CN106291614A - 用于在多路径环境中跟踪卫星无线电导航信号的装置 - Google Patents

Abstract

一种GNSS接收器，包括：电路，其被配置为接收包括经副载波和PRN代码调制的载波的定位信号；副载波及代码跟踪环路，其包括第一鉴别电路，其被配置为根据所述接收到的定位信号和第一参考信号来计算第一伪距离；代码跟踪环路，其包含第二鉴别电路，其被配置为根据所述接收到的定位信号和第二参考信号来计算第二伪距离；以及计算电路，其被配置为估算所述第一伪距离与所述第二伪距离之间的差值，并且相应地修改第一鉴别电路的输出。本发明还涉及一种在这种GNSS接收器中计算伪距离的方法。

Description

用于在多路径环境中跟踪卫星无线电导航信号的装置

技术领域

本发明适用于导航卫星领域。更具体而言，本发明允许导航卫星接收器在多路径传播环境中采集并跟踪具有多个互相关峰的信号。

背景技术

存在已经全面部署多年的两个全球导航卫星系统(GNSS)(美国全球定位系统、俄罗斯GLONASS)，还存在正在部署当中的另外两个全球导航卫星系统(中国的北斗导航卫星系统和欧洲的伽利略系统)。这些系统依赖于相同的原理：从绕非对地静止轨道运行的多颗卫星广播微波无线电信号；该信号携带与被配置为接收广播信号的接收器中的本地副本相关的PRN代码；当接收器能够从卫星采集并跟踪信号时，其处理能力通过采用相关处理对代码信号进行解调，并计算作为接收器与卫星之间的距离的伪距离(受到各种误差源影响)。将这一伪距离与从其它卫星(一般为三颗)采集的伪距离组合，以确定位置、速度和时间(PVT)解。

由一些卫星发送的无线电导航信号被称为BOC信号(二进制偏移载波调制)，其中，首先通过PRN代码对载波进行调制，之后通过副载波进行调制。所得到的信号的谱具有位于载波频率的两侧上的两个主瓣，因而允许与采用相同载波频率的其它信号共存。BOC信号被称为BOC(m,n)，其中，代码信号的码片速率为n*1.023Mcps(兆码片每秒)，并且副载波频率为m*1.023MHz。

对BOC信号的跟踪被证明提供了比PSK信号更加精确和鲁棒的定位信息，主要归因于BOC信号的自相关函数峰的更加尖锐的斜率及其带宽。然而，与PSK信号不同，BOC信号的自相关函数显示出与主峰竞争的若干侧峰，该侧峰中的一些侧峰具有接近于主峰幅值的幅值。

采用接收到的BOC信号与参考信号的相关来构造用于控制接收器的锁相环路(PLL)并且跟踪定位信号的鉴别器值。之后，采用PLL的相位以及接收到的导航消息来构造PVT。

当诸如噪声或干扰之类的误差源影响接收信号时，PLL可能将其跟踪位置锁定在接收信号与参考信号之间的相关的侧峰中的一个侧峰上，其将导致在位置测量中引入偏差。这一偏差可能在～9.7米(对于BOC(15,2.5)信号)到～146.5m(对于BOC(1,1)信号)的范围内。BOC信号接收器必须处理这一问题，以确保精确的定位。

定位信号还受到多路径的影响，由于在信号传播过程中发生的环境反射。当在城市环境或者室内环境中操作时，尤其存在这些多路径反射。多路径信号的接收在接收信号与参考信号之间的相关函数函数中产生了伪像，多路径峰从初始峰移位了对应于主路径与多路径之间的延迟的距离。

很多现有技术正在解决对BOC信号的主峰的跟踪进行同步的问题，但是这些技术并未充分考虑多路径环境中的传播。

在这些技术当中，在美国专利US 8964813中描述的突然跃变技术(Bump-Jumpingtechnique)基于执行与延迟版本的参考信号的两次附加的相关(Very-Early(非常早)(VE)相关和Very-Late(非常晚)(VL)相关)，以及通过比较Prompt(即时)、Very-Early和Very-Late信号的能量来检测对BOC信号的侧峰的跟踪。当检测到Prompt相关不具有最高幅值时，沿对应于最高相关幅值的方向操作相位跃变。由于对Prompt位置、Very-Early位置和Very-Late位置的相关幅值的直接估计的原因，此技术对多路径反射尤其敏感。

在欧洲专利EP 2049914B1中描述了被称为双估计技术(Double Estimationtechnique)的另一种技术。此技术实施两个跟踪环路，即跟踪BOC信号的PRN代码的C-DLL(代码延迟锁定环路)和跟踪BOC信号的副载波的S-DLL(副载波延迟锁定环路)。采用在两个环路内估计的伪距离之间的差值来重新调整测量的伪距离。由于多路径反射可能对C-DLL和S-DLL环路造成不同的影响，因而可能频繁地发生对副载波的错误再调整，从而导致错误的伪距离测量结果。

