CN103618560B - 一种无需精同步的煤矿井下扩频精确测距方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种煤矿井下扩频精确测距方法及装置，设计了一种并行无跟踪环的PN码同步精测算法，能够在粗同步的基础上得到更高的时间分辨率，无需精同步过程，降低了测距的伪码速度，将测距伪码所占带宽限制在100MHZ以下，而能达到米级的定位精度。实现该方法的装置包括通信控制模块与无线应答模块两部分，通信控制模块以高性能FPGA为核心处理器，主要部件有发射机和接收机；无线应答模块采取无搜索跟踪的同步方式对接收信号进行解扩，不需要单独的处理器。本发明能够抑制井下严重的电磁干扰，硬件设计具有鲁棒性，算法具有冗余性，测距精确度高，实时性强，适用于煤矿井下人员精确定位系统。

Description

一种无需精同步的煤矿井下扩频精确测距方法及装置

技术领域

本发明涉及一种无线电测距方法及装置，具体是一种基于直接序列扩频通信技术的井下测距方法及装置，属无线电定位技术领域，适用于煤矿井下工作人员位置信息的测定。

背景技术

我国地下开采煤矿的煤炭产量约占95％，煤矿开采工作主要是由人工完成，有一定的危险性，建立一个适合我国煤炭发展状况的井下人员无线定位系统，对于保障矿井下工作人员的人身安全具有重要意义。矿井井下人员定位系统一般采取的是基于测距的定位算法，其核心技术就是测距技术，定位的精度完全取决于测距的精度，测距精度越大，则定位越精确。目前，我国的井下人员定位系统主要采取接受信号强度指示(Received Signal Strength Indicator，RSSI)的测距方法，由于井下无线电信号容易被干扰，多径效应严重，现行的人员定位系统定位的可靠性不高，达不到精确定位的要求。因此，如何在井下这种恶劣的电磁环境下发展可行的精确定位技术是一个重要课题。而扩频测距技术由于其抗干扰能力强、时间分辨率高，能取得理想的测距精度，将其应用于煤矿井下人员定位系统能够有效解决井下电磁干扰的问题。但在实践上，一方面，如果要完成高精度的测距，则码速率要做得很高，随着码速率的提高和码周期的加长，传统的捕获时间将达到不可容忍的地步，造成定位系统在大流量下进行实时定位的可靠性降低，甚至无法进行大流量的实时人员定位。另一方面，由于扩频系统需要解扩过程，与一般的通信系统相比较，系统设计要复杂得多。出于上述原因，尽管扩频测距技术较为成熟，但很少应用于煤矿井下人员定位。

发明内容

为了解决井下电磁干扰严重所引起的定位精确度低的问题，克服扩频测距系统的测距精确度与捕获时间的矛盾所决定的不能进行实时测距的缺点，降低扩频测距系统的复杂性，本发明提供一种基于扩频技术的煤矿井下精确测距方法及装置，根据其扩频的伪随机(Pseudo Noise，PN)码可复制且其自相关函数为Δ函数这一特点，在粗同步过程中通过FPGA并行的高速数字积分运算，在每个PN码片持续时间采样10个点，所述的方法能够在粗同步的过程中直接得到更高的时间分辨率，无需进行精同步的环节，降低了测距的伪码速度，也降低了装置设计的复杂性，适用于煤矿井下人员精确定位系统。

技术方案：

所述的无需精同步的煤矿井下扩频精确测距方法包括以下步骤：

A.无线应答模块内部固化一ID号作为本模块的标识号码，该ID号预先存储于通信控制模块的外部存储设备中。通信控制模块预先设置一条伪随机(PN)码序列作为扩频码，同一关联区域内的通信控制模块所分配的PN码各不相同；

B.启动测距功能，通信控制模块从存储设备取出欲进行测距的无线应答模块的ID号，编码后经PN码扩频调制和载波调制，作为测距询问信号经功率放大后由定向天线向外辐射；

C.无线应答模块接收到通信控制模块所发出的测距询问信号，将获得的ID号与自身ID号比对，如二者一致，则将所收到的该询问信号进行功率放大，经无线应答模块的固定时延t_a，由天线再次发射出去；如二者不一致，则不予响应；

