JPH07202843A - スペクトラム拡散受信機 - Google Patents

スペクトラム拡散受信機

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JPH07202843A
JPH07202843A JP35455493A JP35455493A JPH07202843A JP H07202843 A JPH07202843 A JP H07202843A JP 35455493 A JP35455493 A JP 35455493A JP 35455493 A JP35455493 A JP 35455493A JP H07202843 A JPH07202843 A JP H07202843A
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Abstract

(57)【要約】 【目的】 パイロット獲得の過程でレイリーフェージン
グの影響をできるだけ排除し、効率よく質の高い同期捕
捉を可能にする。 【構成】 スペクトラム拡散受信機において同期捕捉の
過程でパイロット信号に乗算する拡散符号の位相ＰＮ
ｉ，ＰＮｑを、通信路に寄生するレイリーフェージング
特性の周期よりも充分に短いウインドウ周期Ｔｗで順次
切り替え、各ウインドウ周期において検出された相関値
を切り替え位相数に対応して設けた複数の積算器Ａ１〜
ＡＮに切り替え位相ごとに対応させて積算させ、指定す
る回数、積算期間に達した時点で最大値からＫ個（Ｋは
１以上の整数）の積算値を与える積算器Ａ１〜ＡＮに対
応する切り替え位相を同期位相に決定する。これによ
り、効率的に質の高い同期捕捉が可能になる。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、同期捕捉の過程で生ず
るレイリーフェージングによる信号パワーの落ち込みの
影響を軽減させるとともに周波数オフセットによる位相
のずれからくる同期捕捉精度の悪化を低減するようにし
たスペクトラム拡散（ＳｐｒｅａｄＳｐｅｃｔｒｕｍ）
受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】割り当てられた周波数帯を利用して多数
の局が相互に通信する場合のマルチプルアクセス（多元
接続）方式には、ＦＤＭＡ（周波数分割多重方式）やＴ
ＤＭＡ（時分割多重方式）やＣＤＭＡ（符号分割多重方
式）など様々な通信方式が提案されている。これらの多
くは、サービス地域を細かく分割したセルに基地局を配
置して、加入者機器はこの基地局を介して他の加入者機
器と通信する。なかでもバースト同期を必要としないＣ
ＤＭＡ方式は、加入者を多く抱える通信システムに適し
ており、干渉や妨害にも強いなどの利点があり注目を浴
びている。スペクトラム拡散通信方式を用いたＣＤＭＡ
方式では、各利用者に異なる拡散符号系列を割り当て、
それを用いて拡散変調を行うマルチプルアクセス方式で
ある。したがって１つのセル内においても同一周波数を
複数の利用者が用いることが出来る。
【０００３】周知のごとく、スペクトラム拡散通信方式
は、受信信号を逆拡散により復調する上で送信側で使用
した拡散符号に同期した拡散符号を用いることが前提で
あり、例えばマルチパス等に起因する伝搬路遅延の変化
等の影響を受け拡散符号の位相が１チップを越えてずれ
るような場合は、正確なデータ復調は困難になるため、
送信側と受信側の拡散符号系列の位相差を充分に小さな
値（通常１／２チップ以下）まで追い込む同期捕捉（初
期同期）と、一旦捕捉された同期位置を雑音や変調の影
響で見失わないよう常に要求されるチップ精度に保つ同
期追跡（同期保持）の技術が不可欠である。
【０００４】１９９３年７月に北米において標準化され
たＣＤＭＡ方式セルラ電話システム（ＴＩＡ ＩＳ−９
５）では、こうした同期捕捉或いは同期追跡を容易にす
るため、データ信号にパイロット信号を重畳して基地局
から移動局に送信する方式を採用しており、移動局側の
受信態勢を確立するため、例えば受信パイロット信号に
