CN101310192A

CN101310192A - 处理信号的采样序列

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Publication number: CN101310192A
Application number: CNA2005800520965A
Authority: CN
Inventors: H·瓦利奥; 覃正笛
Original assignee: Nokia Oyj
Current assignee: Nokia Inc
Priority date: 2005-11-18
Filing date: 2005-11-18
Publication date: 2008-11-19
Anticipated expiration: 2025-11-18
Also published as: JP2009516452A; ES2422931T3; EP1949124B1; US20070116098A1; JP4861428B2; TWI408911B; US7830950B2; CN101310192B; EP1949124A1; TW200729762A; TW201347430A; WO2007057722A1

Abstract

一种用于处理信号的采样序列的方法，假定该信号包括由码片序列组成的代码进行调制的载波。该方法包括去除由载波对采样序列造成的影响，并且对采样序列进行下采样(步骤105；步骤205；步骤301)，并且将经下采样的采样序列用作新的采样序列以便进一步处理(步骤108；步骤209；步骤302)。本发明同样涉及相应的处理组件72、相应的电子设备71、相应的系统、相应的软件程序代码和相应的软件程序产品。

Description

处理信号的采样序列

技术领域

本发明涉及一种用于处理信号采样序列的方法，其中信号包括通过扩频码进行调制的载波。本发明同样涉及相应的处理组件、相应的电子设备、相应的系统、相应的软件程序代码和相应的软件程序产品。

背景技术

对于处于其基本形式的扩频通信，数据序列由传输单元使用以调制正弦载波，并且继而将结果信号的带宽扩展到大得多的值。为了扩展带宽，单频载波可以乘以例如高速率二进制伪随机噪声(PN)码序列，该码序列包括值-1和1，该码序列对于接收器是已知的。PN码周期通常包括1023个码片，该术语码片用于指示通过传输信号所传递的代码的比特，其相对于数据序列的比特。

扩频码例如，但不是专用于全球导航卫星系统(GNSS)中。

对于美国GNSS GPS(全球定位系统)，例如，超过20颗卫星环绕地球。每颗卫星传输两个载波信号L1和L2。这些载波信号中的一个L1信号具有1575.42MHz的频率并且用于承载标准定位服务(SPS)的代码信号以及导航消息。L1载波相位由每个卫星利用不同的C/A(粗捕获)码来调制。因此，获取不同的信道用于不同卫星的传输。C/A码是伪随机噪声(PN)码，其对于20.46MHz的标称带宽进行扩展频谱。每1023比特对C/A码进行重复，码的出现时间(epoch)是1ms。利用导航信息以50比特/秒的比特率进一步对L1信号的载波频率进行调制。

需要确定其位置的GPS接收器接收由当前可用卫星传输的信号，并且其基于所包含的不同C/A码来检测和跟踪不同卫星使用的信道。对于卫星信号的捕获和跟踪，GPS接收器的射频(RF)部分接收的信号首先转换为基带。然后，在模数(A/D)转换中对该信号进行采样，并且该采样与可用于所有卫星的复制码的采样相关。例如可以使用匹配的滤波器执行该相关(correlation)。超过阈值的相关值指示C/A码和码相位，所述C/A码和码相位是解扩信号并且因此重新获取导航信息所需要的。

因此，虽然GPS卫星信号包括数据分量、PN分量以及正弦载波分量，但是其他扩展频谱信号可以包括额外的子载波调制。

针对欧洲GNSS GALILEO，例如，已经选择了四个载波信号E5a、E5b、E6和L1。这些载波信号的基本使用类似于上述GPS L1载波信号的使用。然而，使用二进制偏置载波(BOC)调制对正弦载波信号E6和L1的频谱进行扩频，该二进制偏置载波(BOC)由BOC子载波和PN码组成。该调制表示为BOC(n，m)，其中n表示PN码的码片速率并且，m表示频率为1.023MHz的子载波。该BOC子载波还将在下文中简单地称作BOC载波。

对于GALILEO L1载波信号，已经分配了BOC(1，1)调制。图1示出了调制原理。第一个图示出了BOC(1，1)载波随时间的进程。BOC(1，1)载波包括具有交变值+1和-1的子码片，每个子码片具有0.5ms的持续时间。第二个图示出了示例性PN码随时间的进程。PN码包括具有值+1或-1的码片序列，每个码片具有1ms的持续时间。PN码的每个码片的起点与BOC(1，1)载波的上升沿相一致。第三个图示出了BOC(1，1)信号，所述BOC(1，1)信号通过随时间对BOC(1，1)载波与PN码进行混合来获取。

图2是比较使用GALILEO BOC(1，1)调制和使用GPS C/A码调制来扩频载波信号L1的图示。该图示出了载波信号频率在范围从大约-4MHz到+4MHz中的经调制的载波频谱的幅度。可以看到，根据BOC(1，1)调制，信号频带大于C/A码调制的信号频带的两倍。根据BOC(1，1)调制，大部分能量集中于由C/A码调制产生的信号主波瓣两侧的两个主波瓣中。而且由BOC(1，1)调制产生的旁瓣比由C/A码调制产生的旁瓣强壮。C/A码调制和BOC(1，1)调制的能量分布在下表中示出：

