JP5458313B2 - 光多値伝送システム - Google Patents

Description

本発明は、光情報伝送技術に関し、特に、光ファイバで伝送される多値光情報の送受信に適した光電界送信器、光電界伝送システムに関する。

一本の光ファイバで伝送可能な情報量（伝送容量）は、波長数の増加や光信号の変調速度の高速化によって、光ファイバアンプの波長帯域をほぼ使用しつくし、限界に達している。さらに光ファイバの伝送容量を大きくするためには、信号変調方式を工夫し、限られた周波数帯域に多数の光信号を詰め込み、周波数帯域の利用効率を高くする必要がある。
無線通信の世界では、１９６０年代から多値変調技術によって、周波数利用効率が１０を越えるような高効率の伝送が可能となっている。多値変調は、光ファイバ伝送においても有望視され、従来から多くの検討がされてきた。例えば、R.A. Griffin, et. al., "10Gb/s Optical Differential Quadrature Phase Shift Key (DQPSK) Transmission using GaAs/AlGaAs Integration" , OFC2002, paper PD-FD6, 2002では、４値位相変調を行うＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）が報告され、N. Kikuchi, K. Mandai, K. Sekine and S. Sasaki, "First experimental demonstration of single-polarization 50-Gbit/s 32-level (QASK and 8-DPSK) incoherent optical multilevel transmission" , in Proc. Optical Fiber Communication Conf. (OFC/NFOEC), Anaheim, CA, Mar. 2007, PDP21.では、４値の振幅変調と８値の位相変調とを組み合わせた３２値の振幅・位相変調が報告されている。
図１Ａ〜図１Ｄは、光伝送に用いられる複素位相平面の説明と、公知の各種変調方式の信号点配置を示した図であり、複素位相平面（または、複素平面、位相面、ＩＱ平面）に各種光多値信号の信号点（識別時刻における光電界の複素表示）がプロットされている。
図１Ａは、従来技術のＩＱ平面上の信号点を示す説明図である。
図１Ａに示す通り、各信号点は、複素直交座標（ＩＱ座標）または、図に示す振幅ｒ（ｎ）と位相φ（ｎ）で示す極座標で表示することができる。
図１Ｂは、従来技術の４値位相変調（ＱＰＳＫ）の信号点配置を示す説明図である。
図１Ｂには、多値信号の伝送に用いる４個の理想信号点（シンボル）が複素平面上に表示されている。これらの各理想信号点は振幅が一定であり、位相角φ（ｎ）が４つの０、π／２、π、−π／２の位置に配置されている。これら４個のシンボルのうち一個を伝送することによって、１シンボルあたり２ビットの情報（００、０１、１１、１０）が伝送できる。なお、本信号を光遅延検波を用いて直接受信（非コヒーレント受信）する場合には、あらかじめ差動予符号化を行った差動４値位相変調（ＤＱＰＳＫ）を採用するのが一般的であるが、両者の信号点配置は同一であるため、本特許では特に両者を区別しない。
図１Ｃは、従来技術の位相角φ（ｎ）をπ／３間隔の６つの値（０、π／３、２π／３、−π、−２π／３、−π／３）に増やした６値位相変調を示す説明図である。
図１Ｃに示す通り、６値位相変調は１シンボルあたりおよそ２．５８ビットの情報を伝送可能であるが、光遅延検波が困難なことや情報量が中途半端な点から、光通信で用いられた例はほとんどない。
図１Ｄは、従来技術の無線で広く用いられている１６値直交振幅変調（１６ＱＡＭ）を示す説明図である。
図１Ｄに示す通り、１６ＱＡＭでは、理想信号点が格子状に配置され、１シンボルあたり４ビットの情報伝送が可能となる。図１Ｄに示した例では、Ｑ軸座標で上位２ビット（１０ｘｘ、１１ｘｘ、０１ｘｘ、００ｘｘ）の値、Ｉ軸座標で下位２ビット（ｘｘ１０、ｘｘ１１、ｘｘ０１、ｘｘ００）の値が表現されている。この信号点の配置は、信号点間の距離を大きくできるため、受信感度が高いことが知られており、光通信においてはコヒーレント光受信器を用いて１６ＱＡＭに類する直交振幅変調が実現可能であることが報告されている。例えば、J.Hongou,K.Kasai,M.Yoshida and M.Nakazawa,“1 Gsymbol/s,64 QAM Coherent Optical Transmission over 150km with a Spectral Efficiency of 3 Bit/s/Hz”,in Proc.Optical Fiber Communication Conf.(OFC/NFOFEC),Anaheim,CA,Mar.2007,paper OMP3.には６４ＱＡＭ信号を送受信した実験の例が報告されている。コヒーレント受信器とは、光信号の位相角を検出するため、受信器内部に配置された局発光源を用いる方式である。
ここで、光多値受信器の従来技術の一つであるコヒーレント受信方式、例えば、M.G.Taylor,“Coherent detection method using DSP to demodulate signal and for subsequent equalization of propagation impairments”,paper We4.P.111,ECOC 2003,2003で報告されたコヒーレント光電界受信器について説明する。
図２は、従来技術の光信号の二つの偏波の情報を同時に受信する偏波ダイバーシティ型コヒーレント光電界受信器を示すブロック図である。
光ファイバ伝送路を介して伝送された光多値信号は、光増幅器１１７で増幅された後、入力光信号１０１として、偏波分離回路１０２−１に入力される。入力光信号１０１は水平（Ｓ）偏波成分１０５と垂直（Ｐ）偏波成分１０６とに分離され、それぞれコヒーレント光電界受信器フロントエンド１００−１、１００−２に入力される。
コヒーレント光電界受信器フロントエンド１００−１では、光位相の基準に入力光信号１０１と略同一波長の光信号を発光する局発レーザ光源１０３を用いる。局発レーザ光源１０３から出力された局発光１０４−１は偏波分離回路１０２−２で二つの局発光１０４−２と１０４−３に分離され、コヒーレント光電界受信器フロントエンド１００−１、１００−２に入力される。
コヒーレント光電界受信器フロントエンド１００−１の内部では、光位相ダイバーシティ回路１０７が入力光信号のＳ偏波成分１０５と局発光１０４−２とを合成し、局発光と光多値信号との同相成分よりなるＩ（同相）成分出力光１０８、および局発光と光多値信号との直交成分よりなるＱ（直交）成分出力光１０９を生成する。Ｉ（同相）成分出力光１０８とＱ（直交）成分出力光１０９とは、それぞれバランス型光検出器１１０−１、１１０−２によって受信されて電気信号に変換され、それぞれＡ／Ｄ変換器１１１−１、１１１−２で時間サンプリングされ、デジタル化された出力信号１１２−１、１１２−２となる。
以下では、図１Ａに示すように、入力光信号１０１の光電界をｒ（ｎ）ｅｘｐ（ｊφ（ｎ））と表記し、また局発光１０４−２、１０４−３の光電界を１と仮定する（本来は光周波数成分を含むが省略した）。ここで、ｒは光電界の振幅、φは光電界の位相、ｎはサンプル番号を示す。局発光１０４−２、１０４−３は、実際にはランダムな位相雑音や信号光とのわずかな差周波成分などを持っている。しかし、これら位相雑音および差周波成分は、時間的にゆるやかな位相回転であり、デジタル信号処理により除去することができるため、無視される。
各バランス型光検出器１１０−１、１１０−２は、入力光信号１０１を局発光１０４−２でホモダイン検波し、それぞれ局発光１０４−２、１０４−３を基準にした光多値信号の光電界の同相成分と直交成分とを出力する。従って、Ａ／Ｄ変換器１１１−１の出力信号１１２−１は、Ｉ（ｎ）＝ｒ（ｎ）ｃｏｓ（φ（ｎ））となり、Ａ／Ｄ変換器１１１−２の出力信号１１２−２は、Ｑ（ｎ）＝ｒ（ｎ）ｓｉｎ（φ（ｎ））となる。ただし、簡単のため変換効率などの定数は全て「１」としてある。
