CN102854516A

CN102854516A - 一种gnss接收机中的载噪比估计方法及其系统

Info

Publication number: CN102854516A
Application number: CN2011101750798A
Authority: CN
Inventors: 巴晓辉; 王云; 周莉; 陈杰
Original assignee: Institute of Microelectronics of CAS
Current assignee: Institute of Microelectronics of CAS
Priority date: 2011-06-27
Filing date: 2011-06-27
Publication date: 2013-01-02

Abstract

本发明公开了一种GNSS接收机中的载噪比估计方法包括：利用相关器输出的I支路的数据进行信号功率估计；利用相关器输出的I、Q两支路的数据进行噪声功率估计；利用估计出的所述信号功率和噪声功率求得输入信号的载噪比。还公开一种GNSS接收机中的载噪比估计系统。本发明与传统的GNSS接收机采用的矩估计方法相比，避免了开方操作，有效减小了电路设计的复杂度。在弱信号条件下能提供比矩估计方法更好的估计性能。

Description

一种GNSS接收机中的载噪比估计方法及其系统

技术领域

本发明涉及全球定位系统技术领域，特别涉及一种GNSS接收机中的载噪比估计方法及其系统。

背景技术

全球卫星定位与导航系统，例如全球定位系统(GPS)，包括一组发送GPS信号的一个卫星星座(又被称为Navstar卫星)，该GPS信号能被接收机用来确定该接收机的位置。

每一颗GPS卫星所发送的GPS信号都是直接序列扩频信号。商业上使用的信号与标准定位服务(SPS)有关，而且被称之为粗码(C/A码)的直接序列二相扩频信号，在1575.42MHz的载波下，具有每秒1.023M码片的速率。伪随机噪声(PN)序列长度是1023个码片，对应于1毫秒的时间周期。每一颗卫星发射不同的PN码(Gold码)，使得信号能够从几颗卫星同时发送，并由一接收机同时接收，相互间几乎无干扰。

载噪比定义为信号功率与1Hz带宽内的噪声功率之比，也是信噪比的一种归一化表示形式。它可以用于描述接收到的信号的强度，能够反映伪距与载波相位的估计精度。载噪比估计会受到很多因素的影响，比如噪声、多径、天线特性等。在空旷的地面环境下，GPS信号的载噪比一般在40dBHz以上，当受到遮挡时，GPS信号强度就会有不同程度的衰减。

载噪比C/N0是GNSS接收机中重要的输出统计量之一，每个跟踪通道的载噪比反映本通道跟踪信号的强度。在GNSS接收机中载噪比可作为接收机工作状态的切换判据，接收机在不同的载噪比下选择相对应的算法，以最大程度提升接收机的性能。比如当载噪比高于某一门限时，接收机通过减小载波环路与码环路的跟踪带宽可以提高伪距与载波相位的跟踪精度；当载噪比低于某一门限时，由于电文解调误码率较高，接收机会关闭电文解调，启动备份电文，保证该通道信号的正常使用；当载噪比较低时，启动不同的跟踪算法，以提高接收机跟踪灵敏度；当某通道载噪比非常低时，判决该通道的载波环路与码环路失锁，转入重新捕获状态；当进行加权最小二乘解算时，根据各通道载噪比的高低相应调整加权系数，可提高最终的用户定位精度。因此准确的载噪比估计是十分重要的，而这种工作一般由硬件完成。

发明内容

本发明的目的之一是提供一种能进行准确的载噪比估计的GNSS接收机中的载噪比估计方法及其系统。

根据本发明的一个方面，提供一种GNSS接收机中的载噪比估计方法包括：

利用相关器输出的I支路的数据进行信号功率估计；

利用相关器输出的I、Q两支路的数据进行噪声功率估计；

利用估计出的所述信号功率和噪声功率求得输入信号的载噪比。

进一步地，所述相关器输出的I、Q两支路的数据还经过累加处理。

进一步地，所述信号功率是通过I支路若干相关累加值求均值的方式估计得到的。

进一步地，所述信号功率是通过估计得到。

进一步地，所述载噪比中的噪声功率是对I、Q两支路若干相关累加值进行估计得到。

进一步地，所述噪声功率是通过

估计得到。

根据本发明的另一个方面，提供一种GNSS接收机中的载噪比估计系统包括：

码环装置、载波环装置，估计装置；所述码环装置、载波环装置分别与所述IBPVR估计装置连接；所述估计装置包括第一估计模块、第二估计模块及IBPVR估计模块；所述第一估计模块通过

