CN102217215B - 光电场发送器和光传送系统 - Google Patents

Abstract

本发明所要解决的技术问题是简化相位预积分运算，减小数字运算电路的电路规模。在具有光源，一个以上的DA转换器和光电场调制器的光电场发送器中，包括：复数信息多值信号生成电路，将以预定的时间间隔输入的多个比特的信息信号转换为复数多值信息信号后输出；以及相位预积分电路，输入从所述复数信息多值信号生成电路输出并以所述预定的时间间隔被取样的复数多值信息信号，输出预先以预定的时间间隔将该复数多值信息信号的相位成分积分后得到的相位预积分复数信息，所述复数信息信号的复数信号点的相位角为用正整数N除360度后的值的整数倍的值的某个，所述复数信息信号的复数信号点的振幅值是正整数M的值的某个，所述复数信息信号可取的复数信号点的总数小于N和M之积。

Description

光电场发送器和光传送系统

技术领域

本发明涉及光传送系统，更详细地涉及适合于用光纤进行传送的多值光信息的发送接收的光电场发送器的结构。 

背景技术

随着波长数的增加和光信号的调制速度的高速化，光纤放大器的大致全部波段被使用，从而通过一条光纤可传送的信息量(传送容量)达到了光纤放大器性能的界限。为了进一步增大光纤的传送容量，需要在信号调制方式上下工夫，在有限的频带中装入多个光信号，从而提高频带的利用率。 

在无线通信领域中，从20世纪60年代起，通过多值调制技术，就实现了频率利用率超过10的高效传送。光纤传送中，也希望进行多值调制，现有技术中进行了很多的研究。例如，非专利文献1中公开了进行4值相位调制的QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)，非专利文献2中公开了组合4值振幅调制和8值相位调制后的32值振幅·相位调制。 

图1A到图1D是在用于光传送的复数相位平面上表示了公知的各种调制方式的信号点的配置的说明图，在复数相位平面(复数平面、相位面、IQ平面)上绘制了各种光多值信号的信号点(识别时刻的光电场的复数表示)。 

图1A是IQ平面上的信号点的说明图。各信号点可以用复数正交坐标(IQ坐标)、或图中所示的用振幅r(n)和相位φ(n)表示的极坐标表示。 

图1B表示作为相位角φ(n)使用了4个值(0、π/2、π、-π/2)、并在1个符号中传送2比特的信息(00、01、11、10)的4值相位调制(QPSK)。 

图1C表示在无线中广泛使用的16值正交振幅调制(16QAM)。16QAM中，按格状配置信号点，并可在1个符号中传送4比特的信息。在图示的例子中，Q轴坐标表现了高位2比特(10xx、11xx、01xx、00xx)的值，I 轴坐标表现了低位2比特(xx10、xx11、xx01、xx00)的值。已知由于该信号点配置可以增大信号点间的距离，所以接收灵敏度高。光通信中，报告了可使用相干光接收器，来实现这种正交振幅调制。例如，非专利文献3中报告了使用相干光接收器的64QAM信号的发送接收的实验例。所谓相干光接收器是指为了检测出光信号的相位角而使用在接收器内部配置的局部光源的接收器。 

同样，图1D表示在无线中广泛使用的16值振幅相位调制(16APSK)。 

这里，说明作为光多值接收器的现有技术之一的相干接收方式、例如，非专利文献4所公开的相干光电场接收器。图2是表示同时接收光信号的二个偏振波信息的偏振波分集型相干光电场接收器的结构框图。光纤传送路径中传送的光多值信号作为输入光信号101，通过偏振波分离电路102-1，被分离为水平(S)偏振波成分105和垂直(P)偏振波成分106，而分别输入到相干光电场接收器100-1、100-2。 

相干光电场接收器100-1中，作为光相位的基准，使用了与输入光信号101大致相同波长的局部激光光源103。将从局部激光光源103输出的局部光104-1通过偏振波分离电路102-2分离为两个局部光104-2和104-3，并输入到相干光电场接收器100-1和100-2。 

在相干光电场接收器100-1的内部，光相位分集电路(PDC)107合成输入光信号的S偏振波成分105和局部光104-2，生成由局部光和光多值信号的同相成分构成的I(同相)成分输出光108与由局部光和光多值信号的正交成分构成的Q(正交)成分输出光109。两者分别通过平衡型光接收器110-1、110-2加以接收后，将接收到的光信号转换为电信号，分别通过A/D转换器111-1、111-2进行时间取样后，变为数字化后的输出信号112-1、112-2。 

下面，如图1A所示，将接收到的光多值信号101的光电场表示为r(n)exp(jφ(n))，将局部光104-2、104-3的光电场假定为1(本来包含光频率成分，但省略了光频率成分)。这里，r是光电场的振幅、φ是光电场的相位、n是取样序号。局部光104-2、104-3实际上具有随机的相位噪音或与信号光之间有稍微的差频成分等。但是，这些成分是时间上缓慢的相位旋转，由于可通过数字信号处理去除，所以可忽略这些成分。 

各平衡型光接收器110-1、110-2利用局部光104-2对输入的光多值信号101进行零差检波，而分别输出以局部光为基准的光多值信号的光电场的同相成分和正交成分。因此，通过式(1)表示从A/D转换器111-1输出的电信号112-1，通过式(2)表示从A/D转换器111-2输出的电信号112-2。其中，为了简便，将转换效率等常数全部设为“1”。 

I(n)＝r(n)cos(φ(n))···(1) 

Q(n)＝r(n)sin(φ(n))···(2) 

由此，在相干光电场接收器中，可以从接收到的光多值信号101中简单获得表示光电场r(n)exp(φ(n))的所有信息(I、Q两个成分)，并可进行多值光信号接收。 

数字运算电路113是复数电场运算电路，可以通过提供光信号在传送过程中受到的线性劣化(例如，波长分散)等的逆函数，来抵消其影响。进一步，进行时钟提取和再取样等处理，并对这些处理后的光电场成分输出其同相成分114-1、正交成分114-2。 

如前所述，相干光电场接收器100-1可以得到输入光信号101的S偏振波成分的电场信息，但是由于光信号的偏振波状态在光纤传送中随机改变，所以还需要接收P偏振波成分。因此，相干光电场接收器100-2同样接收光多值信号101的P偏振波成分，而输出作为其电场信息的输出信号114-3、114-4。 