対しＰＮ系列拡散符号の位相をいわば総当たり方式で順
々に調べ、送信側と受信側の拡散符号系列の位相差を充
分に小さな値に追い込むスライディング相関方式など、
様々な同期捕捉追跡技術が開発の途上にある。
【０００５】図４は従来のスペクトラム拡散受信機（以
下、ＳＳ受信機）とスペクトラム拡散送信機（以下、Ｓ
Ｓ送信機）を示しており、ＳＳ送信機１は、情報変調器
２において情報変調されたデータ信号を拡散変調器３に
送り込み、通信対象移動局に拡散符号、および使用する
チャネルを識別するウォルシュ（直交）符号を乗算し、
拡散符号発生器４が発生する同サービス地域に共通する
拡散符号ＰＮｉ，ＰＮｑを並列乗算して拡散変調する。
また、これと並行してパイロット信号を上記と同じ拡散
符号ＰＮｉ，ＰＮｑをそのまま拡散変調する。こうして
拡散変調されたデータ信号とパイロット信号は、同相成
分Ｉと直交成分Ｑ同士が加算された後、次段の直交変調
器５に供給されて直角２相変調され、ＲＦ増幅したのち
送信アンテナ６から放射される。なお、パイロット信号
は一切情報変調がなされておらず、信号自体は拡散符号
ＰＮｉ，ＰＮｑそのものとなる。
【０００６】一方、受信アンテナ７にて送信電波を受信
したＳＳ受信機８は、まず直交復調器９においてＲＦ信
号を直交復調し、復調された同相成分Ｉと直交成分Ｑを
ＡＤ変換器１０に送り込む。ＡＤ変換器１０には、逆拡
散復調器１１と同期捕捉追跡器１２が並列接続されてお
り、まず初期同期確立のためＡＤ変換器１０の出力に含
まれるパイロット信号から同期位相が抽出される。すな
わち、同期捕捉追跡器１２が、送信側と同じ拡散符号Ｐ
Ｎｉ，ＰＮｑを一定のウィンドウ周期でもって位相を切
り替えながらＡＤ変換器１０の出力に乗算する。そし
て、スライディング相関による逆拡散復調から得られる
最大の相関値を与えるパイロット信号の位相を同期位相
に定め、初期同期を確立する。一方、ＡＤ変換器１０の
出力に含まれるデータ信号は、同期捕捉追跡器１２によ
って捕捉された同期位相に従って逆拡散復調器１１内で
拡散符号ＰＮｉ，ＰＮｑを乗算され、さらに固有のウォ
ルシュ符号を乗算されて逆拡散復調される。こうして、
逆拡散復調されたデータ信号は、最後に情報復調器１３
にて情報復調されて出力される。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】一般に、陸上移動体通
信における通信路の伝搬特性は、周囲の建物や地形によ
る反射波や散乱波により多重伝搬路の特性を示す。した
がって、移動局には伝搬経路が異なる多数の波が到来
し、互いに干渉して複雑な定在波を生する。ただし、そ
のさいに移動局受信波の包短線と位相はランダムに変動
し、激しいフェージングとなって現れる。こうした場合
の電界強度分布は、レイリー（Ｒａｙｌｅｉｇｈ）分布
で近似され、一般にレイリーフェージングと呼ばれる。
図５は通信路に寄生するレイリーフェージング特性の一
例を示す図である。
【０００８】例えば、速度ｖの移動局に対し波長λの波
が進行方向に角度θで到来したときに、ドップラー効果
によってｖｃｏｓθ／λなる周波数偏移が発生し、その
ときのフェージングの最大周波数はｆｄ＝ｖ／λで表さ
れる。すなわち、例えば時速４０ｋｍで走行している送
信周波数が９００ＭＨｚの移動局の場合、ｆｄ＝３３Ｈ
ｚとなる。また、建物の反射等による多数の到来波はそ
れぞれ伝搬路長が異なるため、伝搬遅延時間差のある波
が干渉して周波数選択性フェージングを招くなど、移動
体を取り巻く通信環境には厳しいものがある。
【０００９】図４に示した従来のＳＳ受信機８は、同期
捕捉に用いるスライディング相関方式逆拡散において、
レイリーフェージングによる受信信号の落ち込みの周期
を考慮せずに相関値を求めるべく拡散符号の位相を切り
替えている。このためレイリーフェージングの谷の部分
すなわち受信電力が落ち込む谷の部分で逆拡散されたパ
イロット信号の場合、仮に送信側と受信側とで同期位相
が一致していたとしても、相関結果の値はフェージング
の影響のため落ち込んでいるために、同期位相を確立す