在欧洲专利EP 2382484B1中描述了被称为双鉴别器技术(Double-Discriminatortechnique)的另一种技术。此技术涉及两个鉴别器基于BOC信号的副载波和代码的并行计算。被称为非模糊(non-ambiguous)鉴别器计算的第一鉴别器计算导致对跟踪位置的非模糊确定，而不同于模糊的第二鉴别器计算。然而，与第一鉴别器计算相比，第二鉴别器计算更加精确并且对噪声和多路径反射也较不敏感。选择单元被配置为将第一鉴别器的值与阈值进行比较，并且依据这一比较的结果来选择跟踪环路中采用的鉴别器值。与先前技术相比，这一技术在发生假警报的情况下表现良好，因为当检测对侧峰的跟踪位置时不会产生突然的代码相位跃变以对跟踪环路的相位进行重新调整。然而，因为多路径反射显著地影响非模糊鉴别器值的形状，所以它们可能会排除对侧峰跟踪的检测，这将导致错误的伪距离测量结果。

发明内容

本发明的目的在于通过提高这些技术应对多路径传播环境的鲁棒性来提供优于现有技术的改进。

这一目的是通过提供接收器来实现的，该接收器实施跟踪BOC信号的副载波和代码并计算相关联的伪距离的第一环路，以及跟踪被解调为BPSK信号的BOC信号的代码并计算第二伪距离的第二环路。接收器将两个计算的伪距离进行比较，并相应地调整代码跟踪环路中采用的第一鉴别器的计算结果。

为此，本发明公开了一种GNSS接收器，包括：

-电路，其被配置为接收包含经副载波和PRN代码调制的载波的定位信号，

-副载波及代码跟踪环路，其包括被配置为根据所述接收到的定位信号和第一参考信号来计算第一鉴别器值的第一鉴别电路，该副载波及代码跟踪环路被配置为根据所述第一鉴别器值来计算第一伪距离，

-代码跟踪环路，其包括被配置为根据所述接收到的定位信号和第二参考信号来计算第二伪距离的第二鉴别电路，

-计算电路，其被配置为估算所述第一伪距离与所述第二伪距离之间的差值，并且相应地修改第一鉴别器值的计算结果。

在GNSS接收器的一个实施例中，副载波及代码跟踪环路的输出处的所述第一伪距离是非模糊伪距离。

有利地，第一鉴别电路进一步被配置为计算模糊鉴别器值和非模糊鉴别器值，该计算电路被配置为通过在所估算的差值的绝对值超过阈值时在预定义时间段内选择所述非模糊鉴别器值，否则选择所述模糊鉴别器值，来修改第一鉴别器值的计算结果。

在本发明的另一个实施例中，该计算电路被配置为计算模糊鉴别器值，并且在所估算的差值的绝对值超过阈值时在预定义时间段内通过将偏移加到所述模糊鉴别器值来修改第一鉴别器值的计算结果。

在本发明的另一个实施例中，第一鉴别电路进一步被配置为计算模糊鉴别器值和非模糊鉴别器值，该计算电路被配置为通过在所估算的差值的绝对值超过第一阈值时选择所述非模糊鉴别器值直到所估算的差值的绝对值在第二阈值以下为止，否则选择所述模糊鉴别器值，来修改该第一鉴别器值的计算结果。

有利地，该GNSS接收器还包括被配置为通过使多个相继的第二伪距离值平滑来修改第二伪距离的第二计算电路。在另一个实施例中，采用第一伪距离的值来使第二伪距离平滑。

在GNSS接收器的另一个实施例中，该GNSS定位信号的谱包括两个瓣，代码跟踪环路被配置为根据GNSS定位信号的单个瓣来计算第二伪距离。在另一个实施例中，代码跟踪环路被配置为根据GNSS定位信号的两个瓣来计算第二伪距离。