	主波瓣	第一阶波瓣	第二阶波瓣
	主波瓣	第一阶波瓣	第二阶波瓣	C/A	90％	4.9％(2×2.4％)	1.7％(2×0.84％)
BOC(1，1)	86％(2×43％)	7.1％(2×3.6％)	2.7％(2×1.33％)	C/A	90％	4.9％(2×2.4％)	1.7％(2×0.84％)

同样可以通过匹配的滤波器实现BOC(1，1)信号捕获。为此，对接收的RF信号进行下变频和采样。为了在很大程度上使用信号能量并且最小化重叠干扰，采样率应该足够高以覆盖第一阶旁瓣。最小采样率应该是每个码片4个采样(复式)，其对应于每个子码片2个采样(复式)。图3是由此类BOC(1，1)信号产生的典型匹配滤波器输出的图示。

基于BOC(1，1)信号的信号捕获的劣势在于BOC(1，1)调制使需要的采样率加倍并且因此使需要的相关器数目加倍。在整个捕获链中使用较高的采样率，从而限制了当信号位于相关器的复制码对准(alignment)之间时准确度的降低。结果，硬件复杂度将高于非BOC信号的硬件复杂度大约四倍。

针对GALILEO E6载波信号，已经分配了BOC(10，5)调制。BOC(10，5)调制是BOC(n，m)调制的示例，其中n＝2m。对于此类BOC调制，码片和子码片之间的关系与针对BOC(2，1)的相同。

图4示出了用于代表性BOC(2，1)调制的调制原理。第一个图示出了BOC(2，1)载波随时间的进程。BOC(2，1)载波包括具有交变值+1和-1的子码片，每个子码片具有0.25ms的持续时间。第二个图示出了示例性PN码随时间的进程。PN码包括具有值+1或-1的码片序列，每个码片具有1ms的持续时间。PN码的每个码片的起点与BOC(2，1)载波的上升沿相一致。第三个图示出了随时间的BOC(2，1)调制，其通过混叠BOC(2，1)载波与PN码来获取。

图5是比较使用GALILEO BOC(2，1)调制和使用GPS C/A码调制扩展载波信号L 1的图示。该图示出了载波信号频率在范围从大约-8MHz到+8MHz中的经调制载波频谱的幅度。可以看到，根据BOC(2，1)调制，为了覆盖BOC(2，1)信号的两个主波瓣，最小带宽是±3MHz。针对BOC(2，1)的最小可用采样率是4MHz(复式)并且如果对第一旁瓣也感兴趣，则应该使用8MHz的采样率。根据8MHz的采样率，需要的捕获硬件复杂度将甚至显然高于4MHz采样率的捕获硬件复杂度。

应该理解，包括由扩频码调制的载波或子载波的其他信号的处理同样可能需要相对高的硬件复杂度。

由于BOC信号在载波频率的两侧上是对称信号，所以可以使用双频带接收器结构从而减少将由匹配的滤波器或相关器处理的带宽。在图6中示出了相应的捕获。将对称信号60一方面提供到上边带滤波器61，并且在另一方面提供到下边带滤波器65。上边带滤波器61向下变频器62提供上边带信号从而进行下变频。然后，将经下变频的信号提供给第一匹配的滤波器或第一相关器组(bank)63。下边带滤波器65向第二下变频器66提供下边带信号从而进行下变频。然后，将经下变频的信号提供给第二匹配的滤波器或第二相关器组67。然后，两个匹配的滤波器或两个相关器组63、67的输出由加法器69相加以获得最终的相关结果。

该方法对于宽扩频信号是有效的，诸如BOC(5，1)信号，因为可以在用于每个边带的边带滤波中获得窄基带信号。然而，例如对于BOC(1，1)信号，优势是不明显的，因为两个边带彼此接近，由于涉及到滤波器损耗，并且由于在多普勒环境中重叠干扰可能很高。

文档EP 1315308A1提出了信号跟踪单元，其使用BOC调制的子载波消除，从而提供了更加鲁棒的对接收的无线信号的跟踪。该消除基于子载波与子载波的副本在相位和正交性上的相乘。

而且，高采样率防止了有效的处理。

发明内容

本发明支持信号的更有效的处理，该信号包括由扩频码调制的载波。

提出了一种用于处理信号采样序列的方法。假定该信号包括由码片序列组成的代码所调制的载波。该提出的方法包括：

a)去除载波对该采样序列的影响并且对采样序列进行下采样；以及

b)将经下采样的采样序列用作用于进一步处理的新的采样序列。

而且，提出一种用于处理信号的采样序列的处理模块。再次假定该信号包括由码片序列组成的代码所调制的载波。所提出的处理模块包括：载波去除和下采样部分，其适于去除载波对采样序列的影响并且对采样序列进行下采样。所提出的处理模块进一步包括处理组件，其适于将由载波去除和下采样部分提供的经下采样的采样序列用作用于进一步处理的新的采样序列。

而且，提出一种电子设备，其包括这种处理模块。

而且，提出一种系统，其包括这种电子设备。

而且，提出一种用于处理信号的采样序列的软件程序代码。假定该信号包括由码片序列组成的代码所调制的载波。当该软件程序代码由处理单元执行时，其适于实现所提出的方法。

最后，提出一种存储这种软件程序代码的软件程序产品。该软件程序产品可以例如是独立存储器、集成在电子设备中的存储器、具有在其中缓存用于执行的软件程序代码的缓存器的处理单元等。

