DE60318125T2

DE60318125T2 - Hardware-architektur für bearbeitung von galileo alternate binary offset carrier (altboc) signalen

Info

Publication number: DE60318125T2
Application number: DE60318125T
Authority: DE
Inventors: Neil Okotoks GEREIN
Original assignee: Agence Spatiale Europeenne
Current assignee: Agence Spatiale Europeenne
Priority date: 2003-07-14
Filing date: 2003-10-09
Publication date: 2008-12-04
Anticipated expiration: 2023-10-10
Also published as: CN1802572A; ATE381028T1; RU2339051C2; US20050012664A1; RU2005140737A; CA2530616C; JP4611199B2; WO2005006011A1; JP2007505287A; AU2003280530A1; CA2530616A1; BRPI0318397B1; EP1644753B1; CN1802572B; US6922167B2; BR0318397A; ES2298584T3; EP1644753A1; DE60318125D1; PT1644753E

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Gebiet der Erfindung
Die Erfindung betrifft allgemein GNSS-Empfänger und, genauer, Empfänger, die mit Galileo-AltBOC-Satellitensignalen arbeiten.
Hintergrundinformation
Empfänger globaler Satellitennavigationssysteme (GNSS), wie GPS-Empfänger, bestimmen ihre globale Position ausgehend von den Signalen, die sie von GPS- und anderen Satelliten empfangen. Die GPS-Satelliten beispielsweise übermitteln Signale unter Verwendung von zwei Carriers, nämlich einem L1-Carrier bei 1575,42 MHz und einem L2-Carrier bei 1227,60 MHz. Jeder Carrier ist moduliert durch mindestens einen binären pseudozufälligen (PRN) Code, der besteht aus einer dem Anschein nach zufälligen Abfolge von Nullen und Einsen, die sich periodisch wiederholen. Die Einsen und Nullen im PRN-Code werden „Code-Chips" genannt und die Übergänge im Code von Eins zu Null oder von Null zu Eins, die auftreten zu „Code-Chip-Zeiten", werden Bitübergänge genannt. Jeder GPS-Satellit verwendet einen einzigartigen PRN-Code und daher kann ein GPS-Empfänger ein empfangenes Signal zuordnen einem bestimmten Satelliten durch die Bestimmung des im Signal enthaltenen PRN-Codes.
Der GPS-Empfänger berechnet den Unterschied zwischen dem Zeitpunkt, zu dem ein Satellit sein Signal überträgt, und dem Zeitpunkt, zu dem der Empfänger das Signal empfängt. Der Empfänger berechnet dann seinen Abstand bzw. seine Pseudorange vom Satelliten ausgehend vom zugehörigen Zeitunterschied. Unter Verwendung der Pseudorange von mindestens vier Satelliten bestimmt der Empfänger seine globale Position.
Zur Bestimmung des Zeitunterschieds synchronisiert der GPS-Empfänger einen lokal erzeugten PRN-Code mit dem PRN-Code im empfangenen Signal durch einen Abgleich der Code-Chips in jedem der Codes. Der GPS-Empfänger bestimmt dann wie stark der lokal erzeugte PRN-Code zeitlich verschoben ist gegenüber dem bekannten Timing des PRN-Codes des Satelliten zum Zeitpunkt der Übertragung und berechnet die zugehörige Pseudorange. Je näher der GPS-Empfänger den lokal erzeugten PRN-Code ausrichtet mit dem PRN-Code im empfangenen Signal, desto genauer kann der GPS-Empfänger bestimmen den zugehörigen Zeitunterschied und die Pseudorange und damit seine globale Position.
Der Codesynchronisationsabläufe umfassen die Erfassung des PRN-Codes des Satelliten und das Verfolgen des Codes. Zur Erfassung des PRN-Codes führt der GPS-Empfänger üblicherweise eine Reihe von Korrelationsmessungen durch, die zeitlich getrennt sind durch einen Code-Chip. Nach der Erfassung verfolgt der GPS-Empfänger den empfangenen Code. Üblicherweise führt er früh-minus-spät Korrelationsmessungen durch, d. h. Messungen des Unterschieds zwischen (i) einer Korrelationsmessung, die verbunden ist mit dem PRN-Code im empfangenen Signal und einer frühen Version des lokal erzeugten PRN-Codes, und (ii) einer Korrelationsmessung, die verbunden ist mit dem PRN-Code im empfangenen Signal und einer späten Version des lokalen PRN-Codes. Der GPS-Empfänger verwendet dann die früh-minus-spät Messungen in einer Delay-Lock Loop (DLL), die ein Fehlersignal erzeugt, das proportional ist zur Fehlausrichtung zwischen dem lokalen und dem empfangenen PRN-Code. Das Fehlersignal wird anschließend verwendet für die Steuerung des PRN-Code-Generators, der den lokalen PRN-Code verschiebt zur Minimierung des DLL-Fehlersignals.
Der GPS-Empfänger gleicht typischerweise auch ab den Satellitencarrier mit einem lokalen Carrier unter Verwendung von Korrelationsmessungen, die verbunden sind mit einer rechtzeitigen Version des lokalen PRN-Codes. Zu diesem Zweck verwendet der Empfänger eine Carrier Tracking Phase-Lock Loop.
Ein GPS-Empfänger empfängt nicht nur Sichtverbindungs- bzw. Direktwegsatellitensignale sondern auch Mehrwegsignale, die Signale sind, die verschiedene Wege nehmen und zum Empfänger reflektiert werden vom Boden, Gewässern, angrenzenden Gebäuden usw. Die Mehrwegsignale erreichen den GPS-Empfänger nach den Direktwegsignalen und verbinden sich mit den Direktwegsignalen zu einem verzerrten Empfangssignal. Diese Verzerrung des Empfangssignals beeinflusst nachteilig die Codesynchronisationsabläufe, weil die Korrelationsmessungen, die messen die Korrelation zwischen dem lokalen PRN-Code und dem empfangenen Signal, basieren auf dem gesamten Empfangssignal mit seinen Mehrwegkomponenten. Die Verzerrung kann so sein, dass der GPS-Empfänger versucht zu einem Mehrwegsignal zu synchronisieren statt zum Direktwegsignal. Dies ist besonders wahr für Mehrwegsignale, die Code-Bitübergänge besitzen, die auftreten nahe bei den Zeiten, zu denen Code-Bitübergänge auftreten im Direktwegsignal.
Eine Möglichkeit den empfangenen und den lokal erzeugten PRN-Code genauer zu synchronisieren ist die Verwendung von engen Korrelatoren, die beschrieben sind in den US-Patenten 5.101.416 , 5.390.207 und 5.495.499 , die abgetreten sind an einen Abtretungsempfänger und die ausdrücklich Bestandteil dieser Offenbarung sein sollen. Es wurde ermittelt, dass eine Verkleinerung des Verzögerungsabstands zwischen der frühen und der späten Korrelationsmessung wesentlich reduziert die negativen Auswirkungen von Rauschen und Mehrwegsignalverzerrung der früh-minus-spät Messungen.