このようにコヒーレント光電界受信器は、入力光信号１０１から、光電界ｒ（ｎ）ｅｘｐ（φ（ｎ））を示す全ての情報（Ｉ、Ｑ両成分）を簡易に得ることができ、複素変調された多値光信号の受信が可能である。
デジタル演算回路１１３は、複素電界演算回路であり、光信号が伝送中に受ける線形劣化（例えば波長分散）などの逆関数を与えることで、線形劣化の影響を打ち消すことが可能である。さらにクロック抽出や再サンプリングなどの処理を行い、復調受信電界１１６−１を出力する。
コヒーレント光電界受信器フロントエンド１００−１は、前述のように入力光信号１０１のＳ偏波成分の電界情報を得ることができる。しかしながら、送信された光信号の偏波状態は光ファイバ伝送中にランダムに変動するため、送信光の一部または全部が直交するＰ偏波に変換されてしまい、コヒーレント光電界受信器フロントエンド１００−１はＳ偏波成分の電界情報を受信できなくなってしまう可能性がある。この問題を回避するため、コヒーレント光電界受信器を用いる場合には、受信光のＳ偏波とＰ偏波とをそれぞれ異なる受信器で受信し再合成する、偏波ダイバーシティ受信が用いられる。すなわち、もう一台のコヒーレント光電界受信器フロントエンド１００−２を用いて、入力光信号１０１のＰ偏波成分を受信し、Ａ／Ｄ変換した出力信号１１２−３、１１２−４を得る。デジタル演算回路１１３はこれらの出力信号１１２−１〜４（すなわち、各偏波のＩ、Ｑ成分）に、偏波状態の変換や偏波モード分散の等化処理を行い、偏波状態の変動を解消し、復調受信電界１１６−１を得ることができる。
その後、ユークリッド距離を用いたシンボル判定回路１１４は、受信した信号点の位置を、例えば図１Ｂに示した理想信号点配置と比較し、どの理想信号点が受信されたかを判別し、多値シンボル列１１５を出力する。
コヒーレント受信では、一般に受信信号の雑音分布が信号面上で等方的であることが知られている。これは図１Ｂに示すように雑音分布が各信号点を中心とした円（斜線部）で表される状態である。このような場合、受信信号の判定にユークリッド距離に基づく判定を利用することによって、最も高感度な受信が可能となる。
図３Ａ〜図３Ｃは、従来の光多値変調方式の信号点配置と、ユークリッド距離に基づく受信シンボルの判定領域の説明図である。
図３Ａは、従来技術の４値位相変調の信号点配置と、ユークリッド距離に基づく受信シンボルの判定領域とを示す説明図である。
受信信号が４値位相変調（ＱＰＳＫ）の場合、図３Ａのように複素平面上で、受信した電界Ｘと、４つの理想信号点Ａ〜Ｄとのユークリッド距離ｄ（Ｘ，Ａ）、ｄ（Ｘ，Ｂ）、ｄ（Ｘ，Ｃ）、ｄ（Ｘ，Ｄ）を計算し、ユークリッド距離が最小となる理想信号点（図３ＡではＣ）が受信信号点であると判定する。なお、ユークリッド距離とは図中の２点を結ぶ直線の長さである。一方、図中に示す太線は、それぞれ隣接する二つの信号点から等距離となる境界線であり、これが各信号点の判定領域の境界となる。例えば、縦線で示した領域（位相角：３π／４〜−３π／４）に受信電界Ｘが入った場合には、受信シンボルはＣと判定される。
図３Ｂは、従来技術の６値位相変調の信号点配置と、判定領域と境界線とを示す説明図である。
図３Ｃは、従来技術の１６値位相変調の信号点配置と、判定領域と境界線とを示す説明図である。
このようにユークリッド距離を用いた判定は、各シンボルの判定領域が二つの信号点間をちょうど２分する直線から構成されることが特徴となる。
なお、図２における偏波ダイバーシティ型コヒーレント光電界受信器では２台の受信器を用いて一つの偏波の送信信号の情報を抽出する例を説明したが、送信信号として二つの直交する偏波に互いに独立な情報を多重して伝送する偏波多重伝送方式の採用も検討されている。偏波多重伝送において送信側では、Ｘ偏波とＹ偏波用の２台の送信器を配置し、両者を偏波多重して光ファイバ伝送路を介して長距離伝送し、両偏波を図２に示す偏波ダイバーシティ型コヒーレント光電界受信器で同時に受信する。デジタル演算回路１１３は、両偏波成分の直交分離と偏波モード分散の等化処理とを行い、元のＸ偏波成分の復調受信電界１１６−１とＹ偏波成分の復調受信電界１１６−２とを分離して抽出する。ユークリッド距離を用いたシンボル判定回路１１４は両成分についてそれぞれシンボル判定を行い、２組の多値シンボル列１１５を復調する。
図４は、従来技術の位相予積算型非コヒーレント光多値伝送システムの構成を示すブロック図である。
図４に示す位相予積算型非コヒーレント光多値伝送システムは、局発光源を用いず、光遅延検波を用いて複素平面上の光多値信号の伝送を簡易に実現するものである。
位相予積算型光電界送信器２００の内部では、レーザ光源２１０から出力される無変調のレーザ光が光電界変調器２１１に入力され、所要の電界変調を施した送信光多値信号２１３が出力光ファイバ２１２から出力されている。伝送すべき二値デジタル情報信号２０１は、多値符号化回路２０２の内部で複素多値情報信号２０３に変換される。複素多値情報信号２０３は、２次元のＩＱ平面上で（ｉ，ｑ）と表現されるデジタル電気多値信号であり、時間間隔Ｔ（＝シンボル時間）毎にその実部ｉと虚部ｑが出力される。図４に示す説明図では、複素多値情報信号２０３の一例として吹き出し内に示す１６ＱＡＭ信号を用いるものとする。
複素多値情報信号２０３は、位相予積算部２０４に入力され、内部でその位相成分のみを時間間隔Ｔでデジタル的に積算され、位相予積算複素多値情報信号２０５に変換される。ここで、入力される複素多値情報信号２０３を示すＥｉ（ｎ）＝（ｉ（ｎ），ｑ（ｎ））を複素平面上で極座標に変換すると、例えばＥｉ（ｎ）＝ｉ（ｎ）＋ｊｑ（ｎ）＝ｒ（ｎ）ｅｘｐ（ｊφ（ｎ））と記述できる（ｊは虚数単位）。ここでｎはデジタル信号のシンボル番号、ｒ（ｎ）はデジタル信号のシンボル振幅、φ（ｎ）は位相角である。このとき出力される位相予積算信号は、同じく極座標でＥｏ（ｎ）＝ｉ’（ｎ）＋ｊｑ’（ｎ）＝ｒ（ｎ）ｅｘｐ（ｊθ（ｎ））＝ｒ（ｎ）ｅｘｐ（ｊΣφ（ｎ））と記述できる。このときθ（ｎ）は出力信号の位相角、Σφ（ｎ）は過去の位相角φ（１）からφ（ｎ）までを時間Ｔごとに累積加算した値である。その出力される位相予積算信号は再び直交座標系に変換された後に、位相予積算複素多値情報信号２０５として出力される。吹き出し内部は、位相予積算複素多値情報信号２０５の複素平面表示であり、位相の予積算演算によって元の１６ＱＡＭ信号である複素多値情報信号２０３とは大きく異なる同心円上の信号点配置となる。
位相予積算複素多値情報信号２０５は、サンプリング速度変換回路２０６に入力され、サンプリング速度が２サンプル／シンボル以上となるように補完される。その後、位相予積算複素多値情報信号２０５は、光伝送路２１４などで生じる劣化の逆関数が予等化回路２０７によって、印加され、その後、実部ｉ”、虚部ｑ”に分離され、それぞれＤＡ変換器２０８−１、２０８−２で高速アナログ信号に変換される。これら２本の高速アナログ信号は、ドライバ回路２０９−１、２０９−２によって増幅された後に、光電界変調器２１１のＩ、Ｑ二つの変調端子に入力される。これによって予等化位相積算信号（ｉ”（ｎ），ｑ”（ｎ））を、光電界の同相成分Ｉと直交成分Ｑに持つ送信光多値信号２１３が生成できる。なお、送信光多値信号２１３の光電界は（ｉ”（ｎ）＋ｊｑ”（ｎ））ｅｘｐ（ｊω（ｎ））であり、ω（ｎ）はレーザ光源２１０の光角周波数である。すなわち送信光多値信号２１３は光周波数成分を取り除いた等化低域表現で（ｉ”（ｎ），ｑ”（ｎ））と等しくなっている。
送信光多値信号２１３は、光ファイバ伝送路２１４を介して伝送され、光ファイバの波長分散などで伝送劣化を受けるとともに光増幅器１１７で増幅され、受信光多値信号２１５として非コヒーレント光電界受信器２２０に入力される。これらの伝送劣化は、予等化回路２０７であらかじめ印加した逆関数と相互に打ち消すため、受信信号の光電界は位相予積算複素多値情報信号２０５と等しくなる。
