CN117270002B - 一种新体制北斗信号无模糊度快速捕获方法、系统及设备 - Google Patents
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Abstract
本发明公开一种新体制北斗信号无模糊度快速捕获方法、系统及设备，涉及信号处理领域；该方法包括：对获取的数字中频信号进行信号处理，得到处理采样信号；确定本地不同相位的改进导频分量相关系数；基于卫星导航信号三维捕获原理，根据处理采样信号和短时匹配滤波器系数，进行频域范围内的自相关函数运算，再进行FFT运算，得到多个运算结果进行重构相关计算，得到无模糊度三维结果；对多个计算结果进行数值比较，确定计算结果最大值；判断计算结果最大值是否不小于设定门限阈值；若否，则调整改进导频分量相关系数的相位，然后再进行捕获计算；本发明能够快速准确的实现新体制北斗信号无模糊度的捕获。
Description
技术领域
本发明涉及卫星导航信号处理领域，特别是涉及一种新体制北斗信号无模糊度快速捕获方法、系统及设备。
背景技术
全球卫星导航系统（Global Navigation Satellite System，GNSS）在全球范围内为军事与民用用户提供的卫星导航定位系统。中国的北斗系统已经广泛应用于交通运输、公共安全、气象预报、电力调度、通信联络等多个领域，为社会生活和经济发展提供了巨大的帮助。
由于码分多址系统（CodeDivisionMultipleAccess，CDMA）所有信源公用相同的载波频率和信道时间，所以来自所有可能的信号源的信号无可避免地在接收机的天线处混合在一起，接收机在上电伊始对当前天线接收到的信号来自哪些信号源一无所知。这个问题在卫星导航接收机系统中尤其重要，因为接收机只能接收处于天线视距可见的天空中的卫星信号，当卫星运行到地球背面的时候接收机不可能接收到其发射的信号。而只有知道了目前接收的信号来自那些卫星之后，接收机才能对其进行跟踪并解码。从这个意义来说，捕获是北斗接收机在进行后续信号处理之前必须完成的一步。伪随机码的引入使信号频谱展宽，相应地信号的功率就可以降到很低的水平。由于北斗导航卫星和地面之间的距离超过2万千米以上，导致巨大的路径损失，接收到的信号电平往往要比背景噪声电平还要低很多，通俗地说，就是信号被噪声“湮没”。在这种情况下，就必须通过信号捕获将微弱信号从噪声中提取出来。根据CDMA信号的特点，必须利用伪随机码的强自相关性才能实现信号的跟踪和数据的解调。但前提是必须先找到正确的伪随机码相位才能利用其强自相关函数，而接收机上电时刻的随机性决定了其接收到的信号的相位随机性。所以必须由信号捕获告知某信号的伪随机码相位，只有在找到了正确的伪码相位并得到自相关函数的尖峰，才能知道接收到的信号中包含该伪码调制的信号。
在当前几种主要的卫星导航系统中，虽然导航信号中载波调制的可能不同但几乎全部的测距信号均采用伪随机码+导航电文的方式，GPS、Galileo和北斗三号卫星导航系统均是码分多址系统。现代化导航信号使用了BOC和MBOC调制方式，例如Galileo E1信号、GPSL1C信号、北斗B1C信号等，使得信号的同步与传统信号的同步存在着较大差异而且新型调制方式带来了传统信号同步所没有的捕获模糊性问题。
发明内容
本发明的目的是提供一种新体制北斗信号无模糊度快速捕获方法、系统及设备，能够快速准确的实现新体制北斗信号无模糊度的捕获。
为实现上述目的，本发明提供了如下方案：
一种新体制北斗信号无模糊度快速捕获方法，所述方法包括：
获取待捕获的采样信号，得到数字中频信号；所述采样信号包括：北斗B1C信号；
对所述数字中频信号进行信号处理，得到处理采样信号；所述信号处理包括：数字正交下变频处理以及数据折叠预处理；
确定本地不同相位的改进导频分量相关系数；所述改进导频分量相关系数是根据本地导频分量测距码和数据分量子载波调制的信号相位确定的；
根据所述处理采样信号和短时匹配滤波器系数，进行频域范围内的自相关函数运算，再进行FFT运算，得到多个运算结果；所述短时匹配滤波器系数是根据所述改进导频分量相关系数确定的；
