CN105471470B - 基于判决反馈的扩频信号频率偏移估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于判决反馈的扩频信号频率偏移估计方法，该方法包括了频率偏差粗估计和频率偏差细估计两个部分。接收端已知扩频信号的前导符号，并在本地生成基于前导符号的扩频信号。接收端将接收的信号在一定的窗口和步进值下进行频偏预校正。将校正的结果和生成的本地前导符号扩频码片进行相关。接收端使用扩频码对接收的信号进行解扩。接收端将解扩后判决点的符号进行储存，并将存储的解扩后符号进行差分处理。基于符号差分处理的结果对接收的信号进行频偏细估计。接收端基于频偏粗估计和细估计的结果得到准确的频偏估计值。该发明可以被用于扩频通信系统，如IEEE 802.15.4 Zigbee系统的频率偏差估计。

Description

基于判决反馈的扩频信号频率偏移估计方法

技术领域

本申请涉及通信领域，尤其涉及在扩频通信系统下的频率偏差的获取方法。此外，本申请也可以用在需要获得扩频通信系统射频特征的目标识别系统中。

背景技术

扩频通信系统可以在较低的信噪比下获得解码的增益。因此，使用扩频的低功耗通信系统可以在不增加发射功率的前提下获得更远的传播距离。IEEE 802.15.4标准即Zigbee描述了低速率无线个人局域网的物理层和媒体接入控制协议，适用于在短距离范围内的低功耗、低速率无线覆盖。其中，IEEE 802.15.4标准在2.4GHz和868/915MHz频段使用的调制方式是16位正交的偏移四相相移键控(OQPSK，Offset Quadrature Phase ShiftKeying)调制，其原理是直接序列扩频通信。

由于IEEE 802.15.4标准面向的是低成本、低耗电的应用，因此基于其标准设计的接收端采用的是非相干解调方式，其硬件设计的电路一般也选用经济性较好的元器件，其元器件本身的偏差较大，发射机和接收机会产生一定的频偏。尤其是当基于IEEE 802.15.4标准的器件工作在2.4GHz时，由于载波频率的提高，接收端频率偏差将更为明显。例如在针对Texas Instruments公司的基于IEEE 802.15.4标准的CC2530芯片进行测试时发现，即使是相同厂家生产的模块，其频率偏差可以从几万赫兹到十几万赫兹。

传统的通信系统中，频偏估计及补偿主要基于两种方式：DA(Data-Aided)算法和NDA(Non-Data-Aided)算法。专利CN101710885A提出一种混合DA和NDA的用于载波同步的频偏估计方法，该方法使用译码信息进行频率偏移估计和补偿。但是专利CN101710885A的方法适用于相干解调系统，并不适合非相干解调的扩频通信系统。在扩频通信系统中，专利CN104092642A提出了一种适用于IEEE 802.15.4的全数字载波相位同步方法。该方法包括了相位捕获和相位跟踪，利用IEEE 802.15.4的前导码序列延迟相关进行频率偏差估计，再根据解扩的结果进行残余频率偏差估计。该方法使用基于前导序列延迟相关进行频率偏差估计，当频率很大时，该方法将无法获得好的估计效果。此外，该方法根据解扩出来的符号对应的码片值跟延迟一个符号周期的接收到的数据进行相关计算，并没有利用扩频通信系统解扩后的增益，使得系统进行频偏估计及补偿后的性能不能得到最优化。

此外，虽然基于IEEE 802.15.4标准的扩频通信系统对于一定范围的频偏在系统解扩后的性能上有较强的鲁棒性。但是在基于设备射频指纹特征的身份识别系统中，载波频偏是一个重要的设备射频指纹特征量。因此，如果要获取基于IEEE 802.15.4标准的扩频通信系统的射频指纹特征，需要对载波频偏进行精确的估计。此外，在基于IEEE 802.15.4标准的扩频通信系统中，对于载波频偏进行估计并补偿将有助于系统提取其他的设备射频指纹特征量。

