CN101807940B - 一种gnss接收系统的抗多径干扰装置及其方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种GNSS接收系统的抗多径干扰装置及其方法。该装置包括第一乘法器、第二乘法器、前馈滤波器、加法器、下采样器、判决器、反馈滤波器、均衡器系数更新器、码跟踪环路和载波跟踪环路。首先抗多径干扰装置接收数字中频GNSS信号并进行下变频，然后对由同相支路信号、正交支路信号形成的复信号进行判决反馈均衡，最后对均衡后的信号进行码跟踪和载波跟踪，并解调导航电文。本发明装置及其方法能够有效对抗多径干扰的影响，当信道中存在多径干扰时，跟踪环路中引入本发明方法的伪码跟踪精度高于典型的早迟DLL环路的跟踪精度，从而提高了伪距的测量精度，有利于精确定位。

Description

一种GNSS接收系统的抗多径干扰装置及其方法

技术领域

本发明属于卫星导航领域，具体涉及一种GNSS接收系统的抗多径干扰装置及其方法。

背景技术

全球卫星导航定位系统(Global Navigation Satellite System，简称GNSS)已经成为全球发展最快的信息产业之一，具有全球性、全天候、连续性和实时性的特点，可以给用户提供定位、测速和授时等服务。因为GNSS在军用、民用方面都发挥着至关重要的作用，所以更多的隶属于GNSS系统的子系统正在被设计、建设和使用。

其中，采用扩频测距码的现代卫星导航系统如全球定位系统(GlobalPositioning System，简称GPS)、北斗二代、全球轨道卫星导航系统(GlobalOrbiting Navigation Satellite System，简称GLONASS)等的导航电文以数据形式对伪随机码和载波进行两次调制，形成无线电波后连续地向地面发射。用户则通过接收机截获视界内的卫星信号进而求得导航定位信息，系统的通信基础是扩频通信，此为现代卫星导航系统的简要工作原理。

GNSS接收机工作时不可避免的会受到周围环境及自身的干扰而产生测量误差，干扰误差严重时接收机将不能正常工作。测量定位中的主要误差来源有卫星时钟误差、卫星星历误差、电离层延迟误差、对流层延迟误差、接收机噪声误差、热噪声和多径误差等。随着GNSS系统现代化程度的提高及接收技术的发展，许多误差源都可通过差分、经验模型及预测等技术减小或修正，而多径误差则难以处理，多径干扰引起的误差已成为精密定位的主要误差来源。所以，多径干扰抑制技术已成为GNSS系统导航定位中的研究热点之一。多径干扰抑制技术在通信系统中已经得到了深入的研究，但由于常规通信系统中只关注传输数据的恢复，主要去除对信号幅度衰落的影响，而GNSS系统在传输导航电文数据的同时还需进行伪距测量，所以多径干扰对GNSS信号的延迟及载波相位的影响同样需要关注。

GNSS系统采用了直接序列扩频技术，对较大多径延时的多径信号干扰具有很好的抑制能力。但当多径延时较小时，如小于1个码片时，传统的直序扩频通信抗多径技术应用于GNSS系统后很难取得满意的性能。这是因为传统的直序扩频抗多径技术将该类小延时信号看成有用信号的一部分而不进行处理，如Rake接收技术。因此，该类多径信号仍将使伪距测量与载波相位测量产生较大的失真。

为了提高GNSS接收机的定位精度，减小多径干扰的影响，国内外研究人员做了大量的工作。目前，抑制多径干扰主要有以下几类方法：

(1)改进天线设计，采用扼流圈和抑径板抑制天线接收地面反射的多径信号；

(2)设置天线阵列，通过阵列信号处理和空间分集技术进行多径参数估计；

(3)改进接收机跟踪环路结构及方法，如窄相关技术、多径削减技术、多径参数估计延迟锁定环及多径参数估计等；

(4)信号后处理方法，如带通有限冲击响应滤波(Finite ImpulseResponse Filter，简称FIR)、小波滤波(Wavelet Filter，简称WF)、自适应滤波(Adaptive Filter，简称AF)等。

这些方法中，改进天线设计和设置天线阵列方法，需要改进或增加硬件器件，实现繁琐，且难以抑制来自天线上方的多径信号；信号后处理方法，计算复杂度高，多需要引入辅助的参考观测量，降低了多径估计的实时性；现有的改进跟踪环路方法，硬件实现复杂，对小延迟的多径信号抑制作用有限。

