JP4861428B2 - 信号のサンプル・シーケンスの処理 - Google Patents

Description

本発明は、拡散符号によって変調されているキャリアを含む信号のサンプル・シーケンスを処理する方法に関する。本発明は、対応する処理コンポーネントと、対応する電子デバイスと、対応するシステムと、対応するソフトウェア・プログラム・コードと、対応するソフトウェア・プログラム製品とに等しく関する。

基本的な形態のスペクトル拡散通信では、伝送ユニットによりデータ・シーケンスが使用されて正弦キャリアが変調され、続いて、結果として生じた信号の帯域幅がはるかに大きな値に拡散される。帯域幅を拡散するために、単一周波数キャリアに、例えば、−１および１の値を含む高速バイナリ擬似ランダム雑音（ＰＮ：ｐｓｅｕｄｏ−ｒａｎｄｏｍ ｎｏｉｓｅ）符号シーケンスを乗算することも可能であり、この符号シーケンスは受信機に知られている。ＰＮ符号期間には通常１０２３チップが含まれている。このチップという言葉は、データ・シーケンスのビットとは対照的に、伝送信号によって伝達される符号のビットを示すのに使用される。

拡散符号は、例えば全地球的航法衛星システム（ＧＮＳＳ：Ｇｌｏｂａｌ Ｎａｖｉｇａｔｉｏｎ Ｓａｔｅｌｌｉｔｅ Ｓｙｓｔｅｍｓ）で使われているが、これに限られない。

例えば、米国のＧＮＳＳ ＧＰＳ（Ｇｌｏｂａｌ Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ Ｓｙｓｔｅｍ：全地球測位システム）用に、２０を超える衛星が地球を周回している。衛星はそれぞれ２つのキャリア信号Ｌ１およびＬ２を伝送する。これらキャリア信号の１つであるＬ１は、１５７５．４２ＭＨｚの周波数を有し、標準測位サービス（ＳＰＳ：ｓｔａｎｄａｒｄ ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ ｓｅｒｖｉｃｅ）のナビゲーション・メッセージおよび符号信号を伝えるために使われている。Ｌ１キャリア位相は、各衛星によって別々のＣ／Ａ（粗捕捉：Ｃｏａｒｓｅ Ａｃｑｕｉｓｉｔｉｏｎ）符号を用いて変調される。したがって、異なる衛星による伝送用に別々のチャネルが得られる。Ｃ／Ａ符号は擬似ランダム雑音（ＰＮ）符号であり、これは、２０．４６ＭＨｚの公称帯域幅上にスペクトルを拡散させる。これは１０２３ビット毎に繰り返され、符号のエポックは１ｍｓである。Ｌ１信号のキャリア周波数は、ナビゲーション情報を用いて５０ビット／ｓのビット・レートでさらに変調される。

位置決定されるべきＧＰＳ受信機は、現在利用可能な複数の衛星によって伝送される信号を受信し、含まれている種々のＣ／Ａ符号に基づき、別々の衛星によって使用されたチャネルを検出および追跡する。衛星信号の捕捉および追跡を目的として、まず、ＧＰＳ受信機の無線周波数（ＲＦ：ｒａｄｉｏ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）部によって受信された信号がベースバンドに変換される。続いて、信号はアナログ−デジタル（Ａ／Ｄ：ａｎａｌｏｇｕｅ−ｄｉｇｉｔａｌ）変換でサンプリングされ、サンプルは、すべての衛星に関して利用可能なレプリカ符号のサンプルと相関される。この相関は、例えば整合フィルタを使用して実行することができる。閾値を超える相関値はＣ／Ａ符号および符号位相を示しており、これらは、信号を広げて、それによってナビゲーション情報を回復するために必要である。

このように、ＧＰＳ衛星信号はデータ・コンポーネント、ＰＮコンポーネント、正弦キャリア・コンポーネントを含むが、その他のスペクトル拡散信号にはさらなるサブキャリア変調が含まれることもある。

