CN102318306A - 光多值传输系统 - Google Patents

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CN102318306A CN2009801567098A CN200980156709A CN102318306A CN 102318306 A CN102318306 A CN 102318306A CN 2009801567098 A CN2009801567098 A CN 2009801567098A CN 200980156709 A CN200980156709 A CN 200980156709A CN 102318306 A CN102318306 A CN 102318306A
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    • H04L27/3845—Demodulator circuits; Receiver circuits using non - coherent demodulation, i.e. not using a phase synchronous carrier

Abstract

在光多值发送器(200)内的多值编码电路(230)中，对信息信号(201)分配6QAM调制，在光电场调制器(211)变换为6QAM光多值信号(231)之后加以输出。经由光纤传输路径(214)传输的光多值信号(232)被非相干多值接收器(220)所接收。在其内部计算的解调接收电场(116)具有在相位方向上比在振幅方向大的噪声分布。利用振幅权重非欧几里得距离的码元判断电路(223)具有在相位方向上较大的相位判断区域，所以减少解调接收电场(116)的码元判断错误，并改善接收灵敏度。

Description

光多值传输系统
技术领域
本发明涉及光信息传输技术，特别涉及适合于用光纤传输的多值光信息的收发的光电场发送器及光电场传输系统。
背景技术
随着波长数的增加或光信号的调制速度的高速化，能够用一根光纤传输的信息量(传输容量)基本上用尽了光纤放大器的波段，已经达到了极限。并且，为了使光纤的传输容量变大，需要研究信号调制方式，在有限的频带中载入多个光信号来提高频带的利用效率。
在无线通信的世界，从1960年代开始能够利用多值调制技术进行频率利用效率超过10的高效率的传输。多值调制还有望用于光纤传输，以往就开始进行了很多研究。例如，在“‘R.A.Griffin，et.al.，“10Gb/sOptical Differential Quadrature Phase Shift Key(DQPSK)Transmission usingGaAs/AlGaAs Integration’，OFC2002，paper PD-FD6，2002”中，报告了进行4值相位调制的QPSK(Quadrature Phase Shift Keying：正交相移键控)，在“N.Kikuchi，K.Mandai，K.Sekine and S.Sasaki，‘Firstexperimental demonstration of single-polarization 50-Gbit/s 32-level(QASKand 8-DPSK)incoherent optical multilevel transmission’in Proc.OpticalFiber Communication Conf.(OFC/NFOEC)，Anaheim，CA，Mar.2007，PDP21.”中，报告了组合了4值的振幅调制和8值的相位调制的32值的振幅、相位调制。
图1A～图1D是示出了用于光传输的复数相位平面的说明和公知的各种调制方式的信号点配置的图，在复数相位平面(或者复数平面、相位面、IQ平面)上绘制了各种光多值信号的信号点(识别时刻的光电场的复数表示)。
图1A是表示现有技术的IQ平面上的信号点的说明图。
如图1A所示，各信号点能够用复数正交坐标(IQ坐标)或者极坐标表示，该极坐标用图示的振幅r(n)和相位
Figure BDA0000083224640000021
表示。
图1B是表示现有技术的4值相位调制(QPSK)的信号点配置的说明图。
在图1B上，在复数平面上表示了用于多值信号的传输的4个理想信号点(码元)。这些各理想信号点的振幅一定，配置在相位角
Figure BDA0000083224640000022
为0、π/2、π、-π/2的4个位置。通过传输这些4个码元中的一个，每1个码元能够传输2比特的信息(00，01、11、10)。此外，在用光延迟检波对本信号进行直接接收(非相干接收)的情况下，一般采用预先进行了差动预编码的差动4值相位调制(DQPSK)，但是两者的信号点配置相同，所以在本专利中不特别区分两者。
图1C是将现有技术的相位角
Figure BDA0000083224640000023
增加为π/3间隔的6个值(0，π/3，2 π/3，-π，-2π/3，-π/3)的6值相位调制的说明图。
如图1 C所示，6值相位调制能够每1码元大致传输2.58比特的信息，但是从光延迟检波困难或信息量半途丢失的方面考虑，基本上没有用于光通信中的例子。
图1D是表示在现有技术的无线中广泛使用的16值正交振幅调制(16QAM)的说明图。
如图1D所示，在16QAM中，理想信号点配置成格子状，可能每1码元进行4比特的信息传输。在图1D所示的例中，用Q轴坐标表现了高位2比特(10xx，11xx，01xx，00xx)的值，用I轴坐标表现了低位2比特(xx10，xx11，xx01，xx00)的值。该信号点的配置能够使信号点间的距离较大，所以已知接收灵敏度较高，报告了如下情况：在光通信中，使用相干光接收器能够实现类似于16QAM的正交振幅调制。例如，在“J.Hongou，K.Kasai，M.Yoshida and M.Nakzawa，‘1 Gsymbol/s，64 QAM Coherent Optical Transmission over 150km with a SpectralEfficiency of 3 Bit/s/Hz’，in Proc.Optical Fiber Communication Conf.(OFC/NFOFEC)，Anaheim，CA，Mar.2007，paper OMP3.”中，报告了收发64QAM信号的实验的例。相干接收器为了检测光信号的相位角，而是使用配置在接收器内部的本振光源的方式。
在此，说明在作为光多值接收器的现有技术之一的相干接收方式，例如，“M.G.Taylor，‘Coherent detection method using DSP to demodulatesignal and for subsequent equalization of propagation impairments’，paperWe4.P.111，ECOC 2003，2003”中报告的相干光电场接收器。
图2是表示同时接收现有技术的光信号的两个极化波的信息的极化分集型相干光电场接收器的框图。
