CN101266292B - 一种gnss反射信号的频域处理装置和方法 - Google Patents

Abstract

本发明的目的是提供一种GNSS反射信号的频域处理装置和方法。由接收天线、射频模块、信号处理模块和应用处理模块组成。通过对含有反射信号的信号进行累加和频谱变换、频域分析，估计出直射信号和各多径分量的码延时和载波频率、相位等信息。估计的多径分量的成分可以用做反射信号的利用，如利用反射信号测高，测海风等；而从接收机跟踪直射信号的角度来说，多径成分可以被分辨出来并消除，从而使得接收机整机能够在低信噪比，密集的近距离多径条件下减缓多径对码和载波跟踪带来的影响。当系统体制改变时，信号处理模块结构不变，调整其中的参数就能够对信号进行跟踪处理，为多径的利用和消除都提供了有效的解决方案。

Description

一种GNSS反射信号的频域处理装置和方法

技术领域

本发明属于信号处理领域，涉及一种信号处理方法和装置，具体涉及一种GNSS反射信号的频域处理装置和方法

背景技术

多径是高精度定位中影响精度的主要误差源。差分定位系统(DGPS)中，包含许多误差源，有卫星时钟误差、星历误差、电离层延迟误差、对流层延迟误差、接收机钟差、热噪声、多径误差等。通过差分技术和建模技术，大部分误差可以被消除，但是热噪声和多径误差由于在基准站和用户站之间不相关而不能被消除。热噪声引起的误差通常只有毫米级，可以忽略不计，因此多径误差就成为高精度差分定位应用中的主要误差源。

近年来，反射信号应用的逐渐兴起，人们运用准确估计出的GNSS反射信号延时时间进行精密定位，如测高等。在城市峡谷中，直射信号被遮挡，利用反射信号可以保持解算的连续性。在室内，很多微弱信号可以在被收集后检测出其中的有用成分进行处理和利用。

当直射信号和反射信号之间的相对时延较小的时候，多径误差的消除或分辨是比较困难的。已经提出的抗多径算法在多径信号和直射信号小于0.1码片(以C/A码来说)的时候作用很差；并且很多都依赖于比较高的信噪比条件，缺少在低信噪比条件下正常工作的分析和解决方案，如MMT(多径消除技术)算法；还有些算法着力于解决多径对码片的影响，例如窄相关算法，而对于给载波的跟踪带来的影响没有给予解决，缺少对抗多径接收机整机方案描述的文档。在利用反射信号的应用中，在高时延分辨度下对各多径的码和载波的参数进行精密估计有着重要价值。而在这方面，已经存在的技术，如MEDLL等，计算量较大；并且捕获和跟踪用两种机制实现，结构较为复杂。

文献Frequency-Domain Characterization GPS Multipath for Estimation andMitigation.Dr.Chun Yang Sigtem Technology，Inc.ION GNSS 18th InternationalTechnical Meeting of the Satellite Division，13-16 September 2005，Long Beach，CA，提出了利用FFT变换来估算多径延时和复数增益的算法模型，但没有指出具体的实施结构，也没有结合信号中频载波跟踪状态来详细地考虑载波同步误差和由于多径带来的额外的相位误差对算法实现造成的影响，更没有提出直射和多径信号载波频率和相位的估计方法。对低信噪比条件下，算法的适应性也没有提出解决方案。

发明内容

本发明的目的是提供一种GNSS反射信号的频域处理装置和方法。由接收天线、射频模块、信号处理模块和应用处理模块组成。通过对含有多径的信号进行累加和频谱变换、频域分析，使得在存在多径的情况下，估计出直射信号和各多径分量的码延时和载波频率、相位等信息。估计的多径分量的成分既可以用做反射信号的利用，如利用反射信号测高，海洋遥感等。而从接收机跟踪直射信号分量的角度来说，多径成分可以被分辨出来并消除，从而使得接收机整机能够在低信噪比，密集的近距离多径条件下减缓反射信号对码和载波跟踪带来的影响。当系统体制改变时，多径数字信号处理模块的基本结构不变，调整其中的参数和跟踪算法模块就能够对信号进行跟踪处理，方便了各种环境下的多径信号的处理，为反射信号的利用和消除都提供了有效的解决方案。

一种GNSS反射信号的频域处理装置，包括接收天线模块、射频模块、信号处理模块和应用处理模块；所述接收天线模块用于接收发射机发出的模拟射频信号，射频模块用于把从天线接收的射频信号转化为模拟中频信号，信号处理模块把中频模拟信号进行处理，应用处理模块利用信号处理模块处理的结果执行相应的处理；

所述信号处理模块包括A/D转换器、相关模块和提取模块；模拟中频信号经A/D转换器处理为数字中频信号，并输入至相关模块中进行相关处理，提取模块从相关模块中取得直射支路码相位延时的估计误差和载波频率与相位的估计误差、多径信号各个支路的延时和归一化增益信息，并传递到应用处理模块；

所述相关模块包括闭环控制单元，包括解调单元和多径处理单元；上述A/D转换器转换后的数字中频信号输入到解调单元进行解调处理，解调出复数基带信号，并输入至多径处理单元对信号进行变换和分析，估计出直射支路码相位延时的估计误差和载波频率与相位的估计误差，并分别输出到提取模块和闭环控制单元，同时将输出的多径信号各个支路的延时和归一化增益信息输出到提取模块；闭环控制单元利用估计的直射支路码相位延时的估计误差和载波频率与相位的估计误差产生载波控制字和码控制字分别输出到解调单元和多径处理单元。

所述解调单元包括载波映射单元，乘法器单元、数字低通滤波器a和数字低通滤波器b；载波映射单元在闭环控制单元输出的载波控制字的作用下，产生本地同相和正交支路的载波s_lI(n)和s_lQ(n)；上述载波s_lI(n)和s_lQ(n)输出到乘法器单元中分别与数字中频信号s_d(n)相乘，得到复数混频信号I_i′(n)通过数字低通滤波器a，Q_i′(n)通过数字低通滤波器b，复数混频信号滤除其中的高频成分转化为复数基带信号

所述多径处理单元包括累加调整单元，FFT单元、同步码FFT映射单元、复数除法器、IFFT单元和判别单元；累加调整单元对进来的数字中频信号进行非相干累加，得到的1个周期的信号，并输出到FFT单元中经过FFT变换得到频谱

并将此频谱输入到复数除法器除以同步码FFT映射单元产生的本地同步码

的频谱，得到频谱Hx(f)；将Hx(f)输入至IFFT单元，得到在带宽是无限的情况下，该频谱的相应的时域表示hx(t)；将hx(t)输入至判别单元进行判别估计，估计出直射支路码相位延时的估计误差和载波频率与相位的估计误差，并分别输出到提取模块和闭环控制单元，同时将输出的多径信号各个支路的延时和归一化增益信息输出到提取模块；

所述判别单元包括门限判别子单元、复数除法器子单元、幅角计算子单元和存储计算子单元；频谱的时域表示hx(t)首先输入门限判别子单元中，与设置的门限相比较，把大于设定门限的值分别作为直射信号的复数增益

和各多径支路的复数增益

把各多径支路的复数增益

除以输出到复数除法器子单元中得到各支路的相对于直射支路的归一化增益

并分别输出到提取模块和幅角计算子单元；幅角计算子单元分别计算得到幅角θ_n和各支路增益的幅角

幅角θ_n输入到存储计算子单元得到载波频率误差

和相位估计误差

所述累加调整单元以一个本地的码周期为间隔，将L个数据块的对应位置的数据逐个分别相加，对进来的信号进行非相干累加，得到L个周期经调整后得到的1个周期的信号。

所述判别单元中的门限判别子单元里采用自适应滤波算法对

进行滤波，并将得到的结果作为门限。

一种GNSS反射信号的频域处理方法，包括如下步骤：

步骤1：接收天线接收发射机发出的模拟射频信号，并将模拟射频信号传递给射频模块；

步骤2：射频模块将模拟射频信号转化为模拟中频信号，并将模拟中频信号传递到信号处理模块；

步骤3：信号处理模块中的A/D变换器把模拟中频信号转化为数字中频信号；再经过解调单元先把数字中频信号转化为复数基带信号，并在多径处理单元中通过对信号进行一系列的变换和分析，估计出直射支路码相位延时的估计误差和载波频率与相位的估计误差、多径信号延时和归一化增益信息；

步骤4：估计出的直射信号的参数值输入到闭环控制单元后形成控制本地码和载波的频率控制字，传递到解调模块和多径处理单元，分别映射产生本地同步载波，同步码的FFT变换；

步骤5：如果多径处理单元输出的码延时和载波估计误差小于一定的值，则表明信号已经进入稳定的跟踪状态，转到步骤6，否则转到步骤3；

步骤6：提取模块从相关模块中取得载波相位和码相位观测量，提取出直射支路码相位延时的估计误差和频率估计误差、相位估计误差，多径信号各个支路的延时和归一化增益通过接口传送给应用处理模块；

步骤7：应用处理模块对所得的数据进行定位解算处理，对得到导航定位数据进行显示和分析。

所述步骤3中解调单元的载波映射单元在闭环控制单元输出的载波控制字的作用下，产生本地同相和正交支路的载波s_lI(n)和s_lQ(n)；输出到乘法器单元中分别与数字中频信号s_d(n)相乘，得到复数混频信号

I′(n)通过数字低通滤波器a，Q′(n)通过数字低通滤波器b，复数混频信号滤除其中的高频成分转化为复数基带信号

所述步骤3中解调单元的模拟信号中频频率是f_IF，射频前端单边带带宽是BHz，信号截止频率为f_h＝f_IF+B(其中f_IF大于B)；混频以后基带信号在OHz附近，带宽为BHz；高频成分是在2f_IF附近，具有单边带带宽为BHz的双边带信号，输出解调单元的复数基带信号为：

$\underset{i=0}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{I}_i\left(n\right)+j{Q}_i\left(n\right)=\underset{i=0}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{A}_{\mathrm{ni}}{A}_{l}D({\mathrm{nT}}_s+\mathrm{\Δ}{n^{\′}}_i{T}_s+\mathrm{\Δ}{n}_0{T}_s-\widehat{\mathrm{\τ}})C(n{T}_s+\mathrm{\Δ}{n^{\′}}_i{T}_s+\mathrm{\Δ}{n}_0{T}_s-\widehat{\mathrm{\τ}})\·e^{j({\mathrm{\ω}}_d-{\widehat{\mathrm{\ω}}}_d)({\mathrm{nT}}_s+\mathrm{\Δn}{\′}_i\mathrm{Ts}-{\mathrm{tn}}_0)+({\mathrm{\ω}}_o+{\widehat{\mathrm{\ω}}}_d)\mathrm{\Δ}{n^{\′}}_i{T}_s+j({\mathrm{\φ}}_n-{\widehat{\mathrm{\φ}}}_n)+j{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{jump}\_\mathrm{ni}}}$