数字运算·符号判断电路115对从前述的各数字运算电路113输出的各偏振波的I、Q成分进行偏振波状态的转换而消除偏振波状态的变动。之后，例如通过比较图1C所示的信号点配置与各偏振波的I、Q成分，来高精度判断传送了哪个符号，从而输出多值数字信号116。 

若利用前述的相干光电场接收器，则可得到接收信号的全部电场信息，原理上，无论是多么复杂的多值信号都可接收。但是，这种相干光电场接收器的结构极其复杂而有价格昂贵的问题。即，由于是在接收器内设置局部光源，且接收S和P这两个偏振波的分集结构，所以有接收器的规模为2倍以上等的问题。 

另一方面，图3是之前我们提出的对应于本发明所要解决的技术问题的相位预积分型光多值信号传送系统的结构框图。本方式不使用局部光源， 可通过使用光延迟检波来简单实现光多值传送。 

在相位预积分型光电场发送器200的内部，将从激光光源210输出的无调制的激光输入到光电场调制器211，并从输出光纤212输出实施了需要的电场调制后的光电场信号213。将要传送的信息信号作为并列(例如，m比特宽度)的2值高速数字电信号串输入到数字信息输入端子201。将所输入的信号在复数多值信号生成电路202的内部转换为复数多值信息信号203。转换后的信号在二维的IQ平面上是表现为(i，q)的数字电多值信号，按每个时间间隔T(＝符号时间)输出其实部i和虚部q。 

将转换后的信号输入相位预积分部204。相位预积分部204以时间间隔T仅对所输入的信号的相位成分进行数字地积分，并转换为相位预积分复数多值信息信号205。若将所输入的复数多值信息信号203(i，q)在复数平面上转换为极坐标，则例如，可以由式(3)表示(j是虚数单位)。这里，n是数字信号的符号序号，r(n)是数字信号的符号振幅、φ(n)是相位角。 

Ei(n)＝i(n)+jq(n)＝r(n)exp(jφ(n))···(3) 

若使用极坐标，则这时应输出的相位预积分信号可以用式(4)表示。Eo(n)＝i’(n)+jq’(n)＝r(n)exp(j θ(n))＝r(n)exp(j∑φ(n))···(4) 

这时，θ(n)是输出信号的相位角，∑φ(n)是对过去的相位角φ(1)…φ(n)累积相加后的值。 

在将该输出信号再次转换为正交坐标系后，作为相位预积分复数多值信息信号205输出。将本信号输入到取样速度转换电路206，以取样速度为2取样/符号以上那样来对取样点内插。由此，满足奈奎斯特定理，可以进行完全电场均衡处理。之后，通过预均衡电路207对相位预积分复数多值信息信号施加由光传送路径214等造成的劣化的逆函数，之后，分离为实部i”、虚部q”后，将分离后的信号分别通过DA转换器208-1、208-2转换为高速模拟信号。 

这两个模拟信号在通过驱动电路209-1、209-2放大后，输入到光电场调制器211的I、Q这两个调制端子。由此，具有光电场的同相成分I和正交成分Q的光电场信号213可生成预均衡相位积分信号(i”(n)，q”(n))。 光电场信号213的光电场是(i”(n)+jq”(n))exp(jω(n))，ω(n)是激光光源210的光轴角频率。即，光电场信号213在去除光频率成分后的均衡低域附近，与(i”(n)，q”(n))相等。 

光电场信号213在光纤传送路径214中传送，并通过光纤的波长分散等受到传送劣化后，作为接收光电场信号221输入到非相干光电场接收器220。这些传送劣化由于与通过预均衡电路207预先施加的逆函数彼此抵消，所以接收信号的光电场与相位预积分复数多值信息信号205相等。 

接收光电场信号221通过光分路电路222分路为三个光信号路径。将分路后的光信号输入到第一光延迟检波器223-1、第二光延迟检波器223-2和光强度检测器225。第一光延迟检波器223-1中两个路径的一个延迟时间Td与接收的光多值信息信号的符号时间T大致相等，且设置为使两个路径的光相位差为0。第二光延迟检波器223-2设定为二个路径的一个中具有延迟时间Td＝T，且两个路径的光相位差为π/2。 

第一和第二光延迟检波器223-1、223-2的两个输出光分别通过平衡型光检测器224-1、224-2转换为电信号。之后，将转换后的电信号分别通过A/D转换器226-1、226-2转换为数字信号dI(n)、dQ(n)。将从光强度检测器225输出的电信号也通过A/D转换器226-3转换为数字信号P(n)。 

之后，将数字信号dI(n)、dQ(n)输入到反正切运算电路227。反正切运算电路227进行将dI(n)作为X成分，dQ(n)作为Y成分的双自变量的反正切运算，而算出数字信号dI(n)、dQ(n)的相位角。 

若将接收到的光电场信号221的光电场描述为r(n)exp(jθ(n))，则从光延迟检波的原理看可以用式(5)表示dI。dI＝r(n)r(n-1)cos(Δθ(n))、dQ＝r(n)sin(Δθ(n))···(5) 

这里，Δθ(n)是接收到的第n个光电场符号的、距紧前一符号的相位差(θ(n)-θ(n-1))。dI、dQ分别是Δθ(n)的正弦成分和余弦成分，所以可以通过反正切运算电路227进行4象限的反正切(逆Tan)运算，而算出Δθ(n)。 

在本结构中如前所述，在发送侧进行相位预积分，所以可以由式(6)表示接收光电场信号的相位角。

θ(n)＝∑φ(n)···(6) 

由此，可以通过式(7)表示反正切电路223的输出信号，并可提取原始复数多值信息信号203的相位成分φ(t)。 

Δθ(n)＝∑φ(n)-∑φ(n-1)＝φ(n)···(7) 

另一方面，将光强度检测器的输出信号P输入到平方根电路228，并可作为输出而得到由式(8)表示的原始电场振幅。 

r(n)＝sqrt(P(n))···(8) 

因此，通过将所得到的振幅成分r(n)和相位成分φ(n)输入到正交坐标转换电路229，而可以从再生复数信息输出端子中再生由式(9)表示的原始数字电多值信号230。 

(i，q)＝r(n)exp(Δθ(n))···(9) 