D.通信控制模块接收到无线应答模块的回应信号，对回应信号进行混频、滤波，剥离载波后形成数字基带信号；

E.通过并行无跟踪环的PN码同步精测算法，快速捕获PN码，获得所接收的PN码和本地PN码的精确相位差，实现接收信号相对于发射信号的延迟时间测量；产生本地解扩码，对接收信号解扩后获得无线应答模块的ID号，测出相应的无线应答模块的距离。

所述步骤A中，所述的无线应答模块ID号，是最高位为0的十六位二进制数；所述的PN码序列是由10级移位寄存器产生的m序列，码长1023位。

所述步骤B中，所述的载波调制采用的是双频率载波调制方式：频率为f_d的载波对含有无线应答模块ID号的扩频信号进行调制，调制后的信号为s_d(t)＝d(t)c(t)cos2πf_dt；其中，d_k为若干位全1的前导符和无线应答模块ID号的双极性不归零码编码序列，T_d是一位数据bit持续时间。c_j为PN序列的第j个码片，T_c是PN码一个码片持续时间，T_d＝1023T_c，P_T(t)是脉宽为T的矩形单位脉冲。频率为f_b的载波对PN码序列进行直接调制，调制后的信号为s_b(t)＝c(t)cos2πf_bt；二者求和后的信号s(t)＝s_d(t)+s_b(t)作为询问信号发出。

所述的载波调制采用2PSK调制方式。所述的频率f_b为2GHZ，频率f_d为2.4GHZ。

所述步骤C中，无线应答模块采取无搜索跟踪的同步方式对接收信号进行解扩，即先对所接收到的询问信号分路，后进行两路信号互相关运算解扩的方式来获得ID号，分路后的两路信号可分别表示为r_d(t)＝d(t)c(t)cos2πf_dt和r_b(t)＝c(t)cos2πf_bt，将二者相乘后得：r_c(t)＝r_b(t)r_d(t)＝d(t)c²(t)cos2πf_dtcos2πf_bt＝d(t)cos2πf_dtcos2πf_bt，经中频滤波后，得：其中f_I＝f_d-f_b，r(t)经2PSK相干解调器解调，得到询问信号所携带的ID号信息。

所述步骤D包括下列步骤：

D1.由第一级带通滤波器和高频放大器对所接收的信号进行低噪声放大；

D2.由第二级带通滤波器滤除各种镜象频率后，本地振荡器产生的本振信号f_L与接收信号在混频滤波器相乘，通过低通滤波器对接收信号下变频，得到中频信号：r_IF′(t)＝c′(t)d′(t)cos2πf_IFt，其中，f_IF＝f_d-f_L；

D3.中频放大器将中频信号放大到合适幅度，由第三级带通滤波器进一步滤除信号中的干扰和噪声；

D4.经2PSK解调器，得到数字基带信号：r_B(t)＝c′(t)d′(t)；

D5.将数字基带信号二值化(对应于处理器的正电位和负电位)处理，二值化后的信号送入处理器。

所述步骤E包括下列步骤：

E1.将二值化的数字基带信号并行送入L-1条相关通道，在每条相关通道中，依次产生与发送PN码相差T_C相位的本地PN码，将其与进入通道的数字基带信号进行相乘运算(等价于负逻辑映射前码元的模2加)，第K条相关通道中经乘法运算后的信号形式为：P_k(t)＝c(t-kT_c)c′(t)d′(t)，由于d′(t)具有全1的前导符，在PN码捕获阶段，取M个前导符，可写成：P_k(t)＝c(t-kT_c)c′(t)，0＜t＜MT_b；

E2.对P_k(t)离散取样求和，得到每个相关通道的相关值：其中T_s为采样时间间隔，L为PN码周期，N为每个码片的采样点数，M为前导符的个数，M×L为求和长度；

E3.在L-1条相关通道中搜索相关最大值R_i，和相关次大值R_j，根据m序列自相关函数： $R\left(\mathrm{\τ}\right)=L-(L+1)\frac{\left|\mathrm{\τ}\right|}{T_c},$ |τ|≤T_c，进一步求出码片内的相差： $\mathrm{\τ}=\frac{(R_i-\mathrm{MNL})T_c}{R_j+R_i-2\mathrm{MNL}},$ 则可以精确求得发射信号与所接收到的回应信号的时间延时t_d＝iT_c±τ，当i＜j时，取+号，当i＞j时，取-号；考虑到无线应答模块的处理延时t_a，求出二者之间距离：其中，c是光速；