本发明基于以下考虑，一旦已经去除了载波，则可以以降低的采样率来处理包括由扩频码调制的载波的采样序列。

因此，提出执行载波去除，其伴有对采样序列进行下采样。

本发明的优势在于降低的采样率可以用于降低后续处理步骤的处理功率。例如，如果时钟速率是一半，则相关硬件的功耗大约是一半。可选地，降低的采样率可以用于例如增加后续处理组件硬件的时间复用，其表示减少了所需的硬件并且因此减小了所需的硅面积。

载波去除和下采样可以实现为连续操作或实现于单个过程中。

在第一示例性方法中，采样序列可以与已知载波的相应采样相乘以获取载波去除采样序列。然后，可以对该采样序列进行下采样。

第二示例性方法基于以下思想，包括经调制载波的信号采样显示出规律性，其可以通过以合适的方式合并多个后续采样中的各自后续采样而用于简单的载波去除，使得作为结果的序列是新的、无载波的序列。在这第二方法中，可以以至少等于载波频率并且至少是代码的码片速率的两倍的采样率从信号中获取采样。然后，可以在单个处理步骤中通过合并预定数目的采样序列的各自的后续采样来执行载波去除和下采样，以获取合并值的序列、即经下采样的采样序列。

在该第二方法的一个实施方式中，各自的合并值落入预定范围之内或预定范围之外。那么，提出的方法可以进一步包括前述步骤b)的后续步骤：如果合并值落入所述预定的范围之内，则将该采样序列平移一个采样并且合并预定数目的经平移的采样序列的各自后续采样以获取合并值的序列。该步骤考虑了以下事实，即根据或多或少地符合进一步处理资格的可用信号的相位，合并采样可以导致不同的合并值序列。必须指出，中间步骤可以在多个采样的每次合并之后或仅在已经合并了采样序列的所有采样之后生效。

如果分别合并了具有值+1或-1的两个后续采样，则预定范围可以包括例如仅单个零值。即，认为仅合并值的序列不包括任何零值。

在第二方法的另一个实施方式中，所提出的方法包括另一步骤，即将采样序列平移一个采样以及合并预定数目的经平移的采样序列的各自后续采样，从而获取另一合并值的序列。在这种情况下，步骤b)可以包括将合并值的序列以及另一合并值的序列用作用于进一步处理的各自新的采样序列，其中已经去除了载波的影响。然后可以将经处理的合并值的序列和经处理的另一合并值的序列合并为单个的值序列。应该理解，可以例如通过相同的载波去除组件顺次地或并行地执行原始序列的采样与经平移的序列的采样的合并。还应该理解，也可以执行额外的原始序列平移和合并操作。还应该理解，对合并值的两个序列的进一步处理可以由相同的处理组件顺次地执行或由专用处理组件并行地执行。该实施方式具有以下优势，即如果需要，则在没有载波去除的情况下，导致进一步处理的值的数目可以是相同的。

在第二方法的两个实施方式中，合并各自后续采样可以包括例如合并各自两个后续采样。然而，应该指出特别是，通过更高的采样率，还可以合并更多的采样。

如果通过合并操作来执行载波去除和下定标(downscale)，则该合并可以适当地适用于各个载波、各个代码、码片速率和载波频率之间的比率以及使用的采样率。

步骤b)中的进一步处理可以包括例如信号捕获，其例如包括使用匹配的滤波器和/或相关器进行解码。

该码例如可以是伪随机噪声码，并且该载波例如可以是二进制偏置载波，比如BOC(n，n)或BOC(2n，n)。

例如，信号还可以源自GNSS信号，使用经调制的载波对其进行调制。

如果将本发明用于GALILEO信号，例如，存在另一优势，即在去除BOC调制之后，用于GALILEO和GPS的大部分PN码属性变得相同。这允许简化接收器结构并且降低对合并GPS/GALILEO接收器的硬件要求。