ることができない場合がある。また逆にレイリーフェー
ジングの山の部分すなわち受信電力がピークを迎える山
の部分で逆拡散されたパイロット信号の場合、仮に送信
側と受信側とで多少同期位相が食い違っていても相関結
果が大きくなり、その結果同期位相であるとして誤って
確立してしまうことがある。このため常に同期精度が良
いとは限らなかった。
【００１０】さらに、ＳＳ受信機８に用いられる回路素
子は、製造コストの関係で基地局内のＳＳ送信機１に使
用される回路素子よりも多少精度が劣るものを用いざる
を得ない場合があるが、そうした場合にＳＳ受信機８に
内蔵させたクロック発生器のクロック精度の限界から、
ウィンドウ周期の微妙な変動が避けられず、こうした周
期変動がスペクトラム変調されたデータ信号とそれを逆
拡散する拡散符号との間の周波数オフセットを招きやす
く、周波数オフセットを抱えたまま復調したときに復調
精度が低下するといった課題があった。本発明の目的
は、パイロット信号獲得の過程でのレイリーフェージン
グや周波数オフセットの影響をできるだけ排除し、精度
の高い同期捕捉を可能にすることにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明は、スペクトラム
拡散変調されたパイロット信号及びデータ信号のうち、
パイロット信号に乗算する相関値を求めるべく拡散符号
の位相を、通信路に寄生するレイリーフェージング特性
の周期よりも十分に短いウィンドウ周期で順次切り替
え、各ウィンドウ周期において検出された相関値を切り
替え位相数に対応して設けた複数の積算器に切り替え位
相ごとに対応させて積算させ、指定した積算回数に達し
た時点で、最大値から順にＫ個（Ｋは１以上の整数）の
積算値を与える積算器に対応する切り替え位相を同期位
相に決定する同期捕捉追跡手段を備える構成とする。
【００１２】また、本発明は、パイロット信号に乗算す
る相関値を求めるべく拡散符号の位相を該パイロット信
号の位相回転量がπ／２を越えない範囲のウィンドウ周
期でもって順次切り替え、各ウィンドウ周期において検
出された相関値を切り替え位相数に対応して設けた複数
の積算器に切り替え位相ごとに対応させて積算させ、周
波数変異に対して生ずる同期ずれが要求されるチップ精
度を越えない範囲内で指定された積算回数に達した時点
で、最大値から順にＫ個（Ｋは１以上の整数）の積算値
を与える積算器に対応する切り替え位相を同期位相に決
定する同期捕捉追跡手段を備える構成とする。
【００１３】
【作用】本発明は、同期捕捉の過程でパイロット信号に
乗算する相関値を求めるべく拡散符号の位相を、通信路
に寄生するレイリーフェージング特性の周期よりも十分
に短いウィンドウ周期で順次切り替え、各ウィンドウ周
期において検出された相関値を切り替え位相数に対応し
て設けた複数の積算器に切り替え位相ごとに対応させて
積算させ、指定の積算回数に達した時点で、最大値から
Ｋ個の積算値を与える積算器に対応する切り替え位相を
同期位相に決定することにより、レイリーフェージング
の影響を分散平均化し、短時間で高品質のパイロット信
号獲得を可能にする。
【００１４】また、本発明は、同期捕捉の過程でパイロ
ット信号に乗算する相関値を求めるべく拡散符号の位相
を、該パイロット信号の位相回転量がπ／２を越えない
範囲のウィンドウ周期でもって順次切り替え、各ウィン
ドウ周期において検出された相関値を切り替え位相数に
対応して設けた複数の積算器に切り替え位相ごとに対応
させて積算させ、周波数偏移に対して生ずる同期ずれが
要求されるチップ精度を越えない範囲内で指定された積
算回数に達した時点で、最大値からＫ個の積算値を与え
る積算器に対応する切り替え位相を同期位相に決定する
ことにより、伝搬路の影響で生ずる周波数偏移に対して
も要求されるチップ精度以下の同期ずれで同期位相を確
定できるようにする。
【００１５】
【実施例】次に、本発明について図面を参照して説明す
る。図１は、本発明のＳＳ受信機の一実施例を示す概略
ブロック構成図であり、同図に示すＳＳ受信機２１は、
基地局から送信される電波を捕捉する移動局のためのも