基于卫星导航信号三维捕获原理，根据多个所述运算结果进行重构相关计算，得到无模糊度三维结果；所述无模糊度三维结果包括多个计算结果；
对多个所述计算结果进行数值比较，确定计算结果最大值；
判断所述计算结果最大值是否不小于设定门限阈值；
若是，则信号捕获完成；
若否，则调整所述改进导频分量相关系数的相位，并返回“根据所述处理采样信号和短时匹配滤波器系数，进行频域范围内的自相关函数运算，得到多个运算结果”步骤。
可选地，对所述数字中频信号进行信号处理，得到处理采样信号，具体包括：
对所述数字中频信号进行数字正交下变频，得到变频信号；
采用低通滤波器对所述变频信号进行高频分量去除处理，得到处理信号；
对所述处理信号进行数据折叠预处理，得到处理采样信号。
可选地，所述数据折叠预处理的计算公式，具体包括：
；
；
其中，为同相支路低通滤波数据折叠后数据；为数据折叠个数；为折叠倍数；为匹配滤波器长度；为正交支路低通滤波数据折叠后数据；为采样信号的采样周期，为采样时间长度的样点数；为同相支路数字下变频后数据；为正交支路数字下变频后数据；为取值为0到的数值。
可选地，选择本地不同相位的改进导频分量相关系数作为所述短时匹配滤波器系数。
可选地，基于卫星导航信号三维捕获原理，根据多个所述运算结果进行重构相关计算，得到无模糊度三维结果，具体包括：
根据多个所述运算结果确定相关函数模糊度消除辅助函数；
基于卫星导航信号三维捕获原理，根据所述相关函数模糊度消除辅助函数确定重构相关函数，并进行重构相关计算，得到无模糊度三维结果。
可选地，所述相关函数模糊度消除辅助函数的表达式为：
；
其中，为导频分量的子载波和测距码所调制的BOC函数；为导频分量的测距码调制函数；为测距码偏移；为相关函数模糊度消除辅助函数。
可选地，所述重构相关函数的表达式为：
；
其中，为重构的归一化相关函数；为基带函数与导频分量的测距码采用BOC调制的归一化互相关函数；为基带信号；为相关函数模糊度消除辅助函数；为测距码偏移。
一种新体制北斗信号无模糊度快速捕获系统，所述系统包括：
卫星信号获取模块，用于获取待捕获的采样信号，得到数字中频信号；所述采样信号包括：北斗B1C信号；
信号处理模块，用于对所述数字中频信号进行信号处理，得到处理采样信号；所述信号处理包括：数字正交下变频处理以及数据折叠预处理；
确定模块，用于确定本地不同相位的改进导频分量相关系数；所述改进导频分量相关系数是根据本地导频分量测距码和数据分量子载波调制的信号相位确定的；
捕获算法运算模块，用于根据所述处理采样信号和短时匹配滤波器系数，进行频域范围内的自相关函数运算，再进行FFT运算，得到多个运算结果；所述短时匹配滤波器系数是根据所述改进导频分量相关系数确定的；
消除模糊度模块，用于基于卫星导航信号三维捕获原理，根据多个所述运算结果进行重构相关计算，得到无模糊度三维结果；所述无模糊度三维结果包括多个计算结果；
比较模块，用于对多个所述计算结果进行数值比较，确定计算结果最大值；
判断模块，用于判断所述计算结果最大值是否不小于设定门限阈值；
完成模块，用于在所述判断模块的结果为是时，确定信号捕获完成；
调整模块，用于在所述判断模块的结果为否时，调整所述改进导频分量相关系数的相位，并返回“捕获算法运算模块”。
一种电子设备，包括存储器及处理器，所述存储器用于存储计算机程序，所述处理器运行所述计算机程序以使所述电子设备执行上述所述的新体制北斗信号无模糊度快速捕获方法。
一种计算机可读存储介质，其存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器执行时实现上述所述的新体制北斗信号无模糊度快速捕获方法。
根据本发明提供的具体实施例，本发明公开了以下技术效果：
本发明提供了一种新体制北斗信号无模糊度快速捕获方法、系统及设备，对获取的数字中频信号进行信号处理，得到处理采样信号；确定本地不同相位的改进导频分量相关系数；基于卫星导航信号三维捕获原理，根据处理采样信号和短时匹配滤波器系数，进行频域范围内的自相关函数运算，再进行FFT运算，得到多个运算结果，然后进行重构相关计算，得到无模糊度三维结果；对多个计算结果进行数值比较，确定计算结果最大值；判断计算结果最大值是否不小于设定门限阈值；若否，则调整改进导频分量相关系数的相位，然后再进行捕获计算；由于本发明采用数据折叠预处理的方式，减小了捕获时间，并通过重构相关计算，去除BOC调制对于捕获的模糊影响，因此，本发明能够快速准确的实现新体制北斗信号无模糊度的捕获。