发明内容

本发明提出一种GNSS接收系统的抗多径干扰装置及其方法，将改进接收机跟踪环路结构作为切入点，在GNSS接收机跟踪环路中引入信道均衡技术来抑制多径干扰。本发明在GNSS信号跟踪环路中引入了判决反馈均衡器，同时，根据GNSS信号为二进制相移键控(Binary Phase Shift Keying，简称BPSK)调制且发送的伪码序列被导航电文调制后存在正负反转不确定性的特点，均衡器系数更新时选用修正常模(Modified Constant Module Algorithm，简称MCMA)盲均衡方法。本发明装置及其方法改进了接收系统的跟踪环路结构，具有较好的多径抑制实时性和稳定性，能够有效对抗多径干扰的影响，当信道中存在多径干扰时，跟踪环路中引入本发明方法的伪码跟踪精度高于典型的早迟伪码延时锁定环的跟踪精度，从而提高了伪距的测量精度，有利于精确定位。

本发明一种GNSS接收系统的抗多径干扰装置，由第一乘法器、第二乘法器、前馈滤波器、加法器、下采样器、判决器、反馈滤波器、均衡器系数更新器、码跟踪环路和载波跟踪环路组成。第一乘法器、第二乘法器完成数字采样点的相乘运算；前馈滤波器进行前馈滤波，用来均衡信道的前导失真；加法器完成复数加法运算；下采样器进行下采样操作；判决器根据输入值符号的正负进行判决后输出+1或-1；反馈滤波器进行反馈滤波，用来抵消后尾失真；均衡器系数更新器根据盲均衡方法完成前馈滤波器和反馈滤波器的系数更新；码跟踪环路进行伪码相位的跟踪；载波跟踪环路进行载波频率的跟踪并解调出导航电文。

GNSS接收系统成功捕获到GNSS信号后，抗多径干扰装置启动。数字中频GNSS信号进入抗多径干扰装置，通过第一乘法器与载波跟踪环路输出的同相载波相乘形成同相支路信号，通过第二乘法器与载波跟踪环路输出的正交载波相乘形成正交支路信号；然后，同相支路信号和正交支路信号形成复信号输入前馈滤波器进行前馈滤波；前馈滤波器的输出信号与反馈滤波器的输出信号在加法器中完成做差操作，做差操作结果分别输出到下采样器和码跟踪环路；下采样器对输入的做差操作结果进行下采样后形成码元速率信号，码元速率信号输出到均衡器系数更新器、判决器和载波跟踪环路；判决器根据码元速率信号符号的正负进行判决后输出+1或-1至反馈滤波器；反馈滤波器对判决器的输出信号进行横向滤波，滤波结果输出到加法器；均衡器系数更新器根据盲均衡方法进行前馈滤波器及反馈滤波器的系数更新操作，并将更新后的系数分别输出到前馈滤波器和反馈滤波器；码跟踪环路根据输入的做差操作结果进行伪码相位的跟踪，并将即时码相位估计结果输出到载波跟踪环路；载波跟踪环路进行载波频率的跟踪，输出同相载波至第一乘法器，输出正交载波至第二乘法器，同时完成导航电文的解调并输出。

所述前馈滤波器为一种分数间隔的横向滤波器。

所述反馈滤波器为一种码元间隔的横向滤波器。

所述均衡器系数更新器为一种MCMA盲均衡器系数更新器。

本发明一种GNSS接收系统的抗多径干扰方法，包括以下步骤：

步骤一：抗多径干扰装置接收数字中频GNSS信号并进行下变频；

抗多径干扰装置接收数字中频GNSS信号，在第一乘法器中与载波跟踪环路输出的同相载波相乘形成同相支路信号，在第二乘法器中与载波跟踪环路输出的正交载波相乘形成正交支路信号。