应该理解，所提出的处理模块和所提出的软件程序代码可以适于执行任何所述实施方式的步骤。

附图说明

本发明的其他目的和特征将从结合附图考虑的以下详细描述中变得明显。

图1是示出了BOC(1，1)调制的图示；

图2是比较利用C/A码调制和利用BOC(1，1)调制产生的L1频谱的图示；

图3是示出了由BOC(1，1)信号产生的匹配的滤波器输出的图示；

图4是示出了BOC(2，1)调制的图示；

图5是比较利用C/A码调制和利用BOC(2，1)调制产生的L 1频谱的图示；

图6是示出使用双边带接收的信号捕获的示意性图示；

图7是根据本发明实施方式的系统的示意性框图；

图8是图7的系统中的GALILEO接收器的第一示例性实施方式的示意性框图；

图9是示出了图8的接收器中的操作的流程图；

图10是示出了对BOC(1，1)信号进行采样的图示；

图11是示出了在图8的接收器中的示例性BOC(1，1)载波去除的图示；

图12是示出了图8的接收器中的另一操作的流程图；

图13是示出了在图8的接收器中的示例性BOC(2，1)载波去除的图示；

图14是图7的系统中的GALILEO接收器的第二示例性实施方式的组件的示意性框图；

图15是示出了图14的接收器中的操作的流程图；以及

图16是示出了图14的接收器中产生的匹配的滤波器输出的图示。

具体实施方式

图7是示例性系统的示意性框图，根据本发明的实施方式，该系统支持载波去除并且从而支持所需的处理能力的降低。

该系统包括移动台71、GALILEO卫星(SV)75和用网元77代表的移动通信网络。

移动台71包括GALILEO接收器72和蜂窝引擎73。

图8示出了GALILEO接收器72的选定组件。GALILEO接收器72包括天线80，其经由RF滤波器81连接至下变频混频器82。下变频混频器82进一步经由A/D转换器83连接至BOC载波去除和下采样部分84。BOC载波去除和下采样部分84的输出连接至匹配的滤波器85。将匹配的滤波器85的输出提供给信号捕获和数据解调单元86。最后，信号捕获和数据解调单元86连接至某导航处理器87。必须指出，可以提供额外的处理组件，例如消除由于多普勒效应引起的频率误差的混频器等。而且，可以以不同的方式实现某些所示出的组件。例如，可以使用相关器组代替匹配的滤波器85。通常，GALILEO接收器72可以对应于任何传统的GALILEO接收器72，除了BOC载波去除和下采样部分84以外，添加该部分用于实现本发明的实施方式。而且，GALILEO接收器72可以以硬件和/或软件实现。例如，为了捕获并且跟踪从GALILEO卫星75接收的信号，可以通过在软件代码的控制下的硬件来执行包括相关任务的信号测量任务，其中软件代码由GALILEO接收器72的处理单元执行。

移动台71的蜂窝引擎73是模块，其包括移动电话71和移动通信网络之间的传统移动通信所需的所有组件，并且该模块还可以使用附加的功能来增强。蜂窝引擎73例如可以包括数据处理单元，其能够基于GALILEO接收器72提供的导航数据和测量结果来代替GALILEO接收器72执行导航处理。而且，它可以适用于管理将导航数据、测量结果或导航处理结果转发至移动通信网络以便进一步使用。

移动通信网络的网元77可以是任何传统网元77。移动通信网络的网元77包括处理单元78，其同样可以适于基于GALILEO接收器72提供的并且由蜂窝引擎73转发的导航数据和测量结果来执行导航处理。可选地或附加地，处理单元78可以通过提供辅助数据来适于支持GALILEO接收器72的操作。

现在，将参考图9的流程图描述图7和图8的在GALILEO接收器72处使用BOC(1，1)调制的可能发生的GALILEO信号的捕获。

GALILEO接收器72经由其天线80接收卫星信号(步骤101)。

首先，在选定GALILEO频带中，例如在与载波信号L1相关的频带中，由RF滤波器81对接收的信号进行滤波(步骤102)。

然后，由混频器82将经滤波的信号下变频为中间频率IF(103)。

A/D转换器83将模拟的经下变频的信号转换到数字域，为此，该A/D转换器83以4MHz的采样率对该模拟信号进行采样(步骤104)。

A/D转换器83输出以下采样序列X：

X＝{x₁，x₂，x₃，x₄，x₅，x₆，…} (1)

该采样还在图10中示出。图10是示出随时间的BOC(1，1)信号的图示。该信号在值+1和-1之间交变。指示了码片和子码片的持续时间。选定4MHz的采样率导致每个码片四个采样或每个子码片两个采样。指示了采样X_4n+1到X_4n+4。接下来，由BOC载波去除和下采样部分84执行BOC载波去除(步骤105到步骤107)。

BOC载波去除基于以下考虑。

在BOC(1，1)载波中，两个相邻采样的符号是相同的或是彼此相反的。而且，如果两个相邻采样具有相同的符号，则接下来的两个相邻的采样也具有相同的符号，符号仅在相反的方向上。因而，如果序列X中的两个相邻的采样具有相同的符号，则接下来的两个相邻的采样具有相同的符号。在PN码的用例中，符号可以在相反的方向上或可以不在相反的方向上。如果BOC(1，1)载波的两个相邻的采样具有不同的符号，则接下来的两个相邻的采样也具有不同的符号，这两个相邻的采样仅具有逆向关联(reversed association)。如果序列X中的两个相邻的采样具有不同的符号，那么接下来的两个相邻的采样也可以具有不同的符号，这两个相邻的采样可能具有逆向关联。

如果序列X的第一两个相邻采样和各自的接下来的两个相邻采样具有相同的符号，则将给出定义的第一用例A。如果从第一两个相邻采样开始的序列X的任何连续的两个相邻的采样具有不同的符号，则将给出定义的第二用例B。

此外，如果序列X向后或向前平移了一个采样，则用例A和用例B交换它们的位置。因此，仅考虑两个可能的用例。

可以通过将每四个连续采样作为一组对输入序列X的采样进行分组：

X＝{[x₁，x₂，x₃，x₄]，…，[x_4n+1，x_4n+2，x_4n+3，x_4n+44]，…}(n＝0，1，2，3，…) (2)

然后，通过应用以下的等式组来执行BOC(1，1)信号的解调：

Y＝{[y₁，y₂]，…，[y_2n+1，y_2n+2]，…}

其中

y_2n+1＝(x_4n+1+x_4n+2)/2 (n＝0，1，2，3，…)

y_2n+2＝-(x_4n+3+x_4n+4)/2 (3)