经由光纤传输路径传输的光多值信号在光放大器117放大之后，作为输入光信号101而输入到极化分离电路102-1。输入光信号101被分离为水平(S)极化成分105和垂直(P)极化成分106，分别输入到相干光电场接收器前端100-1、100-2。
在相干光电场接收器前端100-1中使用本振激光光源103，作为光相位的基准，该本振激光光源103发出与输入光信号101大致相同波长的光信号。从本振激光光源103输出的本振光104-1在极化分离电路102-2分离为两个本振光104-2和104-3，并输入到相干光电场接收器前端100-1、100-2。
在相干光电场接收器前端100-1的内部，光相位分集电路107对输入光信号的S极化成分105和本振光104-2进行合成，来生成由本振光和光多值信号的同相成分构成的I(同相)成分输出光108，以及由本振光和光多值信号的正交成分构成的Q(正交)成分输出光109。I(同相)成分输出光08和Q(正交)成分输出光109分别被平衡型光检测器110-1、110-2接收之后变换为电信号，分别在A/D变换器111-1、111-2进行时间采样，成为数字化了的输出信号112-1、112-2。
下面，如图1A所示，将输入光信号101的光电场记为r(n)exp(jφ(n))，此外，假设本振光104-2、104-3的光电场为1(本来包含光频率成分，但是省略了光频率成分)。在此，r表示光电场的振幅，φ表示光电场的相位，n表示采样编号。本振光104-2、104-3实际上具有随机的相位噪声或与信号光之间的很少的差频成分等。但是，这些相位噪声及差频成分是时间上较慢的相位旋转，能够通过数字信号处理除去，所以可以忽略。
各平衡型光检测器110-1、110-2利用本振光104-2对输入光信号101进行零差检波，输出分别以本振光104-2、104-3为基准的光多值信号的光电场的同相成分和正交成分。因此，A/D变换器111-1的输出信号112-1成为I(n)＝r(n)cos(φ(n))，A/D变换器111-2的输出信号112-2成为Q(n)＝r(n)sin(φ(n))。其中，为了简便，设变换效率等常数全部为“1”。
如上所述，相干光电场接收器能够从输入光信号101简单地得到表示光电场r(n)exp(φ(n))的所有信息(I，Q两成分)，能够接收被复数调制后的多值光信号。
数字运算电路113是复数电场运算电路，通过实施光信号在传输过程中受到的线形劣化(例如波长分散)等的逆函数，能够抵消线形劣化的影响。并且，进行时钟提取或再采样等处理，输出解调接收电场116-1。
如上所述，相干光电场接收器前端100-1能够得到输入光信号101的S极化成分的电场信息。但是，由于所发送的光信号的极化状态在光纤传输过程中随机变动，所以发送光的一部分或者全部有可能变换为正交的P极化波，从而相干光电场接收器前端100-1不能接收S极化成分的电场信息。为了避免该问题，在使用相干光电场接收器的情况下，采用极化分集接收，该极化分集接收分别用不同的接收器接收并重新合成接收光的S极化波和P极化波。即，使用另一台相干光电场接收器前端100-2来接收输入光信号101的P极化成分，得到A/D变换后的输出信号112-3、112-4。数字运算电路113对这些输出信号112-1～4(即，各极化波的I、Q成分)进行极化状态的变换或极化模式分散的均衡处理，消除极化状态的变动，能够得到解调接收电场116-1。
之后，利用欧几里得距离的码元判断电路114将所接收的信号点的位置与如图1B所示的理想信号点配置进行比较，判断接收到哪个理想信号点，并输出多值码元串115。
在相干接收中，已知一般来说接收信号的噪声分布在信号面上为各向同性。这是如图1B所示，用以各信号点为中心的圆(斜线部)表示噪声分布的状态。在这样的情况下，通过在接收信号的判断中利用基于欧几里得距离的判断，能够进行最高灵敏度的接收。
图3A～图3C是现有的光多值调制方式的信号点配置和基于欧几里得距离的接收码元的判断区域的说明图。
图3A是表示现有技术的4值相位调制的信号点配置和基于欧几里得距离的接收码元的判断区域的说明图。
在接收信号为4值相位调制(QPSK)的情况下，如图3A所示，在复数平面上计算所接收的电场X和4个理想信号点A～D的欧几里得距离d(X，A)、d(X，B)、d(X，C)、d(X，D)，并判断为欧几里得距离成为最小的理想信号点(在图3A中为C)为接收信号点。此外，所谓欧几里得距离是连接图中的2点的直线的长度。另一方面，图中所示的粗线是分别与相邻的两个信号点等距离的边界线，这成为各信号点的判断区域的边界。例如，在用纵线表示的区域(相位角：3π/4～-3π/4)进入接收电场X的情况下，判断接收码元为C。
图3B是表示现有技术的6值相位调制的信号点配置和判断区域的边界线的说明图。
图3C是表示现有技术的16值相位调制的信号点配置和判断区域的边界线的说明图。
如上所述，使用了欧几里得距离的判断的特征在于，各码元的判断区域由刚好把两个信号点间进行2分的直线构成。
此外，说明了在图2中的极化分集型相干光电场接收器中使用2台接收器来提取1个极化波的发送信号的信息的例子，但是还研究采用极化复用传输方式，在极化复用传输方式中，对两个正交的极化复用相互独立的信息作为发送信号来加以传输。在极化复用传输中，在发送侧配置用于X极化波和Y极化波的2台发送器，在对两者进行极化复用之后，经由光纤传输路径进行长距离传输，两极化波同时被图2所示的极化分集型相干光电场接收器接收。数字运算电路113进行两极化成分的正交分离和极化模式分散的均衡处理，分离并提取原X极化成分的解调接收电场116-1和Y极化成分的解调接收电场116-2。使用了欧几里得距离的码元判断电路114对两成分分别进行码元判断，并对2组多值码元串115进行解调。
图4是表示现有技术的相位预累积型非相干光多值传输系统的结构的框图。
图4所示的相位预累积型非相干光多值传输系统不使用本振光源，而是使用光延迟检波来简单地实现复数平面上的光多值信号的传输。
在相位预累积型光电场发送器200的内部，从激光光源210输出的无调制的激光输入到光电场调制器211，实施了所需要的电场调制后的发送光多值信号213从输出光纤212输出。要传输的二值数字信息信号201在多值编码电路202的内部变换为复数多值信息信号203。复数多值信息信号203是在二维IQ平面上表现为(i，q)的数字电多值信号，在每时间间隔T(＝码元时间)输出其实部i和虚部q。在图4所示的说明图中，作为复数多值信息信号203的一例，使用在图中引出气球内所示的16QAM信号。
复数多值信息信号203被输入到相位预累积部204，在内部，只将其相位成分每时间间隔T进行数字累积，变换为相位预累积复数多值信息信号205。在此，若将表示所输入的复数多值信息信号203的Ei(n)＝(i(n)，q(n))在复数平面上变换为极坐标，则例如能够表述为Ei(n)＝i(n)+jq(n)＝r(n)exp(jφ(n))(j为虚数单位)。在此，n是数字信号的码元编号，r(n)是数字信号的码元振幅，φ(n)是相位角。此时输出的相位预累积信号，同样能够以极坐标表述为Eo(n)＝i’(n)+jq’(n)＝r(n)exp(jθ(n))＝r(n)exp(j∑φ(n))。此时，θ(n)是输出信号的相位角，∑φ(n)是将过去的相位角φ(1)～φ(n)每时间T地进行累计相加后的值。该输出的相位预累积信号再次变换为正交坐标系之后，作为相位预累积复数多值信息信号205输出。图中引出气球内部是相位预累积复数多值信息信号205的复数平面显示，通过相位的预累积，成为与作为原来的16QAM信号的复数多值信息信号203很不同的同心圆上的信号点配置。