附图说明
图1为基带信号的数据分量相关性分析示意图；
图2为基带信号的导频分量相关性分析示意图；
图3为载波多普勒频偏造成的相关峰衰减示意图；
图4为码元延迟造成的信号增益损失示意图；
图5为信号无模糊度快速捕获方法的流程图；
图6为高动态B1C信号无模糊度捕获方法原理图；
图7为导频分量互相关分析图；
图8为基带信号与导频分量相关性分析示意图；
图9为基带与改进导频分量自相关消除示意图；
图10为捕获时间改善效果图；
图11为采用测距码捕获无法捕获的归一化自相关图；
图12为采用测距码捕获无法捕获的三维效果图；
图13为不消除模糊度捕获结果的归一化自相关图；
图14为不消除模糊度捕获结果的三维效果图；
图15为消除模糊度快速捕获结果的归一化自相关图；
图16为消除模糊度快速捕获结果的三维效果图；
图17为PRN=1无模糊度快速捕获结果的归一化自相关图；
图18为PRN=1无模糊度快速捕获结果的三维效果图；
图19为PRN=30无模糊度快速捕获结果的归一化自相关图；
图20为PRN=30无模糊度快速捕获结果的三维效果图；
图21为PRN=63无模糊度快速捕获结果的归一化自相关图；
图22为PRN=63无模糊度快速捕获结果的三维效果图。
具体实施方式
北斗B1C信号的测距码长度长、周期大、码速率低，且其调制带宽大，则信号进行模数(AD)转换时，需要的采样频率更大（对于北斗B1C信号来说，其带宽为32.736MHz，即使采用降采样后其采样频率也不可低于64M），需要处理的数据更大，处理的数据增加10-30倍，这会增加捕获时间。针对上述问题，一般会采用降采样方法，降采样方法主要适用于过采样情形且带宽较小，这种方法会较小信号强度还会较低信号解扩后的基带信噪比，不利于信号捕获。
此外，由于B1C信号采用BOC调制产生多峰性问题，导致易出现误捕问题，即捕获模糊性问题，以及对高阶BOC调制的导频分量进行模糊度消除。针对BOC调制方式的自相关函数具有多峰性会使得信号的捕获过程中出现误捕的模糊性问题，近几年全球范围内也提出了一些新的改进算法。起初的BPSK-Like法将BOC信号看成由多个进行载波频移的BPSK信号来处理，但导致功率损失，抗多径能力下降．后续专家和学者根据对扩频信号波形构建的本地信号与接收信号的互相关函数进行重构和组合，得到消除副峰的无模糊相关函数，进而提出一种码相关扩频波形技术(Code Correlation Spread Spectrum Wave，CCSSW)。其中Filtered法将超前和滞后半个码片的本地PRN码分别与接收的BOC信号进行互相关运算，之后进行线性组合进而提高自相关函数的主峰比例均值，降低误捕率，但其仍存在副峰消除不彻底问题。自相关旁锋消除法(Autocorrelation Side-peak Cancellation Technique，ASPeCT)，采用BOC信号自相关函数与BOC/PRN互相关函数平方相减对BOC信号相关函数进行重构，降低了BOC信号在相关时的多峰问题，但是对于高阶BOC信号，其抵消相关副峰效果较差。B1C信号包含两个分量，目前多数算法主要研究是数据分量捕获，对于采用联合捕获的方法进行研究，信号在捕获灵敏度上有了极大的提升，但是通过分析B1C信号的基带信号自相关和互相关特性，基带信号自相关性与基带信号和导频分量的互相关性基本拟合，它们的主峰特性基本一致，B1C信号的基带信号自相关和互相关特性如图1和图2所示。因此在B1C信号中研究双分量捕获意义不大，导频分量采用了测距码采用了主码与子码相异或而构成，所以捕获一般使用导频分量处理，并将同步结果传递给数据分量完成其同步及导航电文解调。