发明内容

本申请的主要目的在于提供一种用于扩频通信系统的频偏估计方法，该方法主要适用于IEEE 802.15.4标准下的OQPSK扩频通信。由于在IEEE 802.15.4标准的OQPSK扩频通信系统中，有用于同步的前导符号。因此，可以利用其前导符号序列进行大范围频率偏差的粗估计。此外，利用基于IEEE 802.15.4标准扩频通信系统解扩后的增益，在解扩反馈过程中使用最大判决点的符号进行频偏的精估计，将可以提高系统在低信噪比下的频偏估计性能。

本申请提出了一种基于判决反馈的扩频信号频率偏移估计方法，包括了如下的步骤：

步骤A，接收端生成前导序列的本地扩频码片B_pre，接收端收到扩频信号X后，将其按照大小为f_mix、f_max的窗口和大小为f_step的步进值进行频偏预校正，得到经过频偏预校正的接收信号X_n；

步骤B，接收端将本地的前导扩频码片B_pre和经过频偏预校正的接收信号X_n的前导扩频码片进行相关，将每一次相关后的结果C_n存储下来；

步骤C，接收端选取存储的相关计算结果C_n中的最大值所对应的频偏预校正值作为频偏粗估计的结果；

步骤D，接收端将接收的扩频信号X使用进行频偏粗校正后，将频偏粗校正后的信号X′进行解扩并通过已知的扩频码序列M_k和接收到的信号进行相关，得到相关后的结果P_k；

步骤E，接收端在相关后的结果P_k中选取幅度值最大的P_max作为判决后的符号信息，并将P_max归一化后存储下来；

步骤F，接收端将接收的信号逐个通过步骤D到步骤E的处理得到接收的判决后的符号信息并通过对结果进行差分处理，得到差分后的结果Q_m，其中为序号为的采样点后移L_Diff个采样点后取得的序号为采样点的共轭复数值；

步骤G，接收端将差分后的结果进行统计，得到结果的平均值估计的相位

步骤H，接收端根据估计的差分结果的平均值的相位θ_Q，单个符号对应的扩频码片长度L_Sym，差分间隔L_Diff和接收端的采样率f_samp进行频偏细估计，得到f_fine，接收端根据f_corrmax和f_fine得到准确的频偏估计结果f_est。

步骤A所述的前导序列的本地扩频码片为接收端已知的具体序列。

步骤A所述的窗口f_mix、f_max和步进值f_step根据接收端对于频偏粗估计精度及范围的要求、扩频信号的符号和码片速率、接收端采样率以及发射信号频偏的先验知识而确定。

步骤D所述的相关后的结果P_k是保留了相关解扩后的幅度和相位信息的复数结果.

步骤F所述的差分处理的差分间隔L_Diff为不为0的整数值。

所述方法用于兼容IEEE 802.15.4标准的通信系统。

本发明具有以下有益效果：本发明的载波频率同步分为频率粗同步和频率细同步两步进行。其中频率粗同步可以在很大范围内得到扩频设备的载波频率偏差的粗值。再通过解扩后进行判决反馈，可以在获得解扩增益的基础上获得频率偏差的细同步。

此外，本发明的频率偏差同步过程使用全数字的实现方式，在实际系统中可以快速实现。通过在AWGN信道下的Matlab仿真可以得到，本发明的基于判决反馈的扩频信号频率偏移估计方法可以在低信噪比下获得显著的增益。经过频率偏差估计和补偿后的OQPSK扩频通信系统在有大频率偏差的情况下，可以在-9.5dB的信噪比下得到1×10^-3的误码率，基本和无频率偏差的OQPSK扩频通信系统性能一致。

附图说明

图1为系统实现的整体框图；

图2为系统进行基于前导序列的频偏粗同步的框图；

图3为系统进行基于判决反馈的频偏细同步的框图；

图4为接收端对接收信号进行解扩并选取判决点符号处理过程的示意图；

图5为接收端对解扩后的符号进行差分处理过程的示意图；

图6为对差分后的结果进行平均并估计其相位信息的示意图；

图7为仿真的在AWGN信道下的本发明方法性能比较。

具体实施方式

本发明提出的基于判决反馈的扩频信号频率偏移估计方法的总体框图如说明书附图1所示。其处理主要包括基于前导序列的频偏粗同步和基于判决反馈的频偏细同步。下面，将基于Ti的CC2530模块的OQPSK扩频信号调制，针对每一个部分阐述具体的实施方式：