受信光多値信号２１５は、非コヒーレント光電界受信器フロントエンド２２１の内部の光分岐回路２２２によって三つの光信号経路に分岐され、第一の光遅延検波器２２３−１、第二の光遅延検波器２２３−２、および光強度検出器２２５に入力される。第一の光遅延検波器２２３−１において、二つの経路の一方の経路は、遅延時間Ｔｄが受信する光多値情報信号のシンボル時間Ｔに略等しく、また、両経路の光位相差は０となるように設定されている。また第二の光遅延検波器２２３−２において、二つの経路の一方の経路は、遅延時間Ｔｄ＝Ｔであり、両経路の光位相差はπ／２となるように設定されている。第一、第二の光遅延検波器２２３−１、２２３−２の二つの出力光はそれぞれバランス型光検出器２２４−１、２２４−２で電気信号に変換され、その後それぞれＡ／Ｄ変換器２２６−１、２２６−２でデジタル信号ｄＩ（ｎ），ｄＱ（ｎ）に変換される。また光強度検出器２２５の出力電気信号もＡ／Ｄ変換器２２６−３でデジタル信号Ｐ（ｎ）に変換される。
その後、デジタル信号ｄＩ（ｎ）、ｄＱ（ｎ）は、逆正接演算回路２２７に入力される。ここではｄＩ（ｎ）をＸ成分、ｄＱ（ｎ）をＹ成分とする二引数の逆タンジェント演算を行い、その位相角を算出する。受信光多値信号２１５の光電界をｒ（ｎ）ｅｘｐ（ｊθ（ｎ））と記述すると、光遅延検波の原理から、
ｄＩ（ｎ）∝ｒ（ｎ）ｒ（ｎ−１）ｃｏｓ（Δθ（ｎ））
ｄＱ（ｎ）∝ｒ（ｎ）ｒ（ｎ−１）ｓｉｎ（Δθ（ｎ））
と書ける。ここで、Δθ（ｎ）は受信したｎ番目の光電界シンボルの、直前のシンボルからの位相差（θ（ｎ）−θ（ｎ−１））である。ｄＩ（ｎ）、ｄＱ（ｎ）はそれぞれΔθ（ｎ）の正弦および余弦成分であるため、逆正接演算回路２２７では４象限の逆正接（逆タンジェント）演算を行ってΔθ（ｎ）を算出することができる。
なお、本構成では前述のように送信側で位相予積算を行っているため、受信光電界信号の位相角θ（ｎ）＝Σφ（ｎ）である。よって逆正接演算回路２２７の出力信号は、Δθ（ｎ）＝Σφ（ｎ）−Σφ（ｎ−１）＝φ（ｎ）となり、元の複素多値情報信号２０３の位相成分φ（ｔ）が抽出できる。
一方、光強度検出器２２５の出力信号Ｐ（ｎ）は平方根回路２２８に入力され、元の電界振幅ｒ（ｎ）＝ｓｑｒｔ（Ｐ（ｎ））を出力として得ることができる。よって、得られた振幅成分ｒ（ｎ）と位相成分φ（ｎ）とを直交座標変換回路２２９に入力すると、復調受信電界１１６として直交座標表現の（ｉ，ｑ）＝ｒ（ｎ）ｅｘｐ（ｊφ（ｎ））が得られる。これは元の複素多値情報信号２０３と同一の信号点配置である。そこで、本信号をユークリッド距離を用いたシンボル判定回路１１４に入力し、シンボル判定を行うと、多値シンボル列１１５が再度生成できる。
なお、位相予積算伝送方式においては、前述のように送信器の送出する光電界の信号点配置（位相予積算複素多値情報信号２０５の信号点配置と同じ）と、受信器内の復調受信電界１１６の信号点配置が異なっている。以下、本発明においては、主として受信電界の判定方式を取り扱うため、位相予積算方式において「信号点配置」や「判定」という用語を用いる場合には復調受信電界１１６（または、元の複素多値情報信号２０３）の信号点配置を指すものとする。
R. A. Griffin,et.al., "10Gb/s Optical Differential Quadrature Phase Shift Key (DQPSK) Transmission using GaAs/AlGaAs Integration" , OFC2002, paper PD-FD6, 2002 N. Kikuchi, K. Mandai, K. Sekine and S. Sasaki, "First experimental demonstration of single-polarization 50-Gbit/s 32-level (QASK and 8-DPSK) incoherent optical multilevel transmission" , in Proc.Optical Fiber Communication Conf.(OFC/NFOEC), Anaheim, CA, Mar. 2007, PDP21. J. Hongou, K. Kasai, M. Yoshida and M. Nakazawa, "1 Gsymbol/s,64 QAM Coherent Optical Transmission over 150km with a Spectral Efficiency of 3 Bit/s/Hz" , in Proc. Optical Fiber Communication Conf. (OFC/NFOFEC), Anaheim, CA, Mar. 2007, paper OMP3. M. G. Taylor, "Coherent detection method using DSP to demodulate signal and for subsequent equalization of propagation impairments" , paper We4.P.111, ECOC 2003, 2003

本発明が解決しようとする第一の課題は、前述の光多値伝送方式における符号誤り率の劣化、および受信感度の劣化の解決である。従来、受信した光多値信号の判定はユークリッド距離に基づいた判定が一般的であるが、これは受信光電界の雑音分布が等方的である場合に最適なシンボル判定法である。一方、本発明では、受信多値信号の位相方向の雑音が振幅方向の雑音より大きくなるような非等方性の雑音が生じる場合に着目する。非等方性の雑音が生じる場合においては、従来の等方的な信号点配置や等方的な判定方法を用いると、位相方向に隣接する信号点とのシンボル判定誤りが増加し、受信感度が大きく劣化してしまう。本発明はこのような受信感度の劣化を防ぎ、高感度な多値伝送を可能とすることを目的とする。
次に本発明が解決しようとする第二の課題は、前述のような非等方性の雑音が発生する場合の光多値伝送の効率の低下を解決することある。従来の光多値伝送においては、４値位相変調方式と等方的なシンボル判定を行うコヒーレント受信器との組み合わせによって、最適な受信感度が得られるものとされていた。しかしながら本発明の取り扱う、位相方向に過剰な雑音のある非等方性の雑音下においては最適な多値変調方式や判定方式が従来と異なる。そこで、本発明はこのような場合に最適な多値伝送方式を与えることを目的としている。
前述した第一の課題は、光信号の振幅と位相の双方を変調することによって、さらには光多値受信器内のシンボル判定において、全てまたは一部の理想信号点の位置に対し、原点を中心として各理想信号点の中心を通過する円の円周に沿って測定した前記理想信号点の属する判定領域の位相方向の幅を、ユークリッド距離に基づいて定義した判定領域の位相方向の幅に比べて大きくすることによって解決できる。
また第二の課題は、多値変調符号として位相間隔が６０度の６値の位相変調の隣接する理想信号点間に強度の差を設けた６ＱＡＭ変調、および、位相間隔が９０度の４値の位相変調の隣接する理想信号点間に強度の差を設けた４ＱＡＭ変調を用いることで解決できる。これらの変調信号を受信する際には、前記のように判定領域を位相方向に拡大したシンボル判定を行うことによって、位相雑音への耐力と受信感度をさらに改善することが可能になる。
前述のようなシンボル判定領域の拡大は、例えば振幅方向の距離が位相方向の距離よりも大きくなるような重み付けを行った非ユークリッド距離を用いてシンボル判定を行うことによって実現できる。
また本発明が適用されるのは位相雑音が過大な伝送系であるため、受信器内に、ＭＳＰＥ法などの位相雑音を低減する位相雑音除去回路を設けて位相雑音量を低減が可能である。
また本発明の適用においては、前記のように位相雑音が強度雑音に比べて大きくなることが必要であるが、その代表例のひとつは光多値信号が強度変調成分を持つ他の光信号と波長多重伝送される多値伝送系である。このような、伝送系においては、強度変調光が光ファイバ中で相互位相変調効果を引き起こすため、併進する光多値信号の位相雑音が増加し大きな劣化が生じるため、本発明の適用が非常に効果的となる。