在高动态场景下，卫星和接收机之间的相对距离的高速变化带来载波频率的多普勒频移变化剧烈，空间卫星的高速运动使得信号捕获变得更加复杂和困难。对于速度≤8000m/s，加速度小于等于50g（g即重力加速度）的高动态B1C信号来说，其载波多普勒在数值上的接近±50kHz，其频率的变化率也接近±2500Hz/s。高速度和高加速度等高机动特性对接收信号的影响非常明显，接收信号会引入大的多普勒频移和频移变化率，此时伪码码率偏移不在像低动态运动条件下因为足够小而可以忽略，这种高动态的信号场景，对接收机的度性能有着极高的要求。当多普勒频偏引起的调制在载波上的伪码传输速率发生变化，其值为其中，为卫星发射时伪码的传输速率，由此产生的伪码时延为（表示一个码片内的采样数据的采样个数，表示采样信号的采样周期），载波多普勒频偏造成的相关峰衰减如图3所示，码元延迟造成的信号增益损失如图4所示。由图4可以看出，随着码元延迟的增大，接收机所接收到的信号增益损失也逐渐增加。当码元延时超过半个码片后，造成的信号增益损失严重，特别在其超过0.9个码片的时候，信号的增益损失将使得捕获系统无法捕获相关峰值。
因此，为了满足高动态场景的捕获带宽和捕时间需求，需要对PMF-FFT捕获算法进行改进，以提高B1C信号的高动态捕获。卫星信号捕获的方法主要有四种，分别是基于时域相关器的信号捕获、基于匹配滤波的信号捕获、基于FFT的信号捕获、短时相关匹配滤波器和FFT结合的信号捕获技术。基于时域相关器的信号捕获需要从测距码维度和多普勒维度进行串行搜索，这样就限制搜索速度，现在捕获基本不在采用时域相关器进行捕获。基于匹配滤波的信号捕获和基于FFT的信号捕获分别可以在测距码维度或者多普勒频移维度实现了并行搜索，提高了捕获速度，是常规捕获方法，这种方法主要用于低动态的捕获场景，主要原因是其搜索的多普勒带宽较小。短时相关匹配滤波器和FFT结合的信号捕获技术又称为PMF-FFT捕获算法，这种捕获方法实现了从测距码维度和多普勒维度并行捕获搜索，实现了频域与时域的二维并行搜索，和常规的处理速度相比有了很大的提高，并且这种方法更使用于捕获带宽大的场景，也满足高动态场景对捕获速度的需求。
本发明采用数据折叠方法，保证了解扩后信号功率的同时，减小B1C信号采样数据处理长度，减小捕获时间；通过重构自相关函数，实现B1C信号无模糊度捕获方法，去除BOC扩频调制的副峰对捕获的影响；通过数据折叠的方式和仅对导频分量进行捕获的方式，减小了PMF-FFT捕获算法实现的复杂度；并引入非相干积分，去除相位对幅值的影响。
本发明的目的是提供一种新体制北斗信号无模糊度快速捕获方法、系统及设备，能够快速准确的实现新体制北斗信号无模糊度的捕获。
实施例1
如图5所示，本发明实施例提供了一种新体制北斗信号无模糊度快速捕获方法，该方法包括：
步骤100：获取待捕获的采样信号，得到数字中频信号。其中，采样信号包括：北斗B1C信号。
步骤200：对数字中频信号进行信号处理，得到处理采样信号。信号处理包括：数字正交下变频处理以及数据折叠预处理。
其中，对数字中频信号进行信号处理，得到处理采样信号，具体包括：
对数字中频信号进行数字正交下变频，得到变频信号；采用低通滤波器对变频信号进行高频分量去除处理，得到处理信号；对处理信号进行数据折叠预处理，得到处理采样信号。
数据折叠预处理的计算公式，具体包括：
。
。
其中，为同相支路低通滤波数据折叠后数据；为数据折叠个数；为折叠倍数；为匹配滤波器长度；为正交支路低通滤波数据折叠后数据；为采样信号的采样周期，为采样时间长度的样点数；为同相支路数字下变频后数据；为正交支路数字下变频后数据；为取值为0到的数值。
步骤300：确定本地不同相位的改进导频分量相关系数。改进导频分量相关系数是根据本地导频分量测距码和数据分量子载波调制的信号相位确定的。
步骤400：根据处理采样信号和短时匹配滤波器系数，进行频域范围内的自相关函数运算，再进行FFT运算，得到多个运算结果。短时匹配滤波器系数是根据改进导频分量相关系数确定的。
具体地，选择本地不同相位的改进导频分量相关系数作为短时匹配滤波器系数。
步骤500：基于卫星导航信号三维捕获原理，根据多个运算结果进行重构相关计算，得到无模糊度三维结果。无模糊度三维结果包括多个计算结果。计算结果和运算结果是相对应的。
其中，基于卫星导航信号三维捕获原理，根据多个运算结果进行重构相关计算，得到无模糊度三维结果，具体包括：