本发明还公开了一种在GNSS接收器中计算伪距离的方法，包括：

-接收包括经副载波和PRN代码调制的载波的定位信号的第一步骤，

-在副载波及代码跟踪环路中根据接收到的信号来计算第一鉴别器值并且根据所述第一鉴别器来计算第一伪距离的第二步骤，

-在代码跟踪环路中根据接收到的信号来计算第二鉴别器值和第二伪距离的第三步骤，

-计算所述第一伪距离与所述第二伪距离之间的差值的第四步骤，

-取决于所述差值来修改所述第一鉴别器值的计算结果的第五步骤。

附图说明

通过下文对多个示范性实施例及其附图的描述，本发明将得到更好的理解，并且其各种特征和优点也将显现，在附图中：

-图1表示根据现有技术的BPSK信号、BOC信号、和MBOC信号的谱；

-图2a和图2b分别表示根据现有技术的BPSK信号和BOC信号的自相关函数的示例；

-图3表示根据现有技术的双估计器结构；

-图4表示根据现有技术的双鉴别器技术结构；

-图5a和图5b分别例示了BOC鉴别器在单路径环境和多路径环境中运行时的表现；

-图6表示本发明的第一实施例，其中，取决于从副载波及代码跟踪环路与代码跟踪环路计算出的伪距离值之间的差值，从非模糊鉴别器计算和模糊鉴别器计算中选择用于执行伪距离测量的鉴别器计算；

-图7表示通过本发明取得的结果的示例；

-图8表示本发明的另一个实施例，其中，取决于从副载波及代码跟踪环路和代码跟踪环路计算出的伪距离值之间的差值，对用于执行伪距离测量的鉴别器计算进行一定值的校正；

-图9表示本发明的另一个实施例，还包括用于对从代码跟踪环路计算出的伪距离测量结果进行滤波的逻辑单元；

-图10表示根据本发明的方法的流程图。

具体实施方式

图1表示根据现有技术的BPSK(110)信号、BOC(120)信号、和MBOC(130)信号的谱的示例。

在图1中，相对于载波频率来表示谱。可以观察到，BPSK谱110以载波频率为中心。

生成BOC信号包括通过代码和副载波对信号的载波进行调制。通常将BOC调制描述为：

$x\left(t\right)=\sqrt{A}.d\left(t\right).c\left(t\right).s\left(t\right).\exp (j\[2{\mathrm{\πf}}_{c}t+\mathrm{\θ}\]),$

其中，是复信号的幅值，d(t)是所发送的数据，c(t)是伪随机噪声(PRN)代码信号，s(t)是副载波信号，f_C和θ是载波频率和相位。

作为通过副载波信号进行调制的结果，BOC谱120分成了分布在标称载波频率的两侧上的两个边带，该边带具有等于副载波频率的频率移位。可以将信号的每个瓣看作是BPSK谱。

采用这样的BOC信号来进行卫星定位，由于副载波调制的原因，精确度优于BPSK信号，并且更易于与采用相同载波频率的其它信号共存。

BOC调制具有若干变型，其中有曲线130所表示的正弦BOC、余弦BOC或复合BOC(MBOC)。MBOC调制已经被提议用于伽利略信号和现代化的GPS信号，并且MBOC调制将正弦二进制偏移载波SinBOC(1,1)与SinBOC(m,n)组合。无论是什么BOC变型和(m,n)参数集，本发明都同等适用；唯一的要求是信号由经代码和副载波调制的载波构成，其中，m≥n。

可以采用包括代码分量和副载波分量的完整信号或者仅考虑一个瓣来对BOC信号进行解调。在后一种情况下，通过仅考虑BOC信号的一个瓣并且使其移位适当频率以去除副载波贡献来抑制BOC信号的副载波信号。所得到的信号仍然包括代码信息，并且可以被解调为经典BPSK信号，其中由于只处理了信号功率谱密度的一半因而存在3dB的性能损耗。图2a和图2b分别表示在围绕理想延迟的两个时间码片的持续时间内根据现有技术的BPSK信号(210)和BOC信号(220)的自相关函数的示例。BPSK信号自相关在这一间隔内仅示出了一个峰。其最大值表示理想的同步位置，并且可以通过非模糊方式来进行确定。BOC信号自相关示出了多个峰。由于BOC自相关的主峰比BPSK信号自相关峰更加尖锐，因而跟踪精确度较好。然而，在一些情况下(噪声环境、多传播路径……)，跟踪位置可能与侧峰之一相关联，因此导致定位误差，这也是为什么BOC信号的自相关公知是模糊的。

在接收链中采用相关函数来构建鉴别器值，该鉴别器值用于基于接收信号与参考信号之间的相关来感测同步误差，其中，该参考信号是根据由本地振荡器或NCO(数字控制振荡器)传送的内部时间基准而构造的。在接收器链中采用这一鉴别器值来检测本地代码信号与接收到的代码信号之间的失配。其值在跟踪位置正确时(本地时间基准与接收信号在时间上同步)等于零，并且具有与必须被施加至振荡器以从跟踪误差恢复的时间移位成比例的值。

由于BOC信号的自相关函数是模糊的，所以根据接收到的BOC信号与参考信号之间的相关所构造的鉴别器计算是模糊的，并且可能将跟踪位置锁定在侧相关峰中的任一个侧相关峰上。