图4A和图4B是相位预积分传送方式中的信号点配置的说明图。 

例如，作为图3的复数多值信息信号203，可以使用图4A所示的16QAM信号。16QAM信号具有图中的a～p这16个信号点，如前所述，其各点可通过式(10)表示。 

Ei(n)＝r(n)exp(jφ(n))···(10) 

由于这些可通过随机的顺序生成，所以16QAM信号的相位积分信号如图4B所示，具有各种相位角∑φ(n)，而为3重的同心圆。这是因为该相位积分信号中，原始的16QAM信号的信号点具有3个振幅等级(最外周的点(a、d、m、p)、中间的点(b、c、h、1、o、n、e、i)、最内周的点(f、g、k、j))。 

图5是进一步详细表示图3的现有技术的相位预积分型光电场发送器200中的、复数多值信号生成电路202和相位预积分部204的结构框图。 

复数多值信号生成电路202对所输入的m比特宽的2值高速数字信号串分配复数多值信息信号。例如，在m＝4比特的情况下，信息信号具有2^4＝16的状态。因此，复数多值信号生成电路202将所输入的信号分配到图4A的a～p这16点的某个，并将其正交坐标(i，q)作为复数多值信息信号203输出。将该复数多值信息信号203在相位预积分部204的内部输入到极坐标转换电路240，而转换为由式(11)表示的振幅信息信号241和由式(12)表示的相位信息信号242。 

r(n)＝sqrt(i^2+q^2)···(11) 

φ(n)＝arctan(q，i)···(12) 

接着，将相位信息信号242输入到相位预积分电路243。相位预积分电路243由延迟时间T的延迟电路249和加法电路248构成，通过重复将所输入的数字相位信号φ(n)与延迟时间T后的积分值∑φ(n-1)相加的操作，而重复得到积分相位244(∑φ(n))的操作。接着，构成将振幅值r(n)作为振幅成分、将相位积分值∑φ(n)作为相位成分的作为新的复数信息的极坐标的相位预积分信息信号245。之后，将本信号输入到正交坐标转换电路246，而再次转换为正交坐标表示的相位预积分信息信号247(i’，q’)。 

非专利文献1：R.A.Griffin，et.al.，“10Gb/s Optical Differential Quadrature Phase Shift Key(DQPSK)Transmission using GaAs/AlGaAs Integration，”OFC2002，paper PD-FD6，2002 

非专利文献2：N.Kikuch，K.Mandai，K.Sekine and S.Sasaki，“First experimental demonstration of single-polarization 50-Gbit/s 32-level(QASK and 8-DPSK)incoherent optical multilevel transmission，”In Proc.Optical Fiber Communication Conf.(OFC/NFOEC)，Anaheim，CA，Mar.2007，PDP21. 

非专利文献3：J.Hongou，K.Kasai，M.Yoshida and M.Nakazawa，“1Gsymbol/s，64QAM Coherent Optical Transmission over 150km with a Spectral Efficiency of 3Bit/s/Hz，”in Proc.Optical Fiber Communication Conf.(OFC/NFOFEC)，Anaheim，CA，Mar.2007，paper OMP3 

非专利文献4：M.G.Taylor，“Coherent detection method using DSP to demodulate signal and for subsequent equalization of propagation impairments，”paper We4.P.111，ECOC 2003，2003 

发明内容

发明要解决的技术问题 

本发明所要解决的第一问题是现有技术中提出的相位预积分型光电场传送系统中的发送器内部的信号处理量的增大。图5中如前所述，相位预积分处理将由正交坐标系生成的复数多值信号暂时转换为极坐标系，并通过仅分离出相位成分而提取，从而可以通过简单的加法处理来加以实现。 

但是，在该结构中，极坐标转换电路240、相位预积分电路243、正交坐标转换电路246等信号处理电路增加。这种电路规模的增大多余地消耗了作为执行运算的硬件的IC或处理器的数量、面积等，使决定运算速度的时钟速度升高，进一步使发送器的发熱、耗电量、体积和尺寸增大，所以不太希望。 

这种运算的电路规模和信号处理量除了由前述的运算块的数量决定之外，还由处理的信息量来决定。例如，图4所示的16值QAM信号(I，Q分别是4值)本来信号具有的信息量是m＝4比特(I，Q分别是2比特)，但是在其中执行波长分散的预均衡等运算处理的情况下，需要进一步细化分解光电场来提高精度。 

例如，在IQ轴各自的方向上以6比特的程度、即将光电场进一步精细分解为64个等级来执行运算处理。由此，需要将图5的复数多值信息信号203和正交坐标表现的相位预积分信息信号247作为i，q分别为6比特宽度的2值数字信号进行处理，运算这些的前述运算电路的运算量增大到了3倍以上。 

本发明所要解决的第二问题是运算精度的降低。极坐标转换电路240和正交坐标转换电路246是非线性运算，若通过与线性运算相同的分辨能力加以执行，则处理变差，运算精度降低。运算精度的降低使输出的光电场信号的精度降低，产生因光信号的OSNR灵敏度的劣化和预均衡性能的降低造成的传送距离的缩短等各种缺点。 

一般，已知为了在这种非线性运算的前后维持计算精度，最好进一步增加运算比特数。例如，若设内部的运算处理量为8比特，则极坐标转换电路240和正交坐标转换电路246、相位预积分电路243需要执行8比特宽度的运算处理和表格检索处理，产生电路规模增大、IC电路的输入输出管脚数增加、布线空间增加、和成本升高等多种问题。 

由于多值接收器中使用的平衡型接收器和A/D转换器的输出范围有上限，所以若信号点的配置不合适，则还有信号的输出振幅降低、接收器的电噪声的影响增大这样的问题。 

本发明的第三问题是由运算造成的时间延迟的发生。相位预积分部204和复数多值信号生成电路202中伴随运算实施产生时间延迟(等待时 间)，由于这些延迟损害了信息信号传送的即時性，所以不希望存在。另外，需要在各个位置上设置用于调整时间延迟的延迟电路，还有使电路规模增大的问题。尤其是比特宽度较宽的运算和包含时间反馈的运算容易产生时间延迟，尤其是相位预积分电路243中产生时间延迟成为问题。 