相位预累积复数多值信息信号205输入到采样速度变换电路206，被以采样速度成为2采样/码元以上的方式进行插补。之后，由预均衡电路207对相位预累积复数多值信息信号205施加在光传输路径214等产生的劣化的逆函数，之后，分离为实部i”和虚部q”，分别在DA变换器208-1、208-2中变换为高速模拟信号。这些2条高速模拟信号被驱动电路209-1、209-2放大之后，输入到光电场调制器211的I、Q两个调制端子。由此，能够生成在光电场的同相成分I和正交成分Q具有预均衡相位累积信号(i”(n)，q”(n))的发送光多值信号213。此外，发送光多值信号213的光电场是(i”(n)+jq”(n))exp(jω(n))，ω(n)是激光光源210的光角频率。即发送光多值信号213在除去了光频率成分后的均衡低频带表现中，与(i”(n)，q”(n))相等。
发送光多值信号213经由光纤传输路径214传输，通过光纤的波长分散等受到传输劣化，并且在光放大器117放大，作为接收光多值信号215而输入到非相干光电场接收器220中。这些传输劣化与预先在预均衡电路207施加的逆函数相互抵消，因此，接收信号的光电场成为与相位预累积复数多值信息信号205相等。
接收光多值信号215被非相干光电场接收器前端221的内部的光分支电路222分支为3个光信号路径，输入到第一光延迟检波器223-1、第二光延迟检波器223-2及光强度检测器225。在第一光延迟检波器223-1，两个路径中一个路径被设定为，延迟时间Td与所接收的光多值信息信号的码元时间T大体相等，此外，两路径的光相位差成为0。此外，在第二光延迟检波器223-2，两个路径中一个路径被设定为，延迟时间Td＝T，两路径的光相位差成为π/2。第一、第二光延迟检波器223-1、223-2的两个输出光分别在平衡型光检测器224-1、224-2中变换为电信号，之后分别在A/D变换器226-1、226-2中变换为数字信号dI(n)、dQ(n)。此外，光强度检测器225的输出电信号也在A/D变换器226-3中变换为数字信号P(n)。
之后，数字信号dI(n)、dQ(n)被输入到反正切运算电路227中。此处，进行将dI(n)设为X成分，dQ(n)设为Y成分的二个自变量的反tan运算，求出其相位角。若将接收光多值信号215的光电场表述为r(n)exp(jθ(n))，则根据光延迟检波的原理，记述为如下。
dI(n)∝r(n)r(n-1)cos(Δθ(n))
dQ(n)∝r(n)r(n-1)sin(Δθ(n))
在此，Δθ(n)是从所接收的第n个光电场码元的紧之前的码元起的相位差(θ(n)-θ(n-1))。dI(n)、dQ(n)分别是Δθ(n)的正弦及余弦成分，因此，能够在反正切运算电路227中进行4象限的反正切(逆tan)运算，计算出Δθ(n)。
此外，在本结构中，由于如上所述在发送侧进行相位预累积，所以接收光电场信号的相位角θ(n)＝∑φ(n)。由此，反正切运算电路227的输出信号成为Δθ(n)＝∑φ(n)-∑φ(n-1)＝φ(n)，能够提取原来的复数多值信息信号203的相位成分φ(t)。
另一方面，光强度检测器225的输出信号P(n)被输入到平方根电路228，能够得到原来的电场振幅r(n)＝sqrt(P(n))作为输出。由此，当将所得到的振幅成分r(n)和相位成分φ(n)输入到正交坐标变换电路229中时，作为解调接收电场116能够得到正交坐标表现的(i，q)＝r(n)exp(jφ(n))。这是与原来的复数多值信息信号203相同的信号点配置。因此，若将该信号输入到利用了欧几里得距离的码元判断电路114中，并进行码元判断，则能够再次生成多值码元串115。
此外，在相位预累积传输方式中，如上所述，发送器所送出的光电场的信号点配置(与相位预累积复数多值信息信号205的信号点配置相同)和接收器内的解调接收电场116的信号点配置不同。下面，在本发明中，由于主要使用接收电场的判断方式，所以在相位预累积方式中使用称作“信号点配置”或“判断”这样的用语的情况下，是指解调接收电场116(或者，原来的复数电多值信号203)的信号点配置。
非专利文献1：R.A.Griffin，et.al.，“10Gb/s Optical DifferentialQuadrature Phase Shift Key(DQPSK)Transmission using GaAs/AlGaAsIntegration”，OFC2002，paper PD-FD6，2002
非专利文献2：N.Kikuchi，K.Mandai，K.Sekine and S.Sasaki，“Firstexperimental demonstration of single-polarization 50-Gbit/s 32-level(QASKand 8-DPSK)incoherent optical multilevel transmission”，in Proc.OpticalFiber Communication Conf.(OFC/NFOEC)，Anaheim，CA，Mar.2007，PDP21.
非专利文献3：J.Hongou，K.Kasai，M.Yoshida and M.Nakazawa，“1Gsymbol/s，64 QAM Coherent Optical Transmission over 150 km with aSpectral Efficiency of 3 Bit/s/Hz”，in Proc.Optical Fiber CommunicationConf.(OFC/NFOFEC)，Anaheim，CA，Mar.2007，paper OMP3.
非专利文献4：M.G.Taylor，“Coherent detection method using DSP todemodulate signal and for subsequent equalization of propagationimpairments”，paper We4.P.111，ECOC 2003，2003
发明内容
本发明所要解决的第一技术问题是，解决上述光多值传输方式中的错码率的劣化及接收灵敏度的劣化。以往，对所接收的光多值信号的判断一般是基于欧几里得距离的判断，但是这是在接收光电场的噪声分布为各向同性的情况下最佳的码元判断法。另一方面，在本发明中，关注产生接收多值信号的相位方向的噪声比振幅方向的噪声大的各向异性的噪声的情况。在产生各向异性的噪声的情况下，若使用现有的各向同性的信号点配置或各向同性的判断方法，则与在相位方向上相邻信号点间的码元判断错误增加，接收灵敏度大大劣化。本发明的目的在于，防止这样的接收灵敏度的劣化，能够进行高灵敏度的多值传输。
接着，本发明所要解决的第二技术问题是，解决产生如上所述的各向异性的噪声时的光多值传输的效率降低。在现有的光多值传输中，通过4值相位调制方式和进行各向同性的码元判断的相干接收器的组合，能够得到最佳的接收灵敏度。但是，在本发明所使用的、在相位方向上有过剩的噪声的各向异性的噪声下最佳的多值调制方式或判断方式不同于以往的方式。因此，本发明的目的在于，提供一种在这种情况下最佳的多值传输方式。