のであり、受信アンテナ２２に接続された直交復調器２
３と、直交復調器２３の出力をＡＤ変換するＡＤ変換器
２４と、ＡＤ変換器２４に並列接続したレーク復調器２
５及び同期捕捉追跡器２６と、レーク復調器２５に接続
した情報復調器２７から構成される。
【００１６】この実施例に示したレーク復調器２５は、
同期復調された相関復調出力のうち電力順位で上位３出
力を重み付け加算して出力するものであり、復調時の同
期位相が異なる３個の復調回路２８Ａ，２８Ｂ，２８Ｃ
による各相関復調出力ｒ１，ｒ２，ｒ３をレーク出力合
成回路２９にて同期させたのち、加算して出力する。な
お、復調回路２８（２８Ａ，２８Ｂ，２８Ｃ）を３個用
いたのは、マルチパスの影響で生ずる遅延伝搬路を含め
伝搬路を３路まで配慮すれば実用上十分であるとの認識
に基づくものであり、実際に使用する復調回路２８は特
別に個数限定する必要はない。
【００１７】図２は前記同期捕捉追跡器２６の具体的構
成を示す回路構成図であり、この同期捕捉追跡器２６は
パイロット信号による初期同期と同期保持を果たすもの
である。すなわち、その概略を説明すれば、ＡＤ変換器
２４から同相成分Ｉと直交成分Ｑとして与えられるパイ
ロット信号に対して乗算する相関値を求めるべく拡散符
号の位相を、通信路に寄生するレイリーフェージング特
性の周期Ｔｒよりも十分に短いウィンドウ周期Ｔｗ（例
えば、Ｔｒ／１００程度）で順次切り替え、各ウィンド
ウ周期Ｔｗ内で検出された相関値を、スライディング相
関に用いる切り替え位相数Ｎに対応して設けたＮ個の積
算器Ａ１〜ＡＮに、切り替え位相ごとに対応させてそれ
ぞれＬチップ分積算させ、各積算器Ａ１〜ＡＮの積算回
数Ｍがウィンドウ周期ＴＷを乗じて得られる積算期間Ｍ
Ｔｗに達した時点で、最大値から順に３個の積算値を与
える積算器Ａ１〜ＡＮに対応する切り替え位相を同期位
相に決定する働きをする。そして、この決定された異な
る３つの同期位相をそれぞれ前述の３個の復調回路２８
（２８Ａ，２８Ｂ，２８Ｃ）に与え、実際のデータ信号
の逆拡散復調に用いられる。
【００１８】即ち、図２の具体構成と、図３のＮ個の積
算器Ａ１〜ＡＮの積算シーケンスを説明するためのタイ
ミングチャートを用いて説明すると、ＡＤ変換器２４の
出力Ｉ，Ｑは、パイロット信号の逆拡散を行う相関器３
１に送り込まれる。この相関器３１は、パイロット信号
を逆拡散するものであり、拡散符号発生器３２によって
順次Ｎ回まで循環的に位相シフトされる拡散符号ＰＮ
ｉ，ＰＮｑをウィンドウ周期Ｔｗで供給される。相関器
３１には、その出力をＬチップ分積算する積算器３３が
接続してあり、これはレイリーフェージング特性の周期
に比べ十分に短いウィンドウ周期Ｔｗ内で観測された相
関値が、同相成分Ｉと直交成分Ｑに分けて積算器３３に
てＬチップ分積算される。積算器３３の出力は絶対値検
出器３４に供給され、ここで同相成分Ｉと直交成分Ｑと
を合成して得られるベクトルの絶対値（各成分の二乗和
の平方根）、すなわちウィンドウ周期Ｔｗ内で相関復調
されたパイロット信号の大きさが検出される。絶対値検
出器３４には、位相シフト制御器３５からの位相シフト
指令によって切り替えられる切り替えスイッチ３６が接
続してあり、この切り替えスイッチ３６を介して前述の
Ｎ個の積算器Ａ１〜ＡＮが択一的に絶対値検出回路３４
に接続される。
【００１９】また、Ｎ個の積算器Ａ１〜ＡＮは、位相シ
フト制御器３５が発する読み取り指令によって切り替え
られる切り替えスイッチ３７を介して位相シフト制御器
３５に接続され、それぞれの積算値が順位比較される。
位相シフト制御器３５は、位相シフト指令をもって拡散
符号発生器３２が発生する拡散符号の位相をφ０＋Δφ
から開始してφ０＋ＮΔφまでのＮ通りに切り替え、そ
れと同時に切り替えスイッチ３６を切り替え、また切り
替えスイッチ３７を読み取り指令によって切り替えると
ともに、Ｎ個の積算器Ａ１〜ＡＮに対してはリセット指
令を発してそれぞれの積算値を零リセットする。ここで
φ０は初期位相値を表す。また、位相シフト制御器３５
は、Ｎ個の積算器Ａ１〜ＡＮにＮ種類の同期位相に合わ