对信号功率进行估计；

第二估计模块通过

进行信号与噪声的总功率估计；所述IBPVR估计模块通过

进行载噪比估计；所述I_k、Q_k表示第kms时的积分器I、Q两路积分累加值，所述k＞＝1。

进一步地，所述载波环装置包括：相关器组、积分累加器、载波鉴相器、载波环路滤波器、载波数控振荡器、Sin/Cos映射单元和乘法器；

所述相关器组的输出端依次通过所述积分累加器、载波鉴相器、载波环路滤波器、载波数控振荡器、Sin/Cos映射单元与所述乘法器得输入端连接；所述相关器组的输入端与所述乘法器的输出端连接。

进一步地，所述码环装置包括：相关器组、积分累加器、C/A码鉴相器、C/A码环路滤波器、加法器、C/A码数控振荡器和C/A码发生器；

所述相关器组的输出端依次通过所述积分累加器、C/A码鉴相器、C/A码环路滤波器、加法器、C/A码数控振荡器与所述C/A码发生器的输入端连接。

本发明具有以下有益效果：

1、与传统的GNSS接收机采用的矩估计方法相比，避免了开方操作，有效减小了电路设计的复杂度。

2、本发明在弱信号条件下能提供比矩估计方法更好的估计性能。

3、本发明充分利用了原有环路的相关器统计输出量，也可方便移植到GNSS软件接收机中。

附图说明

图1传统GNSS接收机载波与码跟踪环路以及矩估计方法(MomentMethod，MM)的方框图；

图2本发明实施例提供的GNSS接收机中的载噪比估计系统结构框图；

图3是MM方法和IBPVR((I branch power variance ratio，I支路功率方差比)方法对STR4500输出信号的载噪比估计的对比示意图；

图4MM方法和IBPVR方法对STR4500输出信号的载噪比估计的标准差的对比示意图。

具体实施方式

图1示出了传统载波环和码环结构及矩估计方法的结构。从GPS射频前端获取的中频信号进入GPS基带模块后被分成两路，经过乘法器101、102和两路互相正交的载波信号分量(该两路分量由载波数控振荡器105复现的本地载波通过Sin映射单元103和Cos映射单元104映射生成)分别相乘，进行下变频，其结果和由C/A码发生器111生成的本地C/A码通过相关器组(包括相关器e、p、l)进行相关。相关结果再通过积分累加器106进行积分累加。积分累加结果输出给C/A码鉴相器107进行鉴相。鉴相值经过C/A码环路滤波器108滤波，滤波后与一乘积(该乘积是载波环的输出与比例因子112的乘积)经过加法器109相加，相加结果后输出给C/A码数控振荡器110，以控制本地C/A码的频率，即控制C/A码发生器111的生成本地C/A码的速率。可见相关器组、C/A码鉴相器、C/A码环路滤波器、码数控振荡器和C/A码发生器共同组成了码环。比例因子112为1/1540，这是由载波频率和C/A频率之间的比例关系决定的。另一方面，积分累加结果同时输出给载波鉴相器114进行鉴相。其鉴相结果通过载波环路滤波器113进行滤波，进而输出给载波数控振荡器105控制本地复现载波的频率。而本地复现载波的频率改变通过Sin映射单元103和Cos映射单元104生成的正交载波分量和接收中频信号进行相乘，从而完成对环路的调整。可见相关器组、载波鉴相器、载波环路滤波器、载波数控振荡器、Sin/Cos映射单元和乘法器共同组成了载波环。

在这种结构中，矩估计方法通过矩估计装置118(该装置包括二阶矩计算模块115、四阶矩计算模块116及矩估计模块117)对积分累加器106的输出结果进行处理。首先，分别通过二阶矩计算模块115计算二阶矩M2和四阶矩计算模块116计算四阶矩M4，计算公式为：

M_{2} = \frac{1}{M} Σ_{k = 1}^{M} (I_{k}^{2} + Q_{k}^{2}),

M_{4} = \frac{1}{M} Σ_{k = 1}^{M} {(I_{k}^{2} + Q_{k}^{2})}^{2},

这里I_k、Q_k表示第kms时的积分器I、Q两路积分累加值，k＞＝1；

再通过矩估计模块117进行载噪比估计，即：

C / N_{0} = 10 \log_{10} (\frac{1}{T} \frac{\sqrt{2 M_{2}^{2} - M_{4}}}{M_{2} - \sqrt{2 M_{2}^{2} - M_{4}}}),