上述的第一技术问题可以利用如下的方案解决：通过对光信号的振幅和相位双方进行调制，进而在光多值接收器内的码元判断中，针对所有或者一部分理想信号点的位置，将沿着以原点为中心并通过各个理想信号点的中心的圆的圆周所测量到的、上述理想信号点所属的判断区域的相位方向的宽度，设为比根据欧几里得距离定义的判断区域的相位方向的宽度大。
此外，第二技术问题可以利用6QAM调制或者4QAM调制作为多值调制编码(codes)来解决，在该6QAM调制中，在相位间隔为60度的6值的相位调制中相邻的理想信号点间设置强度差，在4QAM调制中，在该相位间隔为90度的4值的相位调制中相邻的理想信号点间设置强度差。在接收这些调制信号时，如上所述，通过进行将判断区域在相位方向上扩大后的码元判断，能够进一步改善对相位噪声的耐力和接收灵敏度。
例如能够通过利用实施了使振幅方向的距离成为比相位方向的距离大的加权后的非欧几里得距离进行码元判断，来实现如上所述的码元判断区域的扩大。
此外，本发明所适用的是相位噪声过大的传输系统，所以能够在接收器内设置用于降低MSPE法等的相位噪声的相位噪声除去电路，来降低相位噪声量。
此外，在本发明的适用中，如上所述，需要相位噪声成为比强度噪声大，而其代表例之一是光多值信号和具有强度调制成分的其他光信号进行波长复用传输的多值传输系统。在这样的传输系统中，强度调制光在光纤中引起相互相位调制效果，因此，并进的光多值信号的相位噪声增加而产生较大的劣化，所以本发明的适用会非常有效。
此外，要实现本发明，需要用于检测光电场的振幅成分和相位(或者相位差)成分即光电场信息的手段。作为这样的光电场接收器，能够举出如下接收器：在接收器内部具备本振光源，对光多值信号的光电场的同相成分和正交成分进行相干检波。
此外，对下述接收器也能够适用，该接收器具备：使用了直接接收的光电场接收器即在接收器内部的光强度接收器，以及延迟时间T的2台以上的光延迟检波型接收器，该接收器对该光多值信号的时间T间的相位差和光强度进行直接检波。
此外，在利用直接接收的光多值发送器中，通过预先对光信号的相位成分实施每时间T进行累积的相位预累积信号处理，能够抵消光延迟检波对接收信号点的配置的效果，容易进行多值信号的检测。
在本发明中，在使用MLSE(最大似然序列判断)算法的情况下使用对在通常的MLSE判断中使用的欧几里得距离进行加权后得到的非欧几里得距离，该加权使得与本发明的相位方向相比在振幅方向上距离变大。
此外，在本发明中，将从2组光多值发送器输出的、用不同的信息信号调制后的2组光多值信号进行极化复用为正交的两个极化状态之后进行传输，并在接收侧进行极化分集接收或者极化分离之后用2组上述多值接收器接收，由此实现极化复用传输，能够进一步提高本发明中的光多值传输的效率。
在本发明中，采用利用了振幅和相位双方的多值代码。其结果，与以往相比，通过相位方向的调制传输的信息量减少，具有提高对相位方向的噪声的耐力的效果。进而，进一步通过把多值信号的判断区域在相位方向上扩大，具有进一步提高对相位方向的噪声的耐力的效果。
尤其是，在相位间隔为60度的6值相位调制中相邻的理想信号点间设置了强度差的6QAM调制，或者，在相位间隔为90度的4值相位调制中相邻的理想信号点间设置了强度差的4QAM调制，是在相位方向的噪声大且具有某种各向异性噪声的某种多值传输方式中接收灵敏度成为最佳的调制方式，由此能够实现效率更好的多值传输。此外，为了充分引出该效果，最好如上所述在接收侧将多值信号的判断区域在相位方向上扩大。
作为判断区域的扩大方法，若使用上述的非欧几里得距离，以使得振幅方向的距离成为比相位方向大的方式进行加权来定义2点间距离，则码元判断的边界即距离两个码元为等距离的分割线在半径方向上收缩并相对地在相位方向上扩大。因此，使用非欧几里得距离的方法具有将判断区域在相位方向上扩大的效果。此外，若使用非欧几里得距离，则具有在码元判断中进行码元间距离的计算的判断算法的安装变容易的效果。
在如上所述使用判断区域的扩大法的情况下，有抑制相位噪声的增加引起的接收灵敏度的劣化的效果，尽管如此，若与噪声完全是各向同性的情况下的理想的接收灵敏度相比，多少还会产生劣化。因此，在本发明中，只要能够降低相位噪声量，就能够进一步接近理论接收灵敏度。因此，通过并用MSPE法等相位噪声除去电路，具有进一步降低劣化、提高接收灵敏度的效果。
本发明尤其是在应用于使用了直接接收的光电场接收器时能够很大地改善接收灵敏度。由于本发明中的接收光电场接收器是使用光延迟检波检测出码元间的相位差的结构，所以接收信号的相位噪声成为始终比振幅噪声大，这是产生接收灵敏度的实质性的劣化的原因。此外，这是在本发明中首次指出的现象。
此外，在本发明中，在采用了极化复用传输的情况下，具有能够将光多值传输的效率进一步提高到2倍的效果。
附图说明
图1A是表示现有技术的IQ平面上的信号点的说明图。
图1B是表示现有技术的4值相位调制(QPSK)的信号点配置的说明图。
图1C是表示将现有技术的相位角φ(n)增加到π/3间隔的6个值(0，π/3，2π/3，-π，-2π/3，-π/3)的6值相位调制的说明图。
图1D是表示在现有技术的无线中广泛使用的16值正交振幅调制(16QAM)的说明图。
图2是表示现有技术的同时接收光信号的两个极化波的信息的极化分集型相干光电场接收器的框图。
图3A是表示现有技术的4值相位调制的信号点配置和基于欧几里得距离的接收码元的判断区域的说明图。
图3B是表示现有技术的6值相位调制的信号点配置、判断区域和边界线的说明图。
图3C是表示现有技术的16值相位调制的信号点配置、判断区域和边界线的说明图。
图4是表示现有技术的相位预累积型非相干光多值传输系统的结构的框图。
图5是表示本发明的第一实施方式的相位预累积型非相干光多值传输系统的框图。
图6A是表示本发明的第一实施方式的6QAM信号的信号点配置的说明图。
图6B是表示本发明的第一实施方式的基于非欧几里得距离的接收码元的判断区域的说明图。
图6C是表示本发明的第一实施方式的基于非欧几里得距离的接收码元的判断区域的说明图。
图6D是表示通过本发明的第一实施方式的直线分割近似得到的判断区域的说明图。
图6E是表示将本发明的第一实施方式的振幅差设为较大的信号点配置和判断区域的说明图。
图7A是表示针对现有技术的6QAM信号的基于欧几里得距离的接收信号点的判断区域的说明图。
图7B是表示现有技术的8QAM信号的判断区域的说明图。
图7C是表示现有技术的16QAM信号的判断区域的说明图。
图8是表示本发明的第二实施方式的8QAM调制的信号点配置和基于非欧几里得距离的接收码元的判断区域的说明图。
图9A是表示本发明的第三实施方式的16QAM调制的信号点配置和基于设权重a＝1的非欧几里得距离的接收码元的判断区域的说明图。
图9B是表示本发明的第三实施方式的16QAM调制的信号点配置和基于设权重a＝2的非欧几里得距离的接收码元的判断区域的说明图。
图9C是表示本发明的第三实施方式的16QAM调制的信号点配置和基于设权重a＝3的非欧几里得距离的接收码元的判断区域的说明图。