E4.由t_d调整时钟，产生与接收信号同相的本地PN码，对接收数据进行解扩，获得无线应答模块的ID号；

E5.将本次测距的时刻、二者间所测的距离、无线应答模块的ID号以及通信控制模块的相关信息按一定的协议处理后送外部数据存储器。

实现所述方法的装置包括通信控制模块和无线应答模块，采用询问回答的方式测量出二者的距离。所述的通信控制模块包括定向天线、双工器、发射机、接收机、FPGA处理器、外部数据存储器、有源晶振。FPGA作为通信控制模块的控制器，对无线应答模块的ID号进行编码，并产生扩频码，送入发射机调制后，产生询问信号经双工器发射出去；无线应答模块接收到此信号，与自身ID号比对确认身份后，将此询问信号反射回通信控制模块；接收机对所接收的反射信号进行处理，送入FPGA进行相关运算，获得应答信号PN码滞后于发射信号PN码的相位和ID号，求出ID号对应的无线应答模块与本通信控制模块的距离。

所述的无线应答模块采取无搜索跟踪的同步方式对所接收的询问信号进行解扩，既不需要PN码发生器，也不需要参考振荡器。其组成包括：双工器、分路器、2个高频放大器、中频滤波器、2PSK解调器、可变延迟器、定时器、数据比较器、开关器、功率放大器，将通信控制模块发给本模块的询问信号经功率放大后反射出去。

所述的接收机对反射信号只进行射频载波解调，而PN捕获及信号的解扩在FPGA处理器中实现，接收机不需要专门的解扩电路，由三级带通滤波器、两级放大器、2PSK解调器和二值化处理电路构成，将接收的信号转化为正电位和负电位所表示的双极性数字基带信号。

所述的FPGA处理器，最高工作频率能达到400MHz及以上，具有独立可编程PLL输出；所述有源晶振提供FPGA工作时钟，所提供的频率为100MHZ。

所述的发射机，采用的是双频率载波的调制方式，包括：2个不同频率的射频发生器、扩频调制器、2个射频调制器及功率放大器。

所述外部数据存储器，存储有无线应答模块的ID号，每次测距的结果一并存储其中，供其它设备使用。

本发明有以下5点有益效果。

1.抗多径干扰能力突出，发射功率低。扩频技术具有较强的抗多径干扰能力，将扩频技术引用到煤矿井下，能够有效解决矿井空间狭窄，多径损耗严重的问题。另外，由于扩频技术增加了信号带宽，可以减少信号的发射功率，能够达到煤矿井下设备本质安全的要求。因此，本发明是实现煤矿井下精确测距的一个可行的技术方案。

2.测距精度高，测量距离长。本发明在传统的PN码捕获方法上进行了创新，采用并行无跟踪环的PN码同步精测算法，使用高速FPGA进行并行的离散相关运算，由于在每个PN码片持续时间T_c采样10个点，进一步提高了时间分辨率，在400MHZ的采样频率下，可以将伪码所占带宽限制在100MHZ以下，而能实现米级的测量精度。测距范围定为一个PN码周期所持续的时间，即一个数据码的持续时间，光所能传播的距离，则测量距离可达3.75Km，相对于现行的RSSI测距方法，本发明测距效果要好很多，能够满足井下人员精确定位系统的测距要求。

3.数据处理速度快，具有实时性。在FPGA处理器进行的离散相关运算是并行的，在测距过程中，无需再进行精同步，无线应答模块也无需解扩操作，因此一次测量时间取决于进行相关运算的PN码长度，时间大致为10^-4s级，不超过100μs，能进行实时测距。如何提高系统在高速、大流量下识别的准确性是人员定位系统面临的一个难题，本发明在测距环节上为解决该问题提供了可靠的技术支持。