因此，本发明的第一目的是解决上述的第一问题，降低相位预积分光电场传送方式的运算量，减小电路规模，降低发送器的尺寸和成本，提高其实用性。 

本发明的第二目的是提高相位预积分运算的计算精度，而不会增大电路规模，且通过使输出信号的振幅最大，而防止光传送的性能降低。 

本发明的第三目的是防止伴随相位预积分运算的运算发生延迟，实现延迟较小的发送接收机。 

用于解决技术问题的手段 

若表示本发明的代表性的一例，则如下这样。即，一种光电场发送器，具有光源、一个以上的DA转换器和光电场调制器，其特征在于，包括：复数信息多值信号生成电路，将以预定的时间间隔输入的多个比特的信息信号转换为复数多值信息信号后输出；以及相位预积分电路，输入复数多值信息信号，并输出相位预积分复数信息，所述复数多值信息信号是从所述复数信息多值信号生成电路输出并以所述预定的时间间隔被取样的信号，所述相位预积分复数信息是预先以预定的时间间隔对该复数多值信息信号的相位成分积分后得到的信息；所述DA转换器将包含从所述相位预积分电路输出的相位预积分复数信息的所述复数信息信号转换为模拟信号，并将转换后的所述模拟信号输出到所述光电场调制器；所述光电场调制器使用所述模拟信号，将从所述光源输出的光调制为所述光电场信号，并发送调制后的所述光电场信号；所述复数信息信号的复数信号点的相位角是用正整数N除360度后的值的整数倍的值的某个；所述复数信息信号的复数信号点的振幅值为正整数M的值的某个；所述复数信息信号可取的复数信号点的总数小于N和M之积。 

发明的效果： 

本发明的实施方式中，可以简化相位预积分运算，抑制光电场发送器内的数字运算电路的规模增大。 

附图说明

图1A是在复数相位平面上说明用于光传送的调制方式的信号点配置的图； 

图1B是在复数相位平面上表示用于光传送的4值相位调制(QPSK)的信号点配置的说明图； 

图1C是在复数相位平面上表示用于光传送的16值正交振幅调制(16QAM)的信号点配置的说明图； 

图1D是表示用于光传送的16值振幅相位调制(16APSK)的信号点配置的说明图； 

图2是表示现有技术的偏振波分集型相干光电场接收器的结构框图； 

图3是表示与本发明所要解决的技术问题对应的相位预积分型光多值信号传送系统的结构框图； 

图4A是光多值信号(16QAM信号)的信号点配置的说明图； 

图4B是图4A所示的16QAM信号的相位积分信号的信号点配置的说明图； 

图5是进一步详细表示复数多值信号生成电路和相位预积分部的结构框图； 

图6A是表示本发明的第一实施方式的光多值信号(16QAM信号)的信号点配置例的说明图； 

图6B是表示图6A所示的光多值信号的相位预积分后的信号点配置的说明图； 

图6C是表示本发明的第一实施方式的光多值信号(16QAM信号)的另一信号点配置例的说明图； 

图6D是表示本发明的第一实施方式的光多值信号(16QAM信号)的又一信号点配置的说明图； 

图7是表示16值振幅相位调制的光多值信号的信号点配置的说明图； 

图8是表示包含本发明的第一实施方式的相位预积分型光电场发送器的本发明的光电场传送系统的结构框图； 

图9是表示本发明的第二实施方式的复数多值信号生成电路和相位预 积分部的结构框图； 

图10是表示本发明的第三实施方式的利用了N比特移位寄存器的以N为模的相位预积分部的结构框图； 

图11A是表示本发明的第四实施方式的利用了加法表格的以N为模的积分电路的结构框图； 

图11B是表示本发明的第四实施方式的加法表格的结构的说明图； 

图12A是表示本发明的第五实施方式的6值多值信号的信号点配置例的说明图； 

图12B是表示图12A所示的6值多值信号的相位预积分后的信号点配置的说明图； 

图12C是表示本发明的第五实施方式的6值多值信号的另一信号点配置例的说明图； 

图12D是表示图12C所示的6值多值信号的相位预积分后的信号点配置的说明图； 

图13A是表示本发明的第六实施方式的8值光多值信号(8APSK信号)的信号点配置例的说明图； 

图13B是表示图13A所示的8值光多值信号的相位预积分后的信号点配置的说明图； 

图13C是表示本发明的第六实施方式的4值光多值信号(QPSK)的信号点配置例的说明图； 

图13D是表示图13C所示的4值光多值信号的相位预积分后的信号点配置的说明图； 

图14A是表示8值光多值信号(8APSK信号)的另一信号点配置例的说明图； 

图14B是表示图14A所示的8值多值信号的相位预积分后的信号点配置的说明图； 

图15A是表示本发明的第七实施方式的利用了状态转变表的相位预积分部的结构框图； 

图15B是表示本发明的第七实施方式的状态转变表的结构的说明图。 

具体实施方式

首先，说明本发明的实施方式的概要。 

通过以正整数N为模的积分电路来实现相位预积分电路，从而减小硬件规模，由此能够实现前述的本发明的所要解决的技术问题。在由通常的加法电路实现相位预积分电路的情况下，需要比特数对应后接于相位预积分电路的DA转换电路的分辨能力和非线性运算的补偿量的加法器，加法器的比特数典型为6～8比特。与此相对，在使用了本发明的以N为模的积分电路的情况下，可以将整数值N抑制为6(用3比特表现)～32(相当于5比特)左右。 

本发明的实施方式的特征在于，将复数信息信号可取的复数信号点的、相位角限制为(360/N)度(N是正整数)的整数倍的离散值，将振幅值限制为M值的离散值(M是正整数)。即，通过前一限制，从而通过以N为模的积分，可以将相位预积分后的复数信号的相位值抑制为N值，通过后一限制，可将振幅值抑制为M值。上述限制减少了相位预积分信号的信号点总数，大大降低了其运算量。即，将相位预积分后的信号点的总数抑制为N×M。 

本发明的实施方式的相位预积分技术仅在要传送的原始复数信息信号可取的复数信号点的总数K小于N×M时有效。其理由是因为，由于不能通过相位预积分处理减少信号点数，所以原理上不会有K＞N×M。另外，在K＝N×M成立的情况下，是通过相位预积分处理而信号点配置不变化从而原本就不必适用本处理本身的情形。 

前述所要解决的技术问题中，电路规模的减小可以通过将由复数信息多值信号生成电路生成的复数多值信息信号分离为振幅成分和相位成分后输出，而不需要进行相位预积分中所需的向极坐标的转换，来加以实现。此时，抑制了振幅成分和相位成分的信号点数的增加。尤其是，若等间隔离散相位成分，则可以将相位预积分前后的信号点数的增加抑制到最低限度，减少输入输出的布线。在正交转换电路中，通过对振幅被离散为M值且相位被离散为等间隔的N值的信号进行输入输出，也同样可以减小电路规模。 