Der Verzögerungsabstand wird verringert, sodass das Rauschen korreliert in den frühen und den späten Korrelationsmessungen. Die engen Korrelatoren sind im Wesentlichen enger um einen Korrelationspeak verteilt, der verbunden ist mit den rechtzeitigen PRN-Code-Korrelationsmessungen, als die Beiträge vieler der Mehrwegsignale. Dementsprechend sind die früh-minus-spät Messungen dieser Korrelatoren deutlich weniger verzerrt als sie wären mit einem größeren Intervall um den Peak. Je näher die Korrelatoren um den Peak liegen, desto stärker werden die negativen Auswirkungen der Mehrwegsignale auf die Korrelationsmessungen minimiert. Der Verzögerungsabstand kann jedoch nicht so klein gewählt werden, dass das DLL nicht den PRN-Code des Satelliten sperren kann und dann den Code-Lock beibehält. Andererseits kann der Empfänger nicht den PRN-Code im empfangenen Signal verfolgen ohne sich wiederholt die Zeit zu nehmen den Code erneut zu sperren.
Der L1-Carrier wird moduliert von zwei PRN-Codes, einem 1,023 MHz C/A-Code und einem 10,23 MHz P-Code. Der L2-Carrier wird moduliert vom P-Code. Im Allgemeinen erfasst ein GPS-Empfänger, der gemäß der erwähnten Patente gebaut ist, die Satellitensignale unter Verwendung eines lokal erzeugten C/A-Codes und eines lokal erzeugten L1-Carriers. Nach der Erfassung synchronisiert der Empfänger den lokal erzeugten C/A-Code und den L1-Carrier mit dem C/A-Code und dem L1-Carrier im empfangenen Signal unter Verwendung der engen Korrelatoren in einer DLL und eines rechtzeitigen Korrelators in der Carrier Tracking Loop. Der Empfänger kann dann verwenden die C/A-Code Tracking-Information, um zu verfolgen die L1- und/oder die L2-P-Codes, die bekannte Timingbeziehungen zum C/A-Code und untereinander besitzen.
In einer neueren Generation von GPS-Satelliten ist der L2-Carrier auch moduliert durch einen C/A-Code, der moduliert ist durch eine 10,23 MHz Rechteckwelle. Der rechteckwellenmodulierte C/A-Code, im Folgenden als Split-C/A- Code bezeichnet, besitzt Maxima in seinem Leistungsspektrum bei Verschiebungen von ±10 MHz gegenüber dem L2-Carrier oder in den Nullen des Leistungsspektrums des P-Codes. Der Split-C/A-Code kann daher nach Bedarf selektiv gestört werden ohne den L2 P-Code zu stören.
Die mit dem Split-C/A-Code verbundene Autokorrelationsfunktion besitzt eine Hüllkurve, die entspricht der Autokorrelation des 1,023 MHz C/A-Codes, und mehrere Peaks innerhalb der Hüllkurve, die entsprechen der Autokorrelation der 10,23 MHz Rechteckwelle. Es gibt daher 20 Peaks in einer Hüllkurve eines Zwei-Chip-C/A-Codes oder einen Rechteckwellenautokorrelationspeak alle 0,1 C/A-Code-Chips. Die mit der Rechteckwelle verbundenen Peaks sind jeweils ziemlich eng und bieten daher eine verbesserte Code-Tracking-Genauigkeit, unter der Annahme, dass die DLL den richtigen engen Peak verfolgt.
Wie besprochen im US-Patent 6.184.822 , das abgetreten ist an einen bekannten Abtretungsempfänger und ausdrücklich Bestandteil dieser Offenbarung ist, gibt es Vorteile zum Erfassen und Verfolgen des Split-C/A-Codes durch getrenntes Abgleichen der Phasen einer lokal erzeugten 10,23 MHz Rechteckwelle, die man sich vorstellen kann als 20,46 MHz Rechteckwellencode, und eines lokal erzeugten 1,023 MHz C/A-Codes mit dem empfangenen Signal. Der Empfänger gleicht ab zuerst die Phase des lokal erzeugten Rechteckwellencodes mit dem empfangenen Signal und verfolgt einen der mehreren Peaks der Split-C/A-Code-Autokorrelationsfunktion. Dann verschiebt er die Phase des lokal erzeugten C/A-Codes bezüglich der Phase des lokal erzeugten Rechteckwellencodes für einen Abgleich des lokalen und des empfangenen C/A-Codes und für das Positionieren der Korrelatoren auf dem mittleren Peak des Split-C/A. Der Empfänger verfolgt anschließend direkt den mittleren Peak mit einem lokal erzeugten Split-C/A-Code.
Das Dokument „Analysis of L5/E5 Acquisition, Tracking, and Data Demodulation Thresholds", F. Bastide, O. Julien, C. Macabiau, B. Roturier, in Proceedings of the Institute of Navigation (ION), GPS (24.09.2002), Seiten 2196-2207, offenbart einen Empfänger, der geeignet ist zu demodulieren QPSK-modulierte GPS-L5-Signale (Quaternary Phase Shifting Keying) oder QPSK-modulierte Galileo-E5A-Signale und Galileo-E5B-Signale.
Die EU-Kommission und die Europäische Weltraumorganisation (ESA) entwickeln ein GNSS, das bekannt ist unter dem Namen Galileo. Galileo-Satelliten werden Signale übermitteln im E5a-Frequenzbereich (1176,45 MHz) und im E5b- Frequenzbereich (1207,14 MHz) als ein Composite-Signal mit einer Mittenfrequenz von 1195,795 MHz unter Verwendung der vorgeschlagenen Modulation, die bekannt ist als Alternste Binary Offset Carrier (AltBOC). Die Erzeugung des AltBOC-Signals ist beschrieben im Galileo Signal Task Force Dokument „Technical Annex to Galileo SRD Signal Plans", Entwurf 1, 18. Juli 2001, Referenznummer STF-annexSRD-2001/003, das in seiner Gesamtheit Bestandteil dieser Offenbarung ist. Wie die GPS-Satelliten übermitteln die GNSS-Satelliten jeweils einzigartige PRN-Codes und ein GNSS-Empfänger kann daher ein empfangenes Signal einem bestimmten Satelliten zuordnen. Der GNSS-Empfänger bestimmt dementsprechend zugehörige Pseudoranges ausgehend vom Unterschied zwischen dem Zeitpunkt, zu dem die Satelliten die Signale übermitteln, und den Zeitpunkten, zu denen der Empfänger die AltBOC-Signale empfängt. Ein Beispiel eines GNSS-Empfängers ist beschrieben von Frédéric Bastide, Olivier Julien, Christophe Macabiau, Benoit Roturier im Dokument „Analysis of L5/E5 acquisition, tracking and data demodulation thresholds", Proceeding of the Institute of Navigation (ION), GPS (24.09.2002), Seiten 2196-2207.