また本発明の実現には、光電界の振幅成分と位相（または位相差）成分と、すなわち光電界情報を検出する手段が必要である。このような光電界受信器としては、受信器内部に局発光源を備え、該光多値信号の光電界の同相成分と直交成分とをコヒーレント検波して受信器が挙げられる。
また、直接受信を用いた光電界受信器、すなわち受信器内部に光強度受信器と、遅延時間Ｔの２台以上の光遅延検波型受信器とを備え、該光多値信号の時間Ｔ間の位相差と光強度を直接検波する受信器に対しても適用可能である。
なお、直接受信を用いる光多値送信器において、光信号の位相成分をあらかじめ時間Ｔごとに積算する位相予積算信号処理を施すことによって、受信信号点の配置に対する光遅延検波の効果を打ち消すことができ、多値信号の検出が容易となる。
本発明においては、ＭＬＳＥ（最尤判定）アルゴリズムを用いる場合、通常のＭＬＳＥ判定で用いられるユークリッド距離を、本発明の位相方向に比べて振幅方向に距離が大きくなるように重み付けを行った非ユークリッド距離を用いる。
また本発明においては２組の光多値送信器から出力された、異なる情報信号によって変調された２組の光多値信号を直交する二つの偏波状態に偏波多重して伝送し、受信側で、偏波ダイバーシティ受信または偏波分離して２組の前記の多値受信器で受信することによって偏波多重伝送を実現し、本発明における光多値伝送の効率をさらに向上させることも可能である。
本発明では、振幅と位相の両方を利用した多値符号を採用する。この結果、従来よりも位相方向の変調で伝送される情報量が低減され、位相方向の雑音に対する耐力を向上する効果がある。ついで、さらに多値信号の判定領域を位相方向に拡大することによって、位相方向の雑音に対する耐力を一段と向上させる効果がある。
特に位相間隔が６０度の６値の位相変調の隣接する理想信号点間に強度の差を設けた６ＱＡＭ変調、または、位相間隔が９０度の４値の位相変調の隣接する理想信号点間に強度の差を設けた４ＱＡＭ変調は、位相方向の雑音が大である非等方性雑音のある多値伝送方式において受信感度が最適となる変調方式であり、これによってもっとも効率のよい多値伝送が実現できる。なお、この効果を十分に引き出すには、前述のように受信側で多値信号の判定領域を位相方向に拡大するのが望ましい。
判定領域の拡大法として前述の非ユークリッド距離を用い、位相方向に比べて振幅方向の距離が大きくなるように重み付けをして２点間の距離を定義すると、シンボル判定の境界、すなわち二つのシンボルから等距離になる分割線は、半径方向に縮み相対的に位相方向に広がる。このため、非ユークリッド距離を用いる方法は、判定領域を位相方向に広げる効果がある。また、非ユークリッド距離を用いると、シンボル判定にシンボル間距離の算出を行う判定アルゴリズムの実装が容易になるという効果がある。
前述のような、判定領域の拡大法を用いる場合位相雑音の増加による受信感度の劣化を抑圧する効果はあるが、それでも雑音が完全に等方的な場合の理想的な受信感度からと比べると多少の劣化が生じてしまう。このため、本発明においても位相雑音量を低減することができれば、さらに理論受信感度に近づくことが可能である。このため、ＭＳＰＥ法などの位相雑音除去回路を併用することで、さらに劣化を低減し受信感度を向上する効果を得る。
本発明は、とくに直接受信を用いた光電界受信器に適用した際に大きな受信感度の改善が得られる。本発明における光電界受信器は、光遅延検波を用いてシンボル間の位相差を検出する構成であるため、受信信号の振幅雑音より位相雑音が常に大きくなり、本質的な受信感度の劣化が生じるためである。なお、これは本発明においてはじめて指摘された現象である。
また本発明において、偏波多重伝送を採用した場合、光多値伝送の効率をさらに２倍に向上させる効果がある。

図１Ａは、従来技術のＩＱ平面上の信号点を示す説明図である。
図１Ｂは、従来技術の４値位相変調（ＱＰＳＫ）の信号点配置を示す説明図である。
図１Ｃは、従来技術の位相角φ（ｎ）をπ／３間隔の６つの値（０、π／３、２π／３、−π、−２π／３、−π／３）に増やした６値位相変調を示す説明図である。
図１Ｄは、従来技術の無線で広く用いられている１６値直交振幅変調（１６ＱＡＭ）を示す説明図である。
図２は、従来技術の光信号の二つの偏波の情報を同時に受信する偏波ダイバーシティ型コヒーレント光電界受信器を示すブロック図である。
図３Ａは、従来技術の４値位相変調の信号点配置と、ユークリッド距離に基づく受信シンボルの判定領域とを示す説明図である。
図３Ｂは、従来技術の６値位相変調の信号点配置と、判定領域と境界線とを示す説明図である。
図３Ｃは、従来技術の１６値位相変調の信号点配置と、判定領域と境界線とを示す説明図である。
図４は、従来技術の位相予積算型非コヒーレント光多値伝送システムの構成を示すブロック図である。
図５は、本発明の第１の実施形態の位相予積算型非コヒーレント光多値伝送システムを示すブロック図である。
図６Ａは、本発明の第１の実施形態の６ＱＡＭ信号の信号点配置を示す説明図である。
図６Ｂは、本発明の第１の実施形態の非ユークリッド距離に基づく受信シンボルの判定領域を示す説明図である。
図６Ｃは、本発明の第１の実施形態の非ユークリッド距離に基づく受信シンボルの判定領域を示す説明図である。
図６Ｄは、本発明の第１の実施形態の直線分割によって近似した判定領域を示す説明図である。
図６Ｅは、本発明の第１の実施形態の振幅差を大きくした信号点配置と判定領域を示す説明図である。
図７Ａは、従来技術の６ＱＡＭ信号に対するユークリッド距離に基づく受信信号点の判定領域を示す説明図である。
図７Ｂは、従来技術の８ＱＡＭ信号の判定領域を示す説明図である。
図７Ｃは、従来技術の１６ＱＡＭ信号の判定領域を示す説明図である。
図８は、本発明の第２の実施形態の８ＱＡＭ変調の信号点配置と、非ユークリッド距離に基づく受信シンボルの判定領域を示す説明図である。
図９Ａは、本発明の第３の実施形態の１６ＱＡＭ変調の信号点配置と、重みａ＝１とした非ユークリッド距離に基づく受信シンボルの判定領域を示す説明図である。
図９Ｂは、本発明の第３の実施形態の１６ＱＡＭ変調の信号点配置と、重みａ＝２とした非ユークリッド距離に基づく受信シンボルの判定領域を示す説明図である。
図９Ｃは、本発明の第３の実施形態の１６ＱＡＭ変調の信号点配置と、重みａ＝３とした非ユークリッド距離に基づく受信シンボルの判定領域を示す説明図である。
図１０は、本発明の第４の実施形態の４ＱＡＭ変調の信号点配置と受信シンボルの判定領域とを示す説明図である。
図１１は、本発明の第４の実施形態の４ＱＡＭ変調の信号点配置と、従来技術のユークリッド距離に基づく受信シンボルの判定領域とを示す説明図である。
図１２Ａは、従来技術の各変調方式の理論感度を示す説明図である。
図１２Ｂは、本発明の第４の実施形態の各変調方式の理論感度を示す説明図である。
図１３Ａは、本発明の第４の実施形態の振幅重み非ユークリッド距離を用いたシンボル判定回路の構成を示すブロック図である。
図１３Ｂは、本発明の第４の実施形態の判定テーブルの内部構成を示す説明図である。
図１４Ａは、本発明の第４の実施形態の多値符号化回路の構成を示すブロック図である。
図１４Ｂは、本発明の第４の実施形態の６ＱＡＭ変調マッピングテーブル２３７を示す説明図である。
図１５は、本発明の第５の実施形態の非コヒーレント光電界受信器の構成図である。
図１６は、本発明の第６の実施形態のコヒーレント光電界送信システムの構成を示すブロック図である。
図１７は、本発明の第８の実施形態の非コヒーレント光電界受信器の構成を示すブロック図である。
図１８は、本発明の第９の実施形態の非コヒーレント光電界受信器の構成を示すブロック図である。
図１９は、本発明の第１０の実施形態の偏波多重非コヒーレント光電界伝送システムの構成を示すブロック図である。

図５は、本発明の第１の実施形態の位相予積算型非コヒーレント光多値伝送システムを示すブロック図である。
以下、光信号の経路は太線で、電気信号の経路は細線で、また複数の信号線を利用した並列電気デジタル信号の経路を白抜きの矢印で示す。本構成は位相予積算型光電界送信器２００と非コヒーレント光電界受信器２２０とを用いた非コヒーレント光多値伝送システムである。