尤其是，以正整数N为模的积分电路可以通过将N值的相位值或N 值的相位序号作为输入信号和输出信号的N比特移位寄存器来简单实现。也可代替N比特移位寄存器，由N值的计数器加以实现。由于将整数N抑制到几十左右，所以以正整数N为模的积分电路还可进一步通过硬件规模小的存储器电路或检索表格来实现。 

另外，还可通过N状态的状态转变表来实现，该N状态的状态转变表是，扩展以N为模的积分电路的功能，将复数多值信息信号的N值的相位作为输入，将相位预积分后的多值电场信号的N值的相位值作为输出。进一步，还可通过N×M状态的状态转变表来加以实现，该N×M状态的状态转变表是，状态转变表中还含有振幅值，将复数多值信息信号的位置信息或其符号序号作为输入，将相位预积分后的多值电场信号的位置信息或符号序号作为输出。在使用这种状态转变表或状态转变图的情况下，可将相位预积分信号的坐标信息等也存储到同一表中，并使其还兼有在相位预积分电路的后级设有的正交转换电路的功能等。 

通过由光延迟检波型接收器(尤其是多个光延迟检波型接收器)同时接收光电场信号，并将各光延迟检波型接收器的输出信号分别输入到A/D转换器而转换为数字信号，并将所输出的多个数字信号输入到数字相位运算电路，从而可二维地算出与前一符号之间的相位差，由此将这些预积分信号解码，能够得到原始信号点配置。该二维相位差的检测可以通过如下来加以实现，例如，将2台光延迟检波器的干涉相位分别设置为0和π，并进行以从两个光延迟检波器输出的信号为自变量的双自变量的反正切运算。进一步，也可增加光延迟检波器的数量，精细设置相位差，提高相位差的检测灵敏度。另外，也可根据需要，使用用于接收振幅成分的强度接收器。 

另外，还可通过在复数平面上的实部和虚部取一定范围(-a～+a、a是常数)的正方形区域内，以使振幅为最大的旋转角度来配置复数多值信号的信号点，从而减小接收器的噪声影响。 

如以上所说明的，本发明还可适用于非独立地调制光通信领域中的光多值信号、尤其是非独立地调制振幅和相位的、传送效率较好的光多值信号的非相干光纤传送。尤其是，适用于在这种光纤传送中利用的光电场发送器。 

根据本发明的实施方式，通过以正整数N为模的积分电路、具体来说，为移位寄存器、存储器电路或状态转变电路等，来实现相位预积分电路，由此，主要可以简化相位预积分运算，大幅度减小光电场发送器内的数字运算电路的规模。其结果，可以提高光电场发送器的实现性，降低耗电量，减小发热量，进一步，可以通过芯片面积的减小来降低成本。 

另外，通过将相位预积分后的信号的振幅离散为M值，将相位离散为N值，可将相位预积分后的符号数减小为小于N×M个。即，可以大幅度简化用于光电场发送器的数字运算的复数多值信号和/或相位预积分信号的表现。其结果，可以减小用于这些信息运算的电路的布线量和存储器数量。另外，可以通过以N为模的积分电路实现相位预积分运算。尤其是，由于通过将相位值离散为360/N，使得在相位预积分后不会产生由相位的小数部分造成的量化误差，所以可以大大提高信号点的位置精度，提高光信号的传送性能(接收灵敏度和抗波形失真的能力)。 

通过相位和振幅的离散化，简化了相位预积分运算，从而可降低运算电路中的信号延迟，而实现低延迟的光发送器。 

另外，通过将信号点在复数区域的正方形区域内(与接收器的电信号的输出范围相对应的正方形区域内)配置为使振幅最大，可以使输出的多值信号的振幅最大化，减小电噪声的影响。 

下面，参考附图来说明本发明的几个实施方式。 

<实施方式1> 

图8是表示包含本发明的第一实施方式的相位预积分型光电场发送器200的本发明的光电场传送系统的结构框图。图8中，用粗线表示光信号的路径，用细线表示电信号的路径，用空白的箭头表示利用了多个信号线的并行电数字信号的路径。图8所示的结构和图3所示的现有技术的结构的第一个不同点在于光电场发送器200中的相位预积分部250。本实施方式的相位预积分部250与图3的复数多值信号生成电路202和相位预积分部204具有同一功能。 

图8所示的结构和图3所示的现有结构的第二个不同点在于信号点的配置。图6A到图6D是表示本发明中提出的光多值信号的信号点配置的说明图，图6A表示本发明的16QAM信号的例子。 

图6A所示的信号的特征在于，在复数平面上16分割相位角，并配置信号点，使得所有信号点的相位角为360度/16＝22.5度的整数倍。另一方面，现有技术的图4A所示的QAM的信号点配置等、在无线或光通信中使用的通常的多个多值信号的信号点配置被配置为，使信号点间隔最大，接收灵敏度最佳。即，现有技术的多值信号的信号点配置中，相位角并不一定是360/N。 

本实施方式的图6A所示的16QAM信号与图4A的信号点配置相比错开各信号点的位置，从而使得信号点的相位角满足前述的条件(配置信号点，使其为360/N的整数倍)。即，本来的16QAM信号的信号点存在于图6A的虚线的交点上。与此相对，本实施方式中，首先以原点为中心，描绘16等分360度后的放射线，并描绘了与16QAM信号具有的3个振幅值r1、r2、r3相对应的同心圆。另外，对于16QAM信号中与这些交点错开的信号点(本例中是振幅值r2的8点)，选择与原始信号点最近的放射线和同心圆的交点，使信号点的位置沿圆周方向稍微挪动，从而使所有信号点存在于同心圆和放射线的交点上。 

图6B表示对本发明的图6A的信号点进行相位预积分处理后的结果。 

图6A的16QAM信号中，将多值信号的振幅离散为3值，另外在以360/16度为单位离散相位角后的结果是，图6B的相位预积分信号中振幅最大也为3值、相位也离散为16值。其结果，如图4B这样，不会产生具有各种相位角的无数信号点，运算精度提高，且如后所述，有可大幅度降低运算电路的规模的优点。 