根据多个运算结果确定相关函数模糊度消除辅助函数；基于卫星导航信号三维捕获原理，根据相关函数模糊度消除辅助函数确定重构相关函数，并进行重构相关计算，得到无模糊度三维结果。
具体地，相关函数模糊度消除辅助函数的表达式为：
。
其中，为导频分量的子载波和测距码所调制的BOC函数；为导频分量的测距码调制函数；为测距码偏移；为相关函数模糊度消除辅助函数。
具体地，重构相关函数的表达式为：
。
其中，为重构的归一化相关函数；为基带函数与导频分量的测距码采用BOC调制的归一化互相关函数；为基带信号；为相关函数模糊度消除辅助函数；为测距码偏移。
步骤600：对多个计算结果进行数值比较，确定计算结果最大值。
步骤700：判断计算结果最大值是否不小于设定门限阈值。
若是，则执行步骤800：信号捕获完成。
若否，则执行步骤900：调整改进导频分量相关系数的相位，并返回步骤400。
在实际应用中，本发明提供的信号无模糊度快速捕获方法的原理图，如图6所示。首先，采样信号如北斗B1C信号经过天线、射频前端和A/D转换处理后变为数字中频信号，如：
。
其中，为数字中频信号，为采样信号的采样周期，为采样时间长度的样点数，为取值为0到的数值，是信号功率；为基带信号中的数据分量，为北斗信号的基带信号中的数据分量；是中频载波频率，由电路和多普勒频移共同决定；是初始相位，为高斯白噪声。其中北斗B1C信号的基带信号，如：
其中，表示时间，为正交形式，为数据分量，由导航电文数据和测距码经子载波调制产生，采用正弦调制方式；导频分量由测距码经子载波调制产生，采用调制方式；数据分量与导频分量的功率比为1:3。为数据分量子载波频率为1.023MHz、为导频分量、为导频分量子载波频率为6.138MHz。
然后，将数字中频信号进行数字正交下变频，具体公式如下：
。
。
表示同相支路数字下变频后数据，表示正交支路数字下变频后数据,表示输入信号和本地信号载波频率。为采样信号的采样周期；为取值为0到的数值；为中频采样信号，是中频载波频率。
采用低通滤波器去除高频分量数据，输出结果如下，并将输出的结果数据存入缓存器。
。
。
为了减小算法数据量，且不损失信号功率，进行数据折叠处理，然后将数据存入缓存器，中频输入信号数据折叠公式：
。
。
为了减少匹配滤波器系数构建复杂度，可以分析基带信号与数据分量和导频分量的自相关与互相关函数，以选择合适匹配滤波器系数。使用公式将相关函数与互相关函数进行整理，用于重构函数，消除捕获模糊。其对应的公式，具体如下：
。
。
。
。
。
。
其中，是以为中心的等腰三角形函数；为等腰三角形的高；为等腰三角形的半宽。表示数据分量、表示导频分量，BOC、PRN、QMBOC均表示扩频调制方式，表示基带信号，表示子载波。表示基带函数自相关函数、测距码偏移、表示基带函数与数据分量的测距码采用调制之间的互相关函数。
通过比较可以看出基带信号的自相关与基带信号和导频分量BOC(1,1)的互相关特性基本拟合，其主峰宽度与基带信号自相关主峰一致，因此可以使用导频分量替代导频分量，而且依然可以充分发挥BOC调制优势。因此可以采用使用导频分量的测距码和频率为1.023MHz调制导频分量作为匹配滤波器系数。所以，实际捕获算法只要考虑导频分量数据自相关消除方法，基带信号与导频分量互相关以及导频分量自相关与互相关如图7和图8所示。
第i段短时相关累加的输出，解扩之后两支路公式分别为：
。
使用导频分量的测距码和频率为1.023MHz调制导频分量并作为匹配滤波器系数，再与缓存器中数据相乘。将所得的结果分成D段，每段数据的长度为L，每段的数据相乘的结果累加求相干积分，完成匹配滤波设计，共得到D个累加和。折叠的导频分量BOC(1,1)调制信号表示为：
。
为了使傅里叶变换FFT能进行快速运算，需将D点数据进行补零至2的次幂点数M，利用得到的M个数据完成FFT运算，并输出非相干运算结果。至此完成一次频域并行搜索，完成了单个搜索码片的自相关函数运算。
关于数据补零后做FFT运算的计算公式为：
式中：
。
然后基于卫星导航信号三维捕获原理，得到捕获结果三维结果。
然后生成用于消除自相干相关旁峰的辅助相关函数，进行捕获信号的模糊度消除。其中，相关函数模糊度消除辅助函数为：