步骤二：对由同相支路信号、正交支路信号形成的复信号进行判决反馈均衡；

同相支路信号、正交支路信号两路数据形成的复信号输入到由前馈滤波器、加法器、下采样器、判决器、反馈滤波器和均衡器系数更新器组成的判决反馈均衡器来补偿信道影响。

步骤三：对均衡后的信号进行码跟踪和载波跟踪，并解调导航电文；

均衡后的同相支路信号和正交支路信号进入码跟踪环路和载波跟踪环路分别进行码相位和载波频率跟踪，并解调出导航电文。

所述步骤二中，判决反馈均衡器的系数更新方法选用MCMA盲均衡方法。

本发明一种GNSS接收系统的抗多径干扰装置及其方法，其优点在于：

(1)本发明装置通过改进GNSS接收机跟踪环路的结构来抑制多径干扰，实现简单，具有较好的多径抑制实时性和稳定性；

(2)本发明方法在GNSS接收机跟踪方法中引入了信道均衡技术，能够有效对抗多径干扰的影响；当信道中存在多径干扰时，引入本发明方法的跟踪环路伪码跟踪精度高于典型的早迟伪码延时锁定环的跟踪精度，从而提高了伪距的测量精度，有利于精确定位。

附图说明

图1为本发明一种GNSS接收系统抗多径干扰装置的结构框图；

图2为本发明一种GNSS接收系统抗多径干扰方法的流程图；

图3(a)为现有早迟伪码延时锁定环码跟踪环路跟踪多径信号结果图；

图3(b)为本发明方法多径信号伪码跟踪结果图；

图4(a)为现有科斯塔斯载波跟踪环路跟踪多径信号结果图；

图4(b)为本发明方法多径信号载波跟踪结果图；

图5(a)为现有跟踪环路导航电文解调结果图；

图5(b)为本发明方法跟踪环路导航电文解调结果图。

图中：	1.第一乘法器	2.第二乘法器	3.前馈滤波器	4.加法器
					5.下采样器	6.判决器	7.反馈滤波器	8.均衡器系数更新器	9.码跟踪环路
10.载波跟踪环路

具体实施方式

下面将结合附图对本发明的具体实施方式作进一步的详细说明。

如图1所示，本发明一种GNSS接收系统的抗多径干扰装置包括：第一乘法器1、第二乘法器2、前馈滤波器3、加法器4、下采样器5、判决器6、反馈滤波器7、均衡器系数更新器8、码跟踪环路9和载波跟踪环路10。其中，数字中频GNSS信号S输入第一乘法器1的一个输入端，载波跟踪环路10的第一个输出端与第一乘法器1的另一个输入端相连；数字中频GNSS信号S输入第二乘法器2的一个输入端，载波跟踪环路10的第二个输出端与第二乘法器2的另一个输入端相连；第一乘法器1的输出端与前馈滤波器3的第一个输入端相连，第二乘法器2的输出端与前馈滤波器3的第二个输入端相连，均衡器系数更新器8的一个输出端与前馈滤波器3的第三个输入端相连；前馈滤波器3的输出端与加法器4的一个输入端相连，反馈滤波器7的输出端与加法器4的另一个输入端相连，加法器4的输出端同时与下采样器5的输入端和码跟踪环路9的输入端相连；下采样器5的输出端同时与均衡器系数更新器8的输入端、判决器6的输入端以及载波跟踪环路10的输入端相连；判决器6的输出端与反馈滤波器7的一个输入端相连；均衡器系数更新器8的另一个输出端与反馈滤波器7的另一个输入端相连；码跟踪环路9的输出端与载波跟踪环路10的另一个输入端相连；载波跟踪环路10的第三个输出端输出的信号为导航电文v。

第一乘法器1、第二乘法器2完成数字采样点的相乘运算操作；前馈滤波器3进行前馈滤波，用来均衡信道的前导失真；加法器4完成复数加法运算；下采样器5进行下采样操作；判决器6根据输入值符号的正负进行判决后输出+1或-1；反馈滤波器7进行反馈滤波，用来抵消后尾失真；均衡器系数更新器8根据盲均衡方法完成前馈滤波器3和反馈滤波器7的系数更新；码跟踪环路9进行伪码相位的跟踪；载波跟踪环路10进行载波频率的跟踪并解调出导航电文。