Ein Standard-Binary-Offset-Carrier (BOC) moduliert ein Zeitbereichssignal durch eine Sinuswelle sin(w0t), die verschiebt die Frequenz des Signals sowohl zu einem höheren Seitenband als auch zu einem entsprechenden niedrigeren Seitenband. Die BOC-Modulation führt aus die Frequenzverschiebung unter Verwendung einer Rechteckwelle oder von sgn(sin(w0t)) und wird allgemein geschrieben als BOC(fs, fc), wobei fs die Subcarrier-(Rechteckwellen-)Frequenz ist und fc die Spreading-Code-Chipping-Rate. Der Faktor 1,023 MHz wird üblicherweise zur Übersichtlichkeit der Notation ausgelassen, sodass eine BOC(15,345 MHz, 10,23 MHz)-Modulation geschrieben wird als BOC(15, 10). Die BOC-Modulation, die z. B. Signale erzeugt, die ähnlich sind dem beschriebenen Split-C/A-Code, ermöglicht einen einzelnen Spreading- bzw. PRN-Code auf jedem der In-Phase-Carrier und Quadraturcarrier.
Die Modulation eines Zeitbereichssignals durch eine komplexe Exponentialfunktion e^w0t verschiebt die Frequenz des Signals nur zu einem höheren Seitenband. Das Ziel der AltBOC-Modulation ist die Erzeugung in kohärenter Weise von E5a- und E5b-Bändern, die jeweils moduliert sind durch komplexe Exponentialfunktionen bzw. Subcarrier, sodass die Signale empfangen werden können als ein Breitbandsignal, das BOC-ähnlich ist. Die E5a- und E5b-Bänder besitzen jeweils zugehörige In-Phase- und Quadratur-Spreading- bzw. PRN-Codes, wobei die E5a-Codes verschoben sind zum niedrigeren Seitenband und die E5b-Codes verschoben sind zum höheren Seitenband. Die entsprechenden E5a- und E5b-Quadraturcarrier sind moduliert durch datenlosen Pilot-Signale und die entsprechenden In-Phase-Carrier sind moduliert durch sowohl PRN-Codes als auch Datensignale. Ein GNSS-Empfänger kann verfolgen entweder die E5a-Codes oder die E5b-Codes auf eine Weise, die ähnlich ist dem beschriebenen Tracking des Split-C/A-Codes.
Es gibt jedoch Vorteile sowohl in der Mehrwegabschwächung als auch in der Trackinggenauigkeit, die zusammenhängen mit dem Tracking der Composite-E5a- und E5b-Signale, d. h. dem Tracking des kohärenten Breitband-AltBOC-Signals. Die entsprechenden In-Phase- und Quadraturcarrier des Composite-Signals sind moduliert durch komplexe Spreading-Codes und daher enthalten die In-Phase- und die Quadraturkanäle jeweils Beiträge von sowohl der realen als auch der imaginären Signalkomponente der E5a- und E5b-Codes. Theoretische Analysen der Composite-Tracking-Abläufe wurden durchgeführt unter Verwendung von Mathematik auf höchster Ebene. Dementsprechend erwartet man, dass die entsprechenden Empfänger, die im Wesentlichen die mathematischen Berechnungen auf höchster Ebene reproduzieren, sowohl kompliziert als auch teuer sind.
Ein vorgeschlagener Empfänger erzeugt eine lokale Version des AltBOC-Composite-Codes unter Verwendung der gleichen Nachschlagetabellen, welche die Galileo-Satelliten verwenden für die Erzeugung der Signale für die Übertragung, d. h. unter Verwendung der Tabellen, die den zugrunde liegenden Phase-Shift-Keying (PSK) Spreading-Codes entsprechen. Der Empfänger muss daher nicht nur große Nachschlagetabellen führen für jeden der Codes, die jeweils von den Galileo-Satelliten übertragen werden, sondern der Empfänger muss auch komplexe Schaltungen steuern, die den Eingang in die Nachschlagetabellen kontrollieren, wenn ein neuer Code-Chip empfangen wird. Die Tabellen sind sogar größer und die Eingabe ist komplizierter, wenn verschiedene Pilot-Codes auf den E5a- und E5b-Bändern verwendet werden, wie jetzt betrachtet wird.
ZUSAMMENFASSUNG
De Erfindung betrifft einen GNSS-Empfänger, der verfolgt die AltBOC(15, 10)- bzw. Composite-E5a- und E5b-Codes unter Verwendung von Hardware, die lokal das komplexe Composite-Signal erzeugt durch Kombinieren von getrennt erzeugten realen und imaginären Komponenten des komplexen Signals. Für das Tracking der datenlosen Composite-Pilot-Code-Signale, die sich beispielsweise auf dem Quadraturkanal des AltBOC-Signals befinden, erzeugt der Empfänger eine lokale Version des Composite-Pilot-Code als eine Kombination der lokal erzeugten realen und imaginären Pilot-Signalkomponenten. Der Empfänger betätigt daher PRN-Code-Generatoren, die erzeugen Kopien der E5a- und E5b-PRN-Codes, und Rechteckwellengeneratoren, die erzeugen die reale und die imaginäre Komponente des oberen und unteren Subcarriers.
Der Empfänger entfernt den komplexen Composite-Code vom empfangenen Signal durch Multiplizieren des empfangenen Signals, das herunterkonvertiert wird zu Basisband I- und Q-Signalkomponenten, mit dem lokal erzeugten komplexen Composite-Code. Der Empfänger verwendet dann die Ergebnisse, die korrelierte I- und Q-Promptsignalwerte sind, für eine Abschätzung des Phasenwinkel-Trackingfehlers des Mittenfrequenzcarriers. Das Fehlersignal wird verwendet zur Steuerung eines numerisch gesteuerten Oszillators, der auf herkömmliche Art arbeitet, um den Phasenwinkel des lokal erzeugten Mittenfrequenzcarriers zu korrigieren. Der Empfänger verwendet auch frühe und späte Versionen des lokal erzeugten komplexen Composite-Pilot-Code in einer DLL und gleicht ab den lokal erzeugten Composite-Pilot-Code mit dem empfangenen Composite-Pilot-Code durch Minimieren des entsprechenden DLL-Fehlersignals.
Sobald der Empfänger den Composite-Pilot-Code verfolgt, bestimmt der Empfänger seine Pseudorange und globale Position auf herkömmliche Art und Weise. Weiterhin verwendet der Empfänger, wie unten genauer beschrieben wird, einen getrennten Satz von Korrelatoren zum Abgleichen der lokal erzeugten Versionen der In-Phase-Composite-PRN-Codes mit den In-Phase-Kanalcodes im empfangenen Signal und danach zum Einholen der Daten, die darauf moduliert sind.
Die Erfindung betrifft genauer einen Empfänger zur Verwendung bei einem globalen Satellitennavigationssystem, das Alternate Binary Offset Carrier- bzw. AltBOC-Signale überträgt, wobei der Empfänger umfasst:
einen Local-Composite-Code-Generator zum Erzeugen von realen und imaginären Codekomponenten einer lokalen Version eines AltBOC-Composite-Codes, der durch das Kombinieren von lokal erzeugten Codes mit realen und imaginären Komponenten von oberen und unteren Subcarriers erhalten wird;
ein Korrelations-Subsystem zum Erzeugen von Korrelationssignalen, die sich aus der Korrelation des lokal produzierten Composite-Codes mit dem Composite-Code in einem empfangenen AltBOC-Signal ergeben, durch das Kombinieren von Produkten, die durch das Multiplizieren von Basisband-In-Phase- und Basisband-Quadraturkomponenten des empfangenen Signals mit den lokal produzierten realen und imaginären Composite-Code-Komponenten gebildet werden; und
einen Controller zum Einstellen des Local-Composite-Code-Generators, um den lokalen Composite-Code mit dem korrespondierenden Composite-Code in dem empfangenen AltBOC-Signal basierend auf den Korrelationssignalen abzugleichen, wobei der Controller Mittel umfasst zum Bestimmen einer globalen Position basierend auf Timing-Differenzen zwischen den Zeiten, zu denen die AltBOC-Composite-Codes übertragen werden, und den Zeiten, zu denen die Codes empfangen werden von globalen Navigationssatelliten.