。
其中，为导频分量的子载波和测距码所调制的BOC函数；导频分量的测距码调制函数；为测距码偏移；为相关函数模糊度消除辅助函数，由上述两函数做自相关构成，消除模糊度后的自相关效果如图9所示。重构相关函数的公式如下：
。
其中，为重构的归一化相关函数；为基带函数与导频分量的测距码采用BOC调制方式调制的归一化互相关函数；为基带信号；为相关函数模糊度消除辅助函数；为测距码偏移。
将重构相关函数的输出的最大捕获结果与门限阈值比较，若输出最大值大于或者等于门限阈值，则捕获完成；若小于门限阈值则改变本地测距码初始相位重复上述步骤，直至大于门限阈值，输出运算结果完成捕获。
具体的，对于捕获输出参数的精度主要取决于采样频率、匹配滤波器长度、FFT的运算点数以及补零个数。则采用PMF-FFT算法的主要性能指标：
捕获带宽为：，为采样频率。
普勒频移精度：FFT精度=，实际精度=。
其中，、、均为捕获算法参数。
PMF-FFT捕获算法的码相位精度为：。为B1C信号测距码速率。
捕获输出的参数的精度不受模糊度消除算法影响，仅与匹配滤波器有效长度L(包含折叠数据长度)、以及FFT点数（包含DFT点数、补零个数）有关。
平均捕获时间被广泛用来衡量信号捕获的快慢程度，平均捕获时间估算公式：
。
式中为搜索单元，包括码相位和多普勒频移的二维搜索；为驻留时间，指接收机在每个搜索单元上进行一次信号搜索的所需要的时间。PMF-FFT方法和折叠方法中载波多普勒频率的搜索是以FFT方式进行并行搜索的，因此，PMF-FFT方法的搜索单元即为码长，而折叠方法的搜索单元为；系统的工作时钟周期为，PMF-FFT方法在每个搜索单元上需要完成数据的自相关和P点的FFT运算，即驻留时间为。同理可得折叠方法的驻留时间为。
。
关于捕获时间改善的效果图见图10。
通过实验验证，重构的自相关函数消除了副峰对捕获影响，图11和图12是仅使用测距码无法捕获结果示意图和三维效果图，图13和图14是不消除模糊度捕获结果的归一化自相关图和三维效果图，图15和图16是消除模糊度快速捕获结果的归一化自相关图和三维效果图。
根据图6所示的高动态B1C信号无模糊度捕获方法原理图，本发明实施例提供了一种新体制北斗信号无模糊度快速捕获系统。具体地，该系统包括：卫星信号获取模块、信号处理模块、确定模块、捕获算法运算模块、消除模糊度模块、比较模块、判断模块、完成模块和调整模块。
卫星信号获取模块，用于获取待捕获的采样信号，得到数字中频信号；采样信号包括：北斗B1C信号。
信号处理模块，用于对数字中频信号进行信号处理，得到处理采样信号；信号处理包括：数字正交下变频处理以及数据折叠预处理。
确定模块，用于确定本地不同相位的改进导频分量相关系数；改进导频分量相关系数是根据本地导频分量测距码和数据分量子载波调制的信号相位确定的。
捕获算法运算模块，用于根据处理采样信号和短时匹配滤波器系数，进行频域范围内的自相关函数运算，再进行FFT运算，得到多个运算结果；短时匹配滤波器系数是根据改进导频分量相关系数确定的。
消除模糊度模块，用于基于卫星导航信号三维捕获原理，根据多个运算结果进行重构相关计算，得到无模糊度三维结果；无模糊度三维结果包括多个计算结果。
比较模块，用于对多个计算结果进行数值比较，确定计算结果最大值。
判断模块，用于判断计算结果最大值是否不小于设定门限阈值。
完成模块，用于在判断模块的结果为是时，确定信号捕获完成。
调整模块，用于在判断模块的结果为否时，调整改进导频分量相关系数的相位，并返回“捕获算法运算模块”。
本发明实施例提供了一种电子设备，包括存储器及处理器，存储器用于存储计算机程序，处理器运行计算机程序以使电子设备执行实施例1中的新体制北斗信号无模糊度快速捕获方法。
作为一种可选地实施方式，本发明还提供了一种计算机可读存储介质，其存储有计算机程序，计算机程序被处理器执行时实现实施例1中的新体制北斗信号无模糊度快速捕获方法。
进行B1C数字信号采集，其中频信号频率为16M，采样频率设为64M。根据中国卫星导航系统管理办公室发布的北斗三号B1C的信号接口文件(ICD)，B1C信号到达接收机天线输出端的最小功率为-161dBW，则输入仿真信号功率为-161dBW。信号的噪声主要来自热噪声，如果输入噪声的单边带功率谱密度为，则总的噪声功率为：