GNSS接收系统成功捕获到GNSS信号后，本发明启动。数字中频GNSS信号S进入抗多径干扰装置，通过第一乘法器1与载波跟踪环路10输出的同相载波c相乘形成同相支路信号I，通过第二乘法器2与载波跟踪环路10输出的正交载波m相乘形成正交支路信号Q；然后，同相支路信号I与正交支路信号Q形成复信号输入前馈滤波器3进行前馈滤波，均衡信道的前导失真；前馈滤波器3的输出信号与反馈滤波器7的输出信号在加法器4中完成做差操作，做差操作结果分别输出到下采样器5和码跟踪环路9；下采样器5对输入的做差操作结果进行下采样后形成码元速率信号，码元速率信号分别输出到均衡器系数更新器8、判决器6和载波跟踪环路10，下采样后的采样数据率变为码元速率；判决器6根据输入的码元速率信号符号的正负进行判决，当输入的码元速率信号符号为正时，判决器6输出+1至反馈滤波器7，当输入的码元速率信号符号为负时，判决器6输出-1至反馈滤波器7；反馈滤波器7对判决器6的输出信号进行横向滤波，抵消后尾失真，滤波结果输出到加法器4；均衡器系数更新器8根据盲均衡方法进行前馈滤波器3及反馈滤波器7的系数更新操作，并将更新后的系数分别输出到前馈滤波器3和反馈滤波器7；码跟踪环路9根据输入的做差操作结果进行伪码相位的跟踪，并将即时码相位估计结果输出到载波跟踪环路10；载波跟踪环路10进行载波频率的跟踪，输出同相载波至第一乘法器1，输出正交载波至第二乘法器2，同时完成导航电文v的解调并输出。

所述前馈滤波器3的结构为一种分数间隔的横向滤波器，这样可以更好的跟踪信道的变化。下采样器5对分数间隔的采样点序列下采样，并将得到的采样点输入反馈滤波器7，故所述反馈滤波器7的结构为一种码元间隔的横向滤波器。因为GNSS信号为BPSK调制且发送的伪码序列被导航电文调制后存在正负反转不确定性，所述均衡器系数更新器8结构为一种MCMA盲均衡器系数更新器。

如图2所示，本发明一种GNSS接收系统的抗多径干扰方法，包括以下步骤：

步骤一：抗多径干扰装置接收数字中频GNSS信号并进行下变频。

抗多径干扰装置接收数字中频GNSS信号S，在第一乘法器1中与载波跟踪环路10输出的同相载波c相乘形成同相支路信号I，在第二乘法器2中与载波跟踪环路10输出的正交载波m相乘形成正交支路信号Q。

数字化中频GNSS信号S的第n个采样点的输出值可以表示为：

$s\left(n\right)=\underset{i=0}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_{i}AD(n{t}_s-{\mathrm{\τ}}_i)C(n{t}_s-{\mathrm{\τ}}_i)\cos [2\mathrm{\π}(f_{\mathrm{IF}}+f_d)({\mathrm{nt}}_s-{\mathrm{\τ}}_i)+{\mathrm{\φ}}_i]+N^{\′}\left(n\right)---\left(1\right)$

其中，s(n)为第n个采样点时数字化中频信号的输出值，n为正整数，i＝0表示卫星直达信号，i为其他值时表示多径信号，M为多径信号的数量，M为非负整数；A表示载波幅度，α_i表示信号幅度衰落系数；D(t)和C(t)分别表示导航电文数据和粗捕获码(Course-Acquisition Code，简称C/A码)，τ_i表示码片延迟，t_s为采样间隔，D(nt_s-τ_i)表示第n个采样点时接收到的导航电文采样值，C(nt_s-τ_i)表示第n个采样点时接收到的C/A码采样值；f_IF和f_d分别表示中频频率和多普勒频偏；φ_i表示第i个信号的相位，N′(n)表示第n个采样点时刻的噪声信号。

s(n)分别与载波跟踪环路10产生的同相载波c和正交载波m相乘，滤除高频分量得到的同相支路信号I、正交支路信号Q两路数据序列为：

$y_I\left(n\right)=\underset{i=0}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_i\frac{A}{2}D(n{t}_s-{\mathrm{\τ}}_i)C(n{t}_s-{\mathrm{\τ}}_i)\cos [2\mathrm{\π\Δf}(n{t}_s-{\mathrm{\τ}}_i)+\mathrm{\Δ}{\mathrm{\φ}}_i]---\left(2\right)$

$y_Q\left(n\right)=\underset{i=0}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_i\frac{A}{2}D(n{t}_s-{\mathrm{\τ}}_i)C(n{t}_s-{\mathrm{\τ}}_i)\sin [2\mathrm{\π\Δf}(n{t}_s-{\mathrm{\τ}}_i)+\mathrm{\Δ}{\mathrm{\φ}}_i]---\left(3\right)$