4.简化了扩频通信模块的硬件设计，降低了硬件成本，具有实用性。本发明充分考虑到煤矿井下的特殊性，相对于一般的扩频通信模块，本发明的解扩技术既不用同步码发生器，也不用其它的本地参考振荡器，也无需高精确度和高稳定度的时钟频率源，明显简化系统设计，降低了本装置的成本，适合煤矿井下的使用和推广。

5.硬件设计具有鲁棒性，算法具有冗余性，测距可靠性高。为了减少接收信号的误码率，接收机采用了三级带通滤波器、两级放大器、2PSK解调器和二值化处理电的设计，第一级带通滤波器和第一级高频放大器尽可能滤除带外的各种噪声和干扰，第二级带通滤波器则有效避免了在混频过程的镜像干扰，第三级滤波器和第二级中频放大器进一步抑制中频信号的镜像频率，降低系统的噪声指数。这样的设计，使得接收信号具有低噪声指数，高增益和高线性的特点，因而FPGA处理器对信号的处理更为鲁棒。本发明所采用的测距算法，由于利用了第二极值点，测量值有冗余，将测量结果用于定位系统，可采取一定的定位算法，充分利用测量的冗余信息，可以进一步提高定位的精确度，提高定位系统的可靠性。

附图说明

下面结合附图和实施例对本发明进一步说明。

图1是本发明装置的组成原理图。

图2是本发明发射机的组成框图。

图3是本发明无线应答模块的组成框图。

图4是本发明接收机的组成框图。

图5是本发明并行无跟踪环的PN码同步精测算法流程图。

图中1.通信控制模块，2.FPGA处理器，3.发射机，4.无线应答模块，5.接收机，6.双工器，7.外部数据存储器，8.有源晶振，9.定向天线，10.全向天线。

具体实施方式

图1是本发明装置的组成框图，通信控制模块(1)向无线应答模块(4)发出询问信号，无线应答模块(4)接收到询问信号后，将此信号再反射给通信控制模块(1)，通信控制模块(1)接收到反射信号，根据信号在二者之间传播的时间，测量出二者之间距离。通信控制模块(1)包括FPGA处理器(2)、发射机(3)、接收机(5)、双工器(6)、外部数据存储器(7)、有源晶振(8)、定向天线(9)等功能部件。每一个无线应答模块(4)内部都固化了最高位为0的十六位二进制数表示的ID号(用以标识本模块的身份，最高位为0是为了在信号接收时与前导符区别)，每一个无线应答模块的ID号预先存储于外部数据存储器(7)中。FPGA处理器(2)启动测距功能，由其数据处理器(2A)从外部数据存储器(7)中取出欲进行测距的无线应答模块的ID号，将此ID号送入编码器(2B)，产生形如的序列，其中d_k为若干位全1的前导符和无线应答模块ID号的双极性不归零码编码序列，T_d是一位数据bit持续时间，本实例为2.5×10^-5秒，即数据码速为40Kb/s，P_T(t)是脉宽为T_d的矩形单位脉冲；每一个通信控制模块(1)预先设置一条周期为1023码片的PN码序列作为扩频码，发射询问信号时作为发送PN码(2C)，其形式为：T_c是PN码一个码片持续时间，T_d＝1023T_c，即PN码速约为40Mb/s，P_T(t)是脉宽为T_c的矩形单位脉冲，同时将c(t)和d(t)送入发射机(3)进行调制。

图2是本发明发射机的组成框图，如图2所示，发射机的信号调制采用的是双频率载波调制方式，发送PN码c(t)在扩频调制器(21)中对d(t)进行扩频调制，射频发生器(22)提供f_d＝2.4GHZ频率的载波在射频调制器(24)中对扩频后的信号进行调制，调制后的信号为s_d(t)＝d(t)c(t)cos2πf_dt；射频发生器(23)提供频率为f_b＝2GHZ的载波在射频调制器(25)中对c(t)进行直接调制，调制后的信号为s_b(t)＝c(t)cos2πf_bt；二者求和后的信号s(t)＝s_d(t)+s_b(t)作为询问信号经功率放大器(26)进行功率放大后送双工器(6)由定向天线(9)向外辐射。