图10是表示本发明的第四实施方式的4QAM调制的信号点配置和接收码元的判断区域的说明图。
图11是表示本发明的第四实施方式的4QAM调制的信号点配置和现有技术的基于欧几里得距离的接收码元的判断区域的说明图。
图12A是表示现有技术的各调制方式的理论灵敏度的说明图。
图12B是表示本发明的第四实施方式的各调制方式的理论灵敏度的说明图。
图13A是表示本发明的第四实施方式的使用了振幅权重非欧几里得距离的码元判断电路的结构的框图。
图13B是表示本发明的第四实施方式的判断表的内部结构的说明图。
图14A是表示本发明的第四实施方式的多值编码电路的结构的框图。
图14B是表示本发明的第四实施方式的6QAM调制映射表237的说明图。
图15是本发明的第五实施方式的非相干光电场接收器的结构图。
图16是表示本发明的第六实施方式的相干光电场送信系统的结构的框图。
图17是表示本发明的第八实施方式的非相干光电场接收器的结构的框图。
图18是表示本发明的第九实施方式的非相干光电场接收器的结构的框图。
图19是表示本发明的第十实施方式的极化复用非相干光电场传输系统的结构的框图。
具体实施方式
图5是表示本发明的第一实施方式的相位预累积型非相干光多值传输系统的框图。
以下，光信号的路径用粗线表示，电信号的路径用细线表示，此外，将利用了多个信号线的并列数字电信号的路径用空心箭头表示。本结构是采用了相位预累积型光电场发送器200和非相干光电场接收器220的非相干光多值传输系统。
图4所示的现有技术和本实施方式之间的第一区别点在于非相干光电场接收器220内部的码元判断电路，在本实施方式中，使用应用了振幅权重非欧几里得距离的码元判断电路233。
图4所示的现有技术和本实施方式之间的第二个不同点在于信号点的配置。本发明的多值编码电路230具有如下功能：对所输入的二值数字信息信号201分配6QAM调制，作为二维的复数多值信号。
图6A～图6E是表示6QAM信号的信号点配置和基于非欧几里得距离的接收码元的判断区域的说明图。
图6A是表示本发明的第一实施方式的6QAM信号的说明图。
6QAM信号是对相位和振幅双方进行了调制之后的光多值信号，A～F的6个信号点在复数平面上以60度的间隔被相位调制，同时，以光强度(或者，振幅)被调制成，使得第奇数个信号点(A、C、E)在半径r2的外周上，第偶数个信号点(B，D，F)在半径r1的内周上。
图4所示的现有技术和本实施方式之间的第三个不同点在于接收电场信号的噪声分布。用斜线表示了图6A所示的A～F的各信号点周围的本发明的接收电场信号所具有的噪声。在本发明中，对在如图6A所示噪声分布为各向异性的情况下，特别是在具有在相位方向上比振幅方向大的噪声的情况进行处理。
本发明示出如前所述接收信号的噪声在相位方向上变大的情况下特别能够发挥高性能、高灵敏度的性能的光调制解调方式、光收发器的内部结构及光多值传输系统的结构。
作为这样的相位方向的噪声变大的结构之一，有如下结构：使用图5所示的非相干接收器220，检测并合成光信号的振幅和相位差。
输入到非相干光电场接收器220中的接收光多值信号232(极坐标中r(n)exp(jθ(n))被在光纤传输路径214中配置多个的光放大器(在图5中只显示1个)施加光噪声，从而信号的光信号噪声比(OSNR)大大劣化。该光噪声是来自光放大器的自然放出光(ASE光)被放大之后的各向同性噪声，在振幅方向上和相位方向上具有同量的噪声成分。因此，在对接收光多值信号232进行相干接收的情况下，接收光电场具有各向同性的噪声。相对于此，在图5所示的非相干光电场接收器220中，使用光延迟检波器223-1、223-2，取分开时间T的两个光电场(相位角θ(n)和θ(n-1))之积来检测其相位差Δθ(n)。该两个光电场都受到相互独立的光噪声引起的劣化，所以在Δθ(n)上产生θ(n)的2倍的相位噪声。此外，若将r(n)具有的振幅噪声量设为ε(n)，则基于相干检波的检测结果成为r(n)+ε(n)。另一方面，虽然在非相干检波中检测到强度成分p(n)＝(r(n)+ε(n))^2，但是这些只是同一电场成分的平方，通过计算平方根返回到r(n)+ε(n)。即，在对光电场的振幅成分和相位差成分进行非相干检波之后合成的情况下，与相干检波相比，只有相位成分的噪声量增加到大致2倍。上述现象是以往未指出过的现象。
此外，在本结构中，通过在发送侧进行相位预累积处理来使光延迟检波的效果无效，但是这只是抵消信号点的配置的变化，并不能够抵消在传输中产生的光噪声的影响。因此，不管是否进行相位预累积，在如上所述的非相干电场接收中，都有相位噪声量成为比振幅噪声量大的性质。
本发明中的如6QAM调制那样的对振幅和相位均进行了调制后的信号的采用是以高灵敏度接收这种信号的方法之一。在采用如现有技术所示的QPSK调制那样的只对相位进行了调制后的光信号的情况下，只能根据相位(或者，相位差)来进行信号点的判别，信号点的判断区域限于图3A所示的90度的范围内，没有应对相位噪声的增加的余地。相对于此，如果是图6A的6QAM调制，同一振幅r1或者r2的信号点分别被限定为3个，所以信号点的相位间隔扩大到最大120度，产生应对噪声的增加的余地。
图7A是表示针对现有技术的6QAM信号的基于现有的欧几里得距离的接收信号点的判断区域的说明图。
将正确2等分从各理想信号点起的欧几里得距离的线段设为判断区域的边界线。在图7A中，半径r1的信号点的各判断区域刚好扩大到相位宽度120度。其结果，在本发明中，即使因相位噪声而在相位方向上增加了噪声量，也能够正确进行码元判断。
另一方面，在图7A中，若关注半径r2的外周的信号点，则判断区域的相位方向的宽度缩窄为30度。其结果，若在各码元上存在用斜线表示的各向异性的噪声分布，则外周的信号点会从判断区域溢出，误判断为内周的信号点的概率变高，接收灵敏度等的传输性能大大劣化。
因此，在本发明中，通过扩大判断区域的相位方向的宽度，谋求改善错码率。
图6B是本发明的第一实施方式的基于非欧几里得距离的接收码元的判断区域的说明图。
图6B所示的判断区域是用非欧几里得距离d(X，Y)＝(欧几里得距离)+a＊(|x|-|y|)^2定义二点间的距离，其中权重a＞0，并将其用于码元判断是得到的。判断区域的边界线是从各理想信号点起的非欧几里得距离成为相等的线，在本例的情况下，是图6B所示的曲线。由该曲线包围的区域是各码元的判断区域(在图6B中，用斜线表示判断为码元F的区域)，例如，可知在外周的虚线上，3个理想信号点A、C、E的判断区域被分别扩大到120度附近。由此，在图6B中用斜线表示的信号点B、D、C的噪声分布全部收容到判断区域内，大大改善错码率。
图6C是表示本发明的第一实施方式的基于非欧几里得距离的接收码元的判断区域的说明图。
图6C表示将权重a的值设为较大、并且将振幅方向的权重设为较大的判断区域，与图6B所示的判断区域相比，图6C所示的判断区域的相位方向的宽度进一步扩大。如上所示，根据实际的噪声分布，通过适当设定非欧几里得距离的定义或者判断区域的形状，能够提高出错率的改善效果。
此外，判断区域的相位方向的宽度并不需要必须全部扩大。