其中，t_n0表示采样开始于t_n0时刻，ω₀为数字中频频率，ω_d为多普勒频移，

为对ω_d的估计，φ_n为参考时刻t_n0时的载波相位，是对φ_n的估计；D(·)表示卫星导航数据，C(·)表示伪随机码序列；当输入解调单元的是复合的数字中频信号时，在采样时刻nTs时，信号由一路直射信号和m路多径信号组成，m路多径信号的幅度分别是A_ni，相对于直射信号的延时分别是Δn′_iT_s，附加的载波相位变化分别是φ_{jump_ni}(i＝1，2，…，m)，直射支路信号用i＝0表示，令Δn′₀＝0，φ_{jump_n0}＝0；设Δn₀T_s是对直射信号到达时间延时的估计误差， $\widehat{\mathrm{\τ}}-\mathrm{\τ}=\mathrm{\Δ}{n}_0{T}_s,$ τ是码相位的到达延时，

是对τ的估计。

所述步骤3中多径处理单元的累加调整单元以一个本地的码周期为间隔，将L个数据块的对应位置的数据逐个分别相加，得到L个周期经调整后得到的1个周期的信号，并输出到FFT单元中经过FFT变换得到频谱

输入到复数除法器除以同步码FFT映射单元产生的本地同步码的频谱，得到频谱Hx(f)；将Hx(f)输入至IFFT单元，得到在带宽是无限的情况下，该频谱的相应的时域表示hx(t)；将hx(t)输入至判别单元进行判别估计，估计出多径各支路的码和载波的信息输出到提取模块，并估计出直射支路码相位延时和载波频率与相位的估计误差传递给闭环控制单元，并传递给提取模块。

所述步骤3的多径处理单元中频谱Hx(f)通过IFFT单元变换，得到在带宽是无限的情况下，该频谱的相应的时域表示 $\mathrm{hx}\left(t\right)={\mathrm{\α}}_0\left(n{T}_s\right)[\mathrm{\δ}(t-\mathrm{\Δ}{n}_0{T}_s)+\underset{i=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\β}}_i\mathrm{\δ}(t-{\mathrm{\τ}}_i-\mathrm{\Δ}{n}_0{T}_s)].$

所述步骤3中多径处理单元的判别单元包括门限判别子单元、复数除法器子单元、幅角计算子单元和存储计算子单元；频谱的时域表示hx(t)首先输入门限判别子单元中，采用自适应滤波算法对

进行滤波，并将得到的结果作为门限，把大于设定门限的值，分别作为直射信号的复数增益

和各多径支路的复数增益

把各多径支路的复数增益

除以输出到复数除法器子单元中得到各支路的相对于直射支路的归一化增益

并分别输出到提取模块和幅角计算子单元；幅角计算子单元分别计算得到幅角θ_n和各支路增益的幅角

幅角θ_n输入到存储计算子单元得到载波频率误差和相位估计误差

本发明一种GNSS反射信号的频域处理装置和方法的优点在于：

(1)累加调整器对信号进行了非相干累加，使高精度接收机能够适用于在室内或城市峡谷等低信噪比条件下应用。

(2)本发明的信号处理模块采用频域处理的算法，能够精确估计出直射信号码和载波频率、相位的信息，根据这些信息进行同步跟踪，从而消除了多径信号的干扰，跟踪精度高。

(3)本发明的信号发模块里的判别子单元，能够自适应调整门限，在各种信噪比条件下在一定的分辨率精度下精确地估计出任意多路多径的延时和载波频率、相位信息，这些信息可以在反射信号的应用环境中发挥作用。

(4)本发明的能够通过模式选择，即LHCP和RHCP天线的选择，可以一机两用。

较为方便的同时实现可以被利用的反射信号的信息的输出和具有抗多径的性能的精密定位的功能。

(5)本发明的信号处理模块在捕获和跟踪状态下处于同一模式，并且具有捕获速度快，捕获精度高的优点。

(6)本发明的多径处理单元能够适应于各种GNSS信号体制和定位信号的结构，使本发明具为多导航系统兼容、多星座组合的GNSS反射信号应用提供了核心技术储备。

附图说明

图1是本发明一种GNSS反射信号的频域处理装置的总体结构图；

图2是本发明一种GNSS反射信号的频域处理装置的接收天线模块的结构图；

图3是本发明一种GNSS反射信号的频域处理装置的信号处理模块的结构图；

图4是本发明一种GNSS反射信号的频域处理装置的相关模块的结构；

图5是本发一种GNSS反射信号的频域处理装置的解调单元的结构图；

图6是本发明一种GNSS反射信号的频域处理装置的多径处理单元的结构图；

图7是本发明一种GNSS反射信号的频域处理装置的判别单元的结构图；

图8是本发明一种GNSS反射信号的频域处理方法的步骤流程图；

图9是本发明一种GNSS反射信号的频域处理方法的多径处理单元的处理流程图；

图10是本发明一种GNSS反射信号的频域处理方法的判别单元的处理流程图；

图11是本发明一种GNSS反射信号的频域处理装置和方法的信噪比为20dB，1个周期内的仿真结果图，a区和b区分别表示延时10和7个采样间隔的多径的相对增益，c区表示相对噪声增益；

图12是本发明一种GNSS反射信号的频域处理装置和方法的信噪比为0dB，1个周期内的仿真结果图，a区和b区分别表示延时10和7个采样间隔的多径的相对增益，c区表示相对噪声增益；

图13是本发明一种GNSS反射信号的频域处理装置和方法的信噪比为0dB，8个周期累加后的仿真结果图，a区和b区分别表示延时10和7个采样间隔的多径的相对增益，c区表示相对噪声增益。

图14(a)是本发明一种GNSS反射信号的频域处理装置和方法的延时7个采样间隔的多径的估计出来的前十个采样点相对增益验证分辨率的图示；

图14(b)是本发明一种GNSS反射信号的频域处理装置和方法的延时7个采样间隔的多径的估计出来的前十个采样点相对增益验证分辨率的图示。

图中：1.接收天线模块  101.LHCP天线  102.RHCP天线  103.控制单元2.射频模块  3.信号处理模块  301.A/D转换器  302.相关模块  302a.解调单元302a1.载波映射单元  302a2.乘法器单元  302a3.数字低通滤波器a302a4.数字低通滤波器b  302b1.累加调整单元  302b2.FFT单元302b3.复数除法器单元  302b4.IFFT单元  302b5.判别单元  302b51.门限判别子单元302b52.复数除法器子单元  302b53.幅角计算子单元  302b54存储计算子单元302b6.同步码FFT映射单元  302c.闭环控制单元  303提取模块  4.应用处理模块

具体实施方式

下面将结合附图对本发明作进一步的详细说明。

一种GNSS反射信号的频域处理装置，如图1所示，由接收天线模块1、射频模块2、信号处理模块3和应用处理模块4组成；所述接收天线模块1用于接收发射机发出的模拟射频信号，射频模块2用于把从接收天线模块1接收的射频信号转化为模拟中频信号。

如图2所示，所述接收天线模块1由控制单元103、LHCP天线101、RHCP天线102组成。其中的LHCP天线101主要能接收左旋极化波，RHCP天线102接收右旋极化波，并且RHCP天线102是具有抗多径性能的天线。控制单元103控制两个天线的工作状态，当在利用直射信号，需要抑制多径的应用中控制单元103控制RHCP天线102工作，LHCP天线101不工作，只把RHCP天线102接收到的模拟射频信号传递给射频模块2。当在利用反射信号的应用中，控制单元103控制RHCP天线102，LHCP天线101一起工作，把接收到的模拟射频信号分别传递给射频模块2，再分别通过信号处理模块3处理。

如图3所示，信号处理模块3由A/D转换器301、相关模块302和提取模块303组成，所述A/D转换器301把模拟中频信号转化为数字中频信号；相关模块302将接收到的数字信号先解调，然后再进行非相干累加和频谱分析，估计出直射信号的码和载波的跟踪误差，计算相位控制量反馈给相关模块302，维持精密跟踪；直射支路码相位延时的估计误差

和频率估计误差

相位估计误差

多径信号各个支路的延时

和归一化增益信息

输出至提取模块303，并将观测量数据输出到应用处理模块。

模拟中频信号通过A/D转换器301之后变为数字中频信号，表示为：

$s_d\left(n\right)=\underset{i=0}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}\{A_{\mathrm{ni}}D(n_i{T}_s-\mathrm{\τ})C(n_i{T}_s-\mathrm{\τ})\·\cos [({\mathrm{\ω}}_0+{\mathrm{\ω}}_d)(n_i{T}_s-t_{n0})+{\mathrm{\φ}}_n+{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{jump}\_\mathrm{ni}}]\}$

其中，n表示信号的第n个采样时刻，n＝0、1、2、3……，T_s表示信号的采样间隔，τ表示第n个采样时刻的码的传播延时。D(·)表示卫星导航数据，C(·)表示伪随机码序列。设采样开始于t_n0时刻，ω₀为数字中频频率，ω_d为多普勒频移，φ_n为参考时刻t_n0时的载波相位，信号由一路直射信号和m路多径信号组成，直射支路信号用i＝0表示，令Δn′₀＝0，φ_{jump_n0}＝0。则其中第i路(i＝0，1，2，…，m)多径信号幅度分别是A_ni，相对于直射信号的延时分别是Δn′_iT_s，(n_i＝n+Δn′_i)附加的载波相位变化分别是φ_{jump_ni}(i＝0，1，2，…，m)，则在nT_s时刻对第i路多径延时进行采样得到：

s_ni(n)＝A_niD(n_iT_s-τ)C(n_iT_s-τ)·cos [(ω₀+ω_d)(n_iT_s-t_n0)+φ_n+φ_{jump_ni}]

下面，为了简化，当只表示直射采样信号时，有直射信号通过A/D变换的表示：

s_n(n)＝A_nD(nT_s-τ)C(nT_s-τ)·cos[(ω₀+ω_d)(nT_s-t_n0)+φ_n]

如图4所示，所述相关模块302包括解调单元302a，多径处理单元302b，闭环控制单元302c；转换后的数字中频信号输入到解调单元302a进行解调处理，解调出复数基带信号并输入至多径处理单元302b对信号进行变换和分析，估计出直射支路直射支路码相位延时的估计误差

和载波频率与相位的估计误差

并分别输出到提取模块303和闭环控制单元302c，同时将输出的多径信号各个支路的延时

和归一化增益信息

输出到提取模块303；闭环控制单元302c利用估计的载波频率与相位的估计误差

和直射支路码相位延时的估计误差

产生载波控制字和码控制字分别输出到解调单元302a和多径处理单元302b。

如图5所示，在解调单元302a中，由载波映射单元302a1在控制字的作用下生成本地的I、Q支路信号s_lI(n)和s_lQ(n)，本地产生I支路信号为同步的即时伪码乘以本地载波信号：