例えば、欧州製ＧＮＳＳ ＧＡＬＩＬＥＯに対しては、４つのキャリア信号Ｅ５ａ、Ｅ５ｂ、Ｅ６およびＬ１が選択されている。これらキャリア信号の基本的な使用法は、ＧＰＳ Ｌ１キャリア信号について説明したのと似ている。なお、正弦キャリア信号Ｅ６およびＬ１のスペクトルは、バイナリ・オフセット・キャリア（ＢＯＣ：ｂｉｎａｒｙ ｏｆｆｓｅｔ ｃａｒｒｉｅｒ）変調を使用して拡散されるが、これはＢＯＣサブキャリアおよびＰＮ符号から成る。この変調はＢＯＣ（ｎ，ｍ）として表記され、ｎはＰＮ符号のチップレートを示し、ｍは１．０２３ＭＨｚ単位でサブキャリア周波数を示す。ＢＯＣサブキャリアは、以下では単にＢＯＣキャリアとも呼ばれる。

ＧＡＬＩＬＥＯ Ｌ１キャリア信号にはＢＯＣ（１，１）変調が指定されている。図１は変調原理を示している。先頭の図は、ＢＯＣ（１，１）キャリアの進行を経時的に例示している。ＢＯＣ（１，１）キャリアは、＋１および−１の交互に替わる値を有する複数のサブチップから成り、各サブチップは、０．５ｍｓの持続時間を有する。２番目の図は、例示的なＰＮ符号の進行を経時的に例示している。ＰＮ符号は、＋１または−１の値を有するチップのシーケンスから成り、各チップは１ｍｓの持続時間を有する。ＰＮ符号の各チップの始まりはＢＯＣ（１，１）キャリアの立ち上がりと同じである。３番目の図は、ＢＯＣ（１，１）キャリアとＰＮ符号とを混ぜることで得られるＢＯＣ（１，１）信号を経時的に例示している。

図２は、ＧＡＬＩＬＥＯ ＢＯＣ（１，１）変調およびＧＰＳ Ｃ／Ａ符号変調を使用したキャリア信号Ｌ１の拡散を比較する図である。この図は、被変調キャリアのスペクトルの振幅を、キャリア信号の周波数を中心とする−４ＭＨｚから＋４ＭＨｚの範囲内で示している。ＢＯＣ（１，１）変調を用いると、信号帯域はＣ／Ａ符号変調に比べて倍を超えていることが分かる。ＢＯＣ（１，１）変調を用いると、Ｃ／Ａ符号変調を用いた結果の単一主ローブの両側にある２つの主ローブにエネルギーの多くが集中する。さらに、ＢＯＣ（１，１）変調を用いた結果のサイドローブはＣ／Ａ符号変調を用いた結果のものに比べて強い。Ｃ／Ａ符号変調およびＢＯＣ（１，１）変調のエネルギー分布を次の表に示す。

ＢＯＣ（１，１）信号の捕捉は整合フィルタを用いても同様に実現できる。このために、受信されたＲＦ信号がダウンコンバートおよびサンプリングされる。信号エネルギーを大きく生かし、重複干渉を最小限に抑えるには、サンプリング・レートが一次サイドローブを対象とするのに十分高いことが必要である。最小のサンプリング・レートは、チップ毎に４サンプル（複雑（complex））である必要があり、これはサブチップ毎に２サンプル（複雑（complex））に相当する。図３は、このようなＢＯＣ（１，１）信号を用いた結果の典型的な整合フィルタ出力の図である。

ＢＯＣ（１，１）変調が、必要なサンプリング・レート、ひいては必要な相関器の数を倍増させるということは、ＢＯＣ（１，１）信号に基づく信号捕捉の欠点である。信号が相関器のレプリカ符号配列の間にあるときの精度低下を制限するために、捕捉チェーン全体でより高いサンプリング・レートが使用される。結果として、ハードウェアの複雑性は、非ＢＯＣ信号のハードウェアの複雑性よりも約４倍高くなる。

ＧＡＬＩＬＥＯ Ｅ６キャリア信号に対してはＢＯＣ（１０，５）変調が指定されている。ＢＯＣ（１０，５）変調は、ｎ＝２ｍであるＢＯＣ（ｎ，ｍ）変調の一例である。このタイプのＢＯＣ変調については、チップとサブチップとの間の関係はＢＯＣ（２，１）の場合と同じである。

図４は、典型的なＢＯＣ（２，１）変調の変調原理を提示している。先頭の図は、ＢＯＣ（２，１）キャリアの進行を経時的に例示している。ＢＯＣ（２，１）キャリアは＋１および−１の交互に替わる値を有する複数のサブチップから成り、各サブチップは０．２５ｍｓの持続期間を有する。２番目の図は、例示的なＰＮ符号の進行を経時的に例示している。ＰＮ符号は、＋１または−１の値を有するチップのシーケンスから成り、各チップは１ｍｓの持続時間を有する。ＰＮ符号の各チップの始まりはＢＯＣ（２，１）キャリアの立ち上がりと同じである。３番目の図は、ＢＯＣ（２，１）キャリアとＰＮ符号とを混ぜることで得られるＢＯＣ（２，１）変調を経時的に例示している。