基于前导序列的频偏粗同步

基于前导序列的频偏粗同步可以通过说明书附图2的方式进行。如说明书附图2所示，输入的变量包括了基带信号，先验知识和已知信息。基带信号是接收端收到的CC2530模块的OQPSK扩频信号在基带的扩频码片信号。发射机CC2530模块使用IEEE 802.15.4标准，前导的符号设为0x0000。接收机根据已知的前导信息，生成扩频码片B_pre。先验知识为已知的CC2530可能的频偏范围。经过测量可以得到CC2530可能的频偏范围在+200KHz以内。因此，可以滑动窗口的范围可以定为f_mix＝0Hz，f_max＝200KHz，步进值f_step可以定为10KHz。接收机可以按照的步进对接收机接收的信号进行频偏预校正。

接收端对接收的扩频信号X使用不同的频偏预校正值f_corr进行频偏预校正。频偏预校正得到如下的结果其中f_samp为接收机的采样率。在本具体实施方案中，f_samp＝10MSample/s。接收端提取接收到的OQPSK信号的前导码扩频码片序列，将本地前导扩频码片B_pre和经过频偏预校正的扩频码片序列X_n(t)进行相关后可以得到：

接收端将每一次相关后的结果C_n存储下来，一共得到21个结果。

接收端在存储的21个相关结果C_n中寻找C_n的最大值。并将得到的最大值C_max所对应的频偏预校正值作为频偏粗估计的结果。

接收端得到后对接收的信号进行频偏粗校正，得到X′。即：

通过上述处理，接收端完成了基于前导序列的频偏粗同步。

基于判决反馈的频偏细同步

基于判决反馈的频偏细同步可以通过说明书附图3的方式进行。如说明书附图3所示，接收端收到经过频偏粗校正的信号X′(t)后即可进入频偏细同步。

接收端针对X′(t)首先使用扩频码序列进行解扩计算。在IEEE 802.15.4标准中，一共有16个扩频码。接收机生成本地的扩频码片M_k(0<k<16)，并将接收到的信号X′和每一个扩频码片进行相关计算。每一个扩频码片相关后的结果为：

接收端选取幅度值最大的P_max作为判决后的符号点信息，并将P_max归一化后进行存储。上述接收端对X′(t)进行解扩并选取判决点符号P_max的处理过程如说明书附图4所示。

对P_max归一化的过程为将P_max的幅度归一化至单位圆内：

P_max＝P_max/L_Sym

接收端将接收的扩频码片逐个解扩，得到解扩判决后的符号点序列接收端选择差分间隔L_Diff对接收到的数据进行差分处理，差分处理的过程如下：

其中为序号为的采样点后移L_Diff个采样点后取得的序号为采样点的共轭复数值。

通过差分处理后，得到差分的结果Q_m。上述接收端对解扩后的符号进行差分处理的过程如说明书附图5所示。

经过差分处理后，接收端将差分后的结果进行统计，得到差分结果的平均值即：

由于IEEE 802.15.4标准的OQPSK调制是恒包络调制，差分后的结果Q_m只包含相位信息，幅度恒为定值。因此可以根据差分结果的平均值直接估计其相位信息θ_Q，即：

上述对差分后的结果进行平均并估计其相位信息的过程如说明书附图6所示。

接收端根据估计的差分结果的平均值的相位θ_Q，单个符号对应的扩频码片长度L_Sym，差分间隔L_Diff和接收端的采样率f_samp进行频偏细估计，得到精细的频偏估计值f_fine，即：

