CN101567709A - 一种减少多径对接收机天线定位精度影响的方法与装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种减少多径对接收机天线定位精度影响的方法与装置。该方法在粗多普勒频偏和码相位信息已获得情况下，从闭环的传统扩频中频数字接收机中获取超前、即时和滞后本地码发生器数据，本地复正弦信号和接收机接收到的中频信号与本振的乘积信号数据；将上述数据送入数字信号处理器进行处理；获得精确的多径延迟、多径衰减和相位估计，该估计与接收系统的本地码和载波跟踪环对应的码和载波相位累加器数据结合，计算出码和载波相位累加器的修正值，再将修正后数据送入后处理器及用户接口处理，从而提高接收机天线定位精度。该装置包括传统扩频接收机，数字信号处理器及连接传统扩频接收机的数据输出接口和输入接口。

Description

一种减少多径对接收机天线定位精度影响的方法与装置

技术领域

本发明涉及一种发送扩频信号的接收，特别涉及一种对需要区分信号传播路径的减少多径对接收机天线定位精度影响的方法与装置，属于通讯技术领域。

背景技术

在利用信号接收，比如接收卫星发送的扩频信号，进行位置测量、定位过程中，典型的情况如GPS定位系统，信号所经信道的多径特征会引起测量和定位误差。多径对接收机天线定位精度的影响，主要体现在对伪随机扩频码的自相关函数的畸变上。理论上接收机应收敛于码鉴别器工作区域为零的位置，而多经导致的自相关函数畸变引起输出定位误差，即在有直达路径下，接收机收敛于非直达路径延迟上，无直达路径下也不会收敛于最短路径，且由于信道的多径是随时间不断变化的，因此，某一时刻的多径情况虽然能理论上计算出码鉴别器稳定工作的位置，这与实际工作时情况有一定差别，即在某一时刻码跟踪环可能工作在一个非理论值上。

为获得在多径环境下，接收机天线位置的精确定位，需要估计多径的延迟、相位、衰减幅度来获得修正的定位精度。如文献[Richard D.J.Van Nee，“The multipathEstimating Delay Lock Loop”，IEEE Second International Symposium on SpreadSpectrum Techniques and Applications(ISSSTA’92)，Yokohama，Japan，November29-December 2，1992]，提出了一种MEDLL方法，通过测量无多径情况的标准伪随机相关函数并存储，用来估计多径延迟，在多径延迟的估计基础上，估计多径的幅度和相位，其估计是一个逐步递进的过程，且该方法的目的是最终使环路的跟踪控制参考量由其估计的直达路径的延迟、幅度、相位的估计值来修正定位精度，即估计值直接影响码跟踪环和频率跟踪环的环路特性，其所给出的结果也要求码跟踪环的早迟码时间间隔很小，即0.1个伪随机码宽度。此外，专利号为5615232，专利名称为method of estimatinga line of sight signal propagation time using a reduced-multipath correlationfunction的专利对MEDLL进行了详细描述。又一文献[Elliott D.Kaplan，ChristopherJ.Hegarty，“Understanding GPS：Principles and Applications”，Second edition，2006ARTECH House，INC]，在第六章中综述了现有克服多径的方法。指出在讨论噪声、干扰对多径减轻技术影响的文献[McGram G.A and M.S.Braasch，“GNSS MultipathMitigation using gated and high Resolution Correlator Concepts”，Proceedingsof ION-NTM-99，January 1999]中，作者对在噪声和干扰的影响下的多径减轻技术性能分析表明，任何对跟踪环的参考的修正会引起后相关SNR(信噪比)性能的下降，码跟踪精度下降，等效于在高信噪比(载噪比C/N₀大于35dB-Hz)时信号功率下降3dB，并估计在载噪比C/N₀小于35dB-Hz时，等效下降的信号功率会更多，而常规的超前和滞后处理却可以工作得较好，跟踪精度降低较小。

发明内容

本发明的目的正是为了克服现有技术中所存在的缺陷，提出一种减少多径对接收机天线定位精度影响的方法与装置。该方法不仅可以提高多径对接收机天线的定位精度；而且还可以提高接收机抗噪声、抗干扰的能力；该装置主要完成对从传统扩频接收机中获得的复载波数据，码超前、即时、滞后数据，接收信号数据，码相位累加器数据，载波相位累加器数据的运算处理，以获得相对于码跟踪环、载波跟踪环锁定位置的多径延迟分量信息，并计算出修正的码累加器值、载波相位累加器值，再将修正的计算结果传送给传统扩频接收机的后处理机中，以便于进一步的精确解算。