可以从BOC信号获得非模糊相关。首先，可以仅考虑BOC信号中的一个瓣，并进行频率移位以使得副载波信息被抑制。这一信号相当于BPSK信号，因而所得到的鉴别器值是非模糊的。其次，可以通过去除副载波信息而考虑模糊相关的包络，来获得非模糊鉴别器计算。在现有技术中被称为类BPSK(BPSK-like)鉴别器的这一非模糊鉴别器计算与BPSK信号的鉴别器计算相当类似。

图3表示如欧洲专利EP 2049914B1中所述的根据现有技术的双估计器结构。在图3上示出了载波跟踪环路、副载波跟踪环路和代码跟踪环路。载波跟踪环路包括被配置为生成同相、正交参考信号的载波频率发生器311，其中，该同相正交参考信号用于将接收信号从载波频率或中间频率下变频至基带以及对同相正交信号的确定。载波跟踪环路还包括载波鉴别器值312的计算，该载波鉴别器值输入载波环路滤波器313，以控制载波频率发生器。在下文中，不考虑载波跟踪环路，因为本发明对这一环路的处理正如现有技术的接收器一样。副载波跟踪环路包括副载波发生器321，其用于生成即时参考副载波信号、早参考副载波信号和晚参考副载波信号。将这些信号乘以同相正交基带信号，并且乘以代码参考信号，以便计算模糊鉴别器值322。这一模糊鉴别器值输入到对副载波发生器进行控制的副载波环路滤波器323，并且允许计算出第一非模糊伪距离e_T*(324)。代码跟踪环路包括代码发生器331，其用于生成即时参考代码信号、早参考代码信号和晚参考代码信号。将这些信号乘以同相正交基带信号以及副载波信号，以便计算类BPSK非模糊鉴别器值332。这一非模糊鉴别器值输入对代码发生器进行控制的代码环路滤波器333，并且允许计算出第二非模糊伪距离e_T(334)。

由于e_T*比e_T更加精确，因而这一值用作跟踪函数的输出，但是为了去除测量的模糊度，通过代表e_T*与e_T之间所测得的误差的偏移340对其予以补偿。将这一偏移舍入为BOC信号的自相关函数的两个相邻峰之间的距离的倍数，这一距离为1/2.f_s，其中，f_s是副载波频率。

当在多路径传播环境中操作时，双估计器技术的副载波跟踪环路和代码跟踪环路受到不同影响。因为在双估计技术中，由副载波及代码跟踪环路伪距离与代码跟踪环路伪距离之间测得的误差直接对估计的伪距离进行补偿，在这些跟踪环路中的任何环路中执行的由于噪声或多路径导致的错误测量将对所得的伪距离造成直接影响，并且导致错误的PVT测量。

图4表示根据现有技术的双鉴别器技术结构。在双鉴别器技术中，对于副载波跟踪和代码跟踪(未示出载波跟踪环路)两者，都只存在一个跟踪环路。接收到的BOC信号410在420中与参考信号相关，并相关的组合用于计算非模糊鉴别器值431和模糊鉴别器值432。如在双估计技术中，这些计算要求针对即时位置、早位置和晚位置对来自同相、正交相位载波信号的相关结果进行组合(无论是否考虑副载波信号)。通过将合成的非模糊鉴别器值与阈值进行比较440，来对开关450加以控制，以便选择非模糊鉴别器计算和模糊鉴别器计算其中之一。对所得到的鉴别器值进行滤波，以控制用于计算非模糊伪距离480的NOC 470。

当模糊鉴别器计算在跟踪主相关峰时，非模糊鉴别器的值是小的。因此，根据模糊鉴别器来计算伪距离估计，并且该伪距离估计是非常精确的。然而，当模糊鉴别器计算在跟踪侧相关峰时，非模糊鉴别器的值增大。当其超过阈值时，开关在预定时间段内选择非模糊鉴别器计算而不是模糊鉴别器计算。因此，所估计的伪距离的精确度较低，但是采用非模糊鉴别器值的跟踪环路将朝向主相关峰逐渐地收敛。一旦跟踪环路已经收敛，那么重新选择模糊鉴别器计算以使得该跟踪环路闭合。

为了提高侧峰跟踪检测对抗噪声的鲁棒性，可以在至少几个测量结果上对非模糊鉴别器的值取平均(490)。

与双估计技术不同，在双鉴别器技术中，在并非仅考虑BOC信号的一个瓣的情况下，从BOC信号来计算非模糊鉴别器，因而显示出对侧峰跃变较好的响应时间。此外，不存在针对伪距离估计对测得误差的直接校正，而是在跟踪环路中采用不同的鉴别器计算，鉴别器值由环路滤波器来进行进一步滤波。在双鉴别器技术中错误的侧峰检测将导致对所选择的鉴别器计算不必要的切换以及距离测量精确度的暂时恶化，其原因在于类BPSK跟踪，而不在于完全错误的伪距离的计算。