図５は、ＧＡＬＩＬＥＯ ＢＯＣ（２，１）変調およびＧＰＳ Ｃ／Ａ符号変調を使用したキャリア信号Ｌ１の拡散を比較する図である。この図は、被変調キャリア信号のスペクトルの振幅を、キャリア信号の周波数を中心とする−８ＭＨｚから＋８ＭＨｚの範囲内で示している。ＢＯＣ（２，１）変調を用いるとＢＯＣ（２，１）信号の２つの主ローブを対象とするための最小帯域幅は±３ＭＨｚであることが分かる。ＢＯＣ（２，１）に関しては、最小有効サンプリング・レートは４ＭＨｚ（複雑）であり、第１のサイドローブも対象とするのであれば８ＭＨｚのサンプリング・レートが使用される必要がある。８ＭＨｚのサンプリング・レートを用いると、必要な捕捉ハードウェアの複雑性が４ＭＨｚのサンプリング・レートを用いるよりもさらに高くなることは明らかである。

当然のことながら、拡散符号によって変調されているキャリアまたはサブキャリアを含む他の信号の処理に対しても比較的高いハードウェアの複雑性が同じく必要とされると思われる。

ＢＯＣ信号はキャリア周波数の両側の対称信号（ｓｙｍｍｅｔｒｉｃ ｓｉｇｎａｌ）であることから、整合フィルタまたは相関器によって処理される帯域幅を減らすために、二重帯域受信機（ｄｕａｌ−ｂａｎｄ ｒｅｃｅｉｖｅｒ）構造が使用されることもあり得る。対応する捕捉が図６に図示されている。対称信号６０は、一方では上側波帯フィルタ６１に渡され、他方では下側波帯フィルタ６５に渡される。上側波帯フィルタ６１は、ダウンコンバートを目的として、上側波帯信号をダウンコンバータ６２に渡す。続いて、ダウンコンバートされた信号は第１整合フィルタまたは第１相関器バンク（ｃｏｒｒｅｌａｔｏｒ ｂａｎｋ）６３に渡される。下側波帯フィルタ６５は、ダウンコンバートを目的として、下側波帯信号を第２ダウンコンバータ６６に渡す。続いて、ダウンコンバートされた信号が第２整合フィルタまたは第２相関器バンク６７に渡される。次に、両整合フィルタまたは両相関器バンク６３、６７の出力が加算器６９によって加算され、最終相関結果が得られる。

各側波帯に関して、側波帯のフィルタリングで狭いベースバンド信号を実現できるため、この手法はＢＯＣ（５，１）信号など広く拡散した信号に効果的である。しかし、例えば２つの側波帯が互いに近いこと、フィルタ・ロスが懸念されること、およびドップラー環境において重複干渉が強い可能性があることから、ＢＯＣ（１，１）信号については利点が大きくない。

文献、欧州特許出願公開第１ ３１５ ３０８（Ａ１）号明細書には、受信される無線信号の追跡を強化するためにＢＯＣ変調のサブキャリアの除外を利用する信号追跡ユニットが提示されている。除外は、位相および直角位相におけるサブキャリアのレプリカをサブキャリアに乗算することに基づく。

それでもやはり、高いサンプリング・レートは効率的な処理を妨げる。

本発明は、拡散符号によって変調されているキャリアを含む信号をより効率的に処理できるようにする。

信号のサンプル・シーケンスを処理する方法が提案される。信号は、チップ・シーケンスから成る符号によって変調されているキャリアを含んでいると想定される。提案される方法は、
ａ）キャリアによるサンプル・シーケンスへの影響を除去し、サンプル・シーケンスをダウンサンプリングすることと、
ｂ）ダウンサンプリングされたサンプル・シーケンスを、さらなる処理用の新たなサンプル・シーケンスとして利用することと
を含む。