Die Erfindung betrifft auch ein Verfahren zum Bestimmen der globalen Position aus Alternate Binary Offset Carrier- bzw. AltBOC-Signalen, die von einem globalen Navigationssatellitensystem empfangen werden, wobei das Verfahren die folgenden Schritte umfasst:
das Erzeugen von realen und imaginären Code-Komponenten einer lokalen Version eines AltBOC-Composite-Codes, der durch das Kombinieren von lokal produzierten Codes mit realen und imaginären Komponenten von oberen und unteren Subcarriers erhalten wird;
das Erzeugen von In-Phase- und Quadraturkomponenten des empfangenen AltBOC-Signals;
das Korrelieren des lokal produzierten Composite-Codes mit dem Composite-Code in dem empfangenen AltBOC-Signal durch das Kombinieren von Produkten, die durch das Multiplizieren von Basisband-In-Phase- und Basisband-Quadraturkomponenten des empfangenen Signals mit den lokal produzierten realen und imaginären Composite-Code-Komponenten gebildet werden, um zugehörige Korrelationssignale zu erzeugen;
das Einstellen des Local-Composite-Code-Generators basierend auf den Korrelationssignalen, um den Local-Composite-Code mit dem korrespondierenden Composite-Code in dem empfangenen AltBOC-Signal abzugleichen; und
das Bestimmen einer globalen Position basierend auf Timing-Differenzen zwischen den Zeiten, zu denen die empfangenen AltBOC-Composite-Codes gesendet werden, und Zeiten, zu denen die Codes empfangen werden von globalen Navigationssatelliten.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Die Erfindungsbeschreibung bezieht sich auf die beigefügten Zeichnungen, wobei:
1 zeigt das Frequenzspektrum der AltBOC(15, 10)-Quadraturkanalsequenz;
2 zeigt die normalisierte Autokorrelationsfunktion, die verbunden ist mit dem in 1 dargestellten Signal;
3 ist ein Funktionsblockdiagramm eines Kanals für einen GNSS-Empfänger;
4 ist ein Funktionsblockdiagramm eines lokalen Code-Generators, der enthalten ist im Empfänger von 3;
5 ist ein Funktionsblockdiagramm eines Korrelator-Subsystems, das enthalten ist im Empfänger von 4;
6 zeigt eine Autokorrelationsfunktion, die verbunden ist mit dem AltBOC-In-Phase-Kanal;
7 ist eine Tabelle mit idealisierten Autokorrelationswerten;
8 zeigt eine andere Autokorrelationsfunktion, die verbunden ist mit dem AltBOC-In-Phase-Kanal;
9 ist ein Funktionsblockdiagramm eines lokalen Code-Generators;
10 ist ein Funktionsblockdiagramm eines Korrelator-Subsystems;
11 ist ein Funktionsblockdiagramm, das verbindet die Korrelator-Subsysteme von 5 und 10.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG EINES AUSFÜHRUNGSBEISPIELS
Das Galileo AltBOC-Modulationsschema erzeugt ein AltBOC(15, 10)-Signal, das einem BOC(15, 10)-Signal ähnlich ist, wobei das E5a- und das E5b-Band ihren eigenen Spreading- bzw. PRN-Code besitzen auf ihren In-Phase- und Quadraturcarriers. Das AltBOC(15, 10)-Signal hat eine Mittencarrierfrequenz von 1191,795 MHz und eine Subcarrierfrequenz von 15,345 MHz, wobei das E5a-Band (1176,45 MHz) als das untere Seitenband und das E5b-Band (1207,14 MHz) als das obere Seitenband dient.
Das AltBOC(15, 10)-Signal wird erzeugt im Satelliten als ein Signal mit konstanter Hüllkurve, das enthält auf dem In-Phase-Kanal eine Zusammensetzung des E5a- und E5b-Spreading- bzw. PRN-Codes und von Daten und auf dem Quadraturkanal eine Zusammensetzung des datenlosen E5a- und E5b-PRN- bzw. Pilot-Codes. 1 zeigt das Frequenzspektrum einer AltBOC(15, 10)-Quadraturkanalsequenz.
Die idealisierte normalisierte Autokorrelationsfunktion für das AltBOC(15, 10)-Signal ist in 2 dargestellt. Die Hüllkurve 100 der Autokorrelationsfunktion 111 ist die Autokorrelationsfunktion eines 10,23 MHz Chipping-Rate-Signals und die mehreren Peaks der Autokorrelationsfunktion 111 sind verbunden mit dem 15,3454 MHz Subcarrier, den man sich vorstellen kann als komplexen Rechteckwellencode.
Die Arbeitsabläufe eines GNSS-Empfängers 10 beim Tracking der AltBOC(15, 10)-Galileo-Satellitensignale wird unten besprochen. In Abschnitt 1 werden besprochen die Arbeitsabläufe beim Tracking der datenlosen Quadratur-Pilot-Codes als Composite-Code. In Abschnitt 2 werden besprochen die Arbeitsabläufe beim Erfassen der E5a- und E5b-Daten von den In-Phase-Composite-Datencodes. In der Diskussion wird angenommen, dass der Empfänger den Mittenfrequenzcarrier erfasst hat unter Verwendung einer herkömmlichen Carrier-Tracking-Loop (nicht abgebildet).
Abschnitt 1. Tracking des Composite-Pilot-Code
Das AltBOC-Signal ist gegeben durch: x(t) = (c1(t) + j·c3(t))·er(t) + (c2(t) + j·c4)·er*(t) (1.1)wobei c₁ der In-Phase-E5b-Code ist, c₂ der In-Phase-E5a-Code, c₃ der Quadratur-E5b-Code und c₄ der Quadratur-E5a-Code, und wobei die E5b- und E5a-Spreading-Codes moduliert sind entsprechend auf dem oberen Carrier er(t) und dem unteren Carrier er*(t), der das komplex konjugierte von er(t) ist. Der obere Carrier er(t) ist: er(t) = cr(t) + j·sr(t)wobei cr(t) = sign(cos(2πf_st)), sr(t) = sign(sin(2πf_st)) und f_s die Subcarrierfrequenz ist.
Der untere Carrier er (t) ist: er*(t) = cr(t) – j·sr(t).