せて個別積算された相関値のうち、最大値と第２位及び
第３位の相関値を与える同期位相を検出し、これらの同
期位相に合わせてレーク復調器２５内の３つの復調回路
２８に拡散符号ＰＮｉ，ＰＮｑの各位相値を供給する。
【００２０】同期捕捉に際しては、まず最初に位相シフ
ト制御器３５が発するリセット指令により、全ての積算
器Ａ１〜ＡＮの積算値がクリアされる。次に、位相シフ
ト制御器３５は、位相シフト指令を発して切り替えスイ
ッチ３６を第１積算器Ａ１に切り替えるとともに、拡散
符号発生器３２に対して位相シフトを命ずる。その結
果、拡散符号発生器３２は、パイロット信号の逆拡散に
用いる拡散符号ＰＮｉ，ＰＮｑの位相をΔφだけシフト
させるため、相関器３１は位相φ０＋Δφの拡散符号Ｐ
Ｎｉ，ＰＮｑによって逆拡散され、逆拡散により得られ
る相関値はウィンドウ期間Ｔｗに亙って積算器３３によ
ってＬチップ分積算される。積算器３３により積算され
た同相成分Ｉと直交成分Ｑに関する相関値は、絶対値検
出器３４において二乗和の平方根として絶対値をとら
れ、切り替えスイッチ３６を経由して第１積算器Ａ１に
格納される。
【００２１】次に、ウィンドウ周期Ｔｗが経過した時点
で、位相シフト制御器３５が発する位相シフト指令によ
り切り替えスイッチ３６が第２積算器Ａ２に切り替えら
れ、同時にまた拡散符号発生器３２に対して位相シフト
が命ぜられる。これにより、拡散符号発生器３２は、パ
イロット信号の逆拡散に用いる拡散符号ＰＮｉ，ＰＮｑ
の位相をさらにΔφだけシフトさせる。このため、相関
器３１は位相シフト量がφ０＋２Δφの拡散符号によっ
て逆拡散され、逆拡散により得られる相関値はウィンド
ウ周期Ｔｗに亙って積算器３３によりＬチップ分積算さ
れる。積算器３３により積算された同相成分Ｉと直交成
分Ｑに関する相関値は、前回と同様、絶対値検出器３４
において二乗和の平方根として絶対値をとられ、切り替
えスイッチ３６を経由して第２積算器Ａ２に格納され
る。
【００２２】以下同様に、切り替えスイッチ３６の切り
替えと位相シフトが繰り返され、最後に位相シフト量が
φ０＋ＮΔφの拡散符号による相関値に関する積算値が
第Ｎ積算器ＡＮに格納され、再び第１積算器Ａ１から順
に積算が繰り返される。この繰り返しは、全部でＭ回行
われるため、最終的には第１積算器Ａ１から第Ｎ積算器
ＡＮには、ウィンドウ周期Ｔｗにて離散的に観測された
Ｍ個の相関値、すなわちＬＭチップ分の相関値がそれぞ
れ積算保持される。また、位相シフト制御器３５では、
最終積算の位相シフト指令後、すなわち第Ｍ回目の積算
値に対して、大小に応じた順位付けを開始する。その結
果、第Ｎ積算器ＡＮの積算値が取り込まれた時点で、大
小順に第１位から第３位までの積算相関値が得られ、ま
たそれらを与える拡散符号の初期位相φ０からの位相シ
フト量Δφがそれぞれ確定する。
【００２３】ところで、チップ数Ｌにチップ周期Ｔｃを
乗じた値のウィンドウ周期Ｔｗは、図３に示したよう
に、レイリーフェージングの周期Ｔｒに比べて十分短い
周期に設定されているため、例えば第Ｊ番目の積算器Ａ
Ｊに積算された位相φ０＋ＪΔφの拡散符号による積算
相関値は、レイリーフェージング特性の山又は谷の部分
を離散的にウィンドウ周期で細かく切り取り、それぞれ
の区間で検出された相関値を寄せ集めた値を表すことに
なる。したがって最小刻みとなる観測窓を与えるウィン
ドウ周期Ｔｗ自体は小さくとも、それらをＭ個寄せ集め
たトータルでの総合観測窓に関しては、レイリーフェー
ジングによる受信電力の変動は分散し平均化されてい
る。なお、図３において破線で囲ったＡ１，Ａ２，…
は、従来のＳＳ受信機８に特有のウィンドウ周期に対応
する相関値積算を示すもので、ウィンドウ周期内でレイ
リーフェージングの山又は谷に偶発的に遭遇する可能性
が高いことが理解されよう。
【００２４】このようにして、初期同期が確立される
が、初期同期が確立された後も、同じ手法によって同期
保持を継続的に行うことが可能である。また、確立され
た同期位相に対応する３つの拡散符号ＰＮｉ，ＰＮｑ
は、それぞれ対応する復調回路２８に供給され、送信デ