例如，比较作为本发明的实施方式的图6B所示的判断区域和作为利用了现有的欧几里得距离的例的图7A所示的判断区域，则关于图6B所示的判断区域，外周的虚线上的码元A、C、E的判断区域的相位方向的宽度扩大，另一方面，在相同的外周的虚线上，码元B、D、E的判断区域的相位方向的宽度大大缩小。这是因为，在图6B所示的判断区域，关于从各码元的理想信号点的位置向半径方向较大地离开的区域，由于噪声而出现信号的概率大大减少，所以即使将该区域设为较窄，也能够忽视对错码率的影响。此外，如图7A所示的内周的信号点那样，判断区域的宽度在相位方向上已经成为最大(在本例中，360/3＝120度)的情况下，不能够进一步扩大判断区域。因此，在本发明中，只对判断区域的相位方向的宽度狭窄的理想信号点，在至少与各理想信号点相同的半径上扩大该码元所属的区域在相位方向上的宽度，这是本发明的特征。
此外，例如，通过对噪声分布设定使错码率成为最小的边界线，能够得到最佳的判断区域的形状。这是在理论上能够计算出来的，此外，也可以通过利用已知的码元串的自适应学习或盲目学习来设定。
作为更加简便的方法，也可以通过近似式、近似曲线或者直线分割等来人为地设定边界线。例如，图6D所示的判断区域是用直线近似得到了边界线的一例。
图6D是本发明的第一实施方式的通过直线分割来近似得到的判断区域的说明图。
通过直线分割近似得到的边界线虽然在理论上不是最优解，但是能够通过简便的设定得到很好的错误率改善效果。
此外，图6A所示的6QAM信号表示各点的信号点的间隔相同、且6个信号点配置在正三角形上的例。在本来噪声分布为各向同性的情况下，这样的配置是接收灵敏度变得最高的配置。如本实施方式所示，在相位方向的噪声变大的情况下，如图6E所示，通过以使内外周的振幅差变大的方式进行修正，信号间的距离(在上述例中，是振幅权重非欧几里得距离)变得更大，所以能够得到改善接收灵敏度的效果。通过与上述的判断区域的修正一并进行如上所述的信号点配置，尤其有效。
图6E是表示本发明的第一实施方式的将振幅差设为较大的信号点配置和判断区域的说明图。
图7B是表示现有技术的8QAM信号及判断区域的说明图，图7C是表示现有技术的16QAM信号的判断区域的说明图。
图7B及图7C中的空心白圆圈是各多值信号的理想信号点的位置，图7B及图7C中的粗线是用欧几里得距离定义的现有的判断区域的边界线。此外，在图7C所示的16QAM调制中，与图3C所示的16QAM调制相比，将各码元的半径方向的间隔稍微扩大，所以由倾斜的直线构成了边界线。此外，以各理想信号点为中心的黑点是通过实际实验得到的信号点的分布。在实验中采用图5所示的相位预累积型非相干光多值传输系统，所以能够确认信号点(准确而言是信号+噪声)的分布成为在相位方向扩大的各向异性的形状。在图7B中，信号点的分布进入相邻的码元的判断区域中，可知容易发生码元判断错误。此外，在图7C中，基于实验的信号点的分布的形状和判断区域的形状很不同，尤其是针对最外周的信号点的相位方向的扩大，容易产生判断错误。
图8是表示本发明的第二实施方式的8QAM调制的信号点配置和基于非欧几里得距离的接收码元的判断区域的说明图。
在本发明中，把8QAM信号用作调制信号，此外，用非欧几里得距离d(x，Y)定义了判断区域。在本例中，在dE(x，y)＝|x-y|^2+a(|x|-|y|)^2中，设定振幅权重a＝2。其结果，所有码元的判断区域在各码元所在虚线的圆周上，在相位方向上扩大到90度附近，与上述的图7B所示的判断区域相比，大大改善了对相位方向的噪声的耐力。此外，各边界线与8个黑点的分布变薄后的区域几乎一致，从这一点能够确认能进行接近理想的判断。
图9A～图9C是表示本发明的第三实施例的16QAM调制的信号点配置和基于非欧几里得距离的接收码元的判断区域的说明图。
图9A～图9C是表示本发明的第三实施例的16QAM调制的信号点配置和设权重a＝1～3时的基于非欧几里得距离的接收码元的判断区域的说明图。
在本发明中，是将16QAM信号用作调制信号，此外，使用非欧几里得距离d(X，Y)定义了判断区域的例子。本例的d(X，Y)的定义与第二实施例相同，但是使振幅权重a改变来确认判断区域的变化。图9A～图9C分别是a＝1、a＝2、a＝3的情况，可知，通过将振幅权重a设为较大，判断区域的相位方向的宽度逐渐扩大，接近将同心圆分割为放射状的形状。如上所述，在本发明中，通过对定义非欧几里得距离的参数进行调整等，能够选择适合实际信号点(噪声)分布的最佳判断区域的形状。此外，这样的判断区域的形状的变更不一定限定于上述的参数调整，也可以基于数种判断表的切换或自动自适应调整来进行变更。
图10是表示本发明的第四实施方式的4QAM调制的信号点配置和判断区域的说明图。
在4QAM调制的信号点配置中，不仅如现有的图1A所示的4值相位调制那样以90度为单位对相位进行调制，同时还将振幅调制为r1和r2的二值，将信号点A和C的振幅调制为r2，将信号点B和C的振幅调制为r1。在如相干接收那样噪声分布为各向同性的情况下，或如现有的DQPSK接收器那样仅使用接收信号的相位差信息检测光信号的情况下，这样的配置只是损害接收灵敏度。但是，如本发明所示光信号的相位方向的噪声较大的情况下，通过设置振幅方向的强度差，能够谋求扩大相位方向的判断区域且改善接收灵敏度。
图11是表示本发明的第四实施方式的4QAM调制的信号点配置和现有技术的基于欧几里得距离的接收码元的判断区域的说明图。
在图11所示的判断区域，内周(半径r1)的圆周上的信号点B，D的判断区域的相位方向的宽度分别大体为150度，此外，外周(半径r2)的圆周上的信号点A、C的判断区域的相位方向的宽度分别大体为90度左右。如上所示，在本实施方式的4QAM信号中，与现有的QPSK信号相比，内周的判断区域的相位方向的宽度得到改善。另一方面，图10所示的粗线是进一步扩大了判断区域的相位方向的宽度的例，在内周扩大为180度，此外，在外周扩大为160度。如上所示，如本发明所示，在相位噪声相对较大的多值传输系统中，通过振幅调制的组合和判断区域的相位方向的扩大，能够大幅改善接收灵敏度。
图12A是表示现有技术的各调制方式的理论灵敏度的说明图，图12B是表示本发明的第四实施方式的各调制方式的理论灵敏度的说明图。
图12A表示现有的光多值传输的理论灵敏度，是接收信号的噪声在二维面上各向同性的情况。图12A是将QPSK的接收灵敏度设为基准(0dB)、将横轴设为多值信号的信号点数(多值数)、并通过数值计算相对地计算出2值～8值的各种调制方式的接收OSNR灵敏度的结果。若多值数增加，则配置在二维平面上的信号点的数增加，信号点间的距离接近，所以接收灵敏度与距离成反比例地劣化。另一方面，若多值数增加，则多值信号的每一个码元的信息量增大。因此，在本计算中，将信息传输速度设为一定，由于多值数增加，调制速度降低，其结果，在计算中包含接收OSNR灵敏度提高的效果。此外，在本计算中还算入发送波形的失真(假设代码间干扰大致为5％)，多值数增加而信号点间距离越小，代码间干扰的影响越大，产生过剩的接收灵敏度劣化。
例如，QPSK调制的信号成为大致与BPSK调制相同的灵敏度。到8PSK为止的相位调制的灵敏度为图中的空心白圆圈，其中，QPSK调制最有利。另一方面，实心黑圈是兼用了相位调制和振幅调制的4QAM、6QAM、8QAM调制。例如6QAM调制的信号点配置是图7A所示的信号点配置，接收灵敏度比QPSK调制稍微劣化。此外，4QAM调制通过施加振幅调制而信号点间距离比QPSK时变小，所以接收灵敏度比QPSK调制差。以上的结果，在现有的光多值调制中，QPSK调制在接收灵敏度方面更有利。