Der Composite-Pilot-Code, der auf dem Quadraturkanal des AltBOC(15, 10)-Signals liegt, umfasst die E5a- und E5b-Quadratur-Codes c₄(t) und c₃(t). Der Ausdruck x_q(t) für das Quadraturkanalsignal ist abgeleitet von Gleichung 1.1 durch Setzen des In-Phase-Kanal-Codes auf Null und Ersetzen des Ausdrucks für den Carrier: xq(t) = (j·c3(t))·(cr(t) + j·sr(t)) + (j·c4(t))·(cr(t) – j·sr(t)) (1.2)
Die Terme von Gleichung 1.2 kann man Trennen in Real- und Imaginärteil: xq(t) = (c4(t) – c3(t))·sr(t) + j·(c3(t) + c4(t))·cr(t) (1.3)
Der Empfänger erzeugt die lokale Version des komplexen Composite-Pilot-Code durch Kombinieren lokal erzeugter realer und imaginärer Signalkomponenten, wie genauer besprochen wird mit Bezug auf 4. Der Empfänger korreliert dann den lokal erzeugten Composite-Pilot-Code mit dem entsprechenden Composite-Pilot-Code im empfangenen Signal, wie genauer besprochen wird mit Bezug auf 5. Anschließend bestimmt der Empfänger zugehörige Pseudoranges und seine globale Position auf herkömmliche Art und Weise.
Siehe 3. Ein GNSS-Empfänger 10 empfängt über eine Antenne 12 ein Signal, das enthält die AltBOC-Composite-Codes, die von allen Satelliten übertragen werden, die sich in Sicht befinden. Das empfangene Signal wird angewendet auf einen Abwärtsmischer 14, der auf herkömmliche Art und Weise das empfangene Signal umwandelt in ein Zwischenfrequenzsignal („ZF") mit einer Frequenz, die kompatibel ist mit einem Analog-Digital-Wandler 18.
Das ZF-Signal wird dann angewendet auf einen ZF-Bandpassfilter 16, der einen Bandpass bei der gewünschten Mittencarrierfrequenz besitzt. Die Bandbreite des Filters 16 sollte breit genug sein, dass die erste Oberschwingung des AltBOC-Composite-Pilot-Code durchgelassen wird, oder ungefähr 1192 MHz. Die breite Bandbreite führt zu relativ scharfen Bitübergängen im empfangenen Code und daher zu ziemlich gut definierten Korrelationspeaks.
Der Analog-Digital-Wandler 18 tastet das gefilterte ZF-Signal ab mit einer Rate, die das Nyquist-Theorem erfüllt und entsprechende digitale In-Phase-(I) und Quadratur-(Q)Signalsamples auf bekannte Art und Weise erzeugt. Die digitalen I- und Q-Signalsamples werden bereitgestellt einem Dopplerentfernungsprozessor 20, der auf bekannte Art und Weise arbeitet, für die Erzeugung von Basisband I_Basisband- und Q_Basisband-Samples durch Drehen des Signals gemäß einer Abschätzung des Mittenfrequenzcarrier-Phasenwinkels. Die Abschätzung des Carrier-Phasenwinkels basiert teilweise auf den Signalen, die erzeugt werden von einem numerisch gesteuerten Carrier-Oszillator („Carrier-NCO") 30, der angepasst ist gemäß dem Carrierphasenfehler-Trackingsignal, das erzeugt wird vom Korrelations-Subsystem 22. Die Arbeitsabläufe des Korrelator-Subsystems werden besprochen mit Bezug auf 5.
Die I_Basisband- und Q_Basisband-Samples werden anschließend dem Korrelator-Subsystem 22 bereitgestellt, das Korrelationsmessungen durchführt durch Multiplizieren der Samples mit frühen, zeitnahen und späten oder früh-minus-spät Versionen des lokal erzeugten Composite-Pilot-Codes, der erzeugt wird von einem Composite-Code-Generator 24. Die Arbeitsabläufe des Composite-Code-Generators und des Korrelator-Subsystems werden besprochen mit Bezug auf 4 bzw. 5. Die I- und Q-Korrelationsmessungen, die verbunden sind mit den frühen, zeitnahen und späten oder früh-minus-spät Versionen des Local-Composite-Pilot-Code, werden bereitgestellt einer Integrier- und Ausgabeschaltung 26, die getrennt die entsprechenden I- und Q-Messungen erfasst über vorher bestimmte Intervalle. Am Ende jedes Intervalls liefert die Integrier- und Ausgabeschaltung 26 die Ergebnisse der entsprechenden I- und Q-Erfassungen, d. h. die I- und Q-Korrelationssignale, an einen Controller 40. Der Controller steuert dann den Carrier-NCO 30 und den Composite-Code-Generator 24 für einen Abgleich des lokal erzeugten Composite-Pilot-Code mit dem entsprechenden Composite-Code im empfangenen Signal.
Der GNSS-Empfänger 10 verfolgt die AltBOC(15, 10)-Signale unter Verwendung eines lokal erzeugten Composite-Pilot-Code, der erzeugt wird aus lokal erzeugten realen und imaginären Composite-Signalkomponenten. Die Arbeitsabläufe, die ausgeführt werden vom Composite-Code-Generator 24 für das Erzeugen von lokal erzeugten Composite-Pilot-Code-Komponenten, werden nun detailliert besprochen mit Bezug auf 4.
Der Composite-Code-Generator 24 umfasst c₃- und c₄-PRN-Code-Generatoren 242 und 243, die entsprechend erzeugen lokale Versionen des E5a- und E5b-PRN-Codes für einen gegebenen GNSS-Satelliten. Der Code-Generator 24 umfasst weiter zwei Rechteckwellengeneratoren 244 und 245, die erzeugen Werte von cr und sr, die entsprechen den realen und imaginären Komponenten des oberen und des unteren Carriers er(t) und er*(t). Wie genauer besprochen wird mit Bezug auf 5 verwendet der Controller die Korrelationssignale für die Steuerung des relativen Timings der lokal erzeugten c₃- und c₄-Code-Chips und der Übergänge der Cr- und sr-Rechteckwellen, die man sich vorstellen kann als entsprechende Codemuster von 0, 1, 0, ... usw.
Der Composite-Code-Generator 24 addiert die c₃- und die c₄-Code-Chips in einem Addierer 240 und multipliziert die Summe im Multiplizierer 246 mit dem Wert von Cr, der sign(cos(πf_st)) entspricht, für die Erzeugung des Realteils des lokal erzeugten Composite-Pilot-Codes. Der Realteil des Composite-Pilot-Codes wird im Folgenden mit „I_Pilot" bezeichnet. Der Composite-Code-Generator erzeugt den Imaginärteil des Composite-Pilot-Code durch Invertieren des c₃-Code-Chips in einem Invertierer 248, Addieren des invertierten c₃-Code-Chips mit dem entsprechenden c₄-Code-Chip in einem Addierer 250 und Multiplizieren des Ergebnisses im Multiplizierer 252 mit sr, das sign(sin(πf_st)) entspricht. Der Imaginärteil des lokal erzeugten Composite-Pilot-Codes wird im Folgenden mit „Q_Pilot" bezeichnet. Die lokale Kopie des Composite-Pilot-Code ist dann die Summe: yPilot(t) = IPilot – j·QPilot.
Wie weiter unten detaillierter besprochen, multipliziert das Korrelator-Subsystem 22 den empfangenen Composite-Pilot-Code mit dem lokal erzeugten Composite-Pilot-Code. Ausgehend vom Ergebnis passt der Controller 40 den PRN-Code und die Rechteckwellen-Generatoren 242–245 an für den Abgleich des lokalen Codes mit dem empfangenen Code.