ータの復調に用いられる。すなわち、３つの復調回路２
８（２８Ａ，２８Ｂ，２８Ｃ）は、それぞれ内蔵する相
関器（図示せず）において与えられた同期位相によりデ
ータ信号の逆拡散を行い、実際のデータ復調が行われ
る。
【００２５】このように、ＳＳ受信機２１は、パイロッ
ト信号による同期捕捉時に行うスライディング相関に際
して、レイリーフェージングによる信号電力の落ち込み
の周期を考慮していないウィンドウ周期でもって拡散符
号の位相を切り替える従来のＳＳ受信機８のごとく、パ
イロット信号をレイリーフェージングの谷の部分すなわ
ち受信電が落ち込む谷の部分のみを用いて逆拡散し、そ
の結果、送信側と受信側とで同期位相が一致しているに
も拘わらず、相関値の低さから同期位相を確立すること
ができなかったり、或いは山の部分すなわち受信電力が
ピークを迎える山の部分で逆拡散してしまい、送信側と
受信側とで多少同期位相が食い違っているにもかかわら
ず、同期位相として確立してしまうといったことはな
い。したがって、レイリーフェージングの周期Ｔｒに比
べて十分に短い周期のウィンドウ周期Ｔｗで検出された
相関値を離散的に収集することでレイリーフェージング
の影響を分散平均化し、高品質のパイロット信号獲得を
可能にすることができ、高い同期精度での同期確立が可
能である。
【００２６】なお、上記実施例において、積算器３３に
おける積算チップ数Ｌを、周波数オフセットに起因して
パイロット信号がπ／２ラジアン以上回転しないような
値とし、また積算器Ａ１〜ＡＮの積算回数Ｍを、チップ
数Ｌを乗じて得られるチップ数換算観測窓期間ＬＭが良
質なパイロット信号の捕捉に十分な値となるよう設定
し、さらにＬＭに積算器Ａ１〜ＡＮの個数Ｎを乗算した
チップ数換算全観測窓期間ＬＭＮを、最悪の周波数偏移
に対して生ずる同期ずれが要求されるチップ精度を越え
ない範囲内の値に指定することができる。その場合、Ｓ
Ｓ受信機２１に用いる回路素子に基地局送信機内で用い
られる素子よりも精度が劣るものを用いざるを得ない場
合でも、クロック発生器のクロック精度の限界から生ず
るウィンドウ周期の微妙な変動を考慮した上で、ウィン
ドウ周期Ｔｗをしかるべく設定し、同時にまた停滞時間
ＬＭＮＴｃをしかるべく設定することにより、要求され
るチップ精度を越える同期ずれを招かぬ範囲で、データ
信号とそれを逆拡散する拡散符号との間の周波数オフセ
ットを排除することができる。
【００２７】
【発明の効果】以上説明したように、本発明は、同期捕
捉の過程で乗算する相関値を求めるべく拡散符号の位相
を、通信路に寄生するレイリーフェージング特性の周期
よりも十分に短いウィンドウ周期で順次切り替え、各ウ
ィンドウ周期において検出された相関値を切り替え位相
数に対応して設けた複数の積算器に切り替え位相ごとに
対応させて積算させ、指定した積算回数、積算区間に達
した時点で、最大又はそれに近い積算値を与える積算器
に対応する切り替え位相を同期位相に決定する構成とし
たから、従来のＳＳ受信機のごとく、パイロット信号を
レイリーフェージングの谷の部分すなわち受信電力が落
ち込む谷の部分のみで逆拡散し、その結果送信側と受信
側とで同期位相が一致しているにも拘わらず、相関値の
低さから同期位相を確立することができなかったり、或
いはパイロット信号をレイリーフェージングの山の部分
すなわち受信電力がピークを迎える山の部分のみで逆拡
散し、その結果送信側と受信側とで多少同期位相が食い
違っているにもかかわらず、同期位相として確立してし
まうといったことはない。すなわち、本発明のＳＳ受信
機はレイリーフェージングの周期に比べて十分に短い周
期のウィンドウで検出された相関値を離散的に収集する
ことで、レイリーフェージングの影響を分散平均化して
高品質のパイロット獲得が可能であり、高い同期精度と
効率的な同期確立が可能である等の優れた効果を奏す
る。
【００２８】また、本発明のＳＳ受信機は、同期捕捉の
過程でパイロット信号に乗算する相関値を求めるべく拡
散符号の位相を、パイロット信号の位相回転量がπ／２