$s_{\mathrm{lI}}\left(n\right)=A_l\cos \left[({\mathrm{\ω}}_0+{\widehat{\mathrm{\ω}}}_d)({\mathrm{nT}}_s-t_{n0}){+\widehat{\mathrm{\φ}}}_n\right]$

其中，A_l为本地信号幅值，

为第n个采样时刻对码传播延时的估计，

为对ω_d的估计值，

为对φ_n的估计值。相应的Q支路信号为

$s_{\mathrm{lQ}}\left(n\right)=A_l\sin \left[({\mathrm{\ω}}_0+{\widehat{\mathrm{\ω}}}_d)({\mathrm{nT}}_s-t_{n0}){+\widehat{\mathrm{\φ}}}_n\right]$

其中，控制载波映射单元302a1产生本地载波，载波速率由闭环控制单元302c控制输入。

乘法器单元302a2中，将A/D转换器301输出的直射信号的成分分别用乘以载波映射单元302a1输出的s_lI(n)和s_lQ(n)，得到复数混频信号I′(n)和Q′(n)：

$I^{\′}\left(n\right)=A_n{A}_{l}D({\mathrm{nT}}_s-\mathrm{\τ})C({\mathrm{nT}}_s-\mathrm{\τ})\cos [({\mathrm{\ω}}_0+{\mathrm{\ω}}_d)({\mathrm{nT}}_s-t_{n0})+{\mathrm{\φ}}_n]\·\cos [({\mathrm{\ω}}_0+{\widehat{\mathrm{\ω}}}_d)({\mathrm{nT}}_s-t_{n0})+{\widehat{\mathrm{\φ}}}_n],$

$Q^{\′}\left(n\right)=A_n{A}_{l}D({\mathrm{nT}}_s-\mathrm{\τ})C({\mathrm{nT}}_s-\mathrm{\τ})\cos [({\mathrm{\ω}}_0+{\mathrm{\ω}}_d)({\mathrm{nT}}_s-t_{n0})+{\mathrm{\φ}}_n]\·\sin [({\mathrm{\ω}}_0+{\widehat{\mathrm{\ω}}}_d)({\mathrm{nT}}_s-t_{n0})+{\widehat{\mathrm{\φ}}}_n].$ 则得到：

$I^{\′}\left(n\right)j{Q}^{\′}\left(n\right)=A_n{A}_{l}D({\mathrm{nT}}_s-\mathrm{\τ})C({\mathrm{nT}}_s-\mathrm{\τ})\cos [({\mathrm{\ω}}_0+{\mathrm{\ω}}_d)({\mathrm{nT}}_s-t_{n0})+{\mathrm{\φ}}_n]\{\cos [({\mathrm{\ω}}_0+{\widehat{\mathrm{\ω}}}_d)({\mathrm{nT}}_s-t_{n0})+{\widehat{\mathrm{\φ}}}_n]+j\sin [({\mathrm{\ω}}_0+{\widehat{\mathrm{\ω}}}_d)({\mathrm{nT}}_s-t_{n0})+{\widehat{\mathrm{\φ}}}_n]\}$

则s_nl(n)分别乘以s_lI(n)和s_lQ(n)得到复数混频信号：

${I_1}^{\′}\left(n\right)=A_{n1}{A}_{l}D(n_1{T}_s-\mathrm{\τ})C({n_{1}T}_s-\mathrm{\τ})\cos [({\mathrm{\ω}}_0+{\mathrm{\ω}}_d)({n_{1}T}_s-t_{n0})+{\mathrm{\φ}}_n+{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{jump}\_n1}]\·\cos [({\mathrm{\ω}}_0+{\widehat{\mathrm{\ω}}}_d)({\mathrm{nT}}_s-t_{n0})+{\widehat{\mathrm{\φ}}}_n],$

${Q_1}^{\′}\left(n\right)=A_{n1}{A}_{l}D({n_{1}T}_s-\mathrm{\τ})C({n_{1}T}_s-\mathrm{\τ})\cos [({\mathrm{\ω}}_0+{\mathrm{\ω}}_d)({n_{1}T}_s-t_{n0})+{\mathrm{\φ}}_n+{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{jump}\_n1}]\·\sin [({\mathrm{\ω}}_0+{\widehat{\mathrm{\ω}}}_d)({\mathrm{nT}}_s-t_{n0})+{\widehat{\mathrm{\φ}}}_n].$

将I、Q两路乘法器输出的复数混频信号分别输入到数字低通滤波器a302a3和数字低通滤波器b302a4。

在上述混频后，混频信号中的高频信号成分会对后续处理造成干扰，需要有一个数字低通滤波器只保留混频后信号的低频分量部分。在通常的接收机中，加法器以预检测时间为周期把混频后信号的采样点非相干累加，此过程可以等效为对混频信号进行了低通滤波处理，滤除了混频信号中的高频成分。

本实施例中，数字低通滤波器a302a3和数字低通滤波器b302a4的参数设置为：中心频率为OHz，单边带带宽是BHz。

设进入解调单元302a的模拟信号中频频率是f_IF，射频前端单边带带宽是BHz，信号截止频率为f_h＝f_IF+B(其中f_IF大于B)；那么混频以后，基带信号在OHz附近，带宽为BHz；高频成分是在2f_IF附近，具有单边带带宽为BHz的双边带信号。

复数混频信号I′(n)和Q′(n)分别通过两个数字低通滤波器后，得到复数基带信号： $I\left(n\right)=A_n{A}_{l}D({\mathrm{nT}}_s-\mathrm{\τ})C({\mathrm{nT}}_s-\mathrm{\τ})\·\cos [({\mathrm{\ω}}_d-{\widehat{\mathrm{\ω}}}_d)({\mathrm{nT}}_s-t_{n0})+{\mathrm{\φ}}_n-{\widehat{\mathrm{\φ}}}_n],$ 类似的可推导出：

$Q\left(n\right)=A_n{A}_{l}D({\mathrm{nT}}_s-\mathrm{\τ})C({\mathrm{nT}}_s-\mathrm{\τ})\·\sin [({\mathrm{\ω}}_d-{\widehat{\mathrm{\ω}}}_d)({\mathrm{nT}}_s-t_{n0})+{\mathrm{\φ}}_n-{\widehat{\mathrm{\φ}}}_n].$

则复数基带信号可表示为：

$I\left(n\right)+\mathrm{jQ}\left(n\right)=A_n{A}_{l}D({\mathrm{nT}}_s-\mathrm{\τ})C({\mathrm{nT}}_s-\mathrm{\τ})\·e^{j({\mathrm{\ω}}_d-{\widehat{\mathrm{\ω}}}_d)({\mathrm{nT}}_s-{\mathrm{tn}}_0)+j({\mathrm{\φ}}_n-{\widehat{\mathrm{\φ}}}_n)},$ 类似的可推导出I_l(n)和Q_l(n)：

$Q_1\left(n\right)=A_{n1}{A}_{l}D({\mathrm{nT}}_s+\mathrm{\Δ}{n^{\′}}_1{T}_s-\mathrm{\τ})C({\mathrm{nT}}_s+\mathrm{\Δ}{n^{\′}}_1{T}_s-\mathrm{\τ})\·\sin [({\mathrm{\ω}}_d-{\widehat{\mathrm{\ω}}}_d)({\mathrm{nT}}_s+\mathrm{\Δ}{n^{\′}}_1{T}_s-t_{n0})+({\mathrm{\ω}}_o+{\widehat{\mathrm{\ω}}}_d)\mathrm{\Δ}{n^{\′}}_1{T}_s+{\mathrm{\φ}}_n-{\widehat{\mathrm{\φ}}}_n+{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{jump}\_n1}]$

$I_1\left(n\right)=A_{n1}{A}_{l}D({\mathrm{nT}}_s+\mathrm{\Δ}{n^{\′}}_1{T}_s-\mathrm{\τ})C({\mathrm{nT}}_s+\mathrm{\Δ}{n^{\′}}_1{T}_s-\mathrm{\τ})\·\cos [({\mathrm{\ω}}_d-{\widehat{\mathrm{\ω}}}_d)({\mathrm{nT}}_s+\mathrm{\Δ}{n^{\′}}_1{T}_s-t_{n0})+\left({\mathrm{\ω}}_o{+\widehat{\mathrm{\ω}}}_d\right)\mathrm{\Δ}{n^{\′}}_1{T}_s+{\mathrm{\φ}}_n-{\widehat{\mathrm{\φ}}}_n+{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{jump}\_n1}]$

设 ${\mathrm{\τ}}_0=\widehat{\mathrm{\τ}}-\mathrm{\τ},$ 设 $\widehat{\mathrm{\τ}}-\mathrm{\τ}={\mathrm{\τ}}_0=\mathrm{\Δ}{n}_0{T}_s$ 是对直射信号到达时间延时的估计误差，那么 $\mathrm{\τ}=\widehat{\mathrm{\τ}}-{\mathrm{\τ}}_0,$

$I\left(n\right)+\mathrm{jQ}\left(n\right)=A_n{A}_{l}D({\mathrm{nT}}_s-\mathrm{\τ})C({\mathrm{nT}}_s+\mathrm{\Δ}{n}_0{T}_s-\widehat{\mathrm{\τ}})\·e^{j({\mathrm{\ω}}_d-{\widehat{\mathrm{\ω}}}_d)({\mathrm{nT}}_s-{\mathrm{tn}}_0)+j({\mathrm{\φ}}_n-{\widehat{\mathrm{\φ}}}_n)}$

$I_1\left(n\right)=A_{n1}{A}_{l}D({\mathrm{nT}}_s+\mathrm{\Δ}{n^{\′}}_1{T}_s+\mathrm{\Δ}{n}_0{T}_s-\widehat{\mathrm{\τ}})C({\mathrm{nT}}_s+\mathrm{\Δ}{n^{\′}}_1{T}_s+\mathrm{\Δ}{n}_0{T}_s-\widehat{\mathrm{\τ}})\·\cos [({\mathrm{\ω}}_d-{\widehat{\mathrm{\ω}}}_d)({\mathrm{nT}}_s+\mathrm{\Δ}{n^{\′}}_1{T}_s-t_{n0})+({\mathrm{\ω}}_o+{\widehat{\mathrm{\ω}}}_d)\mathrm{\Δ}{n^{\′}}_1{T}_s+{\mathrm{\φ}}_n-{\widehat{\mathrm{\φ}}}_n+{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{jump}\_n1}]$