图5a和图5b分别例示了在单路径环境中和在多路径环境中BOC鉴别器的表现。图5a和图5b表示以正确的跟踪延迟501(主相关峰跟踪)为中心的约两个时间码片的持续时间。

在图5a上示出了在单路径环境中的非模糊鉴别器510。当跟踪误差为空时，这一鉴别器为空，并且鉴别器的符号和幅值取决于跟踪误差。由于这一鉴别器是非模糊的，因而一旦在这一时间间隔内其仅仅穿过零值。相反，当跟踪误差为空时，模糊鉴别器520为空，而当跟踪位置与相关函数的侧峰匹配时，模糊鉴别器520也为空。值得注意的是，当对侧相关峰执行跟踪时，模糊鉴别器值为空，而非模糊鉴别器值则超过阈值530。双鉴别器技术使用这一特性来检测对侧相关峰的跟踪。

在图5b中，示出了在多路径传播环境中的相同鉴别器。非模糊鉴别器对于多路径的鲁棒性与BPSK调制的鲁棒性相当。基于BOC信号的模糊鉴别器的鲁棒性较好。因此，非模糊鉴别器比模糊鉴别器更易受多路径的影响。这导致当跟踪误差为空时具有并非为空的非模糊鉴别器值，而且该非模糊鉴别器值可能未达到为检测对侧峰的跟踪而在双鉴别器技术中所使用的阈值。因此，双估计器技术的结构，尤其是非模糊鉴别器值与阈值的比较，在多路径环境中导致了不可靠操作。

本发明利用类双估计器技术和类双鉴别器技术两者，以提出一种新的结构，其在诸如城市环境或室内环境之类的多路径环境中是鲁棒的。

图6表示在GNSS接收器中实施的本发明的第一实施例，其中，取决于根据代码跟踪环路以及根据副载波及代码跟踪环路所计算的伪距离值之间的差值，从非模糊鉴别器计算和模糊鉴别器计算中选择用于执行伪距离测量的鉴别器计算。图6上所示的电路的输入601是同相正交基带频率BOC定位信号或中间频率BOC定位信号。未示出对于生成这些信号而言必不可少的载波环路，因为根据现有技术其实施是公知的，如图3中所述。

在这一实施例中，第一跟踪环路包括一些BOC相关器611，其用于根据接收到的BOC信号和参考信号来确定模糊鉴别器值612和非模糊鉴别器值613两者。在实施例的示范性实施方式中，BOC相关器采用即时副载波信号、早副载波信号和晚副载波信号以及代码信号基准来计算以下相关：

其中：

-Exx表示早相关，

-Pxx表示即时相关，

-Lxx表示晚相关，

-xIx表示采用同相载波输入信号的相关，

-xQx表示采用正交载波输入信号的相关，

-xxs表示采用同相副载波信号的相关，

-xxc表示采用正交副载波信号的相关，

-r(t)是关于载波频率、关于中间频率或基带的输入信号，

-c(t)是代码参考信号，

-s_s(t)是同相副载波参考信号，

-s_c(t)是正交副载波参考信号，

-θ是载波相位，

-φ是副载波相位，其等于代码相位，但是其以副载波周期被公式化，

-Δ是早位置与晚位置之间的间隔。

可以通过以下计算来确定模糊鉴别器值：

E²＝EIs²+EQs²

L²＝LIs²+LQs²

$D_A=\frac{2-\mathrm{\Δ}}{2}(E^2-L^2)/(E^2+L^2),$

其中，D_A是模糊鉴别器值。

可以通过以下计算来确定非模糊鉴别器值(类BPSK)：

E²＝EIs²+EQs²+EIc²+EQc²

L²＝LIs²+LQs²+LIc²+LQc²

$D_{NA}=\frac{2-\mathrm{\Δ}}{2}(E^2-L^2)/(E^2+L^2),$

其中，D_NA是非模糊鉴别器值。

定位技术领域技术人员已知用于根据BOC信号来确定模糊鉴别器值和非模糊鉴别器值的许多不同方法。在欧洲专利EP 2049914B1中描述了这些技术中的一些。本发明同等地适用于所有这些不同的方法。