。
其中信号有效带宽，输入噪声的单边带功率谱密度。
热噪声的功率谱密度和其等效温度成正比：
。
其中为玻尔兹曼常数，为开尔文温度。当等效温度为，则噪声功率为。B1C信号仿真基本参数表见表1。
表1 B1C信号仿真基本参数表
| 参数名称 | 参数指标 |
| 中频频率（If） | 16MHz |
| 采样频率（Fs） | 64MHz |
| 信号有效带宽(B) | 14*1.023M |
| 等效温度（Te） | 290K |
| 信号功率 | -161dBW |
| 信号噪声功率 | -131dBW |
| 滤波器阶数 | 15 |
| 滤波器带宽 | 18MHz |
| 滤波器幅值衰减 | 40dB |
| 每次处理数据时长 | 2ms |
| 数据折叠层数（F） | 4 |
| PMF实际长度(L) | 640 |
| FFT点数（M） | 256 |
| 补偿功率（P） | -161dBw |
捕获多普勒带宽为100kHz，范围是[-50kHz,50kHz],多普勒误差为390.6250Hz，码相位延时误差为0.0635码片，实际测试中信号最低可达到-162.5dBW，捕获信噪比ICD文件最低值提升1.5dB，证明该改进的捕获方法具有一定抗热噪声干扰功能。设置多普勒频移为39000Hz，码相位延时160码片，分别对PRN号为1、30、63的卫星进行测试，仿真效果图如图17至图22所示。
本发明采用数据折叠预处理方法，保证解扩后信号功率的同时，减小B1C信号采样数据处理长度，减小捕获时间；通过重构自相关函数，实现B1C信号无模糊度捕获方法，去除BOC扩频调制的副峰对捕获的影响；通过数据折叠的方式和仅对导频分量进行捕获的方式，减小了PMF-FFT捕获算法对B1C信号捕获的复杂性，实现了高动态场景下大带宽信号捕获；并引入非相干积分，去除相位对幅值的影响。
本发明根据卫星导航信号三维捕获原理，针对新体制北斗卫星导航信号结构及特点，通过对中频采样信号的下变频数字信号进行数据折叠预处理，可以减小捕获算法数据量处理，减小捕获时间；同时，使用改进导频分量相关系数作为匹配滤波器系数，优化了本地伪码生成复杂问题，简化基于短时相关匹配滤波器和FFT的结合信号捕获方法，即PMF-FFT捕获方法的实现；并且，通过重构自相关函数解决了新体制北斗卫星导航调制信号的捕获模糊问题。实施结果表明，本发明不仅能够快速准确的实现新体制卫星导航信号无模糊度的捕获，还提高了捕获信号的信噪比，具有一定的抗热噪声干扰性能。
Claims (9)
1.一种新体制北斗信号无模糊度快速捕获方法，其特征在于，所述方法包括：
获取待捕获的采样信号，得到数字中频信号；所述采样信号包括：北斗B1C信号；
对所述数字中频信号进行信号处理，得到处理采样信号；所述信号处理包括：数字正交下变频处理以及数据折叠预处理；
确定本地不同相位的改进导频分量相关系数；所述改进导频分量相关系数是根据本地导频分量测距码和数据分量子载波调制的信号相位确定的；使用导频分量的测距码和频率为1.023MHz调制导频分量BOC(1，1)作为改进导频分量相关系数；
根据所述处理采样信号和短时匹配滤波器系数，进行频域范围内的自相关函数运算，再进行FFT运算，得到多个运算结果；所述短时匹配滤波器系数是根据所述改进导频分量相关系数确定的；选择本地不同相位的改进导频分量相关系数作为所述短时匹配滤波器系数；
基于卫星导航信号三维捕获原理，根据多个所述运算结果进行重构相关计算，得到无模糊度三维结果；所述无模糊度三维结果包括多个计算结果；
对多个所述计算结果进行数值比较，确定计算结果最大值；
判断所述计算结果最大值是否不小于设定门限阈值；
若是，则信号捕获完成；
若否，则调整所述改进导频分量相关系数的相位，并返回“根据所述处理采样信号和短时匹配滤波器系数，进行频域范围内的自相关函数运算，得到多个运算结果”步骤。
2.根据权利要求1所述的新体制北斗信号无模糊度快速捕获方法，其特征在于，对所述数字中频信号进行信号处理，得到处理采样信号，具体包括：