图6C和图6D表示本发明的16QAM信号的其他信号点配置的例子。 

本发明中，不需要信号点的配置必须为格状，可以如图6C所示，能够实现在任意的交点配置信号点的信号点配置。该情况下，作为本发明的适用所需的要件，举出有(1)从用整数N等分割360度后的放射线和相当于振幅的M个同心圆之间的交点中选择所有信号点、(2)配置的信号点仅为M×N个交点的一部分。 

该要件中，(1)将相位预积分后的信号点数保持为有限的最小个数，是减小信号处理所需的要件。(2)为使本发明的相位预积分的效果有意义所需的条件。不满足(2)的条件的情形仅是作为本发明的前提的相位预积 分无意义的情形。 

例如，图7所示的16值振幅相位调制是将信号点分配给振幅M＝2且相位N＝8的值的所有点的16值信号(K＝16)的例子。这种情况下，相位预积分后的信号点的配置与相位预积分前的信号点的配置完全相同，不具有利用相位预积分的含义，因此，不是本发明的适用对象。 

图6D所示的信号点配置是使图6A中信号点的振幅变化的例子，使r1～R3等间隔。本发明中，由于将信号点的相位角限制为360/N的某个，但不限制振幅值，所以可以通过使振幅值变化，使信号点的配置具有变化，使接收灵敏度和抗光纤非线性效果的耐性等的传送特性最佳。 

<实施方式2> 

图9是表示本发明的第二实施方式的复数多值信号生成电路251和相位预积分部250的结构框图。 

第二实施方式的第一特征在于，通过使振幅值离散化为M值，相位值离散化为N值，从而大大减小了布线宽度和电路规模。 

本发明的复数多值信号生成电路251从数字信息输入端子201接受m比特的并行信息信号，并将其转换为M值的振幅值和N值的相位值的组合、即状态数M×N个极坐标符号后输出。例如，在作为复数多值信号使用图6A所示的16QAM信号的情况下，将相位离散为N＝16状态，将振幅离散为M＝3状态。 

其结果，不需要图5所示的现有技术结构中的极坐标转换电路240，另外，线宽也可从8比特×2(假定I、Q2组、内部8比特处理)大幅度压缩为振幅2比特(3状态)和相位4比特(16状态)。由于同样的布线减少效果还可原样适用于振幅信息信号252和相位信息信号253、以及相位预积分信号255的布线宽度等，所以作为整体可以得到电路规模的较大的削减效果。 

之后，将N状态的相位信息信号253输入到本实施方式的以N为模的积分电路254。积分电路254执行相位的预积分运算。所谓以N为模的积分是指，数学上N的剩余系中的积分，在过去的加法结果上加上新的输入信号的加法电路的输出限制为0～N-1，并在加法结果超过N的情况下，输出用N除后的余数。例如，在以16为模的积分中，5+5＝10、13+5＝2。 

本发明中，由于将积分前后的相位信号都限定为N状态，所以与使用了通常的加法器的结构相比，处理比特数少，可以利用结构简单的以N为模的积分电路254。例如，图5所示的现有技术的加法电路248中需要8比特加法器(将2组8比特宽度的数值相加而得到8比特宽度的输出的加法器)。与此相对，在本实施方式的以N为模的积分电路中，若设相位为N＝16状态，则以16为模的积分电路可使用将2组4比特宽度的数值相加而得到4比特宽度的输出的4比特加法器实现，减少了硬件。 

图9所示的第二实施方式的正交转换电路256具有将M状态的振幅值和N状态的相位值作为输入，并转换为正交坐标后输出的功能。本发明中，由于将输入的相位预积分信号的相位状态限定为N值，所以正交转换电路256也可大幅度减小其电路规模。 

例如，在用表格形式实现正交转换电路的情况下，需要的存储器量在图5所示的现有技术结构的正交转换电路246中，每一个振幅值为约3072比特。这是因为输入信号的相位预积分信号为8比特宽度(256个状态)，输出信息为12比特(2组输出信号×6比特分辨能力)。与此相对，本发明中，由于将相位预积分信号限定为N＝16状态，所以需要的存储器量可以为每一振幅值192比特，减小到1/8的规模。 

<实施方式3> 

以N为模的积分电路254可以进一步简单安装。图10是表示本发明的第三实施方式的利用了N比特移位寄存器260的以N为模的相位预积分部的结构例的框图。 

N比特移位寄存器260仅将N个比特中的1比特设置为1，其位置对应于相位预积分信号∑φ(n)的N个可取值(本例中N＝16)。通过使移位寄存器的输出比特回到开头比特，通常维持仅将1比特设置为1的状态。将相位信息信号253(φ(n))输入到移位电路261，并激发对应于其值0～N-1的次数的比特移位操作。其相当于以N为模的积分操作。 

例如，若在第5比特存在1的状态(∑φ(n-1)＝5)下，进行5次比特移位操作(相当于φ(n)＝5)，则1移动到第10比特(∑φ(n)＝∑φ(n-1)+φ(n)＝10)。若在第13比特存在1的状态(∑φ(n-1)＝13)下进行5次比特移位操作(φ(n)＝5)，则1移动到第2比特(∑φ (n)＝2)。比特位置判断电路262从N比特移位寄存器260中读取1的比特位置，并将其转换为2进制数，而作为相位预积分信号255输出。 

第三实施方式中作为积分电路254使用了N比特的移位寄存器，但是也可使用N值的计数器。N值的计数器是以值域0～N-1的信号作为输入信号，使内部的计数值(0～N-1)积分计数输入信号相应量，并将积分结果作为输出信号输出的电路。即，该实施方式将积分电路254本身替换为N值的计数器，相位信息信号253为N值的计数器的输入信号，相位预积分信号255为N值的计数器的输出信号。 

<实施方式4> 

图11A是表示本发明的第四实施方式的利用了加法表格264的以N为模的积分电路254的结构框图。 

第四实施方式中，输入到加法电路的信息为N状态的相位信息信号253(相当于φ(n))和通过延迟电路249延迟同样为N状态的相位预积分信号255后的信号(相当于∑φ(n-1))。本发明中由于状态数N较少，所以即使由加法表格264实现加法，需要的存储器量也少，可以减少电路的发热、延迟和尺寸。 