图3是本发明无线应答模块的组成框图，如图3所示，无线应答模块的全向天线(10)接收到信号时，双工器(301)向计时器(303)发出启动计时信号，同时将所接收到的信号送分路器(302)；分路器(302)将所接收到的信号分成2路信号，一路信号含有ID号信息，可表示为r_d(t)＝d(t)c(t)cos2πf_dt，另一路不含任何信息，表示为：r_b(t)＝c(t)cos2πf_bt，分别将此二路信号经高频放大器(304)、高频放大器(305)放大后，将二者相乘得：r_c(t)＝r_b(t)r_d(t)＝d(t)c²(t)cos2πf_dtcos2πf_bt＝d(t)cos2πf_dtcos2πf_bt，经中频滤波器(307)滤波，得：其中f_I＝f_d-f_b，由振荡器(309)产生频率为f_I的本地载波，将r(t)经2PSK相干解调器(308)解调后得到d(t)，其中携带有ID号编码信息。在数据比较器(310)中将获得的ID号与自身ID号比对，如二者一致，数据比较器(310)则向开关器(311)发出导通信号；定时器(303)经过一定时延，向双工器(301)发出触发信号，将其工作状态转为发射状态，从而含ID信息的一路信号r_d(t)＝d(t)c(t)cos2πf_dt经可变延迟器(306)延迟一定时间后，通过开关器(311)，经功率放大器(312)放大后，由全向天线(10)再次发射出去；如二者不一致，则开关器不导通，无线应答模块对此次所接收的信息不予响应。

图4是本发明接收机的组成框图。如图4所示，对所接收的信号按如下步骤进行处理：

1.由第一级带通滤波器(401)和高频放大器(402)对所接收的信号进行低噪声放大。

2.由第二级带通滤波器(403)滤除各种镜象频率后，振荡器(405)产生频率为f_L＝2GHZ的本振信号，在混频滤波器(404)与射频信号相乘，对所接收的射频信号下变频，得到中频信号：r_IF′(t)＝c′(t)d′(t)cos2πf_IFt，其中，f_IF＝f_d-f_L。

3.中频放大器(406)将信号r_IF′(t)放大到合适幅度，由第三级带通滤波器(407)进一步滤除信号中的干扰和噪声。

4.振荡器(405)产生频率为f_IF的本地射频信号，在2PSK相干解调器(408)对中频信号r_IF′(t)解调后得到数字基带信号：r_B(t)＝c′(t)d′(t)。

5.将数字基带信号r_B(t)经二值化电路(410)按照处理器的正电位和负电位进行二值化处理，二值化处理后的信号送入处理器(2)。

图5是本发明的并行无跟踪环的PN码同步精测算法流程图。算法在FPGA处理器(2)实现，如图5和图1所示，在同步相关模块(2D)中，将二值化的数字基带信号并行送入的L-1条相关通道，在每条相关通道中，依次产生与发送PN码(2C)相差T_C相位的本地PN码，将其与进入通道的数字基带信号进行相乘运算(等价于负逻辑映射前码元的模2加)，第K条相关通道中经乘法运算后的信号形式为：P_k(t)＝c(t-kT_c)c′(t)d′(t)，由于d′(t)具有全1的前导符，在PN码捕获阶段，取M个前导符，可写成：P_k(t)＝c(t-kT_c)c′(t)，0＜t＜MT_b。然后对P_k(t)离散取样求和，得到每个相关通道的相关值：本实施例中，M为前导符的个数，取M＝2，L为PN码周期，如前述，L＝1023，N为每个码片的采样点数，取N＝10，M×L为求和长度，T_s为采样时间间隔，由于在每个PN码上采样10个点，T_s＝T_c/10＝2.5×10^-9s。在此L-1条相关通道中搜索相关最大值R_i，和相关次大值R_j，根据m序列自相关函数： $R\left(\mathrm{\τ}\right)=L-(L+1)\frac{\left|\mathrm{\τ}\right|}{T_c},$ |τ|≤T_c，进一步求出码片内的相差： $\mathrm{\τ}=\frac{\left(R_i\mathrm{MNL}\right)T_c}{R_j+R_i-2\mathrm{MNL}},$ 则可以精确求得发射信号与所接收到的回应信号的时间延时t_d＝iT_c±τ，当i＜j时，取+号，当i＞j时，取-号。