さらに、信号のサンプル・シーケンスを処理する処理モジュールが提案される。信号は、ここでもやはり、チップ・シーケンスから成る符号によって変調されているキャリアを含んでいると想定される。提案される処理モジュールは、キャリアによるサンプル・シーケンスへの影響を除去しサンプル・シーケンスをダウンサンプリングするようになっているキャリア除去およびダウンサンプリング部を含む。提案される処理モジュールはさらに、キャリア除去およびダウンサンプリング部によって提供されるダウンサンプリングされたサンプル・シーケンスをさらなる処理用の新たなサンプル・シーケンスとして利用するようになっている処理コンポーネントを含む。

さらに、そのような処理モジュールを含む電子デバイスが提案される。

さらに、そのような電子デバイスを含むシステムが提案される。

さらに、信号のサンプル・シーケンスを処理するソフトウェア・プログラム・コードが提案される。信号は、チップ・シーケンスから成る符号によって変調されているキャリアを含んでいると想定される。ソフトウェア・プログラム・コードは、処理ユニットによって実行されると、提案される方法を実現するようになっている。

最後に、そのようなソフトウェア・プログラム・コードが格納されているソフトウェア・プログラム製品が提案される。ソフトウェア・プログラム製品は、例えば、個別の記憶装置、電子デバイスに統合される記憶装置、ソフトウェア・プログラム・コードが実行用にバッファリングされるバッファを有する処理ユニットなどであればよい。

本発明は、キャリアが除去されれば、拡散符号によって変調されているキャリアを含むサンプル・シーケンスを、低減されたサンプリング・レートで処理できるという見地に基づいている。

したがって、キャリア除去の実行が提案され、これはサンプル・シーケンスのダウンサンプリングを伴う。

低減されたサンプリング・レートを、後続の処理ステップの処理電力を低減させるために使用できるということが、本発明の利点である。例えば、クロック・レートが半減されれば、相関ハードウェアの消費電力は約半分に減る。あるいは、低減されたサンプリング・レートは、例えば、その後の処理コンポーネント・ハードウェアの時分割多重化を拡大するために利用することもでき、必要とされるハードウェア、ひいては必要とされるシリコン面積の減少を意味する。

キャリア除去およびダウンサンプリングは、連続した動作として、または単一プロセスで実装できる。

第１の例示的な手法では、サンプル・シーケンスに既知のキャリアの対応するサンプルが乗算され、キャリア除去済みのサンプル・シーケンスが得られるとよい。続いて、このサンプル・シーケンスはダウンサンプリングされるとよい。

第２の例示的な手法は、被変調キャリアを含む信号のサンプルは単純なキャリア除去に利用可能な規則性を見せるという考えに基づき、この単純なキャリア除去は、或る数の順次サンプルをそれぞれ適切な方法で結合させ、結果として生じるシーケンスがキャリア除去済みの新たなシーケンスになるようにすることによる。この第２の手法では、キャリアの周波数に少なくとも等しく符号のチップレートの少なくとも２倍であるサンプリング・レートで、信号からサンプルが得られるとよい。続いて、サンプル・シーケンスの所定数の順次サンプルをそれぞれ結合して、結合値シーケンス、すなわちダウンサンプリングされたサンプル・シーケンスを得ることによって、キャリア除去およびダウンサンプリングが単一の処理ステップで実行されるとよい。

この第２の手法の一実施形態では、それぞれの結合値は所定範囲内または所定範囲外にある。その結果、提案される方法は、ステップｂ）に先行して次のステップ：結合値が所定範囲内にあれば、サンプル・シーケンスを１サンプル分シフトさせ、シフトされたサンプル・シーケンスの所定数の順次サンプルを、結合値シーケンスを得るためにそれぞれ結合するステップをさらに含むとよい。このステップは、サンプルの結合では、程度の差はあるがさらなる処理に適している利用可能な信号の位相に応じて、異なる結合値シーケンスがもたらされ得るということを考慮に入れたものである。なお、この中間のステップは、いくつかのサンプルの各結合の後に実施されても、またはサンプル・シーケンスの全サンプルが結合された後に初めて実施されてもよい。

＋１または−１の値を有する２つの順次サンプルがそれぞれ結合される場合、所定範囲には、例えばゼロの単一値しか含まれないこともある。つまり、ゼロの値を全く含まない結合値シーケンスのみが考慮される。