图11B是表示加法表格264的结构例的说明图。 

加法表格264中，横方向表示了∑φ(n-1)的N状态(0～N-1)、纵方向表示了φ(n)的N状态(0～N-1)，向其交点记入所求出的加法结果∑φ(n)。例如，即使在相位分割数为N＝16的情况下，表格尺寸为纵16×横16×4比特(容纳16个状态)＝1024比特，也可以通过小尺寸实现加法表格264。 

在图5所示的现有技术的结构中，在用表格实现加法电路248的情况下，其尺寸在内部6比特加法的情况下，为纵64×横64×6比特＝24576比特。在使用8比特加法的情况下，需要纵256×横256×8比特＝524288比特的尺寸。由此，本发明将加法表格的尺寸大大减小为1/20～1/500，提高了积分电路的实现性。 

<实施方式5> 

图12A到图12D是表示本发明的第五实施方式的信号点配置的例的说明图。 

图12A和图12C分别表示6值的多值信号(振幅2值、相位6值)，两者为彼此旋转30度的关系。在图12A的情况下，各信号点的相位角配置在30°、90°、150°这样的360/12＝30°的整数倍的位置上。其结果，相位预积分后的信号点配置如图12B那样，振幅M＝2值、相位N＝12值的总计24点，增加为4倍。 

与此相对，图12C的情况下，信号点配置在信号点的相位角为0°、60°、120°这样的60°的整数倍的位置上。因此，如图12D所示，相位预积分后的信号点的配置可以抑制到振幅M＝2值、相位N＝6值的总计12点。 

由此，第五实施方式中，即使是同一多值信号，也存在根据该相位方向的旋转增减相位预积分后的信号点的情形，在电路规模的削减方面，可减少相位预积分信号的相位分割数N的配置是有效的。 

<实施方式6> 

图13A到图13D是表示本发明的第六实施方式的信号点配置的例的说明图。 

图13A表示了在复数平面上以原点为中心的一边为2a的正方形的区域(由4点(-a，-a)、(-a，a)、(a，a)、(a，-a)包围的区域)。图13A中配置了在4值的相位调制上叠加了2值的振幅调制(振幅r1、r2)后的8APSK信号的八个信号点。此时，若将信号点配置旋转到4个角的信号点与正方形的4个顶点一致的角度而加以配置，则在各信号点没有从正方形的区域伸出的状态下振幅为最大值。 

另一方面，图14A是将同样8值信号点配置从图13A所示的状态偏移45度后加以配置的例子。由于图14A与作为相位预积分后的信号点配置的图14B相比，信号点的数量为同一值M×N，所以不是本发明的对象，而是参考图。 

图14A所示的例子中，各信号点的振幅为图14B的1/sqrt(2)。图13B和图14B分别是对图13A和图14A进行相位预积分处理后的结果，表示通过发送器送出的光电场。若比较图13B和图14B，则认为图14B信号点数少，在仅考虑预积分处理的电路规模方面时较为有利。 

另一方面，从本发明中使用的光多值接收器得到的信号点配置如图 13A或图14A所示那样。该情况下，I，Q两个轴对应于2台平衡型接收器(图8的224-1、224-2)的输出信号，其输出范围的上限值a由输入到平衡型接收器的光的最大强度和A/D转换器(图8的226-1、226-2)的变换范围决定。由于信号的振幅越大，光平衡型接收器的电噪声能够相对越小，所以如图14A所示，对于正方形区域，振幅最大的信号点的配置可以提高输入到接收器的光信号强度，减小噪声。 

图13C表示4值相位调制的例子，配置为在正方形区域中振幅最大。图13D是进行相位预积分处理后的结果，由于将信号点数从4点增加到8点，所以可以确认为本发明的对象。这样，即使是单纯的4值相位调制，也可通过适用本发明，使从接收器输出的信号的振幅最大，可实现降低了接收器的电噪声的影响的配置。 

<实施方式7> 

图15A是表示本发明的第七实施方式的利用了状态转变表的相位预积分部200的结构框图。 

第七实施方式中，为使用状态转变表来管理符号间转变并通过节约坐标转换的手续而可大幅减小硬件规模的结构。 

图15A所示的第七实施方式的正交转换电路256中，从数字信息输入端子201输入m比特的信息信号，复数多值符号分配电路268输出对应于该信息信号的符号序号265(s(n))。也可代替符号序号，而分配逻辑的符号名和记号。例如，在利用图12C所示的6值信号的情况下，可以用A～F的6值表示输出的符号名。 

第七实施方式中，相位积分后的相位积分信号的符号(相位积分符号)也用序号和逻辑记号管理，并通过该状态转变来实现相位积分处理。相位积分信号的符号序号266(T(n))是相位积分信号可取的所有状态(N×M)值的信号。例如，在利用图12C所示的6值信号的情况下，可以用图12D的a～1这12值表示。 

向状态转变·输出表格267输入将输入多值信号的符号序号265(s(n))和相位积分符号序号266(T(n)用延迟电路249延迟1符号时间后的相位积分符号序号(T(n-1))。 

通过根据这些输入信号来检索状态转变·输出表格267，从而可以同时 得到下一相位积分符号序号(相当于以N为模的加法的运算结果)和作为输出信号的相位积分符号的正交坐标。 

图15B是表示状态转变·输出表格267的具体结构例的说明图。 

图15B所示的状态转变·输出表格267是利用图12C所示的6值信号的情形，在纵方向上记载了输入多值信号的符号序号(s(n))可取的6个状态(A～F)，横方向上记载了当前的相位预积分信号的符号序号(T(n-1))可取的12个状态(a～1)。在各表的交点上记载了下一相位预积分信号的符号序号(T(n))、和T(n)的正交坐标值I与Q。 

由此，若检索1次表格，就可简单地同时实现相位预积分处理和输出信号的正交坐标转换。由于管理12个符号序号所需的比特数是4比特，所以需要的表格尺寸也为纵6×横12×(4比特+坐标6比特×2)＝1152比特，非常小。 

前述的例子中，为通过一个状态转变表管理相位预积分信号的所有符号转变的结构，但是也可以是仅管理相位转变的结构。该情况下，状态数为与相位分割数相同的N值就可以了，可以适当缩小状态转变表的尺寸。 

Claims (18)

