durchführen einer Drehkorrektur in Schritt-für-Schritt-Weise durch Drehen einer Phase der komplexen Basisbandsignale auf einer komplexen Ebene um einen Phasendrehwinkel um m-Stufen, die jeweils um einen Referenzdrehwinkel, der ein Winkel ist, den man durch Teilen eines Rotationswinkels (2π) einer Umdrehung in M-Teile jedes Mal, wenn die gezählte Zahl der Chips um K-Chips ansteigt, erhalten hat, verschoben wird; Multiplizieren der komplexen Basisbandsignale mit Spreizsignalen, die man nach Durchführen der Drehkorrektur in dem Drehkorrekturschritt erhalten hat; Erzeugen eines Korrelationswertes einer I-Komponente und eines Korrelationswerts einer Q-Komponente durch Addieren des multiplizierten Werts, den man als Ergebnis des Multiplizierschritts erhalten hat, in akkumulativer Weise für jede I-Komponente und jede Q-Komponente während einer Symbolperiode; und Errechnen eines Leistungswertes des komplexen Symbols, basierend auf den Korrelationswerten der I-Komponente und der Q-Komponente, die man als Ergebnis des Korrelationswerterzeugungsschritts erhalten hat, und Auswählen des Referenzdrehwinkels derart, daß der Leistungswert ein Maximum wird, und dann Erfassen des Frequenzfehlers, basierend auf dem ausgewählten Referenzdrehwinkel.
AFC (Automatische Frequenzsteuerung)-Verfahren, gekennzeichnet durch Steuerung einer Frequenz eines Referenzfrequenzsignals einer mobilen Station, wobei ein Frequenzfehler durch ein Frequenzfehlermeßverfahren, wie in Anspruch 5 beansprucht, gemessen wird.