第２の手法の別の実施形態では、提案される方法は、サンプル・シーケンスを１サンプル分シフトさせ、シフトされたサンプル・シーケンスの所定数の順次サンプルを、さらなる結合値シーケンスを得るためにそれぞれ結合するさらなるステップをさらに含む。ステップｂ）は、この場合、結合値シーケンスおよびさらなる結合値シーケンスを、キャリアによる影響が除去されているさらなる処理用の新たなサンプル・シーケンスとしてそれぞれ利用することを含むとよい。続いて、処理された結合値シーケンスおよび処理されたさらなる結合値シーケンスは、複数値の単一シーケンスに結合されるとよい。当然のことながら、元のシーケンスのサンプルおよびシフトされたシーケンスのサンプルの結合は、例えば同じキャリア除去コンポーネントによって順に実施することも、または並行して実施することも可能である。さらに、当然のことながら、元のシーケンスのさらなるシフトおよび結合動作も実施可能である。さらに、当然のことながら、両結合値シーケンスのさらなる処理は、同じ処理コンポーネントによって順に実施することも、または専用処理コンポーネントによって並行して実施することも可能である。この実施形態は、必要に応じて、さらなる処理をもたらす値の数が、キャリア除去のない場合と同じであってもよいという利点をもつ。

第２の手法の両実施形態において、各順次サンプルの結合は、例えば、２つの順次サンプルをそれぞれ結合することを含んでもよい。なお、特にサンプリング・レートが高くなると、さらに多くのサンプルも結合され得ることに注目されたい。

結合動作によってキャリア除去および縮小が実行される場合、各キャリア、各符号、符号チップレートとキャリア周波数との間の比率、および使われているサンプリング・レートに、結合をうまく適応させるとよい。

ステップｂ）でのさらなる処理は、例えば整合フィルタおよび／または相関器を使用した復号などの信号捕捉を含むと思われる。

符号は、例えば擬似ランダム雑音符号であるとよく、キャリアは、例えばＢＯＣ（ｎ，ｎ）またはＢＯＣ（２ｎ，ｎ）のようなバイナリ・オフセット・キャリアであるとよい。

信号はさらに、例えば被変調キャリアを用いて変調されているＧＮＳＳ信号からのものであってもよい。

例えば、本発明がＧＡＬＩＬＥＯ信号に使われると、ＢＯＣ変調の除去後、ＧＡＬＩＬＥＯおよびＧＰＳのＰＮ符号特性の多くが同じになるというさらなる利点がある。これによって、結合されたＧＰＳ／ＧＡＬＩＬＥＯ受信機の受信機構造を簡素化し、ハードウェア要件を緩和することができる。

当然のことながら、提案される処理モジュールおよび提案されるソフトウェア・プログラム・コードは、提示されている実施形態のうちのいずれかからのステップを実施するようになっていればよい。

以下の詳細な説明を添付の図面と併せて検討することで、本発明の他の目的および特徴が明らかになる。

図７は例示的なシステムの概略ブロック図である。このシステムはキャリア除去を可能にし、その結果、本発明の実施形態に従って、必要な処理能力を低減できるようにする。

このシステムは、移動局７１と、ＧＡＬＩＬＥＯ衛星（ＳＶ）７５と、ネットワーク構成要素７７によって表されている移動体通信ネットワークとを含む。

移動局７１は、ＧＡＬＩＬＥＯ受信機７２およびセルラ・エンジン（ｃｅｌｌｕｌａｒ ｅｎｇｉｎｅ）７３を備えている。

図８は、ＧＡＬＩＬＥＯ受信機７２の選択されたコンポーネントを示している。ＧＡＬＩＬＥＯ受信機７２はアンテナ８０を含み、このアンテナ８０は、ＲＦフィルタ８１を介してダウンコンバージョン・ミキサ８２に接続されている。さらに、ダウンコンバージョン・ミキサ８２は、Ａ／Ｄ変換器８３を介してＢＯＣキャリア除去およびダウンサンプリング部８４に接続されている。ＢＯＣキャリア除去およびダウンサンプリング部８４の出力は整合フィルタ８５に接続されている。整合フィルタ８５の出力は信号捕捉およびデータ復調ユニット８６に渡される。最後に、信号捕捉およびデータ復調ユニット８６は何らかのナビゲーション・プロセッサ８７に接続されている。なお、例えばドップラー効果に起因する周波数誤差を取り除くミキサなど、追加の処理コンポーネントが提供されてもよい。さらに、示されているコンポーネントの一部が別の方法で実現されることも考えられる。例えば、整合フィルタ８５の代わりに相関器バンクが使われることもあり得る。概して、ＧＡＬＩＬＥＯ受信機７２は、本発明の実施形態を実現するために追加されているＢＯＣキャリア除去およびダウンサンプリング部８４を別にすれば、あらゆる従来型のＧＡＬＩＬＥＯ受信機７２と一致すると思われる。さらに、ＧＡＬＩＬＥＯ受信機７２はハードウェアおよび／またはソフトウェアにおいて実現されてもよい。例えば、ＧＡＬＩＬＥＯ衛星７５から受信される信号を捕捉および追跡するために、相関タスクを含む信号測定タスクが、ＧＡＬＩＬＥＯ受信機７２の処理ユニットによって実行されるソフトウェア・コードに制御されるハードウェアによって実行されることも考えられる。