即，通过相加而分别合并两个连续的采样x_i，并且将作为结果的和除以二。而且，可轮流地用正负符号提供结果以获取采样y_i。作为结果的采样y_i形成新的序列Y(步骤105)。

对于新序列Y，检查它是否包括具有等于零值的采样y_i(步骤106)，这仅可以发生在上述定义的用例B情况中。如果没有检测到具有零值的采样y_i，则为了进一步处理立即提供新序列Y。如果检测到具有零值的采样y_i，则整个序列X向后或向前平移一个采样(步骤107)，从而获取用例A情况，并且重新开始合并(步骤105)。提供导致新合并的序列Y用于进一步处理。

提供用于进一步处理的序列Y是已经将其中的BOC载波去除了的序列。而且，将采样率减去二为2MHz。然而，将保证输出准确度与原始数据率中的相同。等式(3)还用作低通滤波器。这在噪声环境中对数据进行下采样以减小噪声带宽时是重要的。

利用图11示出的示例更详细地示出了BOC载波去除。

在图11中，第一行示出了持续时间为4ms的BOC(1，1)载波。

第二行示出了长为BOC(1，1)载波的子码片持续时间的两倍的码片持续时间的示例性PN码。

第三行示出了BOC(1，1)信号，即，BOC(1，1)载波和PN码的合并。这对应于提供给A/D转换器83的信号。

第四行示出了在A/D转换器83中获取用于此BOC(1，1)信号的数据采样序列X。如上所述，每个子码片存在两个采样。示出的序列是{(+1+1-1-1)(-1-1+1+1)(+1+1-1-1)(-1-1+1+1)(-1-1...}

在步骤105中，等式(3)应用于针对BOC载波去除的该序列X。由于对于PN码，每个码片存在四个采样，这样应用该等式的序列的任意开始点可以是码片的第一采样、码片的第二采样、码片的第三采样或码片的第四采样。

这四种可能的情况分别在图11的第五行到第八行中示出作为用例A、B、A’和B’。

在图11中可以看到，在用例A和用例A’中，所有合并结果是+1或-1。更特别地，去除了BOC(1，1)载波并且恢复了PN码。在用例A和用例A’之间仅存在符号差异，这对应于180°的恒定相位平移。因此针对PN解码，可以认为用例A和用例A’是相同用例。

对于用例B和B’，合并结果还包括零值。如果不存在PN编码，则所有结果将等于零。输出是PN码的差分(differential)。

在图9的步骤105中，过程如下：

如果BOC载波去除从用例A或用例A’开始，则应该指出在步骤106中合并结果不包括任何零值。因此为了进一步使用，立即提供作为结果的序列Y。

如果BOC载波去除从用例B或用例B’开始，则应该指出在步骤106中合并结果包括零值。因此不针对进一步使用提供新的序列Y。可代替的，将序列X平移一个采样，并且合并处理从经平移的序列X重新开始。

由经平移的序列产生的新序列Y将自动是用例A和用例A’，并且提供新序列Y以便进一步使用。必须注意，导致用例B的第一序列Y还可以用于增强信号，但是在示出的示例性实施方式中忽略了它。

通过匹配的滤波器85在各种相位平移处比较序列Y和可用复制码，新序列Y可以用于传统PN码解码(步骤108)。

由于降低的采样率，在没有BOC调制的情况下，需要的最大计算功率仅是常规PN解码器的两倍。

一旦通过匹配的滤波器操作确定了代码相位，则可以对数据进行解调以便提取导航数据(步骤109)并且将该导航数据用于例如定位计算范畴(步骤110)。

例如，由接收器72的、蜂窝引擎73的或网元77的处理器单元所执行的应用可以确定由多个卫星75传输的代码的传输时间，尤其是基于解码导航消息中的数据以及PN码的出现时间和码片的计数。接收器处72的信号的传输时间和测量的到达时间允许确定信号从各卫星75传播到接收器72所需的飞行时间。将该飞行时间与光速相乘，这可以转换为接收器72和各卫星75的之间的距离或范围。而且，该应用尤其可以基于经解码的导航消息中的星历表参数来估计传输时间卫星75的位置。然后，所计算的距离以及所估计的卫星75的位置允许计算接收器72的当前位置，因为接收器72位于距离一组卫星75的范围的交叉点处。

通常，接收的GALILEO信号的捕获可以用传统方法执行，除了BOC载波去除步骤105-107，添加这些步骤用于实现本发明的实施方式。

可以在仿真中评估多普勒频率效应对所述BOC载波去除的影响。为此直接匹配的滤波器输出可以用作与本方法产生的匹配的滤波器输出进行比较的参考。可以基于捕获概率以及时间分辨率比较两种方法的仿真结果，即，延迟估计的准确度。如果峰值检测用于该捕获，则看起来两个方法得到相同的结果。该仿真显示，当将多普勒频移从零变为±π时，两种方法的输出峰值精确地一致。这意味着多普勒效应对于两种方法是相同的。然而，如果替代地使用三角测量，则所述方法优于直接MF滤波器方法。更具体地，如果在应用匹配的滤波器之前去除了BOC载波，则在噪声环境中看来三角性质保持得更好。