则当输入解调单元302a的是复合的数字中频信号时，信号由一路直射信号和m路多径信号组成，其中m路多径信号幅度分别是A_ni，相对于直射信号的延时分别是Δn′_iT_s，附加的载波相位变化分别是φ_{jump_ni}(i＝1，2，…，m)，那么第i路延时信号通过解调单元302a后的复数基带信号为：

$I_i\left(n\right)+j{Q}_i\left(n\right)=A_{\mathrm{ni}}{A}_{l}D({\mathrm{nT}}_s+\mathrm{\Δ}{n^{\′}}_i{T}_s+\mathrm{\Δ}{n}_0{T}_s-\widehat{\mathrm{\τ}})C({\mathrm{nT}}_s+\mathrm{\Δ}{n^{\′}}_i{T}_s+\mathrm{\Δ}{n}_0{T}_s-\widehat{\mathrm{\τ}})\·e^{j({\mathrm{\ω}}_d-{\widehat{\mathrm{\ω}}}_d)({\mathrm{nT}}_s+\mathrm{\Δ}{n^{\′}}_i\mathrm{Ts}-{\mathrm{tn}}_0)+j({\mathrm{\ω}}_o+{\widehat{\mathrm{\ω}}}_d)\mathrm{\Δ}{n^{\′}}_i{T}_s+j({\mathrm{\φ}}_n-{\widehat{\mathrm{\φ}}}_n)+j{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{jump}\_\mathrm{ni}}}$

直射支路信号用i＝0表示，令Δn′₀＝0，φ_{jump_n0}＝0，则数字低通滤波器a302a3和数字低通滤波器b302a4的输出信号，输出给多径处理单元302b的复数基带信号为：

$\underset{i=0}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{I}_i\left(n\right)+j{Q}_i\left(n\right)=\underset{i=0}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{A}_{\mathrm{ni}}{A}_{l}D({\mathrm{nT}}_s+\mathrm{\Δ}{n^{\′}}_i{T}_s+\mathrm{\Δ}{n}_0{T}_s-\widehat{\mathrm{\τ}})C(n{T}_s+\mathrm{\Δ}{n^{\′}}_i{T}_s+\mathrm{\Δ}{n}_0{T}_s-\widehat{\mathrm{\τ}})\·e^{j({\mathrm{\ω}}_d-{\widehat{\mathrm{\ω}}}_d)({\mathrm{nT}}_s+\mathrm{\Δn}{\′}_i\mathrm{Ts}-{\mathrm{tn}}_0)+({\mathrm{\ω}}_o+{\widehat{\mathrm{\ω}}}_d)\mathrm{\Δ}{n^{\′}}_i{T}_s+j({\mathrm{\φ}}_n-{\widehat{\mathrm{\φ}}}_n)+j{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{jump}\_\mathrm{ni}}---\left(1\right)}$

在室内定位或城市峡谷中的情况下，由于GPS的信号经过遮挡、衰减等，一般到达接收机的信号都极其微弱，因此解扩完成后的复数基带信号的信噪比一般比较低。正常的信噪比一般是21dB到30dB，在室内的环境下，信噪比将会比正常值降低20～30dB。这样就会使在判别单元中，有用信号分量被噪声分量淹没，因为其中小于门限的信号分量被忽略为噪声，算法失效。

设式(1)基带复数信号上还叠加了噪声分量n_s(nT_s)，那么经过FFT单元302b2、复数除法器单元302b3、IFFT单元302b4后，设得到的信号为n_h(nT_s)。公式表示此过程为：

$\mathrm{IFFT}\left\{\frac{\mathrm{FFT}\left(n_s\left({\mathrm{nT}}_s\right)\right)}{{\mathrm{\α}}_o\left({\mathrm{nT}}_s\right)\mathrm{FFT}\left[C^{\′}({\mathrm{nT}}_s-\widehat{\mathrm{\τ}})\right]e^{-\mathrm{j\ω\Δ}{n}_0{T}_s}}\right\}=n_h\left({\mathrm{nT}}_s\right)$

n_h(nT_s)噪声分量会对判别单元302b5中估计h(t)和直射支路的码相位延时估计误差

载波相位的频率估计误差

相位估计误差

的信息产生不利影响。因为信号分量湮没在噪声里，无法设置门限。

由于经过FFT单元302b2、复数除法器单元302b3、IFFT单元302b4的处理是线性的，那么当只有噪声通过时，有 $n_s\left({\mathrm{nT}}_s\right)={\mathrm{\α}}_o\left({\mathrm{nT}}_s\right)C^{\′}({\mathrm{nT}}_s+\mathrm{\Δ}{n}_0\mathrm{Ts}-\widehat{\mathrm{\τ}})\⊗n_h\left({\mathrm{nT}}_s\right),$ 其中

是循环卷积。

由循环卷积的性质：如果进入多径处理单元302b的噪声方差n_s(nT_s)提高L倍，噪声对估计出来的多径通道传递函数的影响，即n_h(nT_s)的方差也将提高L倍。

假设在L个码周期内多径状态不变，将复数基带信号输入至累加调整单元302b1。在累加调整单元302b1中，噪声n_s(nT_s)叠加后，方差提高L倍，n_h(nT_s)的方差也提高L倍；而有用的信号通过叠加，幅度提高L倍，能量提高L²倍。累加调整单元使得信噪比将提高(101gL)dB。

累加调整单元302b1将输入的复数基带信号把进来的信号缓存，以一个本地的码周期为间隔，对进来的信号进行非相干累加。即在累加调整单元302b1中，将L个数据块的对应位置的数据逐个分别相加，得到L个周期经调整后得到的1个周期的信号。

为了表示方便，累加后的1个周期的信号采用和累加前的一个周期的信号相同的符号表示。

如图6所示，从累加调整器302b1输出的复数基带信号第i路在FFT单元302b2中经过FFT变换得到的频谱表示为：

$F[\underset{i=0}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{I}_i\left(n\right)+j{Q}_i\left(n\right)]=F[\underset{i=0}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{A}_{\mathrm{ni}}{A}_{l}D({\mathrm{nT}}_s+\mathrm{\Δ}{n^{\′}}_i{T}_s+\mathrm{\Δ}{n}_0{T}_s-\widehat{\mathrm{\τ}})C({\mathrm{nT}}_s+\mathrm{\Δ}{n^{\′}}_i{T}_s+\mathrm{\Δ}{n}_0{T}_s-\widehat{\mathrm{\τ}})\·e^{j({\mathrm{\ω}}_d-{\widehat{\mathrm{\ω}}}_d)({\mathrm{nT}}_s+\mathrm{\Δ}{n^{\′}}_i\mathrm{Ts}-t_{n0})}\·e^{j({\mathrm{\φ}}_n-{\widehat{\mathrm{\φ}}}_n)+j{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{jump}\_\mathrm{ni}}}\·e^{j({\mathrm{\ω}}_o+{\widehat{\mathrm{\ω}}}_d)\mathrm{\Δ}{n}^{\′}\mathrm{iTs}}]$

$=F[\underset{i=0}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{A}_{\mathrm{ni}}{A}_{l}D({\mathrm{nT}}_s+\mathrm{\Δ}{n}_0{T}_s-\widehat{\mathrm{\τ}})C({\mathrm{nT}}_s+\mathrm{\Δ}{n}_0{T}_s-\widehat{\mathrm{\τ}})\·e^{j({\mathrm{\ω}}_d-{\widehat{\mathrm{\ω}}}_d)({\mathrm{nT}}_s-{\mathrm{tn}}_0)+j({\mathrm{\φ}}_n-{\widehat{\mathrm{\φ}}}_n)}\·e^{j(\mathrm{\ωo}+\widehat{\mathrm{\ω}}d)\mathrm{\Δ}{n}^{\′}\mathrm{iTs}}]\·e^{-\mathrm{j\ω\Δ}{n}^{\′}\mathrm{iTs}}\·e^{j{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{jump}\_\mathrm{ni}}}$

其中，F[·]表示对信号进行傅立叶变换。

设 ${\mathrm{\α}}_0\left({\mathrm{nT}}_s\right)=A_n{A}_{l}D({\mathrm{nT}}_s+\mathrm{\Δ}{n}_0{T}_s-\widehat{\mathrm{\τ}})e^{j({\mathrm{\ω}}_d-{\widehat{\mathrm{\ω}}}_d)({\mathrm{nT}}_s-t_{n0})+j({\mathrm{\φ}}_n-{\widehat{\mathrm{\φ}}}_n)}\text{,}$ 由于高精度应用环境下，一般物体运动速度较小，多普勒频率较小，则载波稳定跟踪时，由于

不是很大，远小于1，而且

在稳态跟踪的时候认为也远小于一周，变化不会很大，即认为 ${\mathrm{\ω}}_d-{\widehat{\mathrm{\ω}}}_d\≈0,$ ${\mathrm{\φ}}_n-{\widehat{\mathrm{\φ}}}_n\≈0.$ 如果采样时刻nT_s距参考时刻t_n0不大，则可以认为 $({\mathrm{\ω}}_d-{\widehat{\mathrm{\ω}}}_d)({\mathrm{nT}}_s-{\mathrm{tn}}_0)+({\mathrm{\φ}}_n-{\widehat{\mathrm{\φ}}}_n)$ 在做FFT的时间段内几乎是常数，即在估计h(t)中忽略它的在每一个做FFT的点上的变化。

那么直射支路的基带复数信号的频域表示为：

$F[I_0\left(n\right)+j{Q}_0\left(n\right)]=F\left[{\mathrm{\α}}_0\left({\mathrm{nT}}_s\right)C({\mathrm{nT}}_s+\mathrm{\Δ}{n}_0{T}_s-\widehat{\mathrm{\τ}})\right]=F\left[{\mathrm{\α}}_0\left({\mathrm{nT}}_s\right)C({\mathrm{nT}}_s-\widehat{\mathrm{\τ}})\right]\·e^{\mathrm{j\ω\Δ}{n}_0\mathrm{Ts}}.$

设： ${\mathrm{\β}}_i=\frac{A_{\mathrm{ni}}}{A_n}\×e^{j({\mathrm{\ω}}_0+{\widehat{\mathrm{\ω}}}_d)\mathrm{\Δ}{n}_i^{\′}{T}_s+j{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{jump}\_\mathrm{ni}}},$ 1 $e^{j({\mathrm{\ω}}_0+{\widehat{\mathrm{\ω}}}_d)\mathrm{\Δ}{n}^{\′}i{T}_s+j{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{jump}\_\mathrm{ni}}}$ 的幅角是β_i的角度部分，表示第i路多径支路信号相对于直射信号引起的额外的相位差，这样可以分辨多径的载波相位信息。A_ni的差别造成β_i的幅度部分有所差别。