对所述数字中频信号进行数字正交下变频，得到变频信号；
采用低通滤波器对所述变频信号进行高频分量去除处理，得到处理信号；
对所述处理信号进行数据折叠预处理，得到处理采样信号。
3.根据权利要求2所述的新体制北斗信号无模糊度快速捕获方法，其特征在于，所述数据折叠预处理的计算公式，具体包括：
其中，I′为同相支路低通滤波数据折叠后数据；i′为数据折叠个数；F为折叠倍数；i为匹配滤波器长度；Q′为正交支路低通滤波数据折叠后数据；Ts为采样信号的采样周期，N为采样时间长度的样点数；I为同相支路数字下变频后数据；Q为正交支路数字下变频后数据；m为取值为0到N-1的数值。
4.根据权利要求1所述的新体制北斗信号无模糊度快速捕获方法，其特征在于，基于卫星导航信号三维捕获原理，根据多个所述运算结果进行重构相关计算，得到无模糊度三维结果，具体包括：
根据多个所述运算结果确定相关函数模糊度消除辅助函数；
基于卫星导航信号三维捕获原理，根据所述相关函数模糊度消除辅助函数确定重构相关函数，并进行重构相关计算，得到无模糊度三维结果。
5.根据权利要求4所述的新体制北斗信号无模糊度快速捕获方法，其特征在于，所述相关函数模糊度消除辅助函数的表达式为：
其中，Pilot-BOC(1，1)为导频分量的子载波和测距码所调制的BOC函数；Pilot-PRN为导频分量的测距码调制函数；τ为测距码偏移；RPilot-BOC(1，1)/Pilot-PRN(τ)为相关函数模糊度消除辅助函数。
6.根据权利要求4所述的新体制北斗信号无模糊度快速捕获方法，其特征在于，所述重构相关函数的表达式为：
R＝R4 s/Pilot-BOC(1,1)(τ)-R4 Pilot-BOC(1,1)/Pilot-PRN(τ)；
其中，R为重构的归一化相关函数；Rs/Pilot-BOC(1，1)(τ)为基带函数与导频分量的测距码采用BOC调制的归一化互相关函数；S为基带信号；RPilot-BOC(1，1)/Pilot-PRN(τ)为相关函数模糊度消除辅助函数；τ为测距码偏移。
7.一种新体制北斗信号无模糊度快速捕获系统，其特征在于，所述系统包括：
卫星信号获取模块，用于获取待捕获的采样信号，得到数字中频信号；所述采样信号包括：北斗B1C信号；
信号处理模块，用于对所述数字中频信号进行信号处理，得到处理采样信号；所述信号处理包括：数字正交下变频处理以及数据折叠预处理；
确定模块，用于确定本地不同相位的改进导频分量相关系数；所述改进导频分量相关系数是根据本地导频分量测距码和数据分量子载波调制的信号相位确定的；使用导频分量的测距码和频率为1.023MHz调制导频分量BOC(1，1)作为改进导频分量相关系数；
捕获算法运算模块，用于根据所述处理采样信号和短时匹配滤波器系数，进行频域范围内的自相关函数运算，再进行FFT运算，得到多个运算结果；所述短时匹配滤波器系数是根据所述改进导频分量相关系数确定的；选择本地不同相位的改进导频分量相关系数作为所述短时匹配滤波器系数；
消除模糊度模块，用于基于卫星导航信号三维捕获原理，根据多个所述运算结果进行重构相关计算，得到无模糊度三维结果；所述无模糊度三维结果包括多个计算结果；
比较模块，用于对多个所述计算结果进行数值比较，确定计算结果最大值；
判断模块，用于判断所述计算结果最大值是否不小于设定门限阈值；
完成模块，用于在所述判断模块的结果为是时，确定信号捕获完成；
调整模块，用于在所述判断模块的结果为否时，调整所述改进导频分量相关系数的相位，并返回“捕获算法运算模块”。
8.一种电子设备，其特征在于，包括存储器及处理器，所述存储器用于存储计算机程序，所述处理器运行所述计算机程序以使所述电子设备执行如权利要求1至6中任意一项所述的新体制北斗信号无模糊度快速捕获方法。
9.一种计算机可读存储介质，其特征在于，其存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器执行时实现如权利要求1至6中任意一项所述的新体制北斗信号无模糊度快速捕获方法。
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