Siehe 5. Die Arbeitsabläufe des Korrelator-Subsystems 22 werden erklärt bezüglich der Arbeitsabläufe, die einschließen die zeitnahe Version des lokal erzeugten Composite-Pilot-Codes. Der Empfänger umfasst ähnliche Schaltungen für frühe und späte oder früh-minus-spät Versionen des lokal erzeugten Composite-Pilot-Codes, die arbeiten als Teil einer Delay-Lock Loop, DLL, die arbeitet auf bekannte Art und Weise zur Erzeugung eines zugehörigen DLL-Fehlersignals.
Das Korrelations-Subsystem 22 multipliziert die beiden komplexen Signale, nämlich den lokal erzeugten Composite-Pilot-Code und das empfangene Composite-Signal. Das Korrelator-Subsystem führt daher folgende Berechnung durch: ykorreliert(t) = (IBasisband + j·QBasisband)·(IPilot – j·QPilot).
Durch Ausmultiplizieren der Terme und Trennen von Real- und Imaginärteil erhält man das Korrelationssignal: ykorreliert(t) = (IBasisband·IPilot + QBasisband·QPilot) + j·(QBasisband·IPilot – IBasisband ·QPilot)
Siehe 5. Das Korrelations-Subsystem verarbeitet die Basisbandsignale I_Basisband und Q_Basisband, die bereitgestellt werden vom Dopplerentfernungsprozessor 20, und die lokal erzeugten realen und imaginären Signalkomponenten I_Pilot und Q_Pilot, die bereitgestellt werden vom Code-Generator 24, zur Erzeugung des Real- und Imaginärteils des Korrelationssignals. Das Korrelations-Subsystem 22 multipliziert das I_Basisband-Signal mit dem I_Pilot-Signal im Multiplizierer 502 und das Q_Basisband-Signal mit dem Q_Pilot-Signal im Multiplizierer 510. Ein Addierer 506 addiert dann die beiden Produkte und liefert das Ergebnis einer Integrier- und Ausgabeschaltung 516. Die Integrier- und Ausgabeschaltung 516 erfasst die vom Addierer 506 erzeugten Summen und erzeugt zu geeigneten Zeitpunkten ein entsprechendes Realteil- bzw. I_zeitnah-Signal. Für die Erzeugung der Imaginärteile multipliziert das Korrelations-Subsystem das Q_Basisband-Signal mit dem I_Pilot-Signal in einem Multiplizierer 508 und das I_Basisband-Signal mit dem Q_Pilot-Signal in einem Multiplizierer 504. Das vom Multiplizierer 504 erzeugte Produkt wird von einem Invertierer 512 invertiert und addiert zu dem vom Multiplizierer 508 erzeugten Produkt in einem Addierer 514. Der Addierer 514 liefert die Summe dann der Integrier- und Ausgabeschaltung 518, welche die Summen erfasst und zu geeigneten Zeitpunkten ein entsprechendes Q_zeitnah-Signal erzeugt.
Der Controller 40 (3) verarbeitet die I_zeitnah- und Q_zeitnah-Signale zur Bestimmung des Mittencarrier-Tracking-Phasenfehlers als Arkustangens von Q_zeitnah/I_zeitnah. Das Phasenfehlersignal wird anschließend auf bekannte Art und Weise verwendet zur Steuerung des Carrier NCO 30, der wiederum den Dopplerentfernungsprozessor 20 steuert.
Wie besprochen empfängt der Controller 40 auch frühe und späte oder früh-minus-spät I- und Q-Korrelationssignale. Ausgehend von diesen Signalen passt der Controller 40 die Generatoren 242–245 an für das Ausrichten des Local-Composite-Codes im empfangenen Code und damit für das Minimieren des zugehörigen DLL-Fehlersignals.
Abschnitt 2. Erfassen der Daten aus den Composite-In-Phase-Signalen
Die AltBOC(15, 10)-Signale umfassen sowohl Daten als auch Spreading-Codes auf den E5a-In-Phase- und E5b-In-Phase-Kanälen. Der E5a-In-Phase-Kanal trägt Daten, die bei einer bestimmten Datenrate übertragen werden und der E5b-In-Phase-Kanal trägt andere Daten, die bei einer anderen Datenrate übertragen werden. Die Datenübertragung auf den E5a- und E5b-In-Phase-Kanälen erfolgt jedoch zu entsprechenden Zeiten. Der GNSS-Empfänger 10 erfasst und verfolgt das AltBOC(15, 10)-Signal unter Verwendung des Composite-Pilot-Code wie besprochen. Nach dem Entfernen des Carriers, erfasst der Empfänger die Daten vom Composite-In-Phase-Signal unter Verwendung eines getrennten Satzes Korrelatoren, wie detaillierter besprochen wird mit Bezug auf 10.
Das komplexe AltBOC(15, 10)-In-Phase-Basisbandsignal, d. h. das Signal mit auf Null gesetzten Quadratur-Pilot-Codes, ist:
wobei der Subcarrier im Ausdruck enthalten ist als Sinus statt der entsprechenden Rechteckfunktionen cr(t) ± sr(t) und vorerst unter der Annahme, dass c₁(t) und c₂(t) frei von Daten sind. Man beachte, dass der Term
ähnlich ist dem Ausdruck für die Quadratur-Spreading- bzw. PRN-Codes, die besprochen sind in Abschnitt 1.
Wenn das Basisband-In-Phase-Signal korreliert ist mit einer lokalen Kopie des Composite-In-Phase-Spreading-Codes, ist das Ergebnis:
durch Ausmultiplizieren:
wobei R_k die Autokorrelationsfunktion für des Signals k bezeichnet. Die Kreuzterme werden gefiltert über das Vorentdeckungsintervall, insbesondere weil die E5a- und E5b-In-Phase-Spreading-Codes so ausgelegt sind, dass sie kleine Kreuzkorrelationswerte besitzen. Durch Entfernen der Kreuzterme und Entwickeln der komplexen Exponenten erhält man den Ausdruck:
Im Fall von datenfreien Signalen sind die Autokorrelationsfunktionen R₁ und R₂ gleich und der Ausdruck vereinfacht sich zu:
Die entsprechende Korrelationsfunktion ist abgebildet in 6. Man beachte die Ähnlichkeit mit der Korrelationsfunktion für den Composite-Quadratur-Pilot-Code, die abgebildet ist in 2.
Wenn man die Annahme, dass die E5a- und E5b-In-Phase-Codes c₁(t) und c₂(t) datenfrei sind, entfernt, erhält man den normierten Maximal-Soll-Wert der einzelnen Korrelationsfunktionen R₁ und R₂, die mit ihrer Summe und Differenz abgebildet sind in 7. Entsprechend kann man die ursprüngliche Datensequenz erfassen, wenn der Empfänger sowohl (R₁ + R₂) als auch (R₂ – R₁) erfasst vom Composite-In-Phase-Signal.