第i路多径支路的基带复数信号的频域表示为：

$F[I_i\left(n\right)+Q_i\left(n\right)]=F\left[{\mathrm{\α}}_0\left({\mathrm{nT}}_s\right)C({\mathrm{nT}}_s-\widehat{\mathrm{\τ}})\right]e^{-\mathrm{j\ω\Δ}{n}_i^{\′}{T}_s}\·{\mathrm{\β}}_i\·e^{-\mathrm{j\ω\Δ}{n}_0{T}_s},$ 则复合复数基带信号(假设有一路直射，m路延时信号)通过FFT单元302b2后表示为：

$F\left[\underset{i=0}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}\right[I_i\left(n\right)+j{Q}_i\left(n\right)\left]\right]=F\left[{\mathrm{\α}}_0\left({\mathrm{nT}}_s\right)C({\mathrm{nT}}_s-\widehat{\mathrm{\τ}})\right][1+\underset{i=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{-\mathrm{j\ω\Δ}{n}_i^{\′}\mathrm{Ts}}{\mathrm{\β}}_i]{\·e}^{-\mathrm{j\ω\Δ}{n}_0\mathrm{Ts}}---\left(2\right)$

$={\mathrm{\α}}_0\left({\mathrm{nT}}_s\right)F\left[C({\mathrm{nT}}_s-\widehat{\mathrm{\τ}})\right][1+\underset{i=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{-\mathrm{j\ω\Δ}{n}_i^{\′}\mathrm{Ts}}{\mathrm{\β}}_i]\·e^{-\mathrm{j\ω\Δ}{n}_0\mathrm{Ts}}$

在码控制字的作用下，同步码FFT映射单元302b6产生限制频谱带宽的本地同步码

它的频谱是其中

的限制带宽和射频前端，和数字低通滤波器a302a3和数字低通滤波器b302a4保持一致。

由于射频前端的滤波作用，导致通过射频前端通路到达复数除法器单元302b3的信号频谱

中，

其实是经过射频前端的滤波后的限制带宽的频谱

$F\left[\underset{i=0}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}\right[I_i\left(n\right)+j{Q}_i\left(n\right)\left]\right]={\mathrm{\α}}_0\left({\mathrm{nT}}_s\right)F\left[C^{\′}({\mathrm{nT}}_s-\widehat{\mathrm{\τ}})\right][1+\underset{i=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{-\mathrm{j\ω\Δ}{n}_i^{\′}\mathrm{Ts}}{\mathrm{\β}}_i]{\·e}^{-\mathrm{j\ω\Δ}{n}_0\mathrm{Ts}}$

在复数除法器单元302b3中，将FFT单元302b2输出的频谱

除以本地同步码

的频谱。即： $F\left[\underset{i=0}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}\right[I_i\left(n\right)+j{Q}_i\left(n\right)\left]\right]={\mathrm{\α}}_0\left({\mathrm{nT}}_s\right)F\left[C^{\′}({\mathrm{nT}}_s-\widehat{\mathrm{\τ}})\right][1+\underset{i=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{-\mathrm{j\ω\Δ}{n}_i^{\′}\mathrm{Ts}}{\mathrm{\β}}_i]{\·e}^{-\mathrm{j\ω\Δ}{n}_0\mathrm{Ts}}$ 除以

得到： $\mathrm{Hx}\left(f\right)={\mathrm{\α}}_0\left({\mathrm{nT}}_s\right)[1+\underset{i=0}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{-\mathrm{j\ω\Δ}{n}_i^{\′}\mathrm{Ts}}{\mathrm{\β}}_i]\·e^{-\mathrm{j\ω\Δ}{n}_0\mathrm{Ts}}.$

将复数除法器单元302b3输出的频谱通过IFFT单元302b4变换，得到在带宽是无限的情况下，该频谱的相应的时域表示 $\mathrm{hx}\left(t\right)={\mathrm{\α}}_0\left({\mathrm{nT}}_s\right)[\mathrm{\δ}(t-\mathrm{\Δ}{n}_0{T}_s)+\underset{i=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\β}}_i\mathrm{\δ}(t-{\mathrm{\τ}}_i-\mathrm{\Δ}{n}_0{T}_s)],$ 其中τ_i＝Δn′_iT_s。

其中，定义 $H\left(f\right)=1+\underset{i=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{-\mathrm{j\ω\Δ}{n}_i^{\′}\mathrm{Ts}}{\mathrm{\β}}_i$ 为多径通道传递函数，相应的时域表示是： $h\left(t\right)=\mathrm{\δ}\left(t\right)+\underset{i=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\β}}_i\mathrm{\δ}(t-{\mathrm{\τ}}_i).$

判别单元302b5中利用的IFFT的结果，估计出多径支路的延时信息(i＝1，2，…，m)，归一化增益信息

(i＝1，2，…，m)，即多径各支路的码和载波的信息，估计出的各多径支路的信息可以用来做反射信号的利用的应用，传递给应用处理模块4。同时也得到直射信号的码延时误差的估计直射支路的增益

载波的频率和相位误差的估计

和

可以把这些估计信息传递给闭环控制单元302c。闭环控制单元302c通过这些信息，形成控制本地码和载波的频率控制字，分别传递给解调单元302a和多径处理单元302b的同步码FFT映射单元302b6，分别映射产生本地同步载波和同步码的FFT变换。

如图7所示，判别单元3025b由门限判别子单元302b51，复数除法器子单元302b52，幅角计算子单元302b53和存储计算子单元302b54组成。

门限判别子单元302b51中，首先是设置门限，把信号的时域表示hx(t)的各成分与门限比较，把大于设定门限的值作为直射支路信号的增益

和各个多径支路信号的复数增益

然后记录相对应的时间点，得到

(i＝0，1，2，…，m)，分别表示对直射信号延时的估计误差，多径支路相对于直射支路的延时。

门限判别子单元302b51中以本地同步码周期为周期计算，从循环相关的意义上说，上个数据块里最后一个码片里的信息，其实是时间上最靠前的支路的信息，即τ₀＜0的情况。所以把时间上最靠前的支路的信息作为直射信号，相应的时间信息作为估计的

相应的得到第1支路至第m支路的复数增益

(i＝1，2，…，m)和

(i＝0，1，2，…，m)；

在复数除法器子单元302b52中把第1，2，…，m路的信号的复数增益

除以

然后得到各支路的相对于直射支路的归一化增益

把归一化增益

送到幅角计算子单元302b53得到各支路增益的幅角

作为各多径支路的相位信息。

这个值也是个复数，送到幅角计算子单元302b53得到它的幅角得到θ_n。即设 ${\mathrm{\θ}}_n=({\mathrm{\ω}}_d-{\widehat{\mathrm{\ω}}}_d)({\mathrm{nT}}_s-t_{n0})+({\mathrm{\φ}}_n-{\widehat{\mathrm{\φ}}}_n)$ 是对应于nTs时刻的载波角度的信息值。

通过多次FFT变换得到的θ_n序列可以由存储计算子单元302b54计算得到载波频率误差

通过此刻的θ_n得到此时刻的相位的估计误差

注意频率差至少需要两组数据，即n时刻开始的FFT和一段时间过去后的(n+N)时刻进行的FFT，得到θ_n和θ_n+N才能得到一个频率差。公式如式(7)所示。

${\mathrm{\α}}_0\left({\mathrm{nT}}_s\right)=A_n{A}_{l}D({\mathrm{nT}}_s+\mathrm{\Δ}{n}_0{T}_s-\widehat{\mathrm{\τ}})e^{j({\mathrm{\ω}}_d-{\widehat{\mathrm{\ω}}}_d)({\mathrm{nT}}_s-t_{n0})+j({\mathrm{\φ}}_n-{\widehat{\mathrm{\φ}}}_n)}$ 这个值需要第n到第(n+N-1)区间的采样值来做FFT以后得到。

一个FFT区间内有N个采样时间间隔Ts，则长度为NTs。每次可以认为参考时刻t_n0就是FFT开始进行的时刻，即nT_s＝t_n0。由于锁相环起作用的时，频差比较小，NTs时间又很短，

NT_s就更小，可以认为该项为零，而相位差的估计和实际相比可能较大，可通过载波闭环调整使相位的估计误差接近于零。假设估计的频差特别小，接近于零，即 $({\mathrm{\ω}}_d-{\widehat{\mathrm{\ω}}}_d)\≈0,$ 则在nTs到(n+N-1)Ts的区间内认为θ_n到θ_n+N-1是一个值，都等于θ_n。φ_n是当参考时刻为nTs的时候，载波相位；

是对φ_n的估计。ω_d是参考时刻的时候频率，

是对ω_d的估计。假设从n到N和从N到2N时刻两段积分区间里得到的频率ω_d和

都没有变，得到θ_n和θ_n+N，如式子(3)(4)所示。

${\mathrm{\θ}}_n=({\mathrm{\ω}}_d-{\widehat{\mathrm{\ω}}}_d)({\mathrm{nT}}_s-t_{n0})+({\mathrm{\φ}}_n-{\widehat{\mathrm{\φ}}}_n)---\left(3\right)$

由时间向后推移，得到： ${\mathrm{\θ}}_{n+N}=({\mathrm{\ω}}_d-{\widehat{\mathrm{\ω}}}_d)((n+N)T_s-t_{n0})+({\mathrm{\φ}}_n-{\widehat{\mathrm{\φ}}}_n)---\left(4\right)$

计算估计的频率误差：由式(3)(4)得到： ${\mathrm{\θ}}_{n+N}-{\mathrm{\θ}}_n=({\mathrm{\ω}}_d-{\widehat{\mathrm{\ω}}}_d){\mathrm{NT}}_s---\left(6\right)$

$\⇒({\mathrm{\ω}}_d-{\widehat{\mathrm{\ω}}}_d)=\frac{{\mathrm{\θ}}_{n+N}-{\mathrm{\θ}}_n}{{\mathrm{NT}}_s}---\left(7\right)$

当处于FFT单元302b2开头的时刻，nT_s＝t_n0，由(3)得到： ${\mathrm{\φ}}_n-{\widehat{\mathrm{\φ}}}_n={\mathrm{\θ}}_n---\left(5\right).$

由此，计算出频率估计误差

相位估计误差

可见每个时刻的角度的估计误差就等于 ${\mathrm{\θ}}_j={\mathrm{\φ}}_j-{\widehat{\mathrm{\φ}}}_j.$ 每段时间间隔处理一次，这样得到了相位和载波频率的修正值。

因此，在判别单元302b5得到估计的h(t)和直射支路的码相位延时估计误差载波相位的频率估计误差相位估计误差

的信息。把其中的码和载波的估计误差信息

传递给闭环控制单元302c，由闭环控制单元302c通过这些信息，形成控制本地码和载波的频率控制字，传递到多径处理单元302b的同步码FFT映射单元302b6和解调模块302a，分别映射产生同步码的FFT变换，本地同步载波；同时直射支路码相位延时的估计误差