在上述示例中考虑的BOC(1，1)调制基于1MHz的PN码码片频率。基本BOC(1，1)调制实际上代表所有BOC(n，m)调制，其中n＝m。即，码片和子码片关系以及结构与这些调制(如与BOC(1，1)调制)都是相同的。仅有的差异是基本码片速率。因此针对BOC(1，1)载波去除的所述方法可以直接应用于任何BOC(n，m)信号，其中n＝m，例如BOC(2，2)信号。

应该进一步理解，根据本发明的载波去除也可以用于其他BOC调制。在每个组中的采样的分组和采样的合并必须仅以合适的方式采用。

现在将参考图12的流程图描述使用具有n＝2m的BOC(n，m)调制(例如BOC(10，5)调制)的GALILEO信号的可能捕获。也可以在图7和图8的GALILEO接收器72中实现该捕获。在该用例中，图8中的BOC载波去除和下采样部分84仅必须设计为使得其可替换地支持具有n＝2m的BOC(n，m)调制，或者除了支持例如BOC(1，1)的具有n＝m的BOC(n，m)调制之外，还支持具有n＝2m的BOC(n，m)调制。

对于具有n＝2m的BOC(n，m)调制，码片和子码片关系对于BOC(2，1)调制来说总是相同的。因此，下文将仅考虑BOC(2，1)调制，其代表具有n＝2m的所有可能的BOC(n，m)调制。

GALILEO接收器72经由其天线80接收卫星信号(步骤201)。

首先，在选定GALILEO频带中，例如在与载波信号E6相关的频带中，由RF滤波器81对接收的信号进行滤波(步骤202)。

然后，由混频器82将经滤波的信号下变频为中间频率IF(203)。

A/D转换器83将模拟的经下变频信号转换到数字域，为此，该A/D转换器83对该模拟信号进行采样(步骤204)。为了覆盖BOC(2，1)信号的两个主波瓣，最小带宽是±3MHz。针对BOC(2，1)的最小可用采样率是4MHz(复式)，并且如果对第一旁瓣也感兴趣，则应该使用8MHz的采样率。在示出的示例中，选定4MHz采样率。然而，应该理解，该原则也可以扩展到其他采样率。

再次以序列表示采样结果：

X＝{x₁，x₂，x₃，x₄，x₅，x₆，…}

接下来，由BOC载波去除和下采样部分84执行BOC载波去除(步骤205到步骤208)。

BOC载波去除基于以下考虑。即，针对BOC(2，1)载波去除也仅考虑两个用例A和用例B。两个用例共享相同的输入采样的数据序列，但是彼此相差一个采样(后或前)。在输入序列X中，将各自两个相邻的采样分组如下：

X＝{[x₁，x₂]，…，[x_2n+1，x_2n+2]，…}(n＝0，1，2，3，…) (4)

在用例A中，序列X的所有组中的两个采样具有不同的符号。在用例B中，不论何时出现PN码，在序列X的某些组中的采样都具有相同的符号。

然后，BOC载波可以通过应用下列等式去除：

Y＝{y₁，y₂，y₃，…}

其中

y_n＝(x_2n+1-x_2n+2)/2 (n＝0，1，2，3，…) (5)

即，通过相减分别合并两个连续的采样，并且将作为结果的差除以二。作为结果的采样y_i形成新序列Y(步骤205)。

在两个采样x_i、x_i+1的每个合并之后，检查该结果是否等于零(步骤206)，这仅可能出现在用例B中。只要没有检测到零的结果，则使用下一个相邻采样继续进行合并(步骤207、205)。然而，一旦检测到零结果，则整个序列X向前或向后平移一个采样，从而获得用例A情况(步骤208)，并且合并从非常靠前的位置重新开始(步骤205)。

作为结果的合并值的序列Y是其中已经去除了BOC载波的序列。而且，采样率减小二。数据流速率现在可以进一步用二来下采样。仍然将保证输出准确度与原始数据速率中的相同。

用图13中示出的示例更详细地示出了BOC(2，1)载波去除。

在图13中，第一行示出了持续时间为4ms的BOC(2，1)载波。

第二行示出了长为BOC(2，1)载波的子码片持续时间的四倍的码片持续时间的示例性PN码。

第三行示出了BOC(2，1)信号，即，BOC(2，1)载波和PN码的合并。这对应于提供给A/D转换器83的信号。

第四行示出了在A/D转换器83中针对此BOC(2，1)信号而获取的数据采样序列X。根据选定采样率，每个子码片存在一个采样。示出的序列是{(+1-1+1-1)(-1+1-1+1)(+1-1+1-1)(-1+1-1+1)(-1+1...}

在步骤205中，等式(5)应用于序列X用于BOC(2，1)载波去除。由于对于PN码，每个码片存在四个采样，并且对于应用该等式的任意开始点可以是码片的四个采样中的任两个。然而，在该用例中，码片的前两个采样将总是与码片的后两个采样相同。因此，仅需要考虑序列从码片的第一或第二采样开始的情况。

这两种情况分别在图13的第五行和第六行示出作为用例A和用例B。

在图13中可以看到，在用例A中，所有合并结果是+1或-1。更具体地，去除了BOC(2，1)调制并且恢复了PN码，每个码片由两个连续的、等值的数据采样表示。如上所指示，因此，数据流的速率可以进一步用二来下采样。