回到图6，开关614选择非模糊鉴别器计算和模糊鉴别器计算其中之一，开关的输出是第一鉴别器值。环路滤波器615过滤掉这个鉴别器值的一些噪声，并且生成用于调整NCO 616的控制信号。NCO的相位关联到所接收到的消息中传输的信息，以确定第一伪距离。NCO 616的相位还用于生成BOC相关器所采用的副载波参考信号和代码参考信号。

在图6中，通过选择BOC信号的一个瓣并且去除副载波信号来仅考虑信号的代码的第二跟踪环路，包括用于计算第二非模糊鉴别器值622的BPSK相关器621。环路滤波器625过滤掉非模糊鉴别器值的一些噪声，并且生成负责调整NCO 626的控制信号。NCO的相位关联到在接收到的消息中所传输的信息，以确定第二非模糊伪距离。NCO 626的相位还用于生成BPSK相关器所使用的代码参考信号。

比较器630将第一伪距离和第二伪距离作为输入，并将这两个伪距离之间的差值的绝对值与阈值进行比较。当差值的绝对值高于阈值时，命令开关614在预定义时间段内选择非模糊鉴别器计算。当这一时间段结束时，开关选择回模糊鉴别器计算，以进行更加准确的跟踪。

开始时，刚好在卫星采集阶段之后，开关614被配置为在预定义时间段内选择非模糊鉴别器计算(类BPSK)。这一时间段的持续时间取决于环路等效带宽。典型值是x/B_n，其中，1≤x≤5，B_n是跟踪环路的等效噪声带宽。在这一时间段期间，伪距离测量640是非模糊的，并且NCO朝向正确的跟踪位置收敛。当经过该时间段之后，开关选择更加准确的模糊鉴别器计算。由于跟踪环路被锁定在BOC信号的自相关函数的主峰上，因而所计算出的伪距离是非模糊的。如果NCO由于噪声或多个传播路径而朝向侧峰漂移，那么所计算出的伪距离与代码跟踪环路所计算的第二伪距离之间在630中所测量的误差增大。当其达到阈值时，开关614在有限的时间段内选择非模糊鉴别器计算。因此，无论在副载波及代码跟踪环路中选择了什么鉴别器计算，伪距离测量640总是非模糊。

这样的实施方式与双鉴别器技术相比对多路径较不敏感。确实，多路径对鉴别器计算的输出造成的失真要超过它们对鉴别器的零位置带来的移位。因此，所提出的根据计算出的伪距离之间的差值而不是根据鉴别器的值来选择鉴别器计算的解决方案对于多路径反射较不敏感。这一点在存在噪声的情况下甚至更加明显，开关选择是在环路滤波器之后执行的。

与双估计器技术相比，这样的实施方式对于测量误差也较不敏感，因为两个伪距离之间的比较的结果并不直接用于向NCO值施加可以实现对侧峰再同步的移位，而是用于控制鉴别器计算的选择，该选择可能导致精确度降低而不是不准确的测量。

为了降低GNSS接收器的功耗，当选择非模糊鉴别器计算613时，由于这一选择在预定义时间段内有效，因而可以停止代码跟踪环路(621，622，625和626)、比较器630和模糊鉴别器612的计算。

当选择模糊鉴别器计算612时，还可以停止非模糊鉴别器613的计算，以及负责与正交副载波相位信号的相关的BOC相关器的只需要计算非模糊鉴别器的部分。

在这一实施例中，GNSS接收器包括：

·副载波及代码跟踪环路，其包括第一鉴别电路(611，612和613)，该电路根据接收信号601以及代码发生器616所生成的第一参考信号来计算第一伪距离640，

·代码跟踪环路，其包括第二鉴别电路(621和622)，该电路根据接收信号601以及代码发生器626所生成的第二参考信号来计算第二伪距离641，

·计算电路630，其被配置为估算该第一伪距离与第二伪距离之间的差值，并且相应地修改第一鉴别电路614的输出。

需要第二独立跟踪环路来控制对第一跟踪环路的鉴别器计算选择。在实施例中，第二跟踪环路基于BPSK相关器。在附图上未示出的另一个实施例中，基于BOC信号的非模糊鉴别器计算(例如，类BPSK鉴别器计算613)可以用作环路滤波器625的输入，以控制NCO和代码发生器626。然而，与基于对BPSK信号的相关的非模糊鉴别器计算的输出相比，基于BOC信号的非模糊鉴别器计算的输出对噪声更加敏感。因此，建议采用BPSK相关器。

在实施例中，用于执行BPSK相关的BOC信号的瓣是下部瓣。在另一个实施例中，使用的是上部瓣，或者相继选择下部瓣和上部瓣。在另一个实施例中，用于构造非模糊鉴别器值622的相关函数对两个瓣均执行相关测量，其中，将相关的结果进行组合。