図４に示す従来技術と本実施形態との第一の相違点は、非コヒーレント光電界受信器２２０内部のシンボル判定回路であり、本実施形態では振幅重み非ユークリッド距離を用いたシンボル判定回路２３３を使用する。
図４に示す従来技術と本実施形態との第二の相違点は信号点の配置である。本発明の多値符号化回路２３０は、入力された二値デジタル情報信号２０１に対し、二次元の複素多値信号として６ＱＡＭ変調を割り当てる機能を持つ。
図６Ａ〜図６Ｅは、６ＱＡＭ信号の信号点配置と、非ユークリッド距離に基づく受信シンボルの判定領域とを示す説明図である。
図６Ａは、本発明の第１の実施形態の６ＱＡＭ信号を示す説明図である。
６ＱＡＭ信号は、位相と振幅の双方が変調された光多値信号であり、Ａ〜Ｆの６つの信号点が複素平面上に６０度の間隔で位相変調されると同時に、奇数番目の信号点（Ａ、Ｃ、Ｅ）が半径ｒ２の外周上に、偶数番目の信号点（Ｂ、Ｄ、Ｆ）が半径ｒ１の内周上となるように光強度（または、振幅）が変調されている。
図４に示す従来技術と本実施形態との第三の相違点は受信電界信号の雑音分布である。図６Ａに示すＡ〜Ｆの各信号点の周囲の本発明の受信電界信号の持つ雑音を斜線で示す。本発明では、図６Ａに示すように雑音分布が非等方的な場合、とくに振幅方向に比べて位相方向に大きな雑音を持つ場合を取り扱う。
本発明は、受信信号の雑音が前述のように位相方向に大きくなる場合に特に高性能・高感度な性能を発揮できる光変復調方式、光送受信器の内部構成、光多値伝送システムの構成を示す。
このような位相方向の雑音が大きくなる構成のひとつには、図５に示す非コヒーレント受信器２２０を用い、光信号の振幅と位相差を検出して合成する構成がある。
非コヒーレント光電界受信器２２０に入力される受信光多値信号２３２（極座標でｒ（ｎ）ｅｘｐ（ｊθ（ｎ））は、光ファイバ伝送路２１４中に複数配置された光増幅器（図５には一個のみを表示）から光雑音が加えられ、信号の光信号雑音比（ＯＳＮＲ）が大きく劣化している。この光雑音は光増幅器に由来する自然放出光（ＡＳＥ光）が増幅された等方性雑音であり、振幅方向にも位相方向にも同量の雑音成分を持つ。このため受信光多値信号２３２をコヒーレント受信した場合には、受信光電界は等方的な雑音を持つ。これに対し、図５に示す非コヒーレント光電界受信器２２０では、光遅延検波器２２３−１、２２３−２を用いて、時間Ｔだけ離れた二つの光電界（位相角θ（ｎ）とθ（ｎ−１））の積を取りその位相差Δθ（ｎ）を検出している。この二つの光電界はどちらも互いに独立な光雑音による劣化を受けているため、Δθ（ｎ）にはθ（ｎ）の２倍の位相雑音が生じてしまう。また、ｒ（ｎ）の持つ振幅雑音量をε（ｎ）とすると、コヒーレント検波による検出結果はｒ（ｎ）＋ε（ｎ）となる。一方、非コヒーレント検波では強度成分Ｐ（ｎ）＝（ｒ（ｎ）＋ε（ｎ））＾２が検出されるが、これらは単に同一の電界成分の二乗であるため、平方根を算出することでｒ（ｎ）＋ε（ｎ）に戻る。すなわち、光電界の振幅成分と位相差成分を非コヒーレント検波して合成する場合、コヒーレント検波に比べて位相成分の雑音量のみがおよそ２倍に増加する。前述の現象は、従来指摘されていなかった現象である。
なお、本構成では送信側に位相予積算処理を行うことで光遅延検波の効果を無効にしているが、これはあくまで信号点の配置の変化を打ち消しているだけであり、伝送中に生じる光雑音の影響を打ち消すことはできない。このため、位相予積算の有無にかかわらず、前述のような非コヒーレント電界受信においては位相雑音量が振幅雑音量より大きくなる性質がある。
本発明における６ＱＡＭ変調のような振幅と位相を共に変調した信号の採用はこのような信号を高感度に受信する方法のひとつである。従来技術に示すＱＰＳＫ変調のような位相のみが変調された光信号を用いる場合、信号点の判別は位相（または、位相差）のみで行う他なく、信号点の判定領域は図３Ａに示すように９０度の範囲に限られ位相雑音の増加に対処する余地はない。これに対し、図６Ａの６ＱＡＭ変調であれば同一の振幅ｒ１またはｒ２の信号点はそれぞれ三つに限定されるため、信号点の位相間隔は最大１２０度まで広がり、雑音の増加に対処する余地が生じる。
図７Ａは、従来技術の６ＱＡＭ信号に対する従来のユークリッド距離に基づく受信信号点の判定領域を示す説明図である。
各理想信号点からのユークリッド距離を正確に２等分する線分を判定領域の境界線とする。図７Ａにおいて、半径ｒ１の信号点の各判定領域はちょうど位相幅１２０度に広がっている。この結果、本発明では位相雑音によって位相方向に雑音量が増えても、正確なシンボル判定が可能になる。
一方、図７Ａにおいて半径ｒ２の外周の信号点に着目すると判定領域の位相方向の幅は３０度に狭まっている。この結果、各シンボル上に斜線で示すような非等方性の雑音分布があると、外周の信号点が判定領域からはみ出してしまい、誤って内周の信号点と判定されてしまう確率が高くなり、受信感度などの伝送性能が大きく劣化してしまう。
そこで本発明では、判定領域の位相方向の幅を広げることによって符号誤り率の改善を図る。
図６Ｂは、本発明の第１の実施形態の非ユークリッド距離に基づく受信シンボルの判定領域を示す説明図である。
図６Ｂに示す判定領域は、二点間の距離を非ユークリッド距離ｄ（Ｘ，Ｙ）＝（ユークリッド距離）＋ａ＊（｜ｘ｜−｜ｙ｜）＾２、ただし重みａ＞０で定義し、これをシンボル判定に利用したものである。判定領域の境界線は、各理想信号点からの非ユークリッド距離が等しくなる線であり、本例の場合には図６Ｂに示す曲線である。この曲線で囲まれた領域が各シンボルの判定領域（図６ＢにはシンボルＦと判定される領域を斜線で表示）であり、例えば外周の点線上において、三つの理想信号点Ａ、Ｃ、Ｅの判定領域はそれぞれ１２０度近くまで大きく拡大していることがわかる。これによって図６Ｂ中に斜線で示す信号点Ｂ、Ｄ、Ｃの雑音分布はすべて判定領域内に収まるようになり、符号誤り率が大きく改善する。
図６Ｃは、本発明の第１の実施形態の非ユークリッド距離に基づく受信シンボルの判定領域を示す説明図である。
図６Ｃは、重みａの値を大きくし、さらに振幅方向の重みを大きくした判定領域を示しており、図６Ｂに示す判定領域に比べ、図６Ｃに示す判定領域の位相方向の幅は、さらに拡大する。このように実際の雑音分布に応じて、適切に非ユークリッド距離の定義、または判定領域の形状を設定することによって、誤り率の改善効果を高めることが可能である。
なお判定領域の位相方向の幅は、すべて必ず広げる必要があるわけではない。
例えば、本発明の実施形態である図６Ｂに示す判定領域と、従来のユークリッド距離を利用した例である図７Ａに示す判定領域とを比較すると、図６Ｂに示す判定領域は、外周の点線上のシンボルＡ、Ｃ、Ｅの判定領域の位相方向の幅は拡大しており、一方、同じ外周の点線上ではシンボルＢ、Ｄ、Ｅの判定領域の位相方向の幅は大きく縮小している。これは図６Ｂに示す判定領域において、各シンボルの理想信号点の位置から半径方向に大きく離れた領域については、雑音によって信号が現れる確率が大きく減少するため、その領域を狭くしても符号誤り率への影響が無視できるためである。また、図７Ａに示す内周の信号点のように既に判定領域の幅が位相方向に最大（本例では、３６０／３＝１２０度）となっている場合には、判定領域をこれ以上拡大できない。したがって、本発明では、判定領域の位相方向の幅が狭い理想信号点についてのみ、少なくとも各理想信号点と同一の半径上で、そのシンボルの属する領域の位相方向の幅を拡大することが、本発明の特徴である。
なお最適な判定領域の形状は、例えば雑音分布に対して誤り率が最小となる境界線を設定することで得ることができる。これは理論的に算出することも可能であるし、また既知のシンボル列を用いた適応学習や、ブラインド学習によって設定してもよい。
より簡便な方法としては、境界線を近似式や、近似曲線、または直線分割などによって人為的に設定してもかまわない。例えば、図６Ｄに示す判定領域は、境界線を直線で近似した一例である。
図６Ｄは、本発明の第１の実施形態の直線分割によって近似した判定領域を示す説明図である。