对于用例B，如果在BOC(2，1)信号中存在PN码，则合并结果也包括零值。

在图12的步骤205中，因此过程如下：

如果BOC载波去除从用例A开始，则处理整个序列(步骤206、205)并且将其作为新序列Y提供以便进一步使用。

如果BOC载波去除从用例B开始，则应该指出，在步骤206的某些时间点处，在本示例中的第二合并之后，合并结果具有零值。因此中断合并处理，序列X平移一个采样(步骤208)，并且合并处理以经平移的序列X重新开始(步骤205)。

然后，经平移的序列的结果将是用例A并且将其作为新序列Y提供以便进一步使用。

通过匹配的滤波器85在各种相位平移处比较序列Y和可用复制码，新序列Y可以用于传统PN码解码(步骤209)。一旦通过匹配的滤波器操作已经确定了代码相位，则可以取回导航数据(步骤210)并且将该导航数据例如用于定位计算范畴(步骤211)，例如参考步骤109和110的上文描述。

根据参考图9和图12描述的BOC去除，相较于对没有BOC去除的信号进行处理的匹配的滤波器，此匹配的滤波器仅输出一半数目的相关值，因为输入采样的数目除以二。在某些用例中，尽管可能希望具有全部数目的可用相关值。

这可以通过图7的GALILEO接收器72的可替换实现来获得。

图14通过示例方式示出了此类可替换的GALILEO接收器72的选定组件。该GALILEO接收器72也包括天线、RF滤波器、下变频混频器以及A/D转换器，未示出以上组件。A/D转换器的输出并行连接至第一BOC载波去除和下采样部分91并且连接至第二BOC载波去除和下采样部分92。第一BOC去除部分91的输出经由第一匹配的滤波器或相关器93连接至合并器95。第二BOC载波去除和下采样部分92的输出经由第二匹配的滤波器或相关器94连接至合并器95。合并器95的输出连接至信号捕获和数据解调单元96。信号捕获和数据解调单元96可以再次连接至某导航处理器(未示出)。

现在，将参考图15的流程图描述使用此可替换实现的GALILEO信号的可能捕获。

如参考图9和图12所描述的对卫星信号进行接收、滤波、下变频并且将其转换到数字域，这再次产生了以下采样序列X：

X＝{x₁，x₂，x₃，x₄，x₅，x₆，…}

根据使用的是BOC(n，n)还是BOC(2n，n)调制，第一BOC载波去除和下采样部分91通过对该采样序列X应用等式(3)或(5)来执行BOC载波去除(步骤301)。将作为结果的值提供给第一匹配的滤波器或相关器93(步骤301)。

此外，序列平移一个采样(步骤303)。根据使用的是BOC(n，n)还是BOC(2n，n)调制，第二BOC载波去除和下采样部分92通过对该经平移的采样序列X应用等式(3)或(5)来执行BOC载波去除(步骤301)。将作为结果的值提供给第二匹配的滤波器或相关器94(步骤305)。

通过合并部分95合并第一匹配的滤波器或相关器93的输出和第二匹配的滤波器或相关器94的输出(步骤306)。

然后，可以以传统的方式将作为结果的合并相关值用于信号捕获等。

图16a-16c示出了一方面由图9和图12的方法产生的匹配的滤波器输出和另一方面由图15的方法产生的合并匹配的滤波器输出之间的差异。

图16a示出了常见的三角形，其中峰值指示的是在信号没有BOC调制的情况下在PN码和可用复制码之间的代码平移。

该三角形还表示由图19和图12所示方法产生的匹配的滤波器输出。

而且，图16a表示了图15的方法中的匹配的滤波器93或94的输出，其管理上文定义的‘用例A’。图16b表示了图15的方法中各自另一个匹配的滤波器或相关器93或94中的输出，其管理上文定义的‘用例B’。图16c表示了匹配的滤波器或相关器93或94中的合并输出，即，合并部分95的输出。

可以看到，合并输出对应于图3中示出的传统的N点匹配的滤波器输出。如果图3中示出的传统的N点匹配的滤波器输出分为两组，则一组是按照输出序列中的其奇数并且一组按照其偶数，两个作为结果的N/2点匹配的滤波器输出实际分别等价于图16a和16b中示出的输出。因此，如果需要，可以将它们合并以形成N点直接MF输出，如图16c中所示。

最终，可以以图14的实施方式获得的对功率或硅面积的节省将通过示例的方式说明，其中BOC(1，1)调制的信号具有1MHz方波子载波和具有长度为4092个码片的扩频码以及1MHz的码片率(chipping rate)。在传统的BOC接收器中，4MHz的采样率在整个捕获链上使用。这意味着运行在4MHz的全部16368个相关器需要捕获信号。

在图14的实施方式中，去除了BOC载波并且同时降低了采样率。这部分还应该运行在4MHz的采样率上。必须指出，仅需要两个偏置，因为不需要知道相关乘法之后的末端结果是否反相(inverted)，因为可以通过在非相关加法之前仅采用作为结果的复式信号的绝对值(即幅度)来消除该反相。在载波去除之后，在两个分支中，采样率仅是2MHz。这意外着，全部16368个相关器仍需要覆盖整个码，即两个分支中的2*4092个相关器，从而不损失太多信号。尽管这些相关器现在以2MHz的采样率运行。现在可以将该较低采样率用于功率节省，或如果仍旧使用4MHz的较高的时钟频率，在载波去除之后用于处理的任何硬件可以是时分复用的，这意味着需要更少的硬件并且节省了硅面积。