图7表示通过本发明所取得的结果的示例。图7示出了跟踪位置误差及其在时间轴上的演变。

在该过程的第一阶段701期间，非模糊鉴别器计算被选择用于控制副载波及代码跟踪环路。跟踪误差将朝向确切位置缓慢地降低，但是位置的精确度不是理想的。在该过程的第二阶段702内，模糊鉴别器计算被选择，从而提高跟踪的精确度。在第三阶段703内，出现了多条路径，导致副载波及代码跟踪环路朝向侧峰漂移。误差增大，直至点710，在该点处比较器将选择非模糊鉴别器计算。在接下来的阶段704内，由于采用了非模糊鉴别器计算，因而跟踪环路将回到主峰位置，并且将再次选择模糊鉴别器计算。

在未示出的另一个实施例中，当由副载波及代码跟踪环路计算出的伪距离与由BPSK跟踪环路计算出的伪距离之间测得的差值的绝对值超过第一阈值时，在副载波及代码跟踪环路中执行从模糊鉴别器计算到非模糊鉴别器计算的切换。选择非模糊鉴别器计算，直到该差值的绝对值落到低于或等于第一阈值的第二阈值下方为止。

图8表示本发明的另一个实施例，其中，通过取决于差值的值来对用于执行伪距离测量的鉴别器值进行校正，该差值是由代码跟踪环路计算出的伪距离值与由副载波及代码跟踪环路计算出的伪距离值之间的差值。

除了副载波及代码跟踪环路的非模糊鉴别器计算613和开关614之外，图8包含与图6相同的元件。在图8中，副载波及代码跟踪环路所采用的第一鉴别器值系统性地是模拟鉴别器值。当比较器630测量副载波及代码跟踪环路所确定的伪距离640与代码跟踪环路所确定的伪距离641之间的差值时，在预定义的时间段内将偏移加到模糊鉴别器612的值，以便使跟踪位置回到主相关峰。

该偏移的值及其持续时间取决于环路滤波器615的参数。由于偏移相加防止跟踪侧相关峰，因而所得到的计算出的伪距离640是精确的且非模糊的。

图9表示本发明的另一个实施例，其还包括用于对由代码跟踪环路所计算出的伪距离测量结果进行滤波的逻辑单元。

图9包含与图6相同的元件，再加上用于对代码跟踪环路所计算出的伪距离值执行平滑处理的附加电路901。这一电路的目的在于使比较器630所使用的伪距离641的值平滑，以进一步提高这一测量结果对于噪声和多路径的鲁棒性。

执行这一平滑处理而对一组相继的伪距离值进行滤波。

在另一个实施例中，采用由副载波及代码跟踪环路计算出的相继的第一伪距离640值以及相继的第二伪距离641值来执行平滑处理。例如可以借助于以下等式采用Hatch滤波器来完成通过BOC伪距离对BPSK伪距离的平滑处理：

其中：

·N是以历元的数量表示的平滑时间常数，

·K是实际测量的时间历元，

·是BOC伪距离测量，

·ρ是BPSK伪距离测量，

·是经平滑的BPSK伪距离测量。

平滑时间常数N开始于1，并且增大直到其达到最终值为止，以便保证平滑算法的快速收敛。

通常，从相同卫星采集的BPSK伪距离641和BOC伪距离640在速度上是一致的。由于BOC伪距离比BPSK伪距离更加准确，因而通过前一伪距离测量结果对此后一测量结果进行平滑处理有助于将噪声降低至接近BOC伪距离测量结果的噪声水平的水平。

可以在任何适当架构上的GNSS接收器中实施本发明。其适用于RF链输出处的GNSS定位信号，优选但不局限于基带或中间频率中。可以采用模拟部件来实施各种跟踪环路和计算电路。如果输入信号是数字化的，那么它们还可以在计算机器上被实施，例如软件可重编程的计算机器(例如，微处理器、微控制器或数字信号处理器(DSP))或者专用的计算机器(例如，现场可编程门阵列(FPGA)或专用集成电路(ASIC))。模拟部件和数字部件的任何中间组合都是可能的。

本发明还包括一种用于在GNSS接收器中计算伪距离的方法，通过图10中的流程图对其进行例示。该方法包括：

·接收包括经副载波和PRN代码调制的载波的定位信号的第一步骤1001，在这一步骤中接收到定位信号的同相载波分量和正交相位载波分量，

·在副载波及代码跟踪环路中根据接收信号来计算第一鉴别器值和第一伪距离的第二步骤1002，该第一伪距离关联到受使用第一鉴别器值的环路滤波器控制的振荡器，其中，第一鉴别器计算的输出取决于来自后续步骤的输入，