直線分割によって近似した境界線は理論上の最適解ではないものの、簡便な設定で大きな誤り率の改善効果を得ることができる。
また図６Ａに示す６ＱＡＭ信号は、各点の信号点の間隔が同一であり、６つの信号点が正三角形上に配置される例を示している。このような配置は本来雑音分布が等方的な場合に、受信感度が最も高くなる配置である。本実施形態のように位相方向の雑音が大きくなる場合には、図６Ｅに示すように、さらに内外周の振幅差が大きくなるように修正することによって、信号間の距離（前述の例では、振幅重み非ユークリッド距離）がより大きくなるので、受信感度を改善する効果が得られる。このような信号点配置は、前述したような判定領域の修正と併せて行うことで特に効果的である。
図６Ｅは、本発明の第１の実施形態の振幅差を大きくした信号点配置と判定領域を示す説明図である。
図７Ｂは、従来技術の８ＱＡＭ信号の判定領域を示す説明図であり、図７Ｃは、従来技術の１６ＱＡＭ信号の判定領域を示す説明図である。
図７Ｂおよび図７Ｃ中の白丸はそれぞれの多値信号の理想信号点の位置であり、図７Ｂおよび図７Ｃ中の太線は、ユークリッド距離で定義した従来の判定領域の境界線である。なお、図７Ｃに示す１６ＱＡＭ変調では、図３Ｃに示す１６ＱＡＭ変調と比べ各シンボルの半径方向の間隔を若干拡大しているため、境界線は傾斜した直線で構成されている。また、各理想信号点を中心にした黒点は、実際の実験によって得られた信号点の分布である。実験には図５に示す位相予積算型非コヒーレント光多値伝送システムを用いているため、信号点（正確には信号＋雑音）の分布は、位相方向に広がった非等方な形状となることが確認できる。図７Ｂでは、信号点の分布は、隣接するシンボルの判定領域に入り込んでおり、シンボル判定エラーが生じやすいことがわかる。また図７Ｃにおいても、実験による信号点の分布の形状と判定領域の形状は大きく異なっており、特に最外周の信号点の位相方向の広がりに対して判定エラーが生じやすいことがわかる。
図８は、本発明の第２の実施形態の８ＱＡＭ変調の信号点配置と、非ユークリッド距離に基づく受信シンボルの判定領域を示す説明図である。
本発明において変調信号に８ＱＡＭ信号を利用し、また非ユークリッド距離ｄ（Ｘ，Ｙ）を用いて判定領域を定義した例である。本例では、ｄＥ（ｘ，ｙ）＝｜ｘ−ｙ｜＾２＋ａ（｜ｘ｜−｜ｙ｜）＾２において、振幅重みａ＝２と設定した。この結果、全シンボルの判定領域は、各シンボルの乗る点線の円周上で位相方向に９０度近くまで拡大し、前述の図７Ｂに示す判定領域に比べて位相方向の雑音に対する耐力が大きく改善する。また各境界線は、８つの黒点の分布が薄くなった領域にほぼ一致しており、この点からも理想に近い判定が行えることが確認できる。
図９Ａ〜図９Ｃは、本発明の第３の実施形態の１６ＱＡＭ変調の信号点配置と、重みａ＝１〜３とした場合の、非ユークリッド距離に基づく受信シンボルの判定領域を示す説明図である。
本発明において変調信号に１６ＱＡＭ信号を利用し、また非ユークリッド距離ｄ（Ｘ，Ｙ）を用いて判定領域を定義した例である。本例のｄ（Ｘ，Ｙ）の定義は第２の実施形態と同じであるが、振幅重みａを変化させて判定領域の変化を確認している。図９Ａ〜図９Ｃはそれぞれａ＝１、ａ＝２、ａ＝３の場合であり、振幅重みａを大きくすることによって判定領域の位相方向の幅が徐々に拡大し、同心円を放射状に区切ったような形状に近づいていくことがわかる。このように本発明では、非ユークリッド距離を定義するパラメータを調整するなどによって、実際の信号点（雑音）分布に適した最適な判定領域の形状を選択することが可能である。なお、このような判定領域の形状の変更は、必ずしも前述したパラメータ調整に限るものではなく、数種の判定テーブルの切り替えや自動的な適応調整によるものであっても構わない。
図１０は、本発明の第４の実施形態の４ＱＡＭ変調の信号点配置と判定領域とを示す説明図である。
４ＱＡＭ変調の信号点配置では、従来の図１Ａに示す４値位相変調のように位相を９０度単位で変調するだけでなく、同時に振幅をｒ１とｒ２との二値とし、信号点ＡとＣとの振幅をｒ２、信号点ＢとＣとの振幅をｒ１に変調している。コヒーレント受信のように雑音分布が等方的な場合や、従来のＤＱＰＳＫ受信器のように受信信号の位相差情報のみを用いて光信号を検出する場合、このような配置は受信感度を損ねるのみである。しかしながら、本発明のように光信号の位相方向の雑音が大きくなる場合には、振幅方向の強度差を設けることによって位相方向の判定領域を拡大し受信感度の改善を図ることが可能となる。
図１１は、本発明の第４の実施形態の４ＱＡＭ変調の信号点配置と、従来技術のユークリッド距離に基づく受信シンボルの判定領域とを示す説明図である。
図１１に示す判定領域において、内周（半径ｒ１）の円周上の信号点Ｂ、Ｄの判定領域の位相方向の幅はそれぞれおよそ１５０度、また外周（半径ｒ２）の円周上の信号点Ａ、Ｃの判定領域の位相方向の幅はそれぞれおよそ９０度程度である。このように本実施形態の４ＱＡＭ信号では、従来のＱＰＳＫ信号に比べ、内周の判定領域の位相方向の幅が改善される。一方、図１０に示す太線はさらに判定領域の位相方向の幅を拡大した例であり、内周では１８０度に、また外周では１６０度に拡大している。このように、本発明のように相対的に位相雑音の大きい多値伝送系においては、振幅変調の組み合わせと判定領域の位相方向の拡大によって、受信感度の大幅な改善が可能となる。
図１２Ａは、従来技術の各変調方式の理論感度を示す説明図であり、図１２Ｂは、本発明の第４の実施形態の各変調方式の理論感度を示す説明図である。
図１２Ａは、従来の光多値伝送の理論感度を示し、受信信号の雑音が二次元面上で等方的な場合である。図１２Ａは、ＱＰＳＫの受信感度を基準（０ｄＢ）とし、横軸を多値信号の信号点数（多値数）として２値〜８値の各種変調方式の受信ＯＳＮＲ感度を数値計算で相対的に算出した結果である。多値数が増えると、二次元平面上に配置する信号点の数が増加し、信号点間の距離が近接するため、受信感度が距離に反比例して劣化する。一方で多値数を増加すると、多値信号の１シンボルあたりの情報量が増大する。そこで本計算では、情報伝送速度を一定とし、多値数の増加によって変調速度が低下し、その結果、受信ＯＳＮＲ感度が向上する効果を計算に含めている。なお、本計算には送信波形の歪（符号間干渉を約５％と仮定）も算入しており、多値数が増えて信号点間距離が小さくなるほど符号間干渉の影響が増大し、過剰な受信感度劣化が生じるものとした。
例えば、ＱＰＳＫ変調の信号はＢＰＳＫ変調とほぼ同じ感度となる。８ＰＳＫまでの位相変調の感度が図中の白丸であり、これらの中ではＱＰＳＫ変調が最も有利となる。一方、黒丸は位相変調と振幅変調を併用した４ＱＡＭ、６ＱＡＭ、８ＱＡＭ変調である。例えば６ＱＡＭ変調の信号点配置は図７Ａに示す信号点配置であり、受信感度はＱＰＳＫ変調よりわずかに劣化する。また４ＱＡＭ変調は、振幅変調を加えることで信号点間距離がＱＰＳＫの場合より小さくなってしまうため、ＱＰＳＫ変調よりも受信感度が劣化してしまう。以上の結果、従来の光多値変調では、ＱＰＳＫ変調が受信感度面でもっとも有利であった。
これに対し、本発明の位相雑音が振幅雑音より大きくなる非等方雑音を持つ多値伝送系では最適伝送方式は図１２Ｂに示すように大きく変化する。４〜８値の位相変調方式（白丸）には、本発明の判定領域の拡大が実施できないため、位相雑音への耐力が弱く、受信感度が大きく損なわれる。
また黒丸で示す４ＱＡＭ〜８ＱＡＭ変調は、本発明の振幅変調の導入と位相方向の判定領域の拡大を適用した例である（信号点間距離を非ユークリッド距離で定義）。位相変調と振幅変調を併用し、位相方向の判定領域を大きくすることによって、位相雑音耐力が向上し、この結果４ＱＡＭまたは６ＱＡＭ変調が最適な受信感度を与えるようになることがわかる。なお、図中には図１２Ａに示す位相変調方式の結果を、理論限界として破線で表示している。本発明の最適受信感度は、理論限界よりはわずかに（本実施形態では０．５ｄＢ程度）劣化したものであるが、これは雑音の非等方化による不可避の劣化である。非等方雑音下で、従来のＱＰＳＫ変調よりもはるかに良好な感度が得られるのが本方式の特徴である。