Der Empfänger kann erfassen die (R₁ + R₂)-Daten direkt aus dem In-Phase-I_zeitnah-Signal. Die Erfassung der (R₂ – R₁)-Daten ist jedoch nicht so direkt möglich. Siehe 6. Die (R₁ + R₂)-Komponente des In-Phase-Composite-Signals, (R₁(τ) + R₂(τ))·cos(2πf_sτ) besitzt eine Autokorrelationsfunktion, die ähnlich ist der Autokorrelationsfunktion des Composite-Quadratur-Kanal-Signals. Siehe 8. Die R₁-R₂-Signalkomponente des In-Phase-Composite-Signals j·(R₂(τ) – R₁(τ))·sin(2πf_sτ) besitzt nicht eine ähnliche Autokorrelationsfunktion, weil der Sinusterm gegen Null geht, wenn τ gegen Null geht.
Zum Ausgleich des Sinusterms, der gegen Null geht, wenn τ gegen Null geht, könnte man eine Korrelationsberechnung versetzen, sodass der Arbeitsablauf den Korrelationspeak verfolgt, der j·(R₂(τ) – R₁(τ))·sin(2πf_sτ) entspricht, und die (R₂ – R₁)-Datensequenz könnte dann gelesen werden vom Q_zeitnah-Korrelator, aber mit verringerter Stärke.
Alternativ kann die Schaltung, die erzeugt die lokale Version des Composite-Signals, stattdessen ein Signal erzeugen, dass für den (R₂ – R₁)-Term die Autokorrelationsfunktion (R₂(τ) – R₁(τ))·cos(2πf_sτ) erzeugt. Das lokale In-Phase-Composite-Signal wird dadurch:
Für das Demodulieren der Daten unter Verwendung dieses Verfahrens erzeugt der Empfänger lokal zwei Kombinationen der c₁(t)- und c₂(t)-Spreading-Codes, nämlich Kombinationen, die den (R₁ + R₂)-Daten bzw. den (R₂ – R₁)-Daten entsprechen. Für die Erfassung der (R₁ + R₂)-Daten erzeugt der Empfänger das Local-Signal:
Für die Erfassung der (R₂ – R₁)-Daten erzeugt der Empfänger das Local-Signal:
Siehe 9. Die Real- und Imaginärteile der (R₂ – R₁)- und (R₁ + R₂)-Kombinationen werden lokal erzeugt von einem Code-Generator 54, der Teil sein kann des Local-Composite-Code-Generators 24 (3). Für die Erzeugung des Realteils der (R₁ + R₂)-Kombination addiert der Code-Generator die c₁- und c₂-Codes in einem Addierer 540 und multipliziert das Ergebnis mit dem Rechteckwellencode cr in einem Multiplizierer 546. Für die Erzeugung des Imaginärteils der (R₁ + R₂)-Kombination addiert der Code-Generator den c₁-Code und den invertierten c₂-Code in einem Addierer 550 und multipliziert das Ergebnis mit dem Rechteckwellencode sr in einem Multiplizierer 562. Der Generator multipliziert auch die Summe c₁ + c₂, die erzeugt wird vom Addierer 540, mit dem Rechteckwellencode sr in einem Multiplizierer 560 zur Erzeugung des Imaginärteils der (R₂ – R₁)-Kombination. Der Generator multipliziert außerdem die Summe c₁ – c₂, die erzeugt wird vom Addierer 550, mit dem Rechteckwellencode cr in einem Multiplizierer 522 zur Erzeugung des Realteils des (R₂ – R₁)-Codes.
Der Empfänger verwendet anschließend die lokal erzeugten Real- und Imaginärteile der (R₁ + R₂)- und (R₂ – R₁)-Kombinationen für die Erfassung der Daten vom Composite-In-Phase-Code.
Siehe 10. Das System multipliziert das In-Phase-Basisbandsignal I_Basisband mit dem Realteil von R₁ + R₂ in einem Multiplizierer 602 und das Quadratur-Basisbandsignal Q_Basisband mit dem Imaginärteil von R₁ + R₂ in einem Multiplizierer 606. Die von den Multiplizierern 602 und 606 erzeugten Produkte werden dann addiert in einem Addierer 608 und die Summe wird bereitgestellt einer Integrier- und Ausgabeschaltung 615. Zur Erzeugung des Korrelationssignals mit Bezug auf R₁ – R₂ multipliziert das Korrelations-Subsystem das Quadratur-Basisbandsignal Q_Basisband mit dem Imaginärteil von R₂ – R₁ in einem Multiplizierer 610. Das System multipliziert weiterhin den Realteil des Basisbandsignals I_Basisband mit dem Realteil von R₂ – R₁ in einem Multiplizierer 604. Die beiden Summen werden addiert in einem Addierer 612 und bereitgestellt einer Integrier- und Ausgabeschaltung 616. Die Integrier- und Ausgabeschaltungen 615 und 616 speichern die von den Addierern 608 und 612 erzeugten Korrelationswerte und erzeugen zu geeigneten Zeitpunkten die (R₁ + R₂)_zeitnah- und (R₁ – R₂)_zeitnah-Signale. Die Ergebnisse werden dann verwendet zur Erfassung der Daten gemäß der Tabelle von 7.
Siehe 11. Die Schaltungen von 5 und 10 können kombiniert werden zur Erzeugung eines Systems, das verfolgt den Quadratur-AltBOC-Composite-Code und erfasst die E5a- und E5b-Daten vom In-Phase-Composite-Code.

Claims

Empfänger zur Verwendung bei einem globalen Satellitennavigationssystem, das Alternate Binary Offset Carrier- bzw. AltBOC-Signale überträgt, wobei der Empfänger umfasst: einen Local-Composite-Code-Generator (24) zum Erzeugen von realen und imaginären Codekomponenten (Ipilot, Qpilot) einer lokalen Version eines AltBOC-Composite-Codes, der durch das Kombinieren von lokal erzeugten Codes (c3, c4) mit realen und imaginären Komponenten (cr, sr) von oberen und unteren Subcarriers (er, er*) erhalten wurde; ein Korrelations-Subsystem (22, 26) zum Erzeugen von Korrelationssignalen (Ipromt, Qprompt), die sich aus der Korrelation des lokal produzierten Composite-Codes mit dem Composite-Code in einem empfangenen AltBOC-Signal ergeben, durch das Kombinieren von Produkten, die durch das Multiplizieren von Basisband-Inphase- und Basisband-Quadraturkomponenten (I-Basisband, Q-Basisband) des empfangenen Signals mit den lokal produzierten realen und imaginären Composite-Code-Komponenten gebildet werden; und einen Controller (40) zum Einstellen des Local-Composite-Code-Generators, um den lokalen Composite-Code mit dem korrespondierenden Composite-Code in dem empfangenen AltBOC-Signal basierend auf den Korrelationssignalen abzugleichen, wobei der Controller Mittel umfasst zum Bestimmen einer globalen Position basierend auf Timing-Differenzen zwischen den Zeiten, zu denen die AltBOC-Composite-Codes übertragen werden, und den Zeiten, zu denen die Codes empfangen werden.