1.一种光电场发送器，具有光源、一个以上的DA转换器和光电场调制器，其特征在于，包括：

复数信息多值信号生成电路，将以预定的时间间隔输入的多个比特的信息信号转换为复数多值信息信号后输出；以及

相位预积分电路，输入复数多值信息信号，并输出相位预积分复数信息，所述复数多值信息信号是从所述复数信息多值信号生成电路输出并以所述预定的时间间隔被取样的信号，所述相位预积分复数信息是预先以预定的时间间隔对该复数多值信息信号的相位成分积分后得到的信息；

所述DA转换器将包含从所述相位预积分电路输出的相位预积分复数信息的复数信息信号转换为模拟信号，并将转换后的所述模拟信号输出到所述光电场调制器；

所述光电场调制器使用所述模拟信号，将从所述光源输出的光调制为光电场信号，并发送调制后的所述光电场信号；

所述复数信息信号的复数信号点的相位角是用正整数N除360度后的值的整数倍的值的某个；

所述复数信息信号的复数信号点的振幅值是正整数M的值的某个；

所述复数信息信号可取的复数信号点的总数小于N和M之积。

2.根据权利要求1所述的光电场发送器，其特征在于，

所述相位预积分电路是以正整数N为模的积分电路。

3.根据权利要求2所述的光电场发送器，其特征在于，

所述积分电路具有输入N值的相位信息的N值计数器或N比特移位寄存器；

所述积分电路输出N值的相位信息。

4.根据权利要求2所述的光电场发送器，其特征在于，

在存储电路上构成所述积分电路。

5.根据权利要求1所述的光电场发送器，其特征在于，

所述复数信息多值信号生成电路将所述复数信息信号分离为振幅成分和相位成分后输出；

分离后的所述振幅成分是所述M值的某个；

分离后的所述相位成分是所述N值中等间隔配置的值的某个。

6.根据权利要求1所述的光电场发送器，其特征在于，

具有正交转换电路，所述正交转换电路输入所述M值以下的振幅成分的信号和从所述相位预积分电路输出的N值以下的相位成分的信号，并输出被转换为所述输入的信号表示的振幅和相位角的复数正交坐标后得到的信号。

7.根据权利要求1所述的光电场发送器，其特征在于，

所述相位预积分电路包括N状态的状态转变表，所述N状态的状态转变表对所述复数多值信息信号的N值的相位提供所述相位预积分后的复数信息信号的N值的相位值。

8.根据权利要求1所述的光电场发送器，其特征在于，

所述相位预积分电路包括N×M状态的状态转变表，所述N×M状态的状态转变表对所述复数多值信息信号的符号的信息提供所述相位预积分后的复数信息信号的符号信息。

9.根据权利要求1所述的光电场发送器，其特征在于，

所述复数信息多值信号生成电路在规定复数平面上的实部和虚部的预定范围的正方形内，以信号点的振幅为最大的旋转角度来配置复数信号点。

10.一种光传送系统，具有光电场接收器和光电场发送器，其特征在于，

所述光电场发送器包括光源、一个以上的DA转换器、光电场调制器、复数信息多值信号生成电路和相位预积分电路；

所述复数信息多值信号生成电路将以预定的时间间隔输入的多个比特的信息信号转换为复数多值信息信号后输出；

所述相位预积分电路输入复数多值信息信号，并输出相位预积分复数信息，所述复数多值信息信号是从所述复数信息多值信号生成电路输出并以所述预定的时间间隔被取样的信号，所述相位预积分复数信息是预先以预定的时间间隔将该复数多值信息信号的相位成分积分后得到的信息；

所述DA转换器将包含从所述相位预积分电路输出的相位预积分复数信息的复数信息信号转换为模拟信号，并将转换后的所述模拟信号输出到所述光电场调制器；

所述光电场调制器使用所述模拟信号，将从所述光源输出的光调制为光电场信号，并发送调制后的所述光电场信号；

所述复数信息信号的复数信号点的相位角是用正整数N除360度后的值的整数倍的值的某个；

所述复数信息信号的复数信号点的振幅值是正整数M的值的某个；

所述复数信息信号可取的复数信号点的总数小于N和M之积；

所述光电场接收器包括光分路电路、由于预定的延迟量而干涉相位彼此不同的2个以上的光延迟检波型接收器、2个以上的A/D转换器以及数字相位运算电路；

所述光电场接收器接收从所述光电场发送器输出的相位预积分后的光电场信号；

所述光分路电路将接收到的所述光电场信号分路为至少两个；

所述2个以上的光延迟检波型接收器同时接收分路后的所述光电场信号；

所述A/D转换器将从所述2个以上的光延迟检波型接收器输出的信号分别转换为数字信号；

所述数字相位运算电路使用转换后的多个所述数字信号，算出所接收到的复数光电场信号与紧前面接收到的复数光电场信号之间的相位差。

11.根据权利要求10所述的光传送系统，其特征在于，

所述相位预积分电路是以正整数N为模的积分电路。

12.根据权利要求11所述的光传送系统，其特征在于，

所述积分电路具有输入N值的相位信息的N值计数器或N比特移位寄存器；

所述积分电路输出N值的相位信息。

13.根据权利要求11所述的光传送系统，其特征在于，

在存储电路上构成所述积分电路。

14.根据权利要求10所述的光传送系统，其特征在于，

所述复数信息多值信号生成电路将所述复数信息信号分离为振幅成分和相位成分后输出；

分离后的所述振幅成分是所述M值的某个；

分离后的所述相位成分是在所述N值中等间隔配置的值的某个。

15.根据权利要求10所述的光传送系统，其特征在于，

所述光电场发送器包括正交转换电路，所述正交转换电路输入所述M值以下的振幅成分的信号和从所述相位预积分电路输出的N值以下的相位成分的信号，并输出被转换为所述输入的信号表示的振幅和相位角的复数正交坐标后得到的信号。

16.根据权利要求10所述的光传送系统，其特征在于，

所述相位预积分电路包括N状态的状态转变表，所述N状态的状态转变表对所述复数多值信息信号的N值的相位提供所述相位预积分后的复数信息信号的N值的相位值。

17.根据权利要求10所述的光传送系统，其特征在于，

所述相位预积分电路包括N×M状态的状态转变表，所述N×M状态的状态转变表对所述复数多值信息信号的符号的信息提供所述相位预积分后的复数信息信号的符号信息。

18.根据权利要求10所述的光传送系统，其特征在于，

所述复数信息多值信号生成电路在规定复数平面上的实部和虚部的预定范围的正方形内，以信号点的振幅为最大的旋转角度来配置复数信号点。

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