図１３Ａは、本発明の第４の実施形態の振幅重み非ユークリッド距離を用いたシンボル判定回路２３３の構成を示すブロック図である。
例えば６ＱＡＭ変調を用いる場合、図１３Ａに示すシンボル判定回路２３３は、入力されるデジタルサンプリングされた復調光電界２３５が６ＱＡＭ信号の６つのシンボル（Ａ〜Ｆ）のいずれに属するかを判定し、判定結果を多値シンボル列２３４として出力する。本回路の内部には、６ＱＡＭ変調判定テーブル２３６が配置され、入力された復調光電界の直交成分を元にテーブル参照を行って判定結果を得る。
図１３Ｂは、本発明の第４の実施形態の判定テーブル２３６の内部構成を示す説明図である。
図１３Ｂに示すように光電界の直交成分の値に応じて、判定結果を記入したテーブルを備えればよい。本例では、復調光電界２３５として例えば（Ｉ，Ｑ）＝（５，３）が入力された場合には判定結果としてシンボルＢが出力される。
前述の例では復調光電界２３５は直交座標表現としたが、極座標表現にしても問題はない。また必要に応じて補完計算や近似演算を行ったり、二次元面上での対称性を利用して、必要なテーブルサイズを圧縮することも可能である。また本例で判定テーブル２３６にはシンボル名を記入しているが、シンボル番号やシンボルに対応したビット列など、判定結果に相当する情報であれば利用可能である。
また、前述の多値判定テーブル２３６の代わりに判定演算を行う回路を設けても構わない。このような演算例としては、例えば入力された信号点Ｘに対し、非ユークリッド距離ｄ（Ｘ，Ｙ）をすべてのシンボルＹ＝Ａ〜Ｆに対して計算し、ｄ（Ｘ，Ｙ）を最小とするシンボルＹを出力する形態が考えられる。必要に応じて近似演算を行うことも可能であり、無線多値通信などで広く用いられる多値信号の判定回路を流用することも可能である。また、信号点の雑音分布に応じて、判定テーブルや非ユークリッド距離の振幅重みを切り替えるような構成も可能である。
図１４Ａは、本発明の第４の実施形態の多値符号化回路２３０の構成を示すブロック図である。
例えば６ＱＡＭ変調を用いる場合、図１４Ａの多値符号化回路２３０には、二値デジタル情報信号２０１（ｂ１、ｂ２、ｂ３）が並列複数の電気回線から時系列のビット列として入力され、これら数個のビットに対して何個かの多値シンボルを割り当て、その二次元平面上での直交座標成分を本発明の複素多値情報信号２３８として出力する。この割り当ては、例えば、６ＱＡＭ変調マッピングテーブル２３７を用いて実現可能である。
図１４Ｂは、本発明の第４の実施形態の６ＱＡＭ変調マッピングテーブル２３７を示す説明図である。
本実施形態では５ビット分の情報信号ｂ５〜ｂ１に対し、２個の６ＱＡＭシンボルを割り当てた例である。６ＱＡＭ変調は６個のシンボルを利用するため、一個でＬｏｇ２（６）＝２．５８ビットの情報伝送が可能である。そこで２個の６ＱＡＭシンボルを１組とすれば５．１６ビットとなるため、５ビット分の２値情報が伝送可能である。具体的には、図１４Ｂに示すように５ビットの２値情報列ｂ５〜ｂ１の３２個の状態に対し、ＡＡ〜ＦＡまでの６ＱＡＭ信号を２個対にして出力すればよい。例えば、２値情報列ｂ５〜ｂ１＝１１１１０の場合、６ＱＡＭシンボルＦとＡを対にして出力する。本例では、６ＱＡＭ信号対のうちＦＣ〜ＦＦの組み合わせは未使用となる。これらの２個の６ＱＡＭ信号は、多値光送信器から順に送信してもよいし、後述の偏波多重伝送において二つの偏波状態Ｘ，Ｙに対応した多値光送信器からそれぞれ出力してもよい。
なおビット列と多値シンボルとの関係は、前述に限らずさまざまなバリエーションが考えられる。例えば、３ビットの情報を一個の８ＱＡＭ信号、４ビットの情報を一個の１６ＱＡＭ信号に割り当てたり、一部の未使用状態に符号誤り率の訂正符号を割り当ててもよい。また静的または動的に使用する多値符号を切り替えてもよく、本発明においては雑音分布に応じて、各信号点の振幅を可変にすることによって常に最適な伝送特性が得られる。これは６ＱＡＭ変調マッピングテーブル２３７を書き換えたり、複数のテーブルを用意して切り替えることによって簡単に実現できる。
図１５は、本発明の第５の実施形態の非コヒーレント光電界受信器２２０の構成を示すブロック図である。
本例は、図５に示す非コヒーレント光電界受信器２２０から、直交座標変換回路２２９を省き、逆正接演算回路２２７から出力される位相差情報Δθ（ｎ）と平方根回路２２８から出力される振幅情報ｒ（ｎ）よりなる極座標表現の復調受信電界１１６を、非ユークリッド距離を用いたシンボル判定回路２３３の入力信号に用いる例である。図６、図８、図９に示すように、本発明の多値信号の判定領域は座標系の原点を中心とした回転対称性を持っている。このため、本例のように極座標表現のまま、シンボル判定を行うことによって直交座標変換回路２２９を削減できるのみならず、非ユークリッド距離を用いたシンボル判定回路２３３の内部の演算やテーブルの構成を大幅に簡素化することが可能となる。
図１６は、本発明の第６の実施形態のコヒーレント光電界送信システムの構成を示すブロック図である。
前述の実施形態はすべて非コヒーレント伝送システムを取り扱っていたが、本発明は復調電界信号が位相方向に大きな非等方性の雑音を持つ場合には、コヒーレント光伝送システムにも適用可能である。
このような非等方性の雑音が生じる要因としては、第一に光波長多重伝送システムにおいて光ファイバ中で発生するＸＰＭ（相互位相変調効果）の影響が考えられる。ＸＰＭは光ファイバの非線形効果のひとつであり、ある波長の光信号の強度変化に応じて、光ファイバの屈折率が変化し、他の波長の光信号の位相を変動させてしまう現象である。例えば強度変調成分を持った光信号と、位相成分を変調された光信号とを同時に波長多重伝送した場合、後者にはランダムな位相変動が生じ、受信感度や伝送距離などの伝送特性が大きく劣化することが知られている。このような強度変調を持った光信号としては、１０Ｇビット／秒などの比較的低速な光強度変調信号、または本発明の多値変調信号自身などが該当する。このようなＸＰＭによって光信号が劣化した場合、コヒーレント受信した受信信号は位相方向に大きな雑音分布を持つため、本発明が適用可能となる。
図１６では、本発明の４ＱＡＭ変調光多値送信器２６０−１、２６０−２の出力光は、波長の異なる複数の１０Ｇ強度変調光送信器２６１−１〜２６１−３と、波長合波器２６６とにおいて波長多重される。波長多重された光信号２６３は、光増幅器１１７−１で増幅されたのち、光ファイバ伝送路２１４−１、２１４−２および光増幅器１１７−２、１１７−３で構成された中継伝送路を介して長距離伝送される。出力された波長多重光は、波長分波器２６７で分解され、１０Ｇ強度変調光はそれぞれ１０Ｇ直接受信光受信器２６４−１〜２６４−３で受信される。また本発明の４ＱＡＭ光信号２６２は４ＱＡＭコヒーレント光電界受信器２６５−１で受信されるが、ファイバ伝送中に１０Ｇ強度変調光や他の波長の４ＱＡＭ光によってＸＰＭが生じ、位相方向の雑音が増加している。
本発明の４ＱＡＭコヒーレント光電界受信器２６５の内部には、振幅重み非ユークリッド距離を用いたシンボル判定回路２３３が備えられており、前述の例えば図１０に示すような判定領域に基づいて受信された４ＱＡＭ信号のシンボル判定を行う。この結果、ＸＰＭによる位相雑音の影響を軽減し、多値信号の受信品質の向上が可能となる。
なお、前述のように受信信号の位相雑音が過大となる要因としては例えば光多値送信器２６０−１内部のレーザ光源や受信側の局発レーザ光源１０３の位相揺らぎの影響も考えられる。通常、これらの光源の位相揺らぎは、受信信号の比較的ゆっくりとした（数ｋＨｚ〜数１０ＭＨｚ）位相回転を引き起こす。これを防止するため、デジタル演算回路１１３では低速の位相回転を除去するデジタル信号処理が施される。しかしながら、位相雑音が大きい場合、またはその処理が不完全である場合、出力信号の位相方向の揺らぎが大きくなるため、本発明の適用が可能となる。前述以外にも、光ファイバ非線形効果や波長分散による波形歪み、および／または、判定誤差などによっても位相方向に過大の雑音を生じる場合があり、本発明の適用が有効となる。
図１７は、本発明の第８の実施形態の非コヒーレント光電界受信器の構成図である。