·在代码跟踪环路中根据接收信号来计算第二鉴别器和第二伪距离的第三步骤1003，该第二伪距离关联到受使用第二鉴别器值的环路滤波器控制的振荡器，其中优选地，代码跟踪环路对不具有副载波信息的输入信号进行处理，

·计算所述第一伪距离与所述第二伪距离之间的差值的第四步骤1004，以及

·取决于所述差值来修改所述第一鉴别器计算的输出的第五步骤1005。将所计算出的差值的绝对值与阈值进行比较，并且相应地修改第二步骤的第一鉴别器计算的输出。取决于实施例，这一修改可以是将偏移加到模糊鉴别器计算，或者选择非模糊鉴别器计算而不是模糊鉴别器计算。这一修改可以持续预定的时间段，或者直到所计算的差值的绝对值落到第二阈值以下为止。

在该方法的示范性实施例中，在第二步骤中根据在[0046]、[0047]和[0048]中描述的等式来计算非模糊鉴别器值或模糊鉴别器值。

在本说明书中公开的示例只是对本发明的一些实施例的例示。这些示例不以任何方式限制所附权利要求所定义的本发明的范围。

Claims (10)

1.一种GNSS接收器，包括：

-电路，所述电路被配置为接收(601)包括经副载波和PRN代码调制的载波的定位信号，

-副载波及代码跟踪环路，所述副载波及代码跟踪环路包括被配置为根据所接收到的定位信号和第一参考信号来计算第一鉴别器值的第一鉴别电路(611，612，613)，所述副载波及代码跟踪环路被配置为根据所述第一鉴别器值来计算第一伪距离(640)，

-代码跟踪环路，所述代码跟踪环路包括被配置为根据所接收到的定位信号和第二参考信号来计算第二伪距离(641)的第二鉴别电路(622)，

-计算电路(630，614)，所述计算电路(630，614)被配置为估算所述第一伪距离与所述第二伪距离之间的差值，并且相应地修改所述第一鉴别器值的计算结果。

2.根据权利要求1所述的接收器，其中，位于所述副载波及代码跟踪环路的输出处的所述第一伪距离(640)是非模糊伪距离。

3.根据权利要求1所述的接收器，其中，所述第一鉴别电路被配置为计算模糊鉴别器值(612)和非模糊鉴别器值(613)，所述计算电路被配置为通过在所估算的差值的绝对值超过阈值时在预定义的时间段内选择(614)所述非模糊鉴别器值，否则选择所述模糊鉴别器值，来修改所述第一鉴别器值的计算结果。

4.根据权利要求1所述的接收器，其中，所述计算电路被配置为计算模糊鉴别器值(612)，并且通过在所估算的差值的绝对值超过阈值时在预定义时间段内将偏移(801)加到所述模糊鉴别器值来修改所述第一鉴别器值的计算结果。

5.根据权利要求1所述的接收器，其中，所述第一鉴别电路进一步被配置为计算模糊鉴别器值(612)和非模糊鉴别器值(613)，所述计算电路被配置为通过在所估算的差值的绝对值超过第一阈值时选择(614)所述非模糊鉴别器值直到所估算的差值的绝对值在第二阈值以下为止，否则选择所述模糊鉴别器值，来修改所述第一鉴别器值的计算结果。

6.根据前述权利要求中任一项所述的接收器，还包括第二计算电路(901)，所述第二计算电路(901)被配置为通过对多个相继的第二伪距离值进行平滑来修改所述第二伪距离(641，902)。

7.根据权利要求7所述的接收器，其中，采用所述第一伪距离(640)的值来对所述第二伪距离进行平滑。

8.根据前述权利要求中任一项所述的接收器，其中，GNSS定位信号的谱包括两个瓣，所述代码跟踪环路被配置为根据所述GNSS定位信号的单个瓣来计算所述第二伪距离(641)。

9.根据权利要求1至8中任一项所述的接收器，其中，所述GNSS定位信号的所述谱包括两个瓣，所述代码跟踪环路被配置为根据所述GNSS定位信号的两个瓣来计算所述第二伪距离(641)。

10.一种用于在GNSS接收器中计算伪距离的方法，包括：

-接收包括载波的定位信号的第一步骤(1001)，所述载波被副载波和PRN代码调制，

-在副载波及代码跟踪环路中根据所接收到的信号来计算第一鉴别器值并且根据所述第一鉴别器来计算第一伪距离的第二步骤(1002)，

-在代码跟踪环路中根据所接收到的信号来计算第二鉴别器值和第二伪距离的第三步骤(1003)，

-计算所述第一伪距离与所述第二伪距离之间的差值的第四步骤(1004)，

-取决于所述差值来修改所述第一鉴别器值的计算结果的第五步骤(1005)。