在数据处理器(2A)中，由t_d调整时钟，产生与接收信号同相的本地PN码(2E)，对接收数据进行解扩，获得无线应答模块的ID号。同时考虑到无线应答模块的处理延时t_a，求出二者之间距离：其中，c是光速。最后将本次测距的时刻、二者间所测的距离、无线应答模块的ID号以及通信控制模块的相关信息按一定的协议处理后送外部数据存储器(7)，从而完成此次测距任务。

通过以上结合附图对本发明实施例的具体描述，此测距方法时间分辨率为2.5×10^-9s，因此，测距精度为0.75m，并考虑井下具体条件，测距范围定为一个PN码周期所持续的时间，即一个数据码的持续时间，光所能传播的距离，则测距范围为装置完成一次测距所需要的时间大致与相关模块处理的时间为同一数量级，不超过100μs。

Claims (10)

1.一种无需精同步的煤矿井下扩频精确测距方法，其特征在于，包括以下步骤：

A.无线应答模块内部固化一ID号作为本模块的标识号码，该ID号预先存储于通信控制模块的外部存储设备中，通信控制模块预先设置一条伪随机(PN)码序列作为扩频码，同一关联区域内的通信控制模块所分配的PN码各不相同；

B.启动测距功能，通信控制模块从存储设备取出欲进行测距的无线应答模块的ID号，编码后经PN码扩频调制和载波调制，作为测距询问信号经功率放大后由定向天线向外辐射；

C.无线应答模块接收到通信控制模块所发出的测距询问信号，将获得的ID号与自身ID号比对，如二者一致，则将所收到的该询问信号进行功率放大，经无线应答模块的固定时延t_a，由天线再次发射出去；如二者不一致，则不予响应；

D.通信控制模块接收到无线应答模块的回应信号，对回应信号进行混频、滤波，剥离载波后形成数字基带信号；

E.通过并行无跟踪环的PN码同步精测算法，快速捕获PN码，获得所接收的PN码和本地PN码的精确相位差，实现接收信号相对于发射信号的延迟时间测量；产生本地解扩码，对接收信号解扩后获得无线应答模块的ID号，测出与此ID号相应的无线应答模块的距离。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤A中，所述的无线应答模块ID号，是最高位为0的十六位二进制数；所述的PN码序列是由10级移位寄存器产生的m序列，码长1023位。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤B中，所述的载波调制采用的是双频率载波调制方式：频率为f_d的载波对含有无线应答模块ID号的扩频信号进行调制，调制后的信号为s_d(t)＝d(t)c(t)cos2πf_dt，其中，d_k为若干位全1的前导符和无线应答模块ID号的双极性不归零码编码序列，T_d是一位数据bit持续时间，c_j为PN序列的第j个码片，T_c是PN码一个码片持续时间，T_d＝1023T_c，P_T(t)是脉宽为T的矩形单位脉冲；频率为f_b的载波对PN码序列进行直接调制，调制后的信号为s_b(t)＝c(t)cos2πf_dt；二者求和后的信号s(t)＝s_d(t)+s_b(t)作为询问信号发出。

4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述步骤C中，无线应答模块采取无搜索跟踪的同步方式对接收信号进行解扩，即先对所接收到的询问信号分路，后进行两路信号互相关运算解扩的方式来获得ID号，分路后的两路信号可分别表示为r_d(t)＝d(t)c(t)cos2πf_dt和r_b(t)＝c(t)cos2πf_dt，将二者相乘后得：r_c(t)＝r_b(t)r_d(t)＝d(t)c²(t)cos2πf_dtcos2πf_bt＝d(t)cos2πf_dtcos2πf_bt，经中频滤波后，得：其中f_I＝f_d-f_b，r(t)经2PSK相干解调器解调，得到询问信号所携带的ID号信息，d(t)表示无线应答模块的ID号，c(t)表示发送PN码，d(t)、c(t)均为无线应答模块接收到的测距询问信号中的数据信息。