図１７に示す非コヒーレント光電界受信器は、内部に位相雑音消去回路として、多シンボル位相推定（ＭＳＰＥ）回路２４０を備え、位相雑音の一部を消去した後に、振幅重み非ユークリッド距離を用いたシンボル判定回路２３３によって多値シンボル判定を行う例である。ＭＳＰＥは、光遅延検波を用いた受信器において、過去の複数のシンボルの判定結果を記憶し、その誤差を平均化することによって受信信号の過剰な位相雑音の一部を打ち消す方法である。本方法では、過去の無限個のシンボルを遡及的に利用することができれば余分な位相雑音を完全に打ち消すことができるはずである。しかしながら、現実には過去の数〜数１０シンボルまでの利用が上限であり、出力信号の過剰な位相雑音を完全なキャンセルは不可能である。そこで両者を併用し、ＭＳＰＥ処理によって位相雑音の一部を消去した後に、振幅重み非ユークリッド距離を用いたシンボル判定を行うことによって、さらなる高感度化が可能となる。なお位相雑音の一部を低減する方法であれば、ＭＳＰＥ法以外に例えば位相揺らぎの平均化などさまざまな方法を用いてもよい。
図１８は、本発明の第９の実施形態の非コヒーレント光電界受信器の構成図である。
図１８に示す非コヒーレント光電界受信器は、シンボル判定に振幅重み非ユークリッド最尤推定シンボル判定回路２４２を備える。最尤推定シンボル判定（ＭＬＳＥ；Ｍｏｓｔ Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ Ｓｅｑｕｅｎｃｅ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ）は、無線通信などで広く用いられる高感度かつ高歪み耐力を持ったシンボル判定法の一つである。通常のＭＬＳＥ法では、受信した過去数シンボルの信号点の遷移Ｘ１，Ｘ２．．．Ｘｎと、すべての可能なシンボル間遷移Ｙ１，Ｙ２．．．．Ｙｎとのユークリッド距離（シンボル間距離の和Σ（Ｘｉ−Ｙｉ）＾２）を逐次計算し、もっとも距離の近いシンボル遷移を判定結果として出力する。本発明においては、ユークリッド距離の代わりに前述の非ユークリッド距離を利用することで、位相方向に比べて振幅方向の距離が大きいと評価するようになるため本発明の効果が得られるようになる。
なお、このようなＭＬＳＥ法の適用は、受信信号が大きな符号間干渉を持っている場合には極めて有効であるため、位相予積算を行わない多値信号を非コヒーレント受信する場合や、光ファイバ伝送によって劣化した多値信号をコヒーレントまたは非コヒーレント電界受信する場合などに適用しても非常に大きな効果がある。
図１９は、本発明の第１０の実施形態の偏波多重非コヒーレント光電界伝送システムの構成を示す図である。
図１９に示す偏波多重非コヒーレント光電界伝送システムでは、本発明の位相予積算型４ＱＡＭ光多値送信器２５０−１、２５０−２の出力光をそれぞれＸ，Ｙ偏波とし、これらを偏波合成回路２５１で直交合成する。本発明の偏波多重された４ＱＡＭ多値信号光２５７は、光ファイバ伝送路２１４中を伝送され、本発明の偏波多重非コヒーレント光電界受信器２５６で受信される。その内部では、受信光は、偏波分離回路２５２で直交する二つの偏波成分ＳとＰに分離される。そのうちＳ成分はコヒーレント光電界受信器フロントエンド２２１−１で検波され、逆正接演算回路２２７−１と平方根回路２２８−１とによって位相φｓ（ｎ）と振幅ｒｓ（ｎ）とを抽出される。同様にＰ成分からは位相φｐ（ｎ）と振幅ｒｐ（ｎ）とが抽出され、ともに偏波状態変換回路２５５に入力される。偏波状態変換回路２５５では、両者の直交合成と行列演算とによって独立な二つの偏波成分１１６−１（Ｘ成分）と１１６−２（Ｙ成分）とが抽出され、ついで本発明の振幅重み非ユークリッド距離を用いたシンボル判定回路２３３は両成分のシンボル判定を行い、判定結果として多値シンボル列２３４を出力する。このように本発明においては偏波多重を併用することによって、スペクトル利用効率の高さと位相雑音耐力の高さとを併せもった光多値伝送を実現することが可能である。

Claims (9)

1. 複素光電界の位相と振幅との双方を情報信号で変調した光多値信号を送出する光多値送信器、および、前記光多値信号を受信して複素平面上で復調する光多値受信器を備え、前記受信した光多値信号が持つ位相方向の雑音が振幅方向に比べて大である光多値伝送システムにおいて、
   前記光多値送信器が送信する前記光多値信号は、光信号の位相成分を予め定められた時間ごとに積算する位相予積算処理がされたＱＡＭ信号であり、
   前記光多値受信器は、
   光強度受信器と、遅延時間Ｔの２台以上の遅延検波型受信器と、シンボル判定回路と、を備え、
   前記２台以上の遅延検波型受信器及び前記光強度受信器を用いて前記光多値信号の光強度と時間Ｔの間の位相差とを直接検波して受信し、
   前記シンボル判定回路は、複素平面上において復調された前記直接検波して受信した光多値信号のシンボル判定を行う際に、ユークリッド距離に振幅方向の距離を加味した非ユークリッド距離によって定義される判定領域を用い、
   当該判定領域は、複素平面の原点を中心とする円の円周に沿った位相方向の幅が、ユークリッド距離のみによって定義される通常の判定領域における位相方向の幅よりも大きい性質を有するものであって、
   さらに、前記シンボル判定回路は、前記非ユークリッド距離を算出する際に、前記振幅方向の距離に対して所定の重み付けを行うことを特徴とする光多値伝送システム。
2. 請求項１に記載の光多値伝送システムであって、
   さらに、前記光多値信号の伝送路となる光ファイバ伝送路、および、前記光ファイバ伝送路を介して伝送された光多値信号を受信して複素平面上で復調する前期光多値受信器を備え、
   前記光多値送信器は、多値変調符号として位相間隔が６０度の６値の位相変調が隣接する理想信号点間に強度の差を設けた６ＱＡＭ変調、または、位相間隔が９０度の４値の位相変調の隣接する理想信号点間に強度の差を設けた４ＱＡＭ変調を用いることを特徴とする光多値伝送システム。
3. 請求項１に記載の光多値伝送システムであって、
   前記光多値送信器は、多値変調符号として位相間隔が６０度の６値の位相変調の隣接す
   る理想信号点間に強度の差を設けた６ＱＡＭ変調、または、位相間隔が９０度の４値の位相変調の隣接する理想信号点間に強度の差を設けた４ＱＡＭ変調を用いることを特徴とする光多値伝送システム。
4. 請求項１に記載の光多値伝送システムであって、
   前記光多値信号は、強度変調成分を持つ他の光信号と波長多重された後、前記光多値受信器に伝送されることを特徴とする光多値伝送システム。
5. 請求項１に記載の光多値伝送システムであって、
   前記光多値受信器は、位相雑音を低減する位相雑音除去回路を備えることを特徴とする光多値伝送システム。
6. 請求項１に記載の光多値伝送システムであって、
   ２組の前記光多値送信器は、異なる情報信号によって変調された２組の光多値信号を出力し、
   前記出力された光多値信号は、直交する二つの偏波状態に偏波多重して伝送され、
   前記光多値受信器は、偏波多重された光多値信号を、偏波ダイバーシティ受信および偏波分離することを特徴とする光多値伝送システム。
7. 請求項１に記載の光多値伝送システムあって、
   前記光多値受信器は、
   局発光源を備え、
   前記光多値信号の光電界の同相成分と直交成分とをコヒーレント検波して受信することを特徴とする光多値伝送システム。
8. 請求項１に記載の光多値伝送システムであって、
   前記光多値受信器は、受信した光多値信号のシンボル判定において、光電界の距離が位相方向に比べて振幅方向に大きくなるように重み付けを行った非ユークリッド距離を用いる最尤判定をすることを特徴とする光多値伝送システム。
9. 請求項１に記載の光多値伝送システムであって、
   前記判定領域は、位相方向の雑音と振幅雑音の分布に応じて、前記非ユーグリット距離の定義、または、判定領域の形状を設定することを特徴とする光多値伝送システム。

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