其中，y_I(n)为同相支路信号I数据序列，y_Q(n)为正交支路信号Q数据序列。Δf、Δφ为载波估计的频差与相差。

步骤二：对由同相支路信号、正交支路信号形成的复信号进行判决反馈均衡；

同相支路信号I、正交支路信号Q两路信号形成的复信号输入到由前馈滤波器3、加法器4、下采样器5、判决器6、反馈滤波器7和均衡器系数更新器8组成的判决反馈均衡器来补偿信道影响。

根据公式(2)、公式(3)可得，输入判决反馈均衡器的序列为：

y(n)＝y_I(n)+jy_Q(n)                                     (4)

其中，y(n)为同相支路信号、正交支路信号两路信号形成的复信号， $j=\sqrt{-1}.$

判决反馈均衡器的前馈部分采用分数间隔横向滤波器，用来均衡信道的前导失真，反馈部分采用码元间隔横向滤波器，用来抵消后尾失真。因为分数间隔均衡器数据输入速率大于码元速率，而反馈部分为码元间隔的横向滤波器，所以反馈部分数据输入时要经过下采样进行速率匹配。

若前馈滤波器3阶数为N_a，则n时刻前馈滤波器3中采样间隔的信号为：

Y(n)＝[y(nt_s)，y(nt_s-t_s)，…y(nt_s-(N_a-1)t_s)]^T          (5)

其中，T表示转置，Y(n)为n时刻前馈滤波器3中的信号，y(nt_s)为n时刻前馈滤波器3中第1个寄存器中的数据，y(nt_s-t_s)为n时刻前馈滤波器3中第2个寄存器中的数据，y(nt_s-(N_a-1)t_s)为n时刻前馈滤波器3中第N_a个寄存器中的数据。令前馈滤波器3的系数向量为A(n-1)，则：

p_n＝A^T(n-1)Y(n)                                        (6)

其中，p_n为前馈滤波器3系数向量与前馈滤波器3中的信号的乘积。

若反馈滤波器7阶数为N_b，

为第n个判决输出符号，则n时刻反馈滤波器7中码片间隔的信号为：

$D\left(n\right)={[{\tilde{d}}_n,{\tilde{d}}_{n-1},\·\·\·,{\tilde{d}}_{n-N_b+1}]}^T---\left(7\right)$

其中，D(n)为n时刻反馈滤波器7中的信号，

为第n个判决输出符号，为第n-1个判决输出符号，

为第n-N_b+1个判决输出符号。

令反馈滤波器7的系数向量为B(n-1)，则：

q_n＝B^T(n-1)D(n)                                        (8)

其中，q_n为反馈滤波器7系数向量与反馈滤波器7中的信号的乘积。

因此得到当前符号的估计：

${\hat{d}}_n=p_n-q_n---\left(9\right)$

其中，

为当前符号的估计值。

根据GNSS信号为BPSK调制且发送的伪码序列被导航电文调制后存在正负反转不确定性的特点，本发明方法中的均衡器系数更新时采用MCMA盲均衡方法。根据MCMA方法，误差函数及抽头系数更新为：

$e={\hat{d}}_{\mathrm{nR}}(r_R-{\hat{d}}_{\mathrm{nR}}^2)+j{\hat{d}}_{\mathrm{nI}}(r_I-{\hat{d}}_{\mathrm{nI}}^2)---\left(10\right)$

A(n+1)＝A(n)+μ₁eY^*(n)                                 (11)

B(n+1)＝B(n)-μ₂eD^*(n)                                 (12)

其中，e为误差函数，下标R、I分别代表实部和虚部，*代表取共轭。假设发送信号为：α＝α_R+ja_I，则r_R为α实部的模值，r_I为α虚部的模值。A(n+1)为n+1时刻前馈滤波器3的系数向量，A(n)为n时刻前馈滤波器3的系数向量；B(n+1)为n+1时刻反馈滤波器7的系数向量，B(n)为n时刻反馈滤波器7的系数向量；μ₁为前馈滤波器3系数更新步长；μ₂为反馈滤波器7系数更新步长。

步骤三：对均衡后的信号进行码跟踪和载波跟踪，并解调导航电文；

均衡后的同相支路信号I、正交支路信号Q进入码跟踪环路9进行码相位跟踪，进入载波跟踪环路10进行载波频率跟踪，并解调出导航电文v。

数字化中频GNSS信号S去载波并均衡后，进入码跟踪环路9，码跟踪环路9完成码相位的精确估计并输出即时码相位。载波跟踪环路10进行载波频率的跟踪，恢复出同相载波和正交载波，同时解调导航电文v。