相对于此，本发明的在具有相位噪声成为比振幅噪声大的各向异性噪声的多值传输系中，最佳传输方式如图12B所示发生大变化。在4～8值的相位调制方式(空心白圆圈)中，不能实施本发明的判断区域的扩大，所以对相位噪声的耐力变弱，接收灵敏度大大受到损害。
此外，用实心黑圈表示的4QAM～8QAM调制是应用了本发明的振幅调制的导入和相位方向的判断区域的扩大的例子(用非欧几里得距离定义信号点间距离)。可知，通过兼用相位调制和振幅调制，并将相位方向的判断区域设为较大，来提高相位噪声耐力，其结果，4QAM或者6QAM调制带来最佳的接收灵敏度。此外，在图中，将图12A所示的相位调制方式的结果作为理论边界用虚线表示。本发明的最佳接收灵敏度是比理论边界稍微(在本实施方式中为0.5dB左右)劣化的灵敏度，但是这是基于噪声的各向异性化而不可避免的劣化。在各向异性噪声下，能够得到远好于现有的QPSK调制的良好的灵敏度，这是本方式的特征。
图13A是表示本发明的第四实施方式的使用了振幅权重非欧几里得距离的码元判断电路233的结构的框图。
例如，在使用6QAM调制的情况下，图13A所示的码元判断电路233判断所输入的被数字采样的解调光电场235属于6QAM信号的6个码元(A～F)中的哪一个，并将判断结果作为多值码元串234来加以输出。在本电路的内部，配置6QAM调制判断表236，根据所输入的解调光电场的正交成分进行表参照来得到判断结果。
图13B是表示本发明的第四实施方式的判断表236的内部结构的说明图。
如图13B所示，只要具备根据光电场的正交成分的值来记入判断结果的表就可以。在本例中，例如，在作为解调光电场235而输入了(I，Q)＝(5，3)的情况下，输出码元B，作为判断结果。
在上述的例中，解调光电场235是用正交坐标表现的，但是用极坐标表现也没有问题。此外，能够根据需要来进行插补计算或近似运算，或者利用二维面上的对称性，压缩必要的表大小。此外，在本例中，在判断表236上记入了码元名，但是只要是与码元编号或码元对应的比特串等相当于判断结果的信息就能够利用。
此外，也可以代替上述的多值判断表236而设置用于进行判断运算的电路。作为这样的运算例，例如考虑如下方式：针对所输入的信号点X，对所有的码元Y＝A～F计算非欧几里得距离d(X，Y)，并输出使d(X，Y)最小的码元Y。也可以根据需要进行近似运算，也可以沿用在无线多值通信等中广泛应用的多值信号的判断电路。此外，也可以是如下的结构：根据信号点的噪声分布，来切换判断表或非欧几里得距离的振幅权重。
图14A是表示本发明的第四实施方式的多值编码电路230的结构的框图。
例如，在使用6QAM调制的情况下，从多个电线路作为时间序列的比特串并列地向图14A的多值编码电路230输入二值数字信息信号201(b1，b2，b3)，并对这些几个比特分配几个多值码元，输出该二维平面上的正交坐标成分，作为本发明的复数多值信息信号238。例如，用6QAM调制映射表237能够实现上述分配。
图14B是表示本发明的第四实施方式的6QAM调制映射表237的说明图。
在本实施方式中，是对5比特的信息信号b5～b1分配了2个6QAM码元的例子。6QAM调制利用6个码元，所以能够进行一个码元为Log2(6)＝2.58比特的信息传输。因此，若以2个6QAM码元作为1组，则成为5.16比特，所以能够传输5比特的2值信息。具体而言，只要如图14B所示，针对5比特的2值信息串b5～b1的32个状态，将AA～FA的6QAM信号作为2对来输出就可以。例如，在为2值信息串b5～b1＝11110的情况下，以6QAM码元F和A作为一对进行输出。在本例中，6QAM信号对中的FC～FF的组合是未使用。也可以从多值光发送器依次发送这些2个6QAM信号，也可以在后述的极化复用传输中，分别从与两个极化状态X、Y对应的多值光发送器输出。
此外，比特串和多值码元的关系不限于上述的关系，可以考虑各种变化。例如，也可以将3比特的信息分配到一个8QAM信号，将4比特的信息分配到一个16QAM信号，或者，也可以对一部分未使用状态分配错码率的纠错代码。此外，也可以切换静态或者动态地使用的多值符号，在本发明中，使各信号点的振幅根据噪声分布而可变，由此始终得到最佳的传输特性。这可以通过改写6QAM调制映射表237或准备多个表来加以切换来简单地实现。
图15是表示本发明的第五实施方式的非相干光电场接收器220的结构的框图。
本例是如下的例子：从图5所示的非相干光电场接收器220省略正交坐标变换电路229，而将由反正切运算电路227输出的相位差信息Δθ(n)和平方根电路228输出的振幅信息r(n)构成的极坐标表现的解调接收电场116用于采用了非欧几里得距离的码元判断电路233的输入信号。如图6、图8、图9所示，本发明的多值信号的判断区域具有以坐标系的原点作为中心的旋转对称性。因此，如本例所示在保持极坐标表现的情况下进行码元判断，由此不仅能够削减正交坐标变换电路229，还能够大大简化采用了非欧几里得距离的码元判断电路233的内部的运算或表的结构。
图16是本发明的第六实施方式的相干光电场送信系统的结构的框图。
上述的实施方式处理所有的非相干传输系统，但是本发明在解调电场信号具有在相位方向上较大的各向异性的噪声的情况下，也能够应用于相干光传输系统。
作为产生这样的各向异性的噪声的主要原因，首先，在光波长复用传输系统中，考虑在光纤中产生的XPM(相互相位调制效果)的影响。XPM是光纤的非线形效果之一，是使光纤的折射率根据某个波长的光信号的强度变化而发生变化、且使其他波长的光信号的相位发生变动的现象。例如，已知在同时将具有强度调制成分的光信号和将相位成分进行了调制后的光信号波长复用传输的情况下，在后者产生随机的相位变动，接收灵敏度或传输距离等传输特性大大劣化。作为这样的具有强度调制的光信号，相应的有10G比特/秒等比较低速的光强度调制信号或者本发明的多值调制信号自身等。在因这样的XPM而光信号发生劣化时，相干接收的接收信号在相位方向上具有较大的噪声分布，所以能够应用本发明。
在图16中，本发明的4QAM调制光多值发送器260-1、260-2的输出光在不同波长的多个10G强度调制光发送器261-1～263-2以及波长合波器266中被波长复用。波长复用后的光信号263在光放大器117-1放大之后，经过由光纤传输路径214-1、214-2及光放大器117-2、117-3构成的中继传输路径而被长距离传输。所输出的波长复用光在波长分波器267中被分解，10G强度调制光分别被10G直接接收光接收器264-1～264-3接收。此外，本发明的4QAM光信号262被4QAM相干光电场接收器265-1接收，但是在光纤传输中，由10G强度调制光或其他波长的4QAM光产生XPM，相位方向的噪声增加。
在本发明的4QAM相干光电场接收器265的内部，具备利用了振幅权重非欧几里得距离的码元判断电路233，进行根据上述的如图10所示的判断区域而接收到的4QAM信号的码元判断。其结果，减轻基于XPM的相位噪声的影响，能够提高多值信号的接收质量。