本发明的目的是采用以下措施构成的技术方案来实现的。

本发明一种减少多径对接收机天线定位精度影响的方法，其基本思想就是提出一种在保持传统扩频中频数字接收机的结构，但对传统扩频接收机的中间数据进行进一步计算处理的方法，在粗多普勒频偏和码相位信息已获得的情况下，利用从闭环的传统扩频接收机中本地码产生器获得的局部码数据计算得到码相关函数，以此作为有限冲激响应滤波器的输入，通过使滤波器输出与实际接收数据同本地码发生器超前或滞后的相关值之间总体误差平方和最小的原则计算滤波器的滤波系数，从而获得多径延迟、衰减和相位的信息，这些信息与传统接收系统的本地码和载波跟踪环对应的码和载波相位累加器数据结合，计算出码和载波相位累加器的修正值，该修正值用于进一步的位置解算后处理；本发明的装置是在传统扩频接收机上设置一数字信号处理器，采用修正数据输入接口和数据输出接口与数字信号处理器连接，再将经数字信号处理器处理的信号返回到传统扩频接收机的后处理器及用户接口中进行位置的精确解算。

本发明一种减少多径对接收机天线定位精度影响的方法，其特征在于依次包括以下工艺步骤：

(1)采用传统扩频中频数字接收机，在粗多普勒频偏和码相位信息已获得的情况下，闭环载波跟踪环和闭环码跟踪环；

(2)从闭环的传统扩频中频数字接收机中获取数据，所述数据包括：

A.本地码信号产生器产生超前、即时、滞后伪随机码数据分别为C_e(n)、C_p(n)和C_l(n)；

B.本地载波信号产生器产生同相、正交正弦信号数据x(n)；

C.所述接收机接收的中频采样信号与上述本地载波信号产生器产生同相、正交正弦信号数据x(n)的乘积信号数据r(n)；

D.所述接收机本地的码相位累加器数据P_h，接收处理器送给码信号产生器的相位增量数据ΔΦ_NC0；

E.所述接收机本地的频率跟踪环的载波相位累加器数据Φ_co，接收处理器送给本地载波信号产生器的相位增量数据ΔΦ_co；

F.所述接收机的驱动主时钟频率f_sy；

(3)利用第(2)步中A、B、C获得的固定长度的超前、即时或滞后伪随机码数据C_e(n)、C_p(n)和C_l(n)；本地载波信号产生器产生同相、正交正弦信号数据x(n)作如下的相关运算：

a、首先将即时伪随机码数据C_p(n)与本地载波信号产生器产生同相、正交正弦信号数据x(n)作点乘或对应元素相乘运算；

b、然后将相乘的结果与超前或滞后伪随机码数据进行移位乘法和累加完成相关运算，获得接收机本地参考相关函数Z(k)；

c、利用计算得到的本地参考相关函数Z(k)组成矩阵Y，Y是由Z(k)的循环移位获得；

d、计算本地超前或滞后伪随机码数据C_e(n)或C_l(n)与所述乘积信号数据r(n)的相关值A(k)；

(4)利用计算获得的本地参考相关函数Z(k)作为有限冲激响应滤波器输入，计算最佳滤波系数W(k)，以使滤波器的输出与第(3)步中的输出A(k)的误差E平方和最小；

(5)计算滤波系数W(k)的绝对值|W(k)|的局部极大值对应的k值为相对于码跟踪环锁定位置的多径延迟值，W(k)的绝对值|W(k)|为对应多径的衰减，W(k)的辐角为对应多径的相位，并对接收数据进行更新，数据更新采用先进先出的方式，即当进来最新数据时，其最早的数据被移出；保持其总数据个数不变；

(6)根据第(5)步中的计算，找到最小的延迟值k_m，由延迟值k_m和数据的间隔时间t_s计算实际的最小延迟时间τ₀，并分别对码相位累加器和载波相位累加器的输出进行修正：

所述码相位累加器的修正：利用计算所得的多径延迟时间τ₀，结合每周期码相位增量ΔΦ_NC0，驱动主时钟频率f_sy，对传统扩频接收机中的码累加器值P_h进行修正，获得最小延迟多径的码累加器值P_{h_new}；

所述载波相位累加器的修正：利用第(5)步计算所得的最小值多径延迟对应的W(k)的辐角，结合每周期载波相位增量ΔΦ_C0，驱动主时钟频率f_sy，对传统扩频接收机中的载波相位累加器值Φ_co进行修正，获得最小延迟多径的载波相位累加器值Φ_{co_new}；

(7)将第(6)步获得修正的码相位累加器值P_{h_new}，载波相位累加器值Φ_{co_new}送入传统扩频中频数字接收机的后处理器及用户接口，以获得更精确的位置解算结果，其中修正的码相位累加器值P_{h_new}用于伪距离解算改进，修正的载波相位累加器值Φ_{co_new}用于基于载波相位的位置解算。

上述技术方案中，所述第(2)步中获取的A、B和C的数据长度至少为一个伪随机码周期，在保持其数据总长度不变的情况下，其数据存储及更新同样采用先进先出的方式更新。

上述技术方案中，所述第(3)步c中获取的由本地参考相关函数Z(k)组成矩阵Y的矩阵结构为 $Y=\left[\begin{array}{cccc}Z\left(u\right)& Z(u+1)& \·\·\·& Z(u+2q)\\ Z(u+1)& Z(u+2)& \·\·\·& Z(u+2q+1)\\ \·& \·& \·& \·\\ \·& \·& \·& \·\\ \·& \·& \·& \·\\ Z(u+v)& Z(u+v+1)& \·\·\·& Z(u+2q+v)\end{array}\right],$ 其中u、v、q均为正整数。

上述技术方案中，所述矩阵Y的选择包括如下原则：v≥2q+1，v值应选择包含本地参考相关函数Z(k)的全部主峰之值，q的取值根据所需要鉴别的延迟范围确定，一般q应不小于伪随机码片时间宽度与采样时间间隔的比值，且Y的第q+1列的本地参考相关函数最大值应根据传统扩频中频数字接收机接收处理器内码环鉴别器使用的超前、滞后间隔的时间确定，应使该q+1列的本地参考相关函数峰值对准超前或滞后伪随机码位置，这样u的值也随之确定。

实现本发明一种减少多径对接收机天线定位精度影响方法的装置，包括传统扩频中频数字接收机，按照本发明，其特征在于还包括一数字信号处理器，修正数据输入接口，数据输出接口，所述数字信号处理器通过数据输出接口的各输出接口与传统扩频中频数字接收机各信号连接，还通过修正数据输入接口与传统扩频中频数字接收机的后处理器及用户接口连接。

上述技术方案中，所述数字信号处理器包括数据存储及更新装置和核心处理器。

上述技术方案中，所述数据输出接口包括：伪随机码超前输出接口，伪随机码即时输出接口，伪随机码滞后输出接口，复本地载波输出接口，接收数据输出接口，码相位累加器输出接口，码相位累加增量输出接口，载波相位累加器输出接口，载波相位累加增量输出接口，时钟信号值输出接口。

本发明所述传统扩频中频数字接收机包括接收天线，接收机的模拟前端，本地复载波产生器，驱动时钟信号产生器，本地码产生器，第一和第二移位寄存器，用于产生超前、即时、滞后伪随机码，第一至第四数字乘法器，第一至第三积分清零运算器，载波相位累加器，时钟信号产生器，码相位累加器，信号接收处理器，后处理器及用户接口。

所述传统扩频中频数字接收机中各方框模块分别完成接收信号与本地复载波产生器输出相乘以完成混频、混频输出与本地码产生的超前、即时、滞后伪随机码的相乘、累加清零相关运算，接收处理器完成载波相位鉴别、码相位鉴别、环路滤波等的信号处理，后处理器及用户接口用于最终的位置解算及显示；所述数字信号处理器通过数据输出接口与传统扩频中频数字接收机连接，还通过修正数据输入接口与传统扩频中频数字接收机中后处理器及用户接口连接。数字信号处理器主要完成对从传统扩频中频数字接收机中获得的复载波数据，码超前、即时、延迟数据，接收信号数据，码相位累加器数据，载波相位累加器数据的运算处理，以获得相对于码跟踪环、载波跟踪环锁定位置的多径延迟分量的信息，这些信息包括延迟、衰减、多径相位，然后再进一步计算出修正的码累加器值、载波相位累加器值，并将修正的计算结果传送给传统扩频中频数字接收机的后处理机用户接口中，以便于进一步的精确解算。

本发明具有的优点及有益技术效果如下：

1、本发明在保持传统扩频中频数字接收机中的载波、码跟踪环不变，即不需减小超前、滞后码鉴别器的距离，使跟踪的动态范围不受影响；无须对环路误差鉴别器进行修正，即控制参考不必修正，只要能跟踪接收信号的变化即可，从而在存在干扰、噪声时环路参考修正对跟踪环路的影响被消除，环路可在较弱信号环境下稳健工作。

2、本发明由于设置的数字信号处理器只是对传统扩频中频数字接收机中的数据进行采集、处理，以获得延迟估计的修正，而不用于对跟踪环路的控制参考修正，因而在不影响原环路的性能的条件下，可提高解算精度。

3、本发明的方法虽然最短路径可能是直达路径也可能不是直达路径，但最小延迟路径应是最接近真实延迟的路径。

4、本发明的方法由于采用延迟为采样时间的有限冲激响应滤波结构，对多径的延迟、衰减、相位的相关估计就变为对滤波器的系数的位置、幅度和相位估计，且估计是可以随着接收数据的更新不断进行。

5、本发明不仅可提高多径对接收机天线的定位精度；而且还可以提高接收机抗噪声、抗干扰的能力。

附图说明

图1本发明装置各模块结构示意图；

图2实现本发明方法的一个实施例的流程示意图；

图3本发明方法的有限冲激响应-FIR结构示意图；

图4本发明数字信号处理器实现信号处理的结构示意图；

图5为图2的结果示意图。

图中各代号的含义：1传统扩频中频数字接收机，2数字信号处理器，3修正数据输入接口，4天线，5接收机模拟前端，6a第一数字乘法器，6b第二数字乘法器，6c第三数字乘法器，6d第四数字乘法器，7a第一积分/清零器，7b第二积分/清零器，7c第三积分/清零器，8载波信号产生器，9码信号产生器，10a第一移位寄存器，10b第二移位寄存器，11时钟信号产生器，12载波相位累加器，13码相位累加器，14接收处理器，15后处理器及用户接口，16闭环频率跟踪环和闭环码跟踪环操作模块，17来自接收机的数据x(n)，r(n)，C_e、C_p和C_l接收模块，18计算Z(k)、获得矩阵Y，计算A(k)模块，19W(k)的计算模块，20来自接收机取样数据值更新操作模块，21解算多径延迟、衰减、相位模块，22计算得到最短延迟、衰减、相位模块，23对码相位累加器值和载波相位累加器值进行修正计算模块，24将码和相位累加修正值送入后处理器及用户接口进行精确解算模块，25接收机系统驱动时钟、接收机码累加器值及接收机载波累加器值、每时钟码累加量及每时钟载波累加相位数据接收模块，26数据存储及更新装置模块，27核心处理器，28数据输出接口，29_1、…29_2q单位延迟器，30_1、…30_2q乘法器，31加法器，32延迟q个单元延迟器，33减法器，34有限冲激响应滤波器FIR，35载波相位累加器输出接口，36复本地载波输出接口，37载波相位累加增量输出接口，38时钟信号值输出接口，39接收数据输出接口，40码相位累加器输出接口，41伪随机码超前输出接口，42码相位累加增量输出接口，43伪随机码即时输出接口，44伪随机码滞后输出接口。

具体实施方式

下面结合附图并用具体实施例对本发明作进一步的详细说明，但并不意味着对本发明内容的任何限制。

图1中，传统扩频中频数字接收机1，从天线4接收到的信号送入接收机模拟前端5，接收机模拟前端5的信号再送入第一乖法器6a，第一乖法器一部分信号送数字信号处理器2，一部分分别送第二数字乘法器6b，第三数字乘法器6c和第四数字乘法器6d，第二数字乘法器、第三数字乘法器和第四数字乘法器信号又分别送入第一积分/清零器7a，第二积分/清零器7b和第三积分/清零器7c，再由第一积分/清零器7a，第二积分/清零器7b和第三积分/清零器7c分别送入接收处理器14，接收处理器信号均送入后处理器及用户接口15，接收处理器信号一路送入码信号产生器9和数字信号处理器2，另一路送载波信号产生器8和数字信号处理器2，载波信号产生器信号送载波相位累加器12，再由载波相位累加器送数字信号处理器2，码信号产生器9信号送第一移位寄存器10a，再由第一移位寄存器送第二移位寄存器10b，还由第二移位寄存器送第四数字乘法器和数字信号处理器2，码信号产生器9信号还送码相位累加器13，再由码相位累加器送数字信号处理器2，时钟信号产生器11的信号送载波信号产生器和数字信号处理器2以及码信号产生器9，上述接收机的各信号数据由数据输出接口28的各输出接口输入到数字信号处理器2，最后由数字信号处理器处理后的信息数据通过修正数据输入接口3送入后处理器及用户接口15。

图2中，第一步16，闭环传统扩频中频数字接收机的载波跟踪环和闭环码跟踪环；第二步依次进行17、25，其中17获得来自接收机的数据：x(n)；r(n)；C_e、C_p、C_l，25从接收机获得的接收机驱动主时钟频率f_sy、接收机码累加器值P_h及接收机载波相位累加器值Φ_co、每时钟码累加增量ΔΦ_NC0及每时钟载波累加相位ΔΦ_co；第三步18，计算Z(k)、获得矩阵Y、计算A(k)；第四步19，计算W(k)；第五步先进行步骤20，按照先进先出的原则更新来自接收的数据x(n)、r(n)、C_e、C_p、C_l，然后应进行21，解算多径的延迟、衰减和相位；第六步先进行22，计算得到最短延迟、衰减、相位，接着进行23，利用从22获得的最短延迟估计、相位估计对从25获得的码累加器的值P_h和载波相位累加器值Φ_co进行修正计算，修正中需要运用25从接收机获得的接收机驱动主时钟频率f_sy、接收机码相位累加器值P_h及接收机载波相位累加器值Φ_co、每时钟码相位累加增量ΔΦ_NC0及每时钟载波相位累加增量ΔΦ_co；第七步24，将修正值送入后处理器及用户接口进行精确解算。

图3中，本发明的方法使用有限冲激响应-FIR结构34，单元延迟器291～292a的延迟时间为采样时间，延迟q单元延迟器32延迟q个采样数据间隔时间，本地参考相关函数Z(k)为本地码发生器即时与本地载波发生器输出乘积同超前或延迟码片的相关函数，A(k)为即时伪随机码数据C_p(n)与接收机中频接收数据r(n)的相关值。

图4中，传统扩频中频数字接收机1与数字信号处理器2采用数据输出接口28连接，数据输出接口28包括：伪随机码超前输出接口(41)、伪随机码即时输出接口(43)、伪随机码滞后输出接口(44)、复本地载波输出接口(36)、接收数据输出接口(39)、码相位累加器输出接口(40)、码相位累加增量输出接口(42)、载波相位累加器输出接口(35)、载波相位累加增量输出接口(37)、时钟信号值输出接口(38)。从传统扩频中频数字接收机输出的信号通过数据存储及更新装置26存储更新，核心处理器27一方面控制数据存储及更新装置26的数据存储和更新，另一方面读取数据存储及更新装置26进行处理，核心处理器27处理后的结果，再通过修正数据输入接口3送入传统扩频中频数字接收机的后处理器及用户接口15；核心处理器27可以用德州仪器公司(TI)的专用数字信号处理器件TMS320C5X或TMS320C6x系列，或由TMS320C5X或TMS320C6X系列加上对部分运算的硬件加速器的结构来实现。

图5中，C/N0≈26dB-Hz，其中码片时间取1μs，采样时间t_s＝0.01μs，出现的多径延迟为τ₀＝5t_s，τ₁＝15t_s，τ₂＝25t_s，τ₃＝28t_s，τ₄＝30t_s，τ₅＝40t_s，τ₄延迟的幅度是其他延迟的4倍。测试结果接收机在数据抽取时刻锁定在延迟τ＝6t_s处，测得τ₀＝-t_s，τ₁＝9t_s，τ₂＝19t_s，τ₃＝22t_s，τ₄＝24t_s，τ₅＝34t_s。获取数据长度为一个C/A码周期102300个数据，注意由于本FIR的中心位置在延迟q处，所以前述结果均以中心为零延迟，向正负方向扩展q＝150。

实施例1

本发明一种减少多径对接收机天线定位精度影响的方法，采用图2的模块方框流程图来实现，其中，核心处理器27由专用数字信号处理器德州仪器公司(TI)的TMS320C6454通过对处理公式(2)～(15)，(17)～(20)的编程来实现。

具体操作运算步骤如下：

本实施例中，所述接收机1为传统扩频中频数字接收机，所述数字信号处理器2中使用的计算方法如下：

第一步，传统扩频中频数字接收机1的载波跟踪环和码跟踪环已在频偏、码位移估计完成下闭合；

第二步，获取信号数据阶段的具体表示如下，参见图1中的数据输出接口28，其中用于本步处理包括如下数据信号x(n)、r(n)、C_e(n)、C_p(n)、C_l(n)，用于第六步处理包括如下数据信号：P_h、f_sy、ΔΦ_NC、Φ_co、ΔΦ_C0。

本地载波产生器输出的复正弦产生信号形式为

X(n)＝exp(2πf_IFnt_s)                           (1)

其中f_IF是中频接收频率，t_s是采样时间间隔，构成如下矩阵：

X＝[x(1)x(2)---x(N’M)]^T，(2)

其中T表示矩阵转置，

与本振混频后的接收信号数据r(n)，其中r(n)是接收机接收的中频采样信号与载波产生器输出的复本振信号数据的乘积，构建如下矩阵：

R＝[r(1)r(2)---r(N’M)]^T，(3)

其中T表示矩阵转置，

本地码产生器产生的超前、即时、延迟码片：C_e(n)、C_p(n)和C_l(n)，设伪随机码周期为N，码片周期为T_c，令M’＝T_c/t_s，M＝λM’，其中λ是正整数，实现λ倍数据插值可使用数学插值方法或多速率数字处理，N’＝γN，其中γ是正整数。构建超前、即时、延迟伪随机码向量矩阵如下：

pe＝[C_e(1)C_e(2)---C_e(N’M)]^T，(4)

Pp＝[C_p(1)C_p(2)---C_p(N’M)]^T，(5)

P_l＝[C_l(1)C_l(2)---C_l(N’M)]^T，(6)

其中T表示矩阵转置；

第三步，在数字信号处理器2内作如下处理：

计算本地码、载波发生器数据的相关函数，

$Z\left(k\right)=\frac{1}{\mathrm{NM}}\underset{n}{\mathrm{\Σ}}{C}_p(k+n)\mathrm{sl}\left(x(k+n)\right)x(k+n)C_x\left(n\right)---\left(7a\right)$

其中，sl表示根据发送信号调制的伪随机序列使用sin(ωt)或cos(ωt)进行BPSK调制分别对应为取虚部(imag)、取实部(real)。C_x的下标x可表示e或ι。

本实施例中实现式(7a)计算使用快速付立叶变换FFT和反付立叶变换IFFT，具体如下：

Z＝IFFT(FFT(Pp.*sl(X).*X)FFT(Px))                            (7b)

其中，.*表示矩阵对应元素相乘，Px的下标x表示e或ι，

构建矩阵： $Y=\left[\begin{array}{cccc}Z\left(u\right)& Z(u+1)& \·\·\·& Z(u+2q)\\ Z(u+1)& Z(u+2)& \·\·\·& Z(u+2q+1)\\ \·& \·& \·& \·\\ \·& \·& \·& \·\\ \·& \·& \·& \·\\ Z(u+v)& Z(u+v+1)& \·\·\·& Z(u+2q+v)\end{array}\right]---\left(8\right)$

$=\left[\begin{array}{cccc}Y\left(u\right)& Y(u+1)& \·\·\·& Y(u+2q)\end{array}\right]$

Y(n)＝[Z(n)Z(n+1)…Z(n+v)]^T，                                  (9)

关于u、v、q，它们均为正整数，它们的选择包括如下原则：v≥2q+1，v值应选择包含本地参考相关函数Z(k)的全部主峰之值，q的取值根据所需要鉴别的延迟范围确定，且Y的第q+1列的相关函数最大值应根据传统扩频中频数字接收机接收处理器内的码环鉴别器使用的超前、滞后迟延间隔的情况确定，应使该Y的q+1列的本地参考相关函数峰值对准超前对应C_x取Ce，或延迟对应C_x取Cι伪随机码位置，这样u的值也随之确定，如超前、延迟随机码与即时随机码相差为±1/2个码片时间，Y的q+1列应前推v/2±(1/2码片时间/t_s)个值。

计算接收数据r(n)与本地超前或滞后伪随机码的相关函数：

$A\left(k\right)=\underset{n}{\mathrm{\Σ}}r(k+n)C_x\left(n\right)---\left(10a\right)$

本实施例计算式(10a)采用快速傅立叶变换FFT和反傅立叶变换IFFT计算，

A＝[A(u+q)A(u+q+1)…A(u+2q+1)]＝IFFT(FFT(R).*FFT(P_x))              (10b)

其中，.*表示按矩阵元素相乘，Px的x可以是e或或ι，但要前后保持一致，即若使用e所有计算均使用e，否则均使用ι；FFT()表示做快速傅立叶变换运算，IFFT()表示做快速反傅立叶变换运算。

第四步，计算参数W(k)，构建经采样后的多径模型参见图3所示：

$\hat{A}\left(k\right)=\underset{n=-q}{\overset{q}{\mathrm{\Σ}}}w\left(n\right)Y(k-n)+n4\left(k\right)---\left(11\right)$

n4(k)是估计出延迟和多径衰减和相移后的剩余噪声。

是A(k)的估计值，构建

与A(k)的误差E，

在使E的均方值最小的准则下，可由下面步骤计算有限冲激响应滤波系数，

构建矩阵：

B＝Y^HA(u+q)，                                    (13)

其中H表示取共轭转置，u、q的取值情况见前述对公式(8)、(9)的描述，设

W＝[w(1)w(2)…w(2q+1)]^T，                            (14)

W(k)的求取计算可按下式进行：

W＝(Y^HY)^-1B，                                   (15)

该过程会随着新数据的进入而按照前述方法不断重复计算，其流程如图2的19所示，其中一个结果如图5所示。

(11)式中W(k)的求解的另一个实现方式也可采用最小均方误差迭代计算。其中最小均方误差迭代过程如下：

W^k＝W^k-1+μY^HE*                                 (16)

其中H表示共轭转置，*表示取共轭，μ是迭代步长，μ取值应满足大于零小于矩阵(Y^HY)的主对角元素的和的倒数，W^k表示W的第k步迭代，迭代止于第k步迭代的E与第k+1步迭代的E相差小于一常数如10^-3；

本实施例中使用式(15)来计算W(k)。

第五步，求解多径延迟估计、多径衰减估计、多径相位估计：

关于多径延迟估计、多径衰减估计、多径相位估计方法如下：

对求解出的w(k)寻找w(k)的绝对值|w(k)|的高于一门限值的峰值，该峰值处的k表示对应的多径延迟为kt_s，t_s为接收数据的采样时间间隔，前述门限值本实施例取噪声功率的3倍，而|w(k)|为多径幅度衰减，w(k)的相位为该多径延迟的相位，即

|w(k)|＝α_k    (17)

∠w(k)＝β_k    (18)

第六步，计算码累加器、载波相位累加器修正值：

在多径环境下，接收机码跟踪环可能锁定在多径延迟范围内的某一延迟值，特别是最强多径信号，因此根据对|w(k)的局部峰值估计，可得到多径中的最短延迟的估计量或最小k值，设对应最小k值为k＝k_m，并将其用于对码相位累加器的值进行前推或后延，即如果接收机的码相位增量为ΔΦ_NC0，作如下处理：

P_{h_new}＝P_h+f_syΔΦ_NCOτ₀，                    (19)

其中τ₀表示将接收机的延迟锁定值扣除后的最小多径延迟且τ₀＝k_mt_s，t_s为接收数据的采样时间间隔，f_sy是接收机的系统时钟频率，P_h是接收机锁定下该时刻的码相位累加器输出值，P_{h_new}是考虑最小多径延迟后的码相位累加值。该时刻的定位计算依此相位累加值为基础。

载波相位累加器值的修正，

Φ_{co_new}＝Φ_co+f_syΔΦ_C0τ₀+ΔΦ_τ0                        (20)

其中ΔΦ_τ0表示最小多径延迟对应的多径延迟相位∠w(k_m)＝β_m，Φ_co是接收机锁定下该时刻的载波相位累加器输出值，f_sy是接收机的系统时钟频率，ΔΦ_C0接收机的载波相位增量，τ₀＝k_mt_s；

第七步，将修正的码相位累加器值，载波相位累加器值送入后处理器及用户接口进行进一步处理。

图5是一个具体延迟估计结果，输入信号采用美国全球定位系统GPS使用的C/A码，但其中码片时间取为1μs，调制为二进制相移键控BPSK。C/N0≈26dB-Hz，出现的多径延迟为τ₀＝5t_s，τ₁＝15t_s，τ₂＝25t_s，τ₃＝28t_s，τ₄＝30t_s，τ₅＝40t_s，τ₄延迟的幅度是其他延迟的4倍。测试结果是接收机在数据抽取时刻锁定在延迟τ＝6t_s处，接收机码跟踪环的码鉴别器超前、滞后码元间隔为一个伪随机码元时间，测得τ₀＝-t_s，τ₁＝9t_s，τ₂＝19t_s，τ₃＝22t_s，τ₄＝24t_s，τ₅＝34t_s。t_s是样本时间间隔或采样时间间隔且t_s＝0.01μs，获取数据长度为一个C/A码周期102300个数据，注意由于本FIR的中心位置在延迟q处，所以前述结果均以中心为零延迟，向正负方向扩展q＝150，v＝310，u＝-105。

实施例2

利用本发明所述装置对上述方法的具体实现：

采用传统扩频中频数字接收机1，所述数字信号处理器2的核心处理器27可由德州仪器公司(TI)的TMS320C5X或TMS320C6x构成，或由TMS320C5X或TMS320C6X系列加上对部分运算的硬件加速器构成，本实例采用TMS320C6X系列的TMS320C6454实现，数据存储及更新装置26采用GSI Technology的GS832018存储器实现最大2Mx18的数据存储，对存储器数据的读写控制由TMS320C6454实现，数据更新速率100次/秒。

在传统扩频中频数字接收机1上设置有数据输出接口28，以使数据输出接口具备提供中间数据的能力，所述数据输出接口28包括：伪随机码超前输出接口41、伪随机码即时输出接口43、伪随机码滞后输出接口44、复本地载波输出接口36、接收数据输出接口38、码相位累加器输出接口40、码相位累加增量输出接口42、载波相位累加器输出接口35、载波相位累加增量输出接口37、时钟信号值输出接口38。来自接收机的信号数据由数据输出接口28输入到数字信号处理器2，再由数字信号处理器2处理后的信息数据通过修正数据输入接口3送入接收机后处理器及用户接口15。

图4是数字信号处理器2的实现方式的描述。

图4表示了数字信号处理器2的实现方式，接收来自传统扩频接收机1数据Φ_co，X，ΔΦ_co，fsy，R，Ph，Pe，ΔΦ_NC0，Pp，Pl。并存储于数据存储和更新装置26中，数据在核心处理器27的控制下的更新满足先进先出原则，图4的27是数字信号处理器2的核心处理器，可以是TI公司的数字信号处理器(DSP)TMS320C5X或C6X系列，或由C5X或C6X系列DSP加上对部分运算的硬件加速构成，能用于加速的硬件功能包括实现方式二的FFT、IFFT、矩阵求逆、FIR滤波器等的实现。

数字信号处理器2中的核心处理器27实现方式一：由德州仪器公司(TI)的专用数字信号处理器TMS320C6454通过对处理公式(2)～(15)，(17)～(20)的编程来实现，为加快处理速度可使用汇编语言来编程实现；实现方式二：属于数字信号处理器TMS320C6454+硬件方式，对信号处理过程的一部分用硬件逻辑实现，具体过程如在计算相关值时利用FFT、IFFT计算，则FFT、IFFT部分可以用硬件实现，在计算W(k)的过程中，用矩阵求逆，对矩阵求逆公式(15)部分用硬件逻辑实现；实现方式三：属于数字信号处理器TMS320C6454+硬件方式，用最小均方误差迭代方法即利用公式(16)时，硬件实现结构可利用图3所示结构，其中延迟装置29_i、32，乘积装置30_i，加法装置31、减法装置33，迭代更新式(16)由数字逻辑硬件实现。而其它部分则可继续由DSP编程实现，这样可以使运算速度加快。

本实施例2中数字信号处理器2中的核心处理器27采用方式一的编程方法实现。

Claims (7)

1.一种减少多径对接收机天线定位精度影响的方法，其特征在于依次包括以下工艺步骤：

(1)采用传统扩频中频数字接收机(1)，在粗多普勒频偏和码相位信息已获得的情况下，闭环载波跟踪环和闭环码跟踪环；

(2)从闭环的传统扩频中频数字接收机中获取数据，所述数据包括：

A.本地码信号产生器(9)产生超前、即时和滞后伪随机码数据分别为C_e(n)、C_p(n)和C₁(n)；

B.本地载波信号产生器(8)产生同相、正交正弦信号数据x(n)；

C.所述接收机接收的中频采样信号与上述本地载波信号产生器产生同相、正交正弦信号数据x(n)的乘积信号数据r(n)；

D.所述接收机本地的码相位累加器(13)数据P_h，接收处理器(14)送给码信号产生器的相位增量数据ΔΦN_CO；

E.所述接收机本地的频率跟踪环的载波相位累加器(12)数据Φ_co，由接收处理器(14)送给本地载波信号产生器的相位增量数据ΔΦ_co；

F.所述接收机的驱动主时钟频率f_sy；

(3)利用第(2)步中A、B、C获得的固定长度的超前、即时或滞后伪随机码数据C_e(n)、C_p(n)和C₁(n)；本地载波信号产生器产生同相、正交正弦信号数据x(n)作如下的相关运算：

a、首先将即时伪随机码数据C_p(n)与本地载波信号产生器产生的同相、正交正弦信号数据x(n)作点乘或对应元素相乘运算；

b、然后将相乘的结果与超前或滞后伪随机码数据进行移位乘法和累加完成相关运算，获得接收机本地参考相关函数Z(k)；

c、利用计算得到的本地参考相关函数Z(k)组成矩阵Y，Y是由Z(k)的循环移位获得；

d、计算本地超前或滞后伪随机码数据C_e(n)或C₁(n)与所述乘积信号数据r(n)的相关值A(k)；

(4)利用计算获得的本地参考相关函数Z(k)作为有限冲激响应滤波器(34)的输入，计算滤波系数W(k)，以使滤波器的输出与第(3)步中的输出A(k)的误差E平方和最小；

(5)计算滤波系数W(k)的绝对值|W(k)|的局部极大值对应的k值为相对于码跟踪环锁定位置的多径延迟值，W(k)的绝对值|W(k)|为对应多径的衰减，W(k)的辐角为对应多径的相位，并对接收数据进行更新，数据更新采用先进先出的方式，即当进来最新数据时，其最早的数据被移出；保持其总数据个数不变；

(6)根据第(5)步中的计算，找到最小的延迟值k_m，由延迟值k_m和数据的间隔时间t_s计算实际的最小延迟时间τ₀，并分别对码相位累加器和载波相位累加器的输出进行修正：

所述码相位累加器的修正：利用计算所得的多径延迟时间τ₀，结合每周期码相位增量ΔΦ_NCO，驱动主时钟频率f_sy，对传统扩频接收机中的码相位累加器值P_h进行修正，获得最小延迟多径的码相位累加器值P_{h_new}；

所述载波相位累加器的修正：利用第(5)步计算所得的最小值多径延迟对应的W(k)的辐角，结合每周期载波相位增量ΔΦ_CO，驱动主时钟频率f_sy，对传统扩频接收机中的载波相位累加器值Φ_co进行修正，获得最小延迟多径的载波相位累加器值Φ_{co_new}；

(7)将第(6)步获得修正的码相位累加器值P_{h_new}，载波相位累加器值Φ_{co_new}送入传统扩频中频数字接收机的后处理器及用户接口(15)，以获得更精确的位置解算结果，其中修正的码相位累加器值P_{h_new}用于伪距离解算改进，修正的载波相位累加器值Φ_{co_new}用于基于载波相位的位置解算。

2.根据权利要求1所述的减少多径对接收机天线定位精度影响的方法，其特征在于所述第(2)步中获取的A、B和C的数据长度至少为一个伪随机码周期，在保持其数据总长度不变的情况下，其数据存储及更新同样采用先进先出的方式；

3.根据权利要求1所述的减少多径对接收机天线定位精度影响的方法，其特征在于所述第(3)步c中获取的由本地参考相关函数Z(k)组成矩阵Y的矩阵结构为 $Y=\left[\begin{array}{cccc}Z\left(u\right)& Z(u+1)& ...& Z(u+2q)\\ Z(u+1)& Z(u+2)& ...& Z(u+2q+1)\\ .& .& .& .\\ .& .& .& .\\ .& .& .& .\\ Z(u+v)& Z(u+v+1)& ...& Z(u+2q+v)\end{array}\right],$ 其中u、v、q均为正整数。

4.根据权利要求3所述的减少多径对接收机天线定位精度影响的方法，其特征在于所述矩阵Y的选择包括如下原则：v≥2q+1，v值应选择包含本地参考相关函数Z(k)的全部主峰之值，q的取值根据所需要鉴别的延迟范围确定，一般q应不小于伪随机码片时间宽度与采样时间间隔的比值，且Y的第q+1列的本地参考相关函数最大值应根据传统扩频中频数字接收机接收处理器(14)内码环鉴别器使用的超前、滞后间隔的时间确定，应使该q+1列的本地参考相关函数峰值对准超前或滞后伪随机码位置，这样u的值也随之确定。

5.一种减少多径对接收机天线定位精度影响的装置，包括传统扩频中频数字接收机(1)，其特征在于还包括一数字信号处理器(2)，修正数据输入接口(3)，数据输出接口(28)，所述数字信号处理器(2)通过数据输出接口(28)的各输出接口与传统扩频中频数字接收机各信号连接，还通过修正数据输入接口(3)与传统扩频中频数字接收机的后处理器及用户接口(15)连接。

6.根据权利要求5所述的减少多径对接收机天线定位精度影响的装置，其特征在于所述数字信号处理器(2)包括数据存储及更新装置(26)和核心处理器(27)。

7.根据权利要求5所述的减少多径对接收机天线定位精度影响的装置，其特征在于所述数据输出接口(28)包括：伪随机码超前输出接口(41)，伪随机码即时输出接口(43)，伪随机码滞后输出接口(44)，复本地载波输出接口(36)，接收数据输出接口(39)，码相位累加器输出接口(40)，码相位累加增量输出接口(42)，载波相位累加器输出接口(35)，载波相位累加增量输出接口(37)，时钟信号值输出接口(38)。

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