综上分析，本发明在GNSS接收系统跟踪环路中加入了判决反馈均衡器，当信道中存在多径信号时，均衡器在盲均衡方法驱动下能够自适应跟踪信道变化，有效补偿多径效应的影响。

下面以对抗GPS多径信号为具体实例来说明本发明装置和方法的性能。计算机仿真程序模拟产生GPS L1频段的信号，长度为10个导航电文的数据段。这里采用GPS软件接收机中的典型参数设置，接收端的采样频率f_s为5MHz，则在1ms的C/A码周期内共有5000个采样点，数字中频f_IF为1.25MHz。假设多普勒频率f_d为1995Hz，码片延迟为503个采样点。捕获成功后，进入跟踪环路的初始频率为f_IF+2000Hz，捕获码片延迟为505个采样点，仿真时的信噪比SNR为-10dB。仿真时，多径信道模型采用为2径瑞丽衰落信道模型，第二径相对主径的延迟为3个采样延时，相对主径的幅度为-3dB。分别应用本发明方法和典型的码跟踪早迟伪码延迟锁定环、载波跟踪科斯塔斯环的方法来对含有上述多径信号的接收信号进行跟踪。

图3(a)所示为直接使用早迟伪码延迟锁定环路的码跟踪结果，图3(b)为接收系统中应用本发明方法后的码跟踪结果，这里码环鉴相器均使用早迟功率鉴相器。由图3(a)可见，传统的早迟伪码延迟锁定环路方法码片跟踪过程中，码相位历经第504、503、502、501个采样延时处，最终稳定在第500个采样延时处，存在跟踪误差；由图3(b)可见，应用本发明装置方法后，码片跟踪相位历经第504个采样延时处，最终稳定在第503个采样延时处，跟踪准确。

图4(a)为采用典型的科斯塔斯环路的载波跟踪结果，图4(b)为使用本发明方法的载波跟踪结果，其中环路鉴相器均使用反正切鉴相器。如图4(a)、图4(b)所示，使用两种方式载波跟踪频率在实际频率1.251995MHz附近小幅波动，均能实现对频率的稳定跟踪。

仿真时模拟发送的导航电文数据为[-1 1 -1 1 -1 1 -1 1 -1 1]，图5(a)为使用典型科斯塔斯环路跟踪方法的解调结果，如图5(a)所示，解调结果与发送的导航电文一致；图5(b)为接收系统中使用本发明方法的解调结果，如图5(b)所示，解调结果与发送的导航电文一致。

通过以上结果分析可得，接收系统中使用传统方法及本发明方法都可以对导航电文正确解调，但是使用本发明方法进行多径干扰抑制后的码跟踪精度高于使用传统方法的码跟踪精度，这将提高伪距的测量精度，进而提高后续定位解算的精确度。

Claims (3)

1.一种全球导航卫星系统（GNSS）接收系统的抗多径干扰装置，其特征在于，该装置包括第一乘法器（1）、第二乘法器（2）、前馈滤波器（3）、加法器（4）、下采样器（5）、判决器（6）、反馈滤波器（7）、均衡器系数更新器（8）、码跟踪环路（9）和载波跟踪环路（10）；

其中，数字中频GNSS信号S输入第一乘法器（1）的一个输入端，载波跟踪环路（10）的第一个输出端与第一乘法器（1）的另一个输入端相连；数字中频GNSS信号S输入第二乘法器（2）的一个输入端，载波跟踪环路（10）的第二个输出端与第二乘法器（2）的另一个输入端相连；第一乘法器（1）的输出端与前馈滤波器（3）的第一个输入端相连，第二乘法器（2）的输出端与前馈滤波器（3）的第二个输入端相连，均衡器系数更新器（8）的一个输出端与前馈滤波器（3）的第三个输入端相连；

数字中频GNSS信号S通过第一乘法器（1）与载波跟踪环路（10）输出的同相载波c相乘形成同相支路信号I，数字中频GNSS信号S通过第二乘法器（2）与载波跟踪环路（10）输出的正交载波m相乘形成正交支路信号Q；然后，同相支路信号I与正交支路信号Q形成复信号输入前馈滤波器（3）进行前馈滤波，均衡信道的前导失真；