应该指出，所描述的实施方式仅组成了本发明的各种可能实施方式中的一些实施方式。尤其是，该载波去除还可以针对在除GALILEO之外的另一个系统中使用的BOC信号实现，或甚至针对使用除BOC载波之外的另一个载波的信号实现。

Claims

1.一种用于处理信号的采样序列的方法，其中信号包括由码片序列组成的代码所调制的载波，所述方法包括：

a)去除所述载波对所述采样序列的影响并且对所述采样序列进行下采样(步骤105；步骤205；步骤301)；以及

b)将所述经下采样的采样序列用作新的采样序列以便进一步处理(步骤108；步骤209；步骤302)。

2.根据权利要求1所述的方法，其中以采样率从所述信号中获取所述采样，其中所述采样率至少等于所述载波的频率并且至少是所述代码的码片速率的两倍，并且其中所述去除和下采样包括合并预定数目的所述采样序列的各自后续采样以获取合并值的序列作为所述经下采样的采样序列(步骤105；步骤205；步骤301)。

3.根据权利要求2所述的方法，其中各自合并值落入预定范围内或预定范围以外(步骤105；步骤205)，所述方法进一步包括前述步骤b)的后续步骤：

-如果合并值落入所述预定范围内，则将所述采样序列平移一个采样并且合并预定数目的所述经平移的采样序列的各自后续采样，以获取合并值的序列(步骤106/107；步骤206/208)。

4.根据权利要求3所述的方法，其中所述预定范围仅包括单个零值。

5.根据权利要求2所述的方法，进一步包括将所述采样序列平移一个采样(步骤303)并且合并预定数目的所述经平移的采样序列的各自后续采样以获取合并值的另一序列(步骤304)，其中步骤b)包括将所述合并值的序列和所述合并值的另一序列用作各自新的采样序列以便进一步处理，其中已经去除了由所述载波造成的影响(步骤302、305)，并且将所述经处理的合并值的序列和所述经处理的合并值的另一序列合并为单个值的序列(步骤306)。

6.根据权利要求2所述的方法，其中所述合并各自后续采样的步骤(步骤105；步骤205；步骤301)包括合并各自的两个后续采样。

7.根据权利要求2所述的方法，其中所述载波是二进制偏置载波，并且其中所述代码是伪随机噪声码。

8.根据权利要求7所述的方法，其中所述二进制偏置载波是BOC(n，n)，其中n为自然数，其中所述采样率是所述伪随机噪声码的每个码片四个采样，所述采样序列由X＝{x₁，x₂，x₃，x₄，x₅，x₆，…}表示，并且其中通过在所述采样序列上应用以下等式来执行所述合并：

Y＝{[y₁，y₂]，…，[y_2n+1，y_2n+2]，…}

其中

y_2n+1＝(x_4n+1+x_4n+2)/2

(n＝0，1，2，3，…)

y_2n+2＝-(x_4n+3+x_4n+4)/2

Y是合并值的所述序列。

9.根据权利要求2所述的方法，其中所述二进制偏置载波是BOC(2n，n)，其中n为自然数，其中所述采样率是所述伪随机噪声码的每个码片四个采样，所述采样序列由X＝{x₁，x₂，x₃，x₄，x₅，x₆，…}表示，并且其中通过在所述采样序列上应用以下等式来执行所述合并：

Y＝{y₁，y₂，y₃，…}

其中

y_n＝(x_2n+1-x_2n+2)/2 (n＝0，1，2，3，…)

Y是合并值的所述序列。

10.根据权利要求1所述的方法，其中步骤b)中的所述进一步处理包括使用匹配的滤波器和相关器(85；93，94)中的至少一个进行解码。

11.根据权利要求1所述的方法，其中所述信号源自全球导航卫星系统信号，所述信号是利用所述经调制的载波而进行调制的。

12.一种处理模块(72)，用于处理信号的采样序列，其中信号包括由码片序列组成的代码所调制的载波，所述处理模块(72)包括：

-载波去除和下采样部分(84)，适于去除所述载波对所述采样序列的影响并且对所述采样序列进行下采样；以及

-处理组件，适于将由所述载波去除和下采样部分(84)提供的经下采样的采样序列用作新的采样序列以便进一步处理。

13.一种电子设备(71)，包括根据权利要求12所述的处理模块(72)。

14.一种系统，包括根据权利要求13所述的电子设备(71)。

15.一种软件程序代码，用于处理信号的采样序列，其中信号包括由码片序列组成的代码所调制的载波，所述软件程序代码适于在其由处理单元执行时实现以下内容：

-去除所述载波对所述采样序列的影响并且对所述采样序列进行下采样(步骤105；步骤205；步骤301)；以及

-将所述经下采样的采样序列用作新的采样序列以便进一步处理(步骤108；步骤209；步骤302)。

16.一种软件程序产品，其中存储了根据权利要求15所述的软件程序代码。