和频率估计误差

相位估计误差

多径信号各个支路的延时和归一化增益信息输出至提取模块303。

判别单元302b5中，把频谱中大于门限的部分提取出来，第一路信息为直射支路信息，可以得到此支路的延时和增益，而通过增益的幅角信息可以得到直射支路的码相位估计误差τ₀和载波相位估计误差信息 ${\mathrm{\θ}}_j={\mathrm{\φ}}_j-{\widehat{\mathrm{\φ}}}_j;$ 然后通过两个以上这样的时间顺序运算得到载波频率的估计误差 $({\mathrm{\ω}}_d-{\widehat{\mathrm{\ω}}}_d)=\frac{{\mathrm{\θ}}_{n+N}-{\mathrm{\θ}}_n}{{\mathrm{NT}}_s}.$

提取模块303从相关模块302中提取直射支路码相位延时的估计误差和载波频率与相位的估计误差、多径信号各个支路的延时和相位信息，并传到应用处理模块4，由应用处理模块4进行定位解算处理。

一种GNSS反射信号的频域处理方法，如图8所示，具有如下步骤：

步骤一：接收天线模块1接收发射机发出的模拟射频信号，根据应用选择仅接收RHCP信号或同时接收LHCP和RHCP信号，并将通过模拟射频信号传递给射频模块2；；

步骤二：射频模块2将模拟射频信号转化为模拟中频信号，并将模拟中频信号传递到信号处理模块3；

步骤三：信号处理模块3中的A/D转换器301把模拟中频信号转化为数字中频信号；数字中频信号中包括接收的直射和经过反射延时后的多路径信号。再经过解调单元302a先把数字中频信号转化为复数基带信号，并在多径处理单元302b中通过对信号进行一系列的变换和分析，估计出直射支路码相位延时的估计误差与载波频率和相位的估计误差和多径信号各个支路的延时和相位信息；

模拟中频信号通过A/D转换器301之后变为复合的数字中频信号，表示为：

$s_d\left(n\right)=\underset{i=0}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}\{A_{\mathrm{ni}}D(n_i{T}_s-\mathrm{\τ})C(n_i{T}_s-\mathrm{\τ})\·\cos [({\mathrm{\ω}}_0+{\mathrm{\ω}}_d)(n_i{T}_s-t_{n0})+{\mathrm{\φ}}_n+{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{jump}\_\mathrm{ni}}]\}.$

其中，n表示信号的第n个采样时刻，n＝0、1、2、3……，T_s表示信号的采样间隔，τ表示第n个采样时刻的码的传播延时。D(·)表示卫星导航数据，C(·)表示伪随机码序列。设采样开始于t_n0时刻，ω₀为数字中频频率，ω_d为多普勒频移，φ_n为参考时刻t_n0时的载波相位，信号由一路直射信号和m路多径信号组成，直射支路信号用i＝0表示，令Δn′₀＝0，φ_{jump_n0}＝0。则其中第i路(i＝0，1，2，…，m)多径信号幅度分别是A_ni，相对于直射信号的延时分别是Δn′_iT_s，(n_i＝n+Δn′_i)附加的载波相位变化分别是φ_{jump_ni}(i＝0，1，2，…，m)，则在nT_s时刻对第i路多径延时进行采样得到：

s_ni(n)＝A_niD(n_iT_s-τ)C(n_iT_s-τ)·cos[(ω₀+ω_d)(n_iT_s-t_n0)+φ_n+φ_{jump_ni}]。

那么，为了简化，当只表示的直射时候，A/D变换后信号表示为：

s_n(n)＝A_nD(nT_s-τ)C(nT_s-τ)·cos[(ω₀+ω_d)(nT_s-tn₀)+φ_n]。

控制载波映射单元302a1产生本地载波速率的控制字是由相关模块302的闭环控制单元302c产生的。载波映射单元302a1产生的I，Q两路的本地载波s_lQ(n)，s_lI(n)：

$s_{\mathrm{lI}}\left(n\right)=A_l\cos [({\mathrm{\ω}}_0+{\widehat{\mathrm{\ω}}}_d)({\mathrm{nT}}_s-t_{n0})+{\widehat{\mathrm{\φ}}}_n],s_{\mathrm{lQ}}\left(n\right)=A_l\sin [({\mathrm{\ω}}_0+{\widehat{\mathrm{\ω}}}_d)({\mathrm{nT}}_s-t_{n0})+{\widehat{\mathrm{\φ}}}_n].$

其中，A_l为本地信号幅值，

为第n个采样时刻对码传播延时的估计，

为对ω_d的估计值，

为对φ_n的估计值。

由A/D转换器301形成的数字中频信号中的直射成分通过解调单元302a的乘法器单元302a2中乘以本地载波s_lI(n)、s_lQ(n)得到复数混频信号：

$I^{\′}\left(n\right)=A_n{A}_{l}D({\mathrm{nT}}_s-\mathrm{\τ})C({\mathrm{nT}}_s-\mathrm{\τ})\cos [({\mathrm{\ω}}_0+{\mathrm{\ω}}_d)({\mathrm{nT}}_s-t_{n0})+{\mathrm{\φ}}_n]\·\cos [({\mathrm{\ω}}_0+{\widehat{\mathrm{\ω}}}_d)({\mathrm{nT}}_s-t_{n0})+{\widehat{\mathrm{\φ}}}_n]$ 和

$Q^{\′}\left(n\right)=A_n{A}_{l}D({\mathrm{nT}}_s-\mathrm{\τ})C({\mathrm{nT}}_s-\mathrm{\τ})\cos [({\mathrm{\ω}}_0+{\mathrm{\ω}}_d)({\mathrm{nT}}_s-t_{n0})+{\mathrm{\φ}}_n]\·\sin [({\mathrm{\ω}}_0+{\widehat{\mathrm{\ω}}}_d)({\mathrm{nT}}_s-t_{n0})+{\widehat{\mathrm{\φ}}}_n].$

相应的多径信号经过处理后得到：

${I_i}^{\′}\left(n\right)=A_{\mathrm{ni}}{A}_{l}D({n_{i}T}_s-\mathrm{\τ})C({n_{i}T}_s-\mathrm{\τ})\cos [({\mathrm{\ω}}_0+{\mathrm{\ω}}_d)({n_{i}T}_s-t_{n0})+{\mathrm{\φ}}_n+{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{jump}\_\mathrm{ni}}]\·\cos [({\mathrm{\ω}}_0+{\widehat{\mathrm{\ω}}}_d)({\mathrm{nT}}_s-t_{n0})+{\widehat{\mathrm{\φ}}}_n]$

复数混频信号包括高频成分和基带成分，高频信号成分会对后续处理造成干扰，那么需要有一个数字低通滤波器只保留混频后信号的低频分量部分。设置数字低通滤波器的中心频率为OHz，单边带带宽是BHz。

用数字低通滤波器a302a3和数字低通滤波器b302a4取出其中直射信号的基带信号成分，可以得到复数基带信号：

$I\left(n\right)+\mathrm{jQ}\left(n\right)=A_n{A}_{l}D({\mathrm{nT}}_s-\mathrm{\τ})C({\mathrm{nT}}_s-\mathrm{\τ})\·e^{j({\mathrm{\ω}}_d-{\widehat{\mathrm{\ω}}}_d)({\mathrm{nT}}_s-{\mathrm{tn}}_0)+j({\mathrm{\φ}}_n-{\widehat{\mathrm{\φ}}}_n)},$ 对于多径信号有：

$I_i\left(n\right)=A_{\mathrm{ni}}{A}_{l}D({\mathrm{nT}}_s+\mathrm{\Δ}{n_{i}T}_s-\mathrm{\τ})C({\mathrm{nT}}_s+\mathrm{\Δ}{n_{i}T}_s-\mathrm{\τ})\·\cos [({\mathrm{\ω}}_d-{\widehat{\mathrm{\ω}}}_d)({\mathrm{nT}}_s+\mathrm{\Δ}{n^{\′}}_i{T}_s-t_{n0})+\left({\mathrm{\ω}}_o{+\widehat{\mathrm{\ω}}}_d\right)\mathrm{\Δ}{n^{\′}}_i{T}_s+{\mathrm{\φ}}_n-{\widehat{\mathrm{\φ}}}_n+{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{jump}\_\mathrm{ni}}]$

$I_i\left(n\right)+j{Q}_i\left(n\right)=A_{\mathrm{ni}}{A}_{l}D({\mathrm{nT}}_s+\mathrm{\Δ}{n_{i}T}_s-\mathrm{\τ})C({\mathrm{nT}}_s+\mathrm{\Δ}{n_{i}T}_s-\mathrm{\τ})\·e^{j[({\mathrm{\ω}}_d-{\widehat{\mathrm{\ω}}}_d)({\mathrm{nT}}_s+\mathrm{\Δ}{n}^{\′}\mathrm{iTs}-\mathrm{tn}0)+(\mathrm{\ωo}+\widehat{\mathrm{\ω}}d)\mathrm{\Δ}{n}^{\′}\mathrm{iTs}+{\mathrm{\φ}}_n-{\widehat{\mathrm{\φ}}}_n+{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{jump}\_\mathrm{ni}}]}$

如果假设直射支路的信号用i＝0表示，设Δn′₀＝0，φ_{jump_n0}＝0。

则输出解调单元302a的包括直射和多径的复合基带复数信号为：

$\underset{i=0}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{I}_i\left(n\right)+j{Q}_i\left(n\right)=A_{\mathrm{ni}}{A}_{l}D({\mathrm{nT}}_s+\mathrm{\Δ}{n^{\′}}_i{T}_s+\mathrm{\Δ}{n}_0{T}_s-\widehat{\mathrm{\τ}})C(n{T}_s+\mathrm{\Δ}{n^{\′}}_i{T}_s+\mathrm{\Δ}{n}_0{T}_s-\widehat{\mathrm{\τ}}))\·e^{j({\mathrm{\ω}}_d-{\widehat{\mathrm{\ω}}}_d)({\mathrm{nT}}_s+\mathrm{\Δn}{\′}_i\mathrm{Ts}-{\mathrm{tn}}_0)+({\mathrm{\ω}}_o+{\widehat{\mathrm{\ω}}}_d)\mathrm{\Δ}{n^{\′}}_i{T}_s+j({\mathrm{\φ}}_n-{\widehat{\mathrm{\φ}}}_n)+j{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{jump}\_\mathrm{ni}}.}$

复数基带信号经过相关模块302的解调单元302a后继续经过多径处理单元302b。多径处理单元302b通过对信号进行一系列的变换和分析，可以估计出直射支路码相位延时的估计误差与载波频率和相位的估计误差，也可以估计出多径信号各个支路的延时和相位信息。

将估计出直射支路直射支路码相位延时的估计误差、载波频率的估计误差、相位的估计误差、多径信号各个支路的延时和归一化增益信息输出到提取模块。

估计的直射支路载波频率和相位的估计误差与码相位延时的估计误差通过闭环控制单元302c转化为载波控制字和码控制字，分别反馈传递给解调单元302a产生本地同步载波，并多径处理单元302b的同步码FFT映射单元302b6产生同步码的FFT变换，由解调单元302a和多径处理单元302b执行下一次循环操作。整个循环过程由解调单元302a、多径处理单元302b和闭环控制单元302c共同协调完成，并不断将数字中频信号输入到解调单元302a，由多径处理单元302b输出估计的信号值至提取模块303进行信息提取。

如图9所示，在多径处理单元302b中，信号首先通过累加调整单元302b1，将输入的信号流以分段缓存，以一个本地的码周期为间隔，以L个周期进行非相干累加，重复叠加进来的信号，得到信噪比得到增强的数据块。

把通过累加调整单元302b1信噪比得到加强的信号(假设有一路直射，m路延时信号)在FFT单元301b2中进行FFT变换，整理得到：

$F\left[\underset{i=0}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}\right[I_i\left(n\right)+j{Q}_i\left(n\right)\left]\right]=F\left[{\mathrm{\α}}_0\left({\mathrm{nT}}_s\right)C({\mathrm{nT}}_s-\widehat{\mathrm{\τ}})\right][1+\underset{i=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{-\mathrm{j\ω\Δ}{n}_i^{\′}\mathrm{Ts}}{\mathrm{\β}}_i]{\·e}^{-\mathrm{j\ω\Δ}{n}_0\mathrm{Ts}}$

$={\mathrm{\α}}_0\left({\mathrm{nT}}_s\right)F\left[C({\mathrm{nT}}_s-\widehat{\mathrm{\τ}})\right][1+\underset{i=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{-\mathrm{j\ω\Δ}{n}_i^{\′}\mathrm{Ts}}{\mathrm{\β}}_i]\·e^{-\mathrm{j\ω\Δ}{n}_0\mathrm{Ts}}$

其中： ${\mathrm{\α}}_0\left({\mathrm{nT}}_s\right)=A_n{A}_{l}D({\mathrm{nT}}_s+\mathrm{\Δ}{n}_0{T}_s-\widehat{\mathrm{\τ}})e^{j({\mathrm{\ω}}_d-{\widehat{\mathrm{\ω}}}_d)({\mathrm{nT}}_s-t_{n0})+j({\mathrm{\φ}}_n-{\widehat{\mathrm{\φ}}}_n)}\text{,}$ 由于高精度应用环境下，一般物体运动速度较小，多普勒频率较小，载波稳定跟踪时，由于

不是很大，远小于1，而且不会变化很大，但是稳态跟踪的时候认为也远小于一周，即认为 ${\mathrm{\ω}}_d-{\widehat{\mathrm{\ω}}}_d\≈0,$ ${\mathrm{\φ}}_n-{\widehat{\mathrm{\φ}}}_n\≈0.$ 则如果采样时刻nT_s距参考时刻t_n0时间不大的情况下，认为诉讼在做FFT的时间段内几乎是常数，而在估计h(t)中忽略它的在每一个(做FFT的点)点上的变化。即α₀(nT_s)在一次FFT处理期间认为是常数。

${\mathrm{\β}}_i=\frac{A_{\mathrm{ni}}}{A_n}\×e^{j({\mathrm{\ω}}_0+{\widehat{\mathrm{\ω}}}_d)\mathrm{\Δ}{n}_i^{\′}{T}_s+j{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{jump}\_\mathrm{ni}}},$ 复数 $e^{j({\mathrm{\ω}}_0+{\widehat{\mathrm{\ω}}}_d)\mathrm{\Δ}{n}^{\′}i{T}_s+j{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{jump}\_\mathrm{ni}}}$ 是β_i的角度部分，表示第i路多径支路信号相对于直射信号引起的额外的相位差。这样多径对载波相位造成的影响也可以在多径处理单元302b中分辨并消除。A_ni的差别造成β_i的幅度部分有所差别。

同步码FFT映射单元302b6在闭环控制单元302c输出的码控制字的作用下产生限带的本地同步码的的频谱带宽和射频前端和数字低通滤波器a302a3、数字低通滤波器b302a4保持一致。

把经过FFT变换的频谱

通过复数除法器单元302b3除以限带的本地同步码的的频谱

除以限带的本地同步码的的频谱是因为考虑到射频前端，数字低通滤波器等的滤波限带作用。

则 $F\left[\underset{i=0}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}\right[I_i\left(n\right)+j{Q}_i\left(n\right)\left]\right]={\mathrm{\α}}_0\left({\mathrm{nT}}_s\right)F\left[C^{\′}({\mathrm{nT}}_s-\widehat{\mathrm{\τ}})\right][1+\underset{i=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{-\mathrm{j\ω\Δ}{n}_i^{\′}\mathrm{Ts}}{\mathrm{\β}}_i]{\·e}^{-\mathrm{j\ω\Δ}{n}_0\mathrm{Ts}}$ 除以

得到： $\mathrm{Hx}\left(f\right)={\mathrm{\α}}_0\left({\mathrm{nT}}_s\right)[1+\underset{i=0}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{-\mathrm{j\ω\Δ}{n}_i^{\′}\mathrm{Ts}}{\mathrm{\β}}_i]\·e^{-\mathrm{j\ω\Δ}{n}_0\mathrm{Ts}}.$

把经过复数除法器单元302b3得到的频谱在IFFT单元302b4中进行IFFT变换得到时域信号 $\mathrm{hx}\left(t\right)={\mathrm{\α}}_0\left({\mathrm{nT}}_s\right)[\mathrm{\δ}(t-\mathrm{\Δ}{n}_0{T}_s)+\underset{i=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\β}}_i\mathrm{\δ}(t-{\mathrm{\τ}}_i-\mathrm{\Δ}{n}_0{T}_s)].$

得到的时域信号在判别单元302b中进行分析判别，如图10所示，判别分析的流程如下：

(1)门限判别子单元302b51中设置门限，把信号的时域表示hx(t)的各成分与门限比较，把大于设定门限的值作为直射支路信号的增益

和各个多径支路信号的复数增益

然后记录相对应的时间点，得到

(i＝0，1，2，…，m)，分别表示对直射信号延时的估计误差，多径支路相对于直射支路的延时；

门限的设定方法：通过 ${\mathrm{\α}}_0\left({\mathrm{nT}}_s\right)=A_n{A}_{l}D({\mathrm{nT}}_s+\mathrm{\Δ}{n}_0{T}_s-\widehat{\mathrm{\τ}})e^{j({\mathrm{\ω}}_d-{\widehat{\mathrm{\ω}}}_d)({\mathrm{nT}}_s-t_{n0})+j({\mathrm{\φ}}_n-{\widehat{\mathrm{\φ}}}_n)}$ 估计出此时的

然后自适应滤波以后确定门限，也可根据载噪比以一定的算法估计出来。经过L次累加后，门限的设定要相应的做调整，因此门限可由估计出的

和累加调整单元302b1累加的周期L的长短来共同决定。

(2)在复数除法器子单元302b52中把第1，2，…，m路的信号的复数增益

除以

然后得到各支路的相对于直射支路的归一化增益

(3)把归一化增益送到幅角计算子单元302b53得到各支路增益的幅角

作为各多径支路的相位信息。

这个值也是个复数，送到幅角计算子单元302b53得到它的幅角θ_n。

(4)通过多次FFT变换得到的θ_n序列可以由存储计算子单元302b54计算得到载波频率误差

通过此刻的θ_n得到此时刻的相位的估计误差注意频率差至少需要两组数据，即n时刻开始的FFT和一段时间过去后的(n+N)时刻进行的FFT，得到θ_n和θ_n+N才能得到一个频率差，公式如式(7)所示： $({\mathrm{\ω}}_d-{\widehat{\mathrm{\ω}}}_d)=\frac{{\mathrm{\θ}}_{n+N}-{\mathrm{\θ}}_n}{{\mathrm{NT}}_s}---\left(7\right).$

步骤四：将在多径处理单元302b中估计出载波频率和相位的估计误差与码相位延时的估计误差输入到闭环控制单元302c后形成控制本地码和载波的频率控制字，分别反馈传递给解调单元302a和多径处理单元302b的同步码FFT映射单元302b6，分别映射产生本地同步载波，同步码的FFT变换；

步骤五：如果信号的码延时和载波估计误差小于一定的值，则表明信号已经进入稳定的跟踪状态，转到步骤六，否则转到步骤三

步骤六：提取模块303从相关模块302中的解调单元302a中的载波映射单元302a1和多径处理单元302b的同步码FFT映射单元302b6取得载波相位和码相位观测量，并从相关模块中302提取直射和多径信号各观测量，传送给应用处理模块4；

步骤七：应用处理模块4对所得的数据进行定位解算处理导航定位数据，并进行显示和分析，进行定位解算处理。

在信噪比较低的情况下，累加调整单元302b1结构的L个周期的累加能明显提高此信号处理流程的信噪比。

仿真环境：采样率fs＝46MHz；滤波后的单边带带宽B＝8MHz；中频频率f_IF＝10MHz。多径延迟时间分别是10，7个采样点的延时间隔。多径支路的增益为了简单，都设为和直射信号的相同。

如图11所示，为信噪比snr＝20dB，L＝1：不通过累加调整单元302b1到达判别单元302b5的有用信号和噪声值。(a)区和(b)区分别表示延时10和7个采样间隔的多径的相对增益，(c)区表示相对噪声增益。

(a)区的相对增益值是100，(b)区的相对增益值是85，然而(c)区表示的相对增益值是在12到24之间，这样的情况下，判别单元302b5设置门限可以设置为50左右，能够分辨出有用的信号成分。

如图12所示，为信噪比snr＝0dB，L＝1时候不通过累加调整单元302b1到达判别单元302b5的有用信号和噪声值。(a)区和(b)区分别表示延时10和7个采样间隔的多径的相对增益，(c)区表示相对噪声增益。

(a)区的相对增益值是10，(b)区的相对增益值是8.5，可见是图12中的相对增益值的十分之一，与信噪比增高了20dB的条件相对应。而(c)区表示的噪声相对增益值是在11到20之间，这样的情况下，有用信号淹没在噪声中，判别单元302b5无法设置合适的门限分辨出有用的信号成分。

如图13所示，为信噪比snr＝0dB，L＝8通过累加调整单元302b1到达判别单元302b5的有用信号和噪声值。(a)区和(b)区分别表示延时10和7个采样间隔的多径的相对增益，(c)区表示相对噪声增益。

(a)区的相对增益值是80，(b)区的相对增益值是是69，然而(c)区表示的噪声相对增益值是在31到55之间，这样的情况下，判别单元302b5设置门限可以设置为60左右，能够分辨出有用的信号成分。

那么可见，当信噪比高的时候，判别单元302b5很容易得到设定门限判别多径支路，当信噪比的时候，信号淹没在噪声中，但是通过累加调整单元302b1的作用，使得L＝8的时候，仍能够清晰的判别。提高信噪比的效果显著。

仿真环境：采样率fs＝46MHz；滤波后的单边带带宽B＝8MHz；中频频率f_IF＝10MHz。多径延迟时间分别是7，8个采样点的延时间隔。多径支路的增益为了简单，都设为和直射信号的相同。这里为验证分辨率的大小，先忽略噪声。

得到估计出来的多路径信息的情况如图。图14(a)是应于7个采样点延时得到的估计出来的前十个采样点相对增益，最大值出现在8处；图14(b)是应于8个采样点延时得到的估计出来的前十个采样点相对增益，最大值出现在9处(图中最大值处比假设值各大一是由于图中把直射信号的位置视为第一个采样点)。两幅图的最大值表示分辨出的多径的延时分别出现在7和8个采样点处，和假设一致，可见可以正确分辨。根据实验，第7和第8个采样点间隔一个采样点，可以分辨。一个采样点对应时间2.17e-8s，对于C/A码来说，多径处理模块具有相当于0.022chip的多径分辨率。分辨率较高。

Claims (10)

1.一种GNSS反射信号的频域处理装置，包括接收天线模块、射频模块、信号处理模块和应用处理模块；所述接收天线模块用于接收发射机发出的模拟射频信号，射频模块用于把从天线接收的射频信号转化为模拟中频信号，信号处理模块把中频模拟信号进行处理，应用处理模块利用信号处理模块处理的结果执行相应的处理；

所述信号处理模块包括A/D转换器、相关模块和提取模块；模拟中频信号经A/D转换器处理为数字中频信号，并输入至相关模块中进行相关处理，提取模块从相关模块中取得直射支路码相位延时的估计误差和载波频率与相位的估计误差、多径信号各个支路的延时和归一化增益信息，并传到应用处理模块；

所述相关模块包括闭环控制单元，其特征在于，还包括解调单元和多径处理单元；上述A/D转换器转换后的数字中频信号输入到解调单元进行解调处理，解调出复数基带信号，并输入至多径处理单元对信号进行变换和分析，估计出直射支路码相位延时的估计误差和载波频率与相位的估计误差，并分别输出到提取模块和闭环控制单元，同时将输出的多径信号各个支路的延时和归一化增益信息输出到提取模块；闭环控制单元利用估计的直射支路码相位延时的估计误差和载波频率与相位的估计误差产生载波控制字和码控制字分别输出到解调单元和多径处理单元；

所述解调单元包括载波映射单元，乘法器单元、数字低通滤波器a和数字低通滤波器b；载波映射单元在闭环控制单元输出的载波控制字的作用下，产生本地同相和正交支路的载波s_lI(n)和s_lQ(n)；上述载波s_lI(n)和s_lQ(n)输出到乘法器单元中分别与数字中频信号s_d(n)相乘，得到复数混频信号 

I_i′(n)通过数字低通滤波器a，Q_i′(n)通过数字低通滤波器b，复数混频信号滤除其中的高频成分转化为复数基带信号 

所述多径处理单元包括累加调整单元，FFT单元、同步码FFT映射单元、复数除法器、IFFT单元和判别单元；累加调整单元对进来的数字中频信号进行非相干累加，得到的1个周期的信号，并输出到FFT单元中经过FFT变换得到频谱 并将此频谱输入到复数除法器除以同步码FFT映射单元产生限带的本地同步码 

的频谱，得到频谱Hx(f)，其中C′(·)表示本地产生的限带伪随机码序列，n表示信号的第n个采样时刻，n＝0、1、2、3……，TS表示信号的采样间隔， 

表示第n个采样时刻对码传播的延时估计；将Hx(f)输入至IFFT单元，得到在带宽是无限的情况下，该频谱的相应的时域表示hx(t)；将hx(t)输入至判别单元进行判别估计，估计出直射支路码相位延时的估计误差和载波频率与相位的估 计误差，并分别输出到提取模块和闭环控制单元，同时将输出的多径信号各个支路的延时和归一化增益信息输出到提取模块。

2.根据权利要求1所述一种GNSS反射信号的频域处理装置，其特征在于：所述判别单元包括门限判别子单元、复数除法器子单元、幅角计算子单元和存储计算子单元；频谱的时域表示hx(t)首先输入门限判别子单元中，与设置的门限相比较，把大于设定门限的值分别作为直射信号的复数增益 

和各多径支路的复数增益 

其中n表示信号的第n个采样时刻，n＝0、1、2、3……，T_s表示信号的采样间隔；把各多径支路的复数增益 

除以 

输出到复数除法器子单元中得到各支路的相对于直射支路的归一化增益 

并分别输出到提取模块和幅角计算子单元；幅角计算子单元分别计算得到幅角θ_n和各支路增益的幅角 

幅角θ_n输入到存储计算子单元得到载波频率误差 

和相位估计误差 

3.根据权利要求1所述一种GNSS反射信号的频域处理装置，其特征在于：所述累加调整单元以一个本地的码周期为间隔，将L个数据块的对应位置的数据逐个分别相加，对进来的信号进行非相干累加，得到L个周期经调整后得到的1个周期的信号。

4.根据权利要求2所述一种GNSS反射信号的频域处理装置，其特征在于：所述判别单元中的门限判别子单元里采用自适应滤波算法对 

进行滤波，并将得到的结果作为门限。

5.一种应用权利要求1所述GNSS反射信号的频域处理装置的频域处理方法，其特征在于，包括如下步骤：

步骤一：接收天线模块接收发射机发出的模拟射频信号，并将模拟射频信号传递给射频模块；

步骤二：射频模块将模拟射频信号转化为模拟中频信号，并将模拟中频信号传递到信号处理模块；

步骤三：信号处理模块中的A/D变换器把模拟中频信号转化为数字中频信号；再经过解调单元先把数字中频信号转化为复数基带信号，并在多径处理单元中通过对信号进行一系列的变换和分析，估计出直射支路码相位延时的估计误差和载波频率与相位的估计误差、多径信号各个支路的延时和相位信息；

步骤四：估计出的直射信号的参数值输入到闭环控制单元后形成控制本地码和载波的频率控制字，传递到解调单元和多径处理单元，分别映射产生本地同步载波，同步码的FFT变换；

步骤五：如果多径处理单元输出的码延时和载波估计误差小于一定的值，则表明信号已经进入稳定的跟踪状态，转到步骤六，否则转到步骤三；

步骤六：提取模块从相关模块中取得载波相位和码相位观测量，提取出直射支路码相位 延时的估计误差和载波的频率估计误差、相位估计误差，多径信号各个支路的延时和归一化增益通过接口传送给应用处理模块；

步骤七：应用处理模块对所得的数据进行定位解算处理，对得到导航定位数据进行显示和分析。

6.根据权利要求5所述的应用权利要求1所述GNSS反射信号的频域处理装置的频域处理方法，其特征在于：所述步骤三中解调单元的载波映射单元在闭环控制单元输出的载波控制字的作用下，产生本地同相和正交支路的载波s_lI(n)和s_lQ(n)；输出到乘法器单元中分别与数字中频信号s_d(n)相乘，得到复数混频信号 

I_i′(n)通过数字低通滤波器a，Q_i′(n)通过数字低通滤波器b，复数混频信号滤除其中的高频成分转化为复数基带信号 

7.根据权利要求5所述的应用权利要求1所述GNSS反射信号的频域处理装置的频域处理方法，其特征在于：所述步骤三中解调单元的模拟信号中频频率是f_IF，射频前端单边带带宽是BHz，信号截止频率为f_h＝f_IF+B，其中f_IF大于B；混频以后基带信号在0Hz附近，带宽为BHz；高频成分是在2f_IF附近，具有单边带带宽为BHz的双边带信号，输出解调单元的复数基带信号为：

其中，t_n0表示采样开始于t_n0时刻，ω₀为数字中频频率，ω_d为多普勒频移， 

为对ω_d的估计，φ_n为参考时刻t_n0时的载波相位， 

是对φ_n的估计；D(·)表示卫星导航数据，C(·)表示伪随机码序列；当输入解调单元的是复合的数字中频信号时，在采样时刻nTs时，信号由一路直射信号和m路多径信号组成，m路多径信号的幅度分别是A_ni，相对于直射信号的延时分别是Δn′_iT_s，附加的载波相位变化分别是φ_{jump_ni}，i＝1，2，…，m，直射支路信号用i＝0表示，令Δn′₀＝0，φ_{jump_n0}＝0；设Δn₀T_s是对直射信号到达时间延时的估计误差， 

τ是码相位的到达延时， 

是对τ的估计。

8.根据权利要求5所述应用权利要求1所述GNSS反射信号的频域处理装置的频域处理方法，其特征在于：所述步骤三中多径处理单元的累加调整单元以一个本地的码周期为间隔，将L个数据块的对应位置的数据逐个分别相加，得到L个周期经调整后得到的1个周期的信号，并输出到FFT单元中经过FFT变换得到频谱 

输入到复数除法器除以同步码FFT映射单元产生限带的本地同步码 

的频谱，得到频谱Hx(f)；将Hx(f)输入至IFFT单元，得到在带宽是无限的情况下，该频谱的相应的时域表示hx(t)；将hx(t)输入至判别单元进行判别估计，估计出直射支路码相位延时和载波频率与相位的估计误差传递 给闭环控制单元和提取模块，并估计出多径各支路的码和载波的信息输出到提取模块。

9.根据权利要求5所述的应用权利要求1所述GNSS反射信号的频域处理装置的频域处理方法，其特征在于：所述步骤三的多径处理单元中频谱Hx(f)通过IFFT单元变换，得到在带宽是无限的情况下，该频谱的相应的时域表示 

10.根据权利要求5所述的应用权利要求1所述GNSS反射信号的频域处理装置的频域处理方法，其特征在于：所述步骤三中多径处理单元的判别单元包括门限判别子单元、复数除法器子单元、幅角计算子单元和存储计算子单元；频谱的时域表示hx(t)首先输入门限判别子单元中，采用自适应滤波算法对复数增益 进行滤波，其中n表示信号的第n个采样时刻，n＝0、1、2、3……，T_s表示信号的采样间隔，并将得到的结果作为门限，把大于设定门限的值，分别作为直射信号的复数增益 

和各多径支路的复数增益 

把各多径支路的复数增益 

除以 

输出到复数除法器子单元中得到各支路的相对于直射支路的归一化增益 

并分别输出到提取模块和幅角计算子单元；幅角计算子单元分别计算得到幅角θ_n和各支路增益的幅角 

幅角θ_n输入到存储计算子单元得到载波频率误差 

和相位估计误差 

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