从公式可以看出采用矩估计方法计算载噪比需要开方操作。

图2示出了本发明实施例提出的一种GNSS接收机中的载噪比估计系统实现IBPVR估计方法的结构框图。在该结构中，码环和载波环与图1所示的码环和载波环是完全相同的。第一估计模块215完成信号功率估计。第二估计模块216完成信号与噪声的总功率估计。与图1的矩估计相比，IBPVR((Ibranch power variance ratio，I支路功率方差比)估计形式更为简单，避免了用电路实现开方的操作。

当接收到的GPS信号表示为r(t)＝AD(t)c(t)cos(2πf_ct+θ)+n(t)，这里A表示GPS信号振幅，n(t)表示功率为σ²的加性高斯白噪声，snr为信噪比，D(t)表示卫星电文数据，c(t)表示C/A码，f_c表示中频载波。

IBPVR载噪比估计的推导可设定在奈奎斯特采样率条件，因为对于带宽严格受限的信号，过采样并不会提高信噪比。GPS信号的带宽为2.046MHz，可设定奈奎斯特采样率为4.092MHz。当接收信号r(t)经过解扩、本地载波剥离与码剥离之后可得到第kms的I、Q两路累加值表示为：

I_{k} = \frac{A}{2} \frac{\sin (πΔfTN)}{\sin (πΔfT)} R (τ) \cos (πΔfT (N - 1) + πΔfTkN) + N_{I_{k}} - - - (1),

Q_{k} = \frac{A}{2} \frac{\sin (πΔfTN)}{\sin (πΔfT)} R (τ) \sin (πΔfT (N - 1) + πΔfTkN) + N_{Q_{k}} - - - (2),

这里Δf表示本地复现载波与接收到的载波的频率差，N表示1ms的采样点个数，在4.092MHz的奈奎斯特采样率条件下，N＝4092。R(τ)表示本地码与接收到的GPS码的相关函数。

与

服从均值为零，方差为Nσ²/2的高斯分布。若本地载波与接收到的载波完全对齐、本地复现码与接收到的扩频码完全对齐则(1)式与(2)式可表示为：

I_{k} = \frac{AN}{2} + N_{I_{k}} - - - (3)

Q_{k} = N_{Q_{k}} - - - (4)

由第一估计模块215对信号功率进行估计：

Z_{i} = \frac{1}{M} Σ_{k = 1}^{M} I_{k} - - - (5)

在比特同步完成之后M可设定为20，由于

服从高斯分布，根据式(5)可得

E (Z_{i}) = E (\frac{1}{M} Σ_{k = 1}^{M} I_{k}) = E (I_{k}) = \frac{AN}{2} - - - (6)

由第二估计模块216对信号与噪声的总功率进行估计：

Z_{iq} = \frac{1}{M} Σ_{k = 1}^{M} (I_{k}^{2} + Q_{k}^{2}) - - - (7)

由(1)式(2)式可知Z_iq服从x²分布

E (Z_{iq}) = \frac{A^{2} N^{2}}{4} + N σ^{2} - - - (8)

由IBPVR估计模块217进行载噪比估计：

C / N_{0} = {10 \log}_{10} (\frac{1}{T} \frac{Z_{i}^{2}}{Z_{iq} - Z_{i}^{2}}) - - - (9)

(9)式可近似表示为

C / N_{0} \approx 10 \log_{10} (\frac{1}{T} \frac{{[E (Z_{i})]}^{2}}{E (Z_{iq}) - {[E (Z_{i})]}^{2}}) = 10 \log_{10} (\frac{1}{T} \frac{A^{2} N^{2} / 4}{N σ^{2}})

= 10 \log_{10} (\frac{N}{2 T} snr) = SNR (dB) + 63.1 dB - - - (10)

(10)式证明了IBPVR方法的有效性。

以下将一具体的应用场景为例对本发明提出的GNSS接收机中的载噪比估计装置进行说明。

采用Sprient STR4500 GPS信号发生器对矩估计方法(详见图1及其说明)和IBPVR方法进行测试。STR4500的信号发生器产生的信号功率从21dBHz到40dBHz。图3表示两种方法对真实载噪比的估计性能，矩估计方法在低于26dBHz时，在对数计算过程中，会出现大量对负数求对数的现象，不能输出有效的估计值，因此IBPVR方法比MM方法在弱信号下有更好的估计性能。

图4表示两种方法对STR4500输出信号的载噪比标准差估计，可见IBPVR方法的标准差比MM方法的标准差小。

上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受上述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。