5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，所述步骤D包括下列步骤：

D1.由第一级带通滤波器和高频放大器对所接收的信号进行低噪声放大；

D2.由第二级带通滤波器滤除各种镜像频率后，本地振荡器产生的本振信号f_L与接收信号在混频滤波器相乘，通过低通滤波器对接收信号下变频，得到中频信号：r_IF′(t)＝c′(t)d′(t)cos2πf_IFt，其中，c′(t)、d′(t)为无线应答模块发射的回应信号中对应于d(t)、c(t)功率放大后的数据信息，f_IF＝f_d-f_L；

D3.中频放大器将中频信号放大到通信控制模块中处理器的工作电位值，由第三级带通滤波器进一步滤除信号中的干扰和噪声；

D4.经2PSK解调器，得到数字基带信号：r_B(t)＝c′(t)d′(t)；

D5.将数字基带信号进行二值化处理，二值化后的信号送入处理器。

6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述步骤E包括下列步骤：

E1.将二值化的数字基带信号并行送入L-1条相关通道，在每条相关通道中，依次产生与发送PN码相差Tc相位的本地PN码，将其与进入通道的数字基带信号进行相乘运算，第K条相关通道中经乘法运算后的信号形式为：P_k(t)＝c(t-kT_c)c′(t)d′(t)，其中，c(t-kT_c)表示第k条通道中与发送PN码相差kTc相位的本地PN码序列，由于d′(t)具有全1的前导符，在PN码捕获阶段，取M个前导符，可写成：P_k(t)＝c(t-kT_c)c′(t)，0＜t＜MT_b；

E2.对P_k(t)离散取样求和，得到每个相关通道的相关值：其中T_s为采样时间间隔，L为PN码周期，N为每个码片的采样点数，M为前导符的个数，M×L为求和长度；

E3.在L-1条相关通道中搜索相关最大值R_i，和相关次大值R_j，根据m序列自相关函数：|τ|≤T_c，进一步求出码片内的相差：则可以精确求得发射信号与所接收到的回应信号的时间延时t_d＝iT_c±τ，当i＜j时，取+号，当i＞j时，取一号；求出二者之间距离：其中，t_a是无线应答模块的处理延时，c是光速；

E4.由t_d调整时钟，产生与接收信号同相的本地PN码，对接收数据进行解扩，获得无线应答模块的ID号；

E5.将本次测距的时刻、二者间所测的距离、无线应答模块的ID号以及通信控制模块的相关信息处理后送外部数据存储器。

7.一种实现根据权利要求1所述的无需精同步的煤矿井下扩频精确测距方法的装置，包括通信控制模块和无线应答模块，其特征在于，所述的通信控制模块包括定向天线、双工器、发射机、接收机、FPGA处理器、外部数据存储器、有源晶振；FPGA处理器作为通信控制模块的控制器，对无线应答模块的ID号进行编码，同时产生发送PN码，一并送入发射机进行扩频调制和射频调制后，产生询问信号经双工器发射出去；无线应答模块接收到此信号，与自身ID号比对确认身份后，将此询问信号经一固定延时再反射回通信控制模块；接收机接收反射信号进行处理，送入FPGA进行相关运算，获得PN码的相位差和ID号，求出ID号对应的无线应答模块与本通信控制模块的距离；

所述的FPGA处理器，最高工作频率能达到400MHz及以上，具有独立可编程PLL输出；

所述有源晶振提供FPGA工作时钟，所提供的频率为100MHZ；

所述外部数据存储器，存储有无线应答模块的ID号，每次测距的结果一并存储其中，供其它设备使用。

8.根据权利要求7所述的装置，其特征在于，所述的发射机，采用的是双频率载波的调制方式，包括：2个不同频率的射频发生器、扩频调制器、2个射频调制器及功率放大器。

9.根据权利要求7所述的装置，其特征在于，所述接收机，由三级带通滤波器、两级放大器、2PSK解调器和二值化处理电路构成，将接收的信号转化为正电位和负电位所表示的双极性数字基带信号。

10.根据权利要求8所述的装置，其特征在于，所述的无线应答模块，组成包括：双工器、分路器、2个高频放大器、中频滤波器、2PSK解调器、可变延迟器、定时器、数据比较器、开关器、功率放大器，将通信控制模块发给无线应答模块的询问信号经功率放大后反射出去。