移動局７１のセルラ・エンジン７３は、移動電話７１と移動体通信ネットワークとの間の従来の移動体通信に必要なすべてのコンポーネントを含み、追加の機能でさらに強化されていてもよいモジュールである。セルラ・エンジン７３は、例えば、ＧＡＬＩＬＥＯ受信機７２によって提供されるナビゲーション・データおよび測定結果に基づきＧＡＬＩＬＥＯ受信機７２の代わりにナビゲーション処理を実行できるデータ処理ユニットを含むとよい。さらに、セルラ・エンジン７３は、ナビゲーション・データ、測定結果またはナビゲーション処理結果を、さらなる活用を目的として移動体通信ネットワークに送ることに関与するようになっていることも考えられる。

移動体通信ネットワークのネットワーク構成要素７７は、従来型の任意のネットワーク構成要素７７であればよい。ネットワーク構成要素７７は処理ユニット７８を含み、処理ユニット７８も同様に、ＧＡＬＩＬＥＯ受信機７２によって提供されセルラ・エンジン７３によって送られるナビゲーション・データおよび測定結果に基づき、ナビゲーション処理を実行するようになっているとよい。あるいは、またはこれに加えて、処理ユニット７８は、支援データを提供することでＧＡＬＩＬＥＯ受信機７２の動作をサポートするようになっていることも考えられる。

ここからは、図７および８のＧＡＬＩＬＥＯ受信機７２における、ＢＯＣ（１，１）変調を使用したＧＡＬＩＬＥＯ信号の考えられる捕捉について、図９の流れ図を参照して説明する。

ＧＡＬＩＬＥＯ受信機７２はそのアンテナ８０を介して衛星信号を受信する（ステップ１０１）。

受信された信号は、まず、例えばキャリア信号Ｌ１に関連付けられている周波数帯域など、選択されたＧＡＬＩＬＥＯ周波数帯域で、ＲＦフィルタ８１によってフィルタリングされる（ステップ１０２）。

続いて、フィルタリングされた信号はミキサ８２によって中間周波数ＩＦ（ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）にダウンコンバートされる（１０３）。

アナログ・ダウンコンバートされた信号はＡ／Ｄ変換器８３によってデジタル・ドメインに変換されるが、Ａ／Ｄ変換器８３はこの目的のために、４ＭＨｚのサンプリング・レートでアナログ信号をサンプリングする（ステップ１０４）。

Ａ／Ｄ変換器８３は、以下のサンプル・シーケンスＸを出力する。
Ｘ＝｛ｘ₁，ｘ₂，ｘ₃，ｘ₄，ｘ₅，ｘ₆，・・・｝ （１）

サンプリングは図１０にも例示されている。図１０はＢＯＣ（１，１）信号を経時的に示す図である。信号は、＋１および−１の値を繰り返す。チップおよびサブチップの持続時間が示されている。選択されている４ＭＨｚのサンプリング・レートは、チップ毎に４つのサンプル、すなわちサブチップ毎に２サンプルをもたらす。サンプルｘ_4n+1からｘ_4n+4が示されている。

次に、ＢＯＣキャリア除去およびダウンサンプリング部８４によってＢＯＣキャリア除去が実行される（ステップ１０５から１０７）。

ＢＯＣキャリア除去は以下の考えに基づく。

ＢＯＣ（１，１）キャリアでは、２つの隣接サンプルの符号は同じであるかまたは互いに正反対である。さらに、２つの隣接サンプルが同じ符号を有すると、次の２つの隣接サンプルも同じ符号を有し、符号が正反対であるだけである。その結果として、シーケンスