CN101969321A - 基于fft的直接序列扩频系统的大频偏二次捕获方法 - Google Patents

Abstract

本发明的一种基于FFT的直接序列扩频系统的大频偏二次捕获方法，属于数字信息传输技术领域。本方法提出了二次捕获的概念，其硬件平台为星载或者机载直接序列扩频系统接收机，其过程为将准基带信号s(m)的预估解扩值进行预处理后构造三个新的频点，并依据该三个频点对原始输入信号进行二次捕获，对二次捕获结果进行解扩、解调最终恢复得到原始数据信息。本方法算法简单、灵活，计算结果精度高，提高了低信噪比通信环境下的捕获概率，提高了频偏估计的准确度，同时采用FFT细频偏估计与二次捕获相结合可以缩短二次捕获的时间。

Description

基于FFT的直接序列扩频系统的大频偏二次捕获方法

技术领域

本发明涉及一种基于FFT的直接序列扩频系统的大频偏二次捕获方法，属于数字信息传输技术领域。

背景技术

直接序列扩频通信相对于其他通信系统，有两方面的优点：一是它能够与现有的其他通信系统保持良好的共存性；二是极低的发射功率谱密度可使有用信号完全湮没在背景噪声之中，降低被截获和被检测概率，从而增强了通信的隐蔽性和安全性。随着卫星通信技术、高速移动通信技术，特别是随着新的通信数据业务、导航定位和测控技术的发展，对星载、机载等高速移动接收设备在低信噪比、大多普勒频移条件下的解调性能和设备复杂度要求越来越高。

直接序列扩频系统在良好的抗干扰特性、抗截获特性和抗多径特性方面有着不可比拟的优势，但是通信双方在高速移动环境下带来的多普勒效应会导致到达接收机的信号产生较大的频率偏移，例如工作在C波段的中轨道(约10000km)和低轨道(约1000km)卫星通信系统的最大多普勒频移典型值分别为±100kHz和±200kHz；对于工作频段在2.4GHz高度为300km的低轨卫星通信系统，其最大多普勒频移变化率可达1600Hz/s；不仅如此，现代军用飞机的高速运动也能够造成通信信号多普勒频移到达十千赫兹的量级。而直接序列扩频系统对频率偏移十分敏感。

接收信号的多普勒频移具有大范围快速时变的特点，这就对正确数据解调提出了很高的要求。尤其在卫星通信和复杂信道环境下的移动通信中，低信号功率和低信噪比条件使得接收机对细微的频偏都十分敏感。这种低信号功率和低信噪比下的频率偏移大大影响了通信质量，严重时会引起扩频码的相关峰陡然下降使得接收机同步十分困难，导致通信性能急剧恶化。传统的解决方法有扩大二维搜索的范围，发送导频序列等，但通常是以增加系统复杂性、延长信号捕获时间为代价，特别是在低信噪比环境下极有可能出现捕获频率模糊或者误差较大，这会直接导致解调性能的恶化。

可见传统的扩频通信同步技术不能满足星载、机载等高速无线移动通信在低功率谱、低信噪比、低复杂度条件下的快速频率同步要求。开展高效、低复杂度的大频偏快速捕获技术研究势在必行。

发明内容

本发明的目的是为了解决直接序列扩频通信系统在低信噪比环境下进行多普勒频率同步时的模糊问题，提供一种基于FFT的直接序列扩频系统的大频偏二次捕获方法。该方法可以满足星载、机载等高速无线移动通信在低功率谱、低信噪比、低复杂度条件下实现快速、准确的频率同步要求。

本发明是通过以下技术方案实现的。

本发明一种基于FFT的直接序列扩频系统的大频偏二次捕获方法，其实现过程中所依托的硬件平台是星载或者机载直接序列扩频系统接收机，步骤如下：

1、将接收机接收到的基带信号经过数字低通滤波器滤波，得到的信号为带有多普勒频偏的准基带信号s(m)，s(m)与原始数据信息a(m)两者之间的关系为

其中m为采样点，pn(m)为扩频码，f_d为多普勒频偏，T_c为码片宽度，

为初始相差，N(m)为高斯白噪声；

2、构造补偿频点。将补偿频点间隔设定为(R_b/2)，均匀得到共计(2×I+1)个补偿频点，I的大小为系统要求能承受的多普勒频偏范围与补偿频点间隔的比值，其中第i个补偿频点的频率为f_i＝i×R_b/2，i∈[-I，I]，R_b为符号速率；

3、以步骤2所构造的(2×I+1)个补偿频点对准基带信号s(m)进行频偏补偿，得到的第i个频点补偿后的信号为

其中i∈[-I，I]；

4、构造数字匹配滤波器，计算由步骤3得到的每个频点补偿后的信号s_i(m)在不同码相位下与扩频码的相关值。设定数字匹配滤波器的抽头系数长度为扩频比L＝R_c/R_b，其中R_c为扩频码速率，抽头系数取值与扩频码pn(m)的值一致；数字匹配滤波器对步骤3得到的信号s_i(m)进行积分处理，输出信号为s_idmf(m)，其模平方|s_idmf(m)|²即为在不同码相位下信号s_i(m)与扩频码的相关值，本步骤中i∈[-I，I]；

5、对每个补偿频点下的相关值|s_idmf(m)|²分别进行非相干累加后得到对应补偿频点下的累加检测值，其中第i个频点下的累加检测值为

$A_i\left(m\right)=\underset{p=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|S_{\mathrm{idmf}}\left((m-p\·L)\right)\right|}^2---\left(3\right)$

其中i∈[-I，I]，M为非相干累加次数，M的值由系统捕获概率决定；

6、分别比较每个补偿频点下的累加检测值A_i(m)，确定其中的最大值correlator(i)＝MAX{A_i(m)，m＝0，1，...，L-1}，该最大值correlator(i)即为第i个补偿频点的相关峰，记录每个补偿频点的相关峰和相关峰对应的唯一码相位，本步骤中i∈[-I，I]；

7、对全部(共2×I+1个)补偿频点下的相关峰进行比较，记录其中相关峰的最大值MAX{correlator(i)，i∈[-I，I]}所对应的补偿频点，记为i′，根据i′计算得出准基带信号s(m)的多普勒频偏的估计值f_i′＝i′×R_b/2，并将在补偿频点i′处捕获的码相位进行存储；

8、根据步骤7捕获的频点i′对准基带信号s(m)进行频偏补偿得到

其中f_i′为准基带信号s(m)当前估计的多普勒频偏，再将步骤7中在频点i′时捕获的码相位对s_i′(m)去除扩频码，输出准基带信号s(m)的预估解扩值的实部和虚部，分别为

其中I(n)、Q(n)分别为预估解扩值的实部和虚部，n为采样点，T_s为符号宽度；

9、对步骤8得到的预估解扩值进行预处理，估计剩余频偏。预处理的目的在于消除调制信息a(n)的正负性对FFT估计剩余频偏的影响，其具体计算过程为

将预处理后得到的复信号(I′+jQ′)作FFT处理，得到在补偿频点i′下的剩余频偏f_FFT，此时FFT处理可以估计的频偏范围为[-R_b/4，R_b/4]，即f_FFT∈[-R_b/4，R_b/4]；

10、根据捕获的频点i′及其左右相邻两个频点i′-1，i′+1所对应的频率分别加上f_FFT构造三个新的频点，其频率分别为f_-1、f₀、f₁，利用这三个新的频点再次对原始输入信号进行捕获，此过程称为二次捕获，f_-1、f₀、f₁分别为

f_-1＝f_i′-1+f_FFT，f₀＝f_i′+f_FFT，f₁＝f_i′+1+f_FFT            (8)

对这三个补偿频点重复步骤3)～步骤7)，此过程中步骤3)～步骤6)中所用到的补偿频点个数为3个，也即I＝1，其频率分别为f_-1、f₀、f₁，步骤7)中3个补偿频点下的相关峰最大值所对应的补偿频点记为d′，根据d′计算得出准基带信号s(m)的多普勒频偏的估计值f_d′＝d′×R_b/2，将在补偿频点d′处捕获的码相位进行存储；

11、根据步骤10捕获的频点d′对准基带信号s(m)进行频偏补偿得到

其中f_d′为准基带信号s(m)最终估计的多普勒频偏，再将步骤10中在频点d′时捕获的码相位对s_d′(m)去除扩频码，输出准基带信号s(m)的最终解扩值的实部和虚部，分别为

其中I(n)、Q(n)分别为预估解扩值的实部和虚部，n为采样点，T_s为符号宽度；

12、利用步骤11得到的准基带信号s(m)的最终解扩值的实部和虚部I(n)、Q(n)进行信号解调，恢复得到原始数据信息a(m)。

有益效果

本发明方法对比现有技术，具有以下优点：

1、二次捕获的处理提高了低信噪比通信环境下的捕获概率；

2、采用FFT细频偏估计与二次捕获相结合，缩短了二次捕获的时间，特别是多普勒频偏较大时，二次捕获时间的节省更为明显；

3、对码相位同步后的解扩信号进行FFT细频偏估计，提高了频偏估计时的信噪比，进而提高频偏估计的准确度；

4、与FFT结合的二次捕获的处理复杂度小于一般的频偏跟踪方法；

5、频偏估计精度可通过FFT点数来设定，加大FFT点数便可以提高接收机对于多普勒频偏估计的精度，有利于快速有效地降低剩余频偏对解调性能的影响；

6、在利用FFT进行剩余频偏估计之前，对解扩信号进行预处理消除调制信息，与传统方法中使用的全零(或全一)的导频序列相比，可以节省系统开销，方便灵活，只需要利用接收到的随机数据就可以进行剩余频偏估计。

附图说明

图1是直接序列扩频系统接收机的软件工作流程图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明做进一步说明。

实施例

本实施例是在在星间链路扩频通信系统中进行实测，其所依托的硬件平台是星载直接序列扩频系统接收机，接收机所用解扩解调处理模块的核心芯片为XILINX公司的FPGA芯片XC4VLX100。系统环境参数为：符号速率为110Kbps，扩频码速率为10.23Mbps，调制方式为差分非相干BPSK，信号带宽为20.46Mbps，信号多普勒动态范围为±550KHz。系统工作过程中由另外的发送端完成导航数据的编码、扩频、调制等数据处理后的信号经过射频链路发射，经过高斯白噪声信道进行传播，此时由于卫星的大动态特性，导致产生的多普勒频偏为350KHz；接收机前端完成射频信号的接收、滤波和放大输出中频信号，通过AD采样将得到的中频信号送入解扩解调处理模块，解扩解调处理模块首先将接收到的中频采样信号进行数字正交下变频得到基带信号。

一种基于FFT的直接序列扩频系统的大频偏二次捕获方法，对上述得到的中频信号进行处理，如图1所示，其流程为：

1、将基带信号经数字低通滤波器后得到的信号为带有多普勒频偏的准基带信号s(m)

其中m为采样点，a(m)为原始导航数据信息，pn(m)为扩频码，T_c为码片宽度，为初始相差，N(m)为高斯白噪声，f_d为多普勒频偏且f_d＝350KHz；

2、根据系统要求构造补偿频点。本系统的符号速率R_b＝110Kbps，将频点间隔设为R_b/2＝55KHz，系统要求能承受的多普勒频偏范围为±550KHz，也就是将区间[-550KHz，550KHz]以55KHz为间隔进行均分，即可以设置21个频点f_i＝i ×R_b/2＝i×55KHz，i∈[-10，10]，这21个频点分别为

f_-10＝-550KHz，f_-9＝-495KHz，f_-8＝-440KHz，f_-7＝-385KHz，f₆＝-330KHz，f_-5＝-275KHz，f_-4＝-220KHz，f_-3＝-165KHz，f_-2＝-110KHz，f_-1＝-55KHz，f₀＝0KHz，f₁＝55KHz，f₂＝110KHz，f₃＝165KHz，f₄＝220KHz，f₅＝275KHz，f₆＝330KHz，f₇＝385KHz，f₈＝440KHz，f₉＝495KHz，f₁₀＝550KHz。

3、对准基带信号s(m)进行在这21个频点分别进行频偏补偿后得到21个复信号s_i(m)，其中i∈[-10，10]，为

4、构造匹配滤波器，计算21个复信号s_i(m)，i∈[-10，10]在不同码相位下与扩频码的相关值。设定数字匹配滤波器的抽头系数长度为扩频比L＝R_c/R_b，其中扩频码速率R_c＝10.23Mbps，符号速率R_b＝110Kbps，因此匹配滤波器抽头系数长度也即扩频比L为93；采用数字匹配滤波器对步骤3得到的21个复信号s_i(m)，i∈[-10，10]，分别进行积分处理，输出信号为s_idmf(m)，其模平方|s_idmf(m)|²为在不同码相位下信号s_i(m)与扩频码的相关值；

5、对21个补偿频点下的相关值|s_idmf(m)|²按公式(3)分别进行非相干累加后得到每个补偿频点下的累加检测值，其中第i个频点下的累加检测值为A_i(m)，i∈[-10，10]；其中非相干累加次数M由系统捕获概率定为128；

6、分别比较21个补偿频点下的累加检测值A_i(m)，确定每个补偿频点下最大值correlator(i)＝MAX{A_i(m)，m＝1，……，L}，该最大值即为第i个补偿频点的相关峰，分别记录21个补偿频点的相关峰和相关峰对应的唯一码相位；

7、对全部21个补偿频点下的相关峰进行比较，取最大值MAX{correlator(i)，i∈[-10，10]}，该最大值所对应的补偿频点，记为i′，此处i′＝7，根据i′计算得出准基带信号s(m)的多普勒频偏估计值f_i′＝i′×R_b/2＝385KHz，并将在补偿频点i′＝7时捕获的码相位进行存储；

8、根据公式(4)对准基带信号s(m)补偿i′＝7对应的频率f_i′得到s_i′(m)，再将步骤7中存储的在频点i′＝7时捕获的码相位对s_i′(m)去除扩频码，根据公式(5)输出准基带信号s(m)的预估解扩值的实部I(n)和虚部Q(n)；

9、对步骤8得到的准基带信号s(m)的预估解扩值按公式(6)和公式(7)进行预处理，得到I′和Q′；将预处理完的复信号I′+jQ′作FFT处理，得到在补偿频点i′＝7下的剩余频偏f_FFT＝19.98KHz；

此处FFT点数选择512，FFT可估计的频偏范围为[-R_b/4，R_b/4]＝[-27.5，27.5]KHz，其理论估计误差为

$[\frac{-R_b/4}{512},\frac{R_b/4}{512}]=[\frac{-27.5\×{10}^3}{512},\frac{27.5\×{10}^3}{512}]\mathrm{Hz}=[-\mathrm{53.71,53.71}]\mathrm{Hz}$

10、根据公式(7)利用捕获的频点i′＝7，f_FFT＝20KHz构造三个新的补偿频点，其频率分别为

f_-1＝f_i′-1+f_FFT＝349.98KHz，

f₀＝f_i′+f_FFT＝404.98KHz，

f₁＝f_i′+1+f_FFT＝459.98KHz

对这三个补偿频点重复步骤3～步骤7，此过程中步骤3～步骤6中所用到的补偿频点个数为3个，也即I＝1，其频率分别为f_-1、f₀、f₁，

步骤7)中3个补偿频点下的相关峰最大值所对应的补偿频点记为d′，根据d′计算得出准基带信号s(m)的多普勒频偏的估计值f_d′＝d′×R_b/2，将在补偿频点d′处捕获的码相位进行存储，其中f_d′＝349.98KHz；

11、根据步骤10捕获的频点d′对准基带信号s(m)进行频偏补偿得到

其中f_d′为准基带信号s(m)最终估计的多普勒频偏，再将步骤10中在频点d′时捕获的码相位对s_d′(m)去除扩频码，输出准基带信号s(m)的最终解扩值的实部和虚部，分别为

其中I(n)、Q(n)分别为预估解扩值的实部和虚部，n为采样点，T_s为符号宽度；

由f_d＝350KHz可得利用本方法估计的多普勒频偏f_d′实际误差为20Hz；

12、利用步骤11得到的最终解扩值的实部和虚部I(n)、Q(n)进行信号解调，恢复得到发送端发送的原始导航数据信息a(m)。

至此基于FFT的直接序列扩频系统的大频偏快速二次捕获过程完成，此时其接收信号的多普勒频偏由350KHz已经降为20Hz，根据系统设计可以将信号的多普勒频偏由±550KHz降为±53.71Hz，足以保证接收机顺利解扩解调输出。

Claims (1)

1.一种基于FFT的直接序列扩频系统的大频偏二次捕获方法，实现过程中依托的硬件平台为星载或者机载直接序列扩频系统接收机，其特征在于步骤为：

1)将接收机接收到的基带信号经过数字低通滤波器滤波，得到的信号为带有多普勒频偏的准基带信号s(m)

其中m为采样点，a(m)为原始数据信息，pn(m)为扩频码，f_d为多普勒频偏，T_c为码片宽度，

为初始相差，N(m)为高斯白噪声；

2)构造补偿频点，即将补偿频点间隔设定为R_b/2，其中R_b为符号速率，均匀得到共计2×I+1个补偿频点，其中I的大小为系统要求能承受的多普勒频偏范围与补偿频点间隔的比值，其中第i个补偿频点的频率为f_i＝i×R_b/2，i∈[-I，I]；

3)以步骤2)所构造的2×I+1个补偿频点对准基带信号s(m)进行频偏补偿，得到的第i个频点补偿后的信号为

其中i∈[-I，I]；

4)构造数字匹配滤波器，计算由步骤3)得到的每个频点补偿后的信号s_i(m)在不同码相位下与扩频码的相关值；设定数字匹配滤波器的抽头系数长度为扩频比L＝R_c/R_b，其中R_c为扩频码速率，抽头系数取值与扩频码pn(m)的值一致；数字匹配滤波器对步骤3)得到的信号s_i(m)进行积分处理，输出信号为s_idmf(m)，其模平方|s_idmf(m)|²即为在不同码相位下信号s_i(m)与扩频码的相关值，本步骤中i∈[-I，I]；

5)对每个补偿频点下的相关值|s_idmf(m)|²分别进行非相干累加后得到每个补偿频点下的累加检测值，其中第i个频点下的累加检测值为

$A_i\left(m\right)=\underset{p=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|S_{\mathrm{idmf}}\left((m-p\·L)\right)\right|}^2$

其中i∈[-I，I]，M为非相干累加次数，M的值由系统捕获概率决定；

6)分别比较每个补偿频点下的累加检测值A_i(m)，i∈[-I，I]，确定其中的最大值correlator(i)＝MAX{A_i(m)，m＝0，1，...，L-1}，该最大值correlator(i)即为第i个补偿频点的相关峰，记录每个补偿频点的相关峰和相关峰对应的唯一码相位，本步骤中i∈[-I，I]；

7)对全部2×I+1个补偿频点下的相关峰进行比较，记录其中相关峰的最大值MAX{correlator(i)，i∈[-I，I]}所对应的补偿频点，记为i′，根据i′计算得出准基带信号s(m)的多普勒频偏的估计值f_i′＝i′×R_b/2，并将在补偿频点i′处捕获的码相位进行存储；

8)根据步骤7)捕获的频点i′对准基带信号s(m)进行频偏补偿得到

其中f_i′为准基带信号s(m)当前估计的多普勒频偏，再将步骤7)中在频点i′时捕获的码相位对s_i′(m)去除扩频码，输出准基带信号s(m)的预估解扩值的实部和虚部，分别为

其中I(n)、Q(n)分别为预估解扩值的实部和虚部，n为采样点，T_s为符号宽度；

9)对步骤8)得到的预估解扩值进行预处理，估计剩余频偏，预处理具体计算过程为

预处理后得到复信号I′+jQ′，对I′+jQ′作FFT处理，得到在补偿频点i′下的剩余频偏f_FFT，此时FFT处理可以估计的频偏范围为[-R_b/4，R_b/4]，即f_FFT∈[-R_b/4，R_b/4]；

10)根据捕获的频点i′及其左右相邻两个频点i′-1，i′+1所对应的频率分别加上f_FFT构造三个新的补偿频点，其频率分别为f_-1、f₀、f₁，利用这三个新的补偿频点再次对原始输入信号进行捕获，f_-1、f₀、f₁分别为

f_-1＝f_i′-1+f_FFT，f₀＝f_i′+f_FFT，f₁＝f_i′+1+f_FFT

对这三个补偿频点重复步骤3)～步骤7)，此过程中步骤3)～步骤6)中所用到的补偿频点个数为3个，也即I＝1，其频率分别为f_-1、f₀、f₁，步骤7)中3个补偿频点下的相关峰最大值所对应的补偿频点记为d′，根据d′计算得出准基带信号s(m)的多普勒频偏的估计值f_d′＝d′×R_b/2，将在补偿频点d′处捕获的码相位进行存储；

11)根据步骤10)捕获的频点d′对准基带信号s(m)进行频偏补偿得到

其中f_d′为准基带信号s(m)最终估计的多普勒频偏，再将步骤10)中在频点d′时捕获的码相位对s_d′(m)去除扩频码，输出准基带信号s(m)的最终解扩值的实部和虚部，分别为

其中I(n)、Q(n)分别为预估解扩值的实部和虚部，n为采样点，T_s为符号宽度；

12)利用步骤11)得到的准基带信号s(m)的最终解扩值的实部和虚部I(n)、Q(n)进行信号解调，恢复得到原始数据信息a(m)。

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