f_fine＝θ_Q/(L_sym·L_Diff·2π)·f_samp

接收端根据之前得到的频偏粗估计值和频偏细估计值f_fine得到准确的频偏估计结果f_est，即：

接收端使用f_fine再次对接收的信号X′进行频偏细校正，即：

最终，接收端得到了无频偏的扩频信号X″(t)，接收端可以针对无频偏的扩频信号进行解扩，从而可以提高系统在有频率偏差时的误码率性能。通过在AWGN信道下的Matlab仿真，使用本方法对接收的信号进行频偏估计及补偿的系统误码率性能如说明书附图7所示。在使用本方法对接收的信号进行频偏估计时，仿真系统中加入了150KHz的频偏，由仿真结果可以看到，通过本发明的频偏估计方法，即使在极低的信噪比环境中(-10dB左右)，系统依然可以准确的估计出频偏并对系统的频偏进行补偿。进行频偏补偿后的系统性能和无频偏时的系统性能几乎一致。虽然CC2530的OQPSK扩频调制对频偏有较大的鲁棒性，从仿真结果可以看出，随着频率偏差的增大，系统在没有进行频率偏差估计及补偿时的性能缓慢恶化，当频率偏差为24KHz时，通过本发明方法的频偏估计及补偿后的系统误码率性能比未使用频偏估计及补偿的误码率性能有近3dB的增益(误码率1×10^-3)。此外，当系统的频偏达到32KHz时，未进行频偏估计及补偿的扩频通信系统的解码性能急剧恶化，系统的误码率接近0.5。

综上所述，扩频通信系统的接收端通过基于前导序列的频偏粗同步以及基于判决反馈的频偏细同步，可以在极低信噪比环境下对系统的频率偏差进行准确的估计。从而可以在系统有很大频偏的情况下通过准确的频偏估计及补偿获得和无频偏情况下接近的系统性能。此外，通过本发明方法进行频率偏差的准确估计及补偿，可以为获得扩频通信系统的射频指纹特征提供条件。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (6)

1.一种基于判决反馈的扩频信号频率偏移估计方法，其特征在于：包括以下步骤：

步骤A，接收端生成前导序列的本地扩频码片B_pre，接收端收到扩频信号X后，将其按照大小为f_mix、f_max的窗口和大小为f_step的步进值进行频偏预校正，得到经过频偏预校正的接收信号X_n；

步骤B，接收端将本地的前导扩频码片B_pre和经过频偏预校正的接收信号X_n的前导扩频码片进行相关，将每一次相关后的结果C_n存储下来；

步骤C，接收端选取存储的相关计算结果C_n中的最大值所对应的频偏预校正值作为频偏粗估计的结果；

步骤D，接收端将接收的扩频信号X使用进行频偏粗校正后，将频偏粗校正后的信号X′进行解扩并通过已知的扩频码序列M_k和接收到的信号进行相关，得到相关后的结果P_k；

步骤E，接收端在相关后的结果P_k中选取幅度值最大的P_max作为判决后的符号信息，并将P_max归一化后存储下来；

步骤F，接收端将接收的信号逐个通过步骤D到步骤E的处理得到接收的判决后的符号信息并通过对结果进行差分处理，得到差分后的结果Q_m，其中为序号为的采样点后移L_Diff个采样点后取得的序号为采样点的共轭复数值；

步骤G，接收端将差分后的结果进行统计，得到结果的平均值估计的相位

步骤H，接收端根据估计的差分结果的平均值的相位θ_Q，单个符号对应的扩频码片长度L_Sym，差分间隔L_Diff和接收端的采样率f_samp进行频偏细估计，得到f_fine，接收端根据和f_fine得到准确的频偏估计结果f_est。

2.根据权利要求1所述的基于判决反馈的扩频信号频率偏移估计方法，其特征在于，步骤A所述的前导序列的本地扩频码片为接收端已知的具体序列。

3.根据权利要求1所述的基于判决反馈的扩频信号频率偏移估计方法，其特征在于：步骤A所述的窗口f_mix、f_max和步进值f_step根据接收端对于频偏粗估计精度及范围的要求、扩频信号的符号和码片速率、接收端采样率以及发射信号频偏的先验知识而确定。

4.根据权利要求1所述的基于判决反馈的扩频信号频率偏移估计方法，其特征在于：步骤D所述的相关后的结果P_k是保留了相关解扩后的幅度和相位信息的复数结果。

5.根据权利要求1所述的基于判决反馈的扩频信号频率偏移估计方法，其特征在于：步骤F所述的差分处理的差分间隔L_Diff为不为0的整数值。

6.根据权利要求1所述的基于判决反馈的扩频信号频率偏移估计方法，其特征在于：所述方法用于兼容IEEE 802.15.4标准的通信系统。