前馈滤波器（3）的输出端与加法器（4）的一个输入端相连，反馈滤波器（7）的输出端与加法器（4）的另一个输入端相连，加法器（4）的输出端同时与下采样器（5）的输入端和码跟踪环路（9）的输入端相连；前馈滤波器（3）的输出信号与反馈滤波器（7）的输出信号在加法器（4）中完成做差操作，做差操作结果分别输出到下采样器（5）和码跟踪环路（9）；

下采样器（5）的输出端同时与均衡器系数更新器（8）的输入端、判决器（6）的输入端以及载波跟踪环路（10）的输入端相连；判决器（6）的输出端与反馈滤波器（7）的一个输入端相连；均衡器系数更新器（8）的另一个输出端与反馈滤波器（7）的另一个输入端相连；码跟踪环路（9）的输出端与载波跟踪环路（10）的另一个输入端相连；载波跟踪环路（10）的第三个输出端输出的信号为导航电文v；

下采样器（5）对输入的做差操作结果进行下采样后形成码元速率信号，码元速率信号分别输出到均衡器系数更新器（8）、判决器（6）和载波跟踪环路（10），下采样后的采样数据率变为码元速率；判决器（6）根据输入的码元速率信号符号的正负进行判决，当输入的码元速率信号符号为正时，判决器（6）输出+1至反馈滤波器（7），当输入的码元速率信号符号为负时，判决器（6）输出-1至反馈滤波器（7）；反馈滤波器（7）对判决器（6）的输出信号进行横向滤波，抵消后尾失真，滤波结果输出到加法器（4）；均衡器系数更新器（8）根据盲均衡方法进行前馈滤波器（3）及反馈滤波器（7）的系数更新操作，并将更新后的系数分别输出到前馈滤波器（3）和反馈滤波器（7）；码跟踪环路（9）根据输入的做差操作结果进行伪码相位的跟踪，并将即时码相位估计结果输出到载波跟踪环路（10）；载波跟踪环路（10）进行载波频率的跟踪，输出同相载波至第一乘法器（1），输出正交载波至第二乘法器（2），同时完成导航电文v的解调并输出。

2.一种应用权利要求1所述的一种GNSS接收系统的抗多径干扰装置的抗多径干扰方法，其特征在于，该方法包括如下步骤：

步骤一：抗多径干扰装置接收数字中频GNSS信号并进行下变频；

抗多径干扰装置接收数字中频GNSS信号S，在第一乘法器（1）中与载波跟踪环路（10）输出的同相载波c相乘形成同相支路信号I，在第二乘法器（2）中与载波跟踪环路（10）输出的正交载波m相乘形成正交支路信号Q；

数字化中频GNSS信号S的第n个采样点的输出值表示为：

$s\left(n\right)=\underset{i=0}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_i\mathrm{AD}({\mathrm{nt}}_s-{\mathrm{\τ}}_i)C({\mathrm{nt}}_s-{\mathrm{\τ}}_i)\cos [2\mathrm{\π}(f_{\mathrm{IF}}+f_d)({\mathrm{nt}}_s-{\mathrm{\τ}}_i)+{\mathrm{\φ}}_i]+N^{\′}\left(n\right)$

其中，s(n)为第n个采样点时数字化中频信号的输出值，n为正整数，i＝0表示卫星直达信号，i为其他值时表示多径信号，M为多径信号的数量，M为非负整数；A表示载波幅度，α_i表示信号幅度衰落系数；D(t)和C(t)分别表示导航电文数据和粗捕获码，τ_i表示码片延迟，t_s为采样间隔，D(nt_s-τ_i)表示第n个采样点时接收到的导航电文采样值，C(nt_s-τ_i)表示第n个采样点时接收到的粗捕获码采样值；f_IF和f_d分别表示中频频率和多普勒频偏；φ_i表示第i个信号的相位，N′(n)表示第n个采样点时刻的噪声信号；

s(n)分别与载波跟踪环路（10）产生的同相载波c和正交载波m相乘，滤除高频分量得到的同相支路信号I、正交支路信号Q两路数据序列为：

$y_I\left(n\right)=\underset{i=0}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_i\frac{A}{2}D({\mathrm{nt}}_s-{\mathrm{\τ}}_i)C({\mathrm{nt}}_s-{\mathrm{\τ}}_i)\cos [2\mathrm{\π\Δf}({\mathrm{nt}}_s-{\mathrm{\τ}}_i)+{\mathrm{\Δ\φ}}_i]$