Empfänger nach Anspruch 1, wobei der Local-Composite-Code-Generator (24) umfasst: Rechteckwellen-Code-Generatoren (244, 245) zum Erzeugen von realen und imaginären Komponenten (cr, sr) der oberen und unteren Carrier (er, er*), einen ersten PRN-Code-Generator (243) zum Erzeugen eines ersten Codes (c3), der auf den oberen Carrier (er) moduliert ist, einen zweiten PRN-Code-Generator (242) zum Erzeugen eines zweiten Codes (c4), der auf den unteren Carrier (er*) moduliert ist, und Addierer (240, 250) und Multiplizierer (246, 248, 252) zum Kombinieren des ersten und des zweiten Codes (c3, c4) mit den realen und imaginären Komponenten (cr, sr) des oberen und des unteren Carriers (er, er*), um die realen und imaginären Komponenten (Ipilot, Qpilot) des Local-Composite-Codes zu erzeugen.
Empfänger nach Anspruch 1 oder 2, wobei der erzeugte Local-Composite-Code (Ipilot, Qpilot) einem datenlosen Composite-Pilotcode entspricht.
Empfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei der Local-Composite-Code-Generator (24) ferner Mittel umfasst zum Erzeugen von Kombinationen (I_R1+R2, Q_R1+R2, I_R1–R2, Q_R1–R2), die jeweils einer Summe und einer Differenz einer ersten Autokorrelationsfunktion (R1), die einem dritten Code (c1) zugeordnet ist, und einer zweiten Autokorrelationsfunktion (R2), die einem vierten Code (c2) zugeordnet ist, entsprechen, wobei das Korrelationssystem (22) ferner Mittel umfasst zum Erzeugen von Kombinations-Korrelationssignalen ((R1 + R2)prompt und (R1 – R2)prompt), die den jeweiligen Kombinationen entsprechen, und wobei der Controller (40) ferner Mittel umfasst zum Wiederherstellen von Daten aus den Kombinations-Korrelationssignalen.
Empfänger nach Anspruch 4, wobei der eine oder die mehreren Addierer (240, 248, 250) einen oder mehrere Inverter (248) zum selektiven Invertieren der Codes (c3, c4) umfassen.
Empfänger nach einem der Ansprüche 3 bis 5, wobei der Local-Code-Generator ferner umfasst: einen dritten PRN-Code-Generator (542) zum Erzeugen eines dritten Codes (c1), der auf den oberen Carrier (er) moduliert ist; einen vierten PRN-Code-Generator (543) zum Erzeugen eines vierten Codes (c4), der auf den unteren Carrier (er*) moduliert ist; einen oder mehrere Addierer (540, 548, 550) zum Kombinieren des dritten und des vierten Codes, um zugehörige Summen zu bilden; und einen oder mehrere Multiplizierer (546, 552, 560, 562) zum Multiplizieren jeder Summe einzeln mit der ersten und der zweiten Rechteckwelle (cr, sr), um reale und imaginäre Komponenten (I_R1+R2, Q_R1+R2, I_R1–R2, Q_R1–R2) der jeweils zugehörigen Kombinations-Korrelationssignale ((R1 + R2)prompt, (R1 – R2)prompt) zu erzeugen.
Verfahren zum Bestimmen der globalen Position aus Alternate Binary Offset Carrier bzw. AltBOC-Signalen, die von einem globalen Navigationssatellitensystem empfangen werden, wobei das Verfahren die folgenden Schritte umfasst: das Erzeugen von realen und imaginären Code-Komponenten (Ipilot, Qpilot) einer lokalen Version eines AltBOC-Composite-Codes, der durch das Kombinieren von lokal produzierten Codes (c3, c4) mit realen und imaginären Komponenten (cr, sr) von oberen und unteren Subcarriers (er, er*) erhalten wurde; das Erzeugen von In-Phasen- und Quadraturkomponenten des empfangenen AltBOC-Signals; das Korrelieren des lokal produzierten Composite-Codes mit dem Composite-Code in dem empfangenen AltBOC-Signal durch das Kombinieren von Produkten, die durch das Multiplizieren von Basisband-Inphase- und Basisband-Quadraturkomponenten (I-Basisband, Q-Basisband) des empfangenen Signals mit den lokal produzierten realen und imaginären Composite-Code-Komponenten gebildet werden, um zugehörige Korrelationssignale (Iprompt, Qprompt) zu erzeugen; das Einstellen des Local-Composite-Code-Generators basierend auf den Korrelationssignalen, um den Local-Composite-Code mit dem korrespondierenden Composite-Code in dem empfangenen AltBOC-Signal abzugleichen; und das Bestimmen einer globalen Position basierend auf Timing-Differenzen zwischen den Zeiten, zu denen die empfangenen AltBOC-Composite-Codes gesendet werden, und Zeiten, zu denen die Codes empfangen werden.
Verfahren nach Anspruch 7, wobei der Schritt des Erzeugens der lokalen Version des AltBOC-Composite-Codes die folgenden Schritte umfasst: das Erzeugen von Rechteckwellen (cr, sr), die den realen und imaginären Komponenten des oberen und des unteren Carriers (er, er*) entsprechen, das Erzeugen eines ersten Codes (c3), der auf den oberen Carrier moduliert ist, das Erzeugen eines zweiten Codes (c), der auf den unteren Carrier moduliert ist, und das selektive Kombinieren des ersten und des zweiten Codes und das Multiplizieren der Ergebnisse mit den realen und den imaginären Komponenten des oberen und des unteren Carriers, um die realen und die imaginären Komponenten (Ipilot, Qpilot) des Local-Composite-Codes zu erzeugen.
Verfahren nach Anspruch 8, wobei der Schritt des selektiven Kombinierens des ersten und des zweiten Codes die Schritte des Bildens der ersten und der zweiten Summe umfasst, die jeweils den realen und den imaginären Komponenten (Ipilot, Qpilot) zugeordnet sind, wobei die erste Summe der Addition des zweiten Codes (c4) mit einem invertierten ersten Code (–c3) und die zweite Summe der Addition der beiden Codes entspricht.
Verfahren nach einem der Ansprüche 7 bis 9, wobei der erzeugte Local-Composite-Code (Ipilot, Qpilot) einem datenlosen Composite-Pilot-Code entspricht.
Verfahren nach einem der Ansprüche 7 bis 10, ferner umfassend die folgenden Schritte: das Erzeugen eines dritten Codes (c1), der auf den oberen Carrier moduliert ist, das Erzeugen eines vierten Codes (c2), der auf den unteren Carrier moduliert ist, das Erzeugen von zwei Kombinationen des dritten und des vierten Codes mit der ersten und der zweiten Rechteckwelle, um reale und imaginäre Komponenten (I_R1+R2, Q_R1+R2, I_R1–R2, Q_R1–R2) von Kombinationen R1 + R2 und R1 – R2 zu erhalten, wobei R1 die dem dritten Code (c1) zugeordnete Autokorrelationsfunktion und R2 die dem vierten Code (c2) zugeordnete Autokorrelationsfunktion ist, das Korrelieren der Kombinationen, um Kombinations-Korrelationssignale ((R1 + R2)prompt, (R1 – R2)prompt) für jede Kombination zu erhalten, und das Wiederherstellen von Daten aus den Kombinations-Korrelationssignalen.