此外，作为如上所述接收信号的相位噪声变得过大的主要原因，例如考虑到光多值发送器260-1内部的激光光源或接收侧的本振激光光源103的相位波动的影响。通常，这些光源的相位波动引起接收信号较慢的(数kHz～数10MHz)的相位旋转。为了防止这种现象，在数字运算电路113实施用于消除低速的相位旋转的数字信号处理。但是，在相位噪声较大的情况下，或者其处理不完全的情况下，输出信号的相位方向的波动较大，所以能够应用本发明。除此之外，还有基于光纤非线形效果或波长分散的波形失真及/或者由判断误差等而在相位方向上产生过大的噪声的情况，本发明的应用变得有效。
图17是本发明的第八的实施方式的非相干光电场接收器的结构图。
图17所示的非相干光电场接收器是如下的例子：在内部具备多码元相位推定(MSPE)电路240，作为相位噪声消去电路；在消去相位噪声的一部分之后，利用应用了振幅权重非欧几里得距离的码元判断电路233进行多值码元判断。MSPE是如下的方法：在应用了光延迟检波的接收器中存储过去的多个码元的判断结果，并对其误差进行平均化，由此抵消接收信号的过剩的相位噪声的一部分。在本方法中，只要能够追溯利用过去的无限个码元，就应该能够完全抵消多余的相位噪声。但是，现实中，对过去的几个～几十个码元的利用为上限，不能够完全消除输出信号的过剩的相位噪声。因此，并用两者，并通过MSPE处理来消去了相位噪声的一部分之后，进行利用了振幅权重非欧几里得距离的码元判断，由此能够进一步进行高灵敏度化。此外，若是减少相位噪声的一部分的方法，则除了MSPE法以外，例如也可以利用相位波动的平均化等各种方法。
图18是本发明的第九实施方式的非相干光电场接收器的结构图。
图18所示的非相干光电场接收器具备用于码元判断的振幅权重式非欧几里德最大似然序列推定码元判断电路242。最大似然序列推定码元判断(MLSE；Most Likelihood Sequence Estimation)是在无线通信等中广泛使用的具有高灵敏度且高失真耐力的码元判断法之一。在通常的MLSE法中，逐次计算所接收的过去几码元的信号点的转变X1、X2...Xn和所有可能的码元间转变Y1、Y2....Yn之间的欧几里得距离(码元间距离之和∑(Xi-Yi)^2)，进而输出距离较近的码元转变，作为判断结果。在本发明中，通过代替欧几里得距离而使用上述的非欧几里得距离，评价为振幅方向的距离比相位方向的距离大，所以能够得到本发明的效果。
此外，这样的MLSE法的应用在接收信号具有较大的代码间干扰的情况下极其有效，所以应用于对不进行相位预累积的多值信号进行非相干接收的情况，以及对因光纤传输而劣化的多值信号进行相干或者非相干电场接收的情况等，具有非常好的效果。
图19是表示本发明的第十实施方式的极化复用非相干光电场传输系统的结构的图。
在图19所示的极化复用非相干光电场传输系统中，将本发明的相位预累积型4QAM光多值发送器250-1、250-2的输出光分为设为X、Y极化波，使X、Y极化波在极化波合成电路251正交合成。本发明的极化复用后的4QAM多值信号光257在光纤传输路径214中传输，并被本发明的极化复用非相干光电场接收器256所接收。在其内部，接收光分离为在极化分离电路252正交的两个极化成分S和P。其中，S成分被相干光电场接收器前端221-1检波，由反正切运算电路227-1和平方根电路228-1提取相位φs(n)和振幅rs(n)。同样，从P成分提取相位φp(n)和振幅rp(n)，并且将其输入到极化状态变换电路255。在极化状态变换电路255中，通过两者的正交合成和矩阵运算提取独立的两个极化成分116-1(x成分)和116-2(Y成分)，接着，本发明的使用了振幅权重非欧几里得距离的码元判断电路233进行两成分的码元判断，并输出多值码元串234作为判断结果。在这样的本发明中，通过并用极化复用，能够实现兼具波普利用效率的高度和相位噪声耐力的高度的光多值传输。

Claims (11)

1.一种光多值传输系统，其特征在于，具备：光多值发送器，送出光多值信号，该光多值信号是将复数光电场的相位和振幅双方用信息信号进行了调制之后的信号；以及光多值接收器，接收上述光多值信号，并在复数平面上进行解调，上述接收的光多值信号所具有的相位方向的噪声比振幅方向大，
上述光多值接收器，在复数平面上解调后的接收光多值信号的码元判断中，针对所有或者一部分理想信号点的位置，将沿着以原点为中心并通过各个上述理想信号点的中心的圆的圆周所测量到的、上述理想信号点所属的判断区域的相位方向的宽度，设为比根据欧几里得距离定义的判断区域的相位方向的宽度大。
2.根据权利要求1所述的光多值传输系统，其特征在于，
还具备：光纤传输路径，作为上述光多值信号的传输路径；以及前期光多值接收器，接收经由上述光纤传输路径传输的光多值信号后在复数平面上进行解调，
上述光多值发送器利用6QAM调制或者4QAM调制作为多值调制编码，在该6QAM调制中，在相位间隔为60度的6值的相位调制中相邻的理想信号点间设置强度差；在4QAM调制中，在相位间隔为90度的4值的相位调制中相邻的理想信号点间设置强度差。
3.根据权利要求1所述的光多值传输系统，其特征在于，
上述光多值发送器利用6QAM调制或者4QAM调制作为多值调制编码，在该6QAM调制中，在相位间隔为60度的6值的相位调制中相邻的理想信号点间设置强度差；在4QAM调制中，在相位间隔为90度的4值的相位调制中相邻的理想信号点间设置强度差。
4.根据权利要求1所述的光多值传输系统，其特征在于，
上述光多值接收器对接收到的上述光多值信号进行使得上述复数光电场的振幅方向的距离成为比相位方向的距离大的加权，来计算非欧几里得距离。
5.根据权利要求1所述的光多值传输系统，其特征在于，
上述光多值信号在与具有强度调制成分的其他光信号波长复用之后，被传送到上述光多值接收器。
6.根据权利要求1所述的光多值传输系统，其特征在于，
上述光多值接收器具有用于降低相位噪声的相位噪声除去电路。
7.根据权利要求1所述的光多值传输系统，其特征在于，
2组上述光多值发送器输出用不同的信息信号调制后的2组光多值信号，
输出的上述光多值信号被极化复用为正交的两个极化状态之后传输，
上述光多值接收器对极化复用后的光多值信号进行极化分集接收及极化分离。
8.根据权利要求1所述的光多值传输系统，其特征在于，
上述光多值接收器具备本振光源，
上述光多值接收器对上述光多值信号的光电场的同相成分和正交成分进行相干检波来接收。
9.根据权利要求1所述的光多值传输系统，其特征在于，
上述光多值接收器具备：光强度接收器，以及延迟时间T的2台以上的光延迟检波型接收器，
上述光多值接收器对上述光多值信号的时间T间的相位差和光强度进行直接检波来接收。
10.根据权利要求1所述的光多值传输系统，其特征在于，
上述光多值发送器对上述光多值信号进行相位预累积信号处理，该相位预累积信号处理是指，预先对光信号的相位成分每时间T地进行累积。
11.根据权利要求1所述的光多值传输系统，其特征在于，
上述光多值接收器在所接收的光多值信号的码元判断中进行最大似然序列判断，该最大似然序列判断使用进行了使得光电场的距离在振幅方向上比在相位方向上更大的加权后得到的非欧几里得距离。
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