を越えない範囲のウィンドウ周期でもって順次切り替
え、各ウィンドウ周期において検出された相関値を切り
替え位相数に対応して設けた複数の積算器に切り替え位
相ごとに対応させて積算させることによって、周波数偏
移に対して生ずる同期ずれが要求されるチップ精度を越
えない範囲内で指定された積算回数、積算期間に達した
時点で、最大値から順にＫ個（Ｋは１以上の整数値）の
積算器に対応する切り替え位相を同期位相に決定する構
成としたから、製造コスト上の理由等からＳＳ受信機に
用いる回路素子に基地局内で用いられる素子よりも精度
が劣るものを用いざるを得ない場合でも、クロック発生
器のクロック精度の限界から生ずるウィンドウ周期の微
妙な変動を考慮した上で、ウィンドウ周期をしかるべく
設定し、かつまたパイロット獲得に費やされる停滞時間
をしかるべく設定することにより、要求されるチップ精
度を越える同期ずれを招かぬ範囲で、データ信号とそれ
を逆拡散する拡散符号との間の周波数オフセットを排除
することができる等の優れた効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のＳＳ受信機の一実施例を示す概略ブロ
ック構成図である。
【図２】図１に示した同期捕捉追跡器の具体的構成を示
す回路構成図である。
【図３】図２に示した積算器の積算シーケンスを説明す
るためのタイミングチャートである。
【図４】従来のＳＳ送信機とＳＳ受信機の一例を示す概
略ブロック構成図である。
【図５】伝搬路に寄生するレイリーフェージング特性の
一例を示す図である。
【符号の説明】
２１ ＳＳ受信機 ２３ 直交復調器 ２４ ＡＤ変換器 ２５ レーク復調器 ２６ 同期捕捉追跡器 ２７ 情報復調器 ２８ 復調器 ２９ レーク出力合成回路 ３１ 相関器 ３２ 拡散符号発生器 ３４ 絶対値検出器 ３５ 位相シフト制御器

Claims (2)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 スペクトラム拡散変調されたパイロット
    信号及びデータ信号を受信し、該パイロット信号の逆拡
    散により検出される同期位相に基づいて前記データ信号
    を逆拡散復調するスペクトラム拡散受信機において、同
    期捕捉の際に前記パイロット信号に乗算し、相関値を求
    めるべく拡散符号の位相を、通信路に寄生するレイリー
    フェージング特性の周期よりも十分に短いウィンドウ周
    期で順次切り替え、各ウィンドウ周期において検出され
    た相関値を切り替え位相数に対応して設けた複数の積算
    器に切り替え位相ごとに対応させて積算させ、指定した
    積算回数、積算期間に達した時点で、最大値から順にＫ
    個（Ｋは１以上の整数）の積算値を与える積算器に対応
    する切り替え位相を同期位相に決定する同期捕捉追跡手
    段を備えることを特徴とするスペクトラム拡散受信機。
  2. 【請求項２】 スペクトラム拡散変調されたパイロット
    信号及びデータ信号を受信し、該パイロット信号の逆拡
    散により検出される同期位相に基づいて前記データ信号
    を逆拡散復調するスペクトラム拡散受信機において、前
    記パイロット信号に乗算し、相関値を求めるべく拡散符
    号の位相を該パイロット信号の位相回転量がπ／２を越
    えない範囲のウィンドウ周期でもって順次切り替え、各
    ウィンドウ周期において検出された相関値を切り替え位
    相数に対応して設けた複数の積算器に切り替え位相ごと
    に対応させて積算させ、最悪の周波数偏移に対して生ず
    る同期ずれが要求されるチップ精度を越えない範囲内
    で、指定した積算回数に達した時点で、最大値から順に
    Ｋ個（Ｋは１以上の整数）の積算値を与える積算器に対
    応する切り替え位相を同期位相に決定する同期捕捉追跡
    手段を備えることを特徴とするスペクトラム拡散受信
    機。
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