$y_Q\left(n\right)=\underset{i=0}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_i\frac{A}{2}D({\mathrm{nt}}_s-{\mathrm{\τ}}_i)C({\mathrm{nt}}_s-{\mathrm{\τ}}_i)\cos [2\mathrm{\π\Δf}({\mathrm{nt}}_s-{\mathrm{\τ}}_i)+{\mathrm{\Δ\φ}}_i]$

其中，y_I(n)为同相支路信号I数据序列，y_Q(n)为正交支路信号Q数据序列;Δf、Δφ为载波估计的频差与相差;

步骤二：对由同相支路信号、正交支路信号形成的复信号进行判决反馈均衡；

同相支路信号I、正交支路信号Q两路信号形成的复信号输入到由前馈滤波器（3）、加法器（4）、下采样器（5）、判决器（6）、反馈滤波器（7）和均衡器系数更新器（8）组成的判决反馈均衡器来补偿信道影响；

根据步骤一中的公式得到，输入判决反馈均衡器的序列为：

y(n)＝y_I(n)+jy_Q(n)

其中，y(n)为同相支路信号I、正交支路信号Q两路信号形成的复信号，

判决反馈均衡器的前馈部分采用分数间隔横向滤波器，均衡信道的前导失真，反馈部分采用码元间隔横向滤波器，抵消后尾失真；

若前馈滤波器（3）阶数为N_a，则n时刻前馈滤波器（3）中采样间隔的信号为：

Y(n)＝[y(nt_s),y(nt_s-t_s),…y(nt_s-(N_a-1)t_s)]^T

其中，T表示转置，Y(n)为n时刻前馈滤波器（3）中的信号，y(nt_s)为n时刻前馈滤波器（3）中第1个寄存器中的数据，y(nt_s-t_s)为n时刻前馈滤波器（3）中第2个寄存器中的数据，y(nt_s-(N_a-1)t_s)为n时刻前馈滤波器（3）中第N_a个寄存器中的数据；令前馈滤波器（3）的系数向量为A(n-1)，则：

p_n＝A^T(n-1)Y(n)

其中，p_n为前馈滤波器（3）系数向量与前馈滤波器（3）中的信号的乘积；

若反馈滤波器（7）阶数为N_b，d_n为第n个判决输出符号，则n时刻反馈滤波器（7）中码片间隔的信号为：

$D\left(n\right)={[d_n,d_{n-1},\·\·\·,d_{n-N_b+1}]}^T$

其中，D(n)为n时刻反馈滤波器（7）中的信号，d_n为第n个判决输出符号，d_n-1为第n-1个判决输出符号，

为第n-N_b+1个判决输出符号；

令反馈滤波器（7）的系数向量为B(n-1)，则：

q_n＝B^T(n-1)D(n)

其中，q_n为反馈滤波器（7）系数向量与反馈滤波器（7）中的信号的乘积；

因此得到当前符号的估计：

d_n＝p_n-q_n

其中，d_n为当前符号的估计值；

步骤三：对均衡后的信号进行码跟踪和载波跟踪，并解调导航电文；

均衡后的同相支路信号I、正交支路信号Q进入码跟踪环路（9）进行码相位跟踪，进入载波跟踪环路（10）进行载波频率跟踪，并解调出导航电文v。

3.根据权利要求2所述的一种GNSS接收系统的抗多径干扰方法，其特征在于，所述的均衡器系数更新器（8）采用修正常模盲均衡方法，根据修正常模盲均衡方法，误差函数及抽头系数更新为：

$e=d_{\mathrm{n\; R}}(r_R-d_{\mathrm{n\; R}}^2)+{\mathrm{jd}}_{\mathrm{n\; I}}(r_I-d_{\mathrm{n\; I}}^2)$

A(n+1)＝A(n)+μ₁eY*(n)

B(n+1)＝B(n)-μ₂eD*(n)

其中，e为误差函数，下标R、I分别代表实部和虚部，*代表取共轭；假设发送信号为：a＝a_R+ja_I，则r_R为a实部的模值，r_I为a虚部的模值；A(n+1)为n+1时刻前馈滤波器（3）的系数向量，A(n)为n时刻前馈滤波器（3）的系数向量；B(n+1)为n+1时刻反馈滤波器（7）的系数向量，B(n)为n时刻反馈滤波器（7）的系数向量；μ₁为前馈滤波器（3）系数更新步长；μ₂为反馈滤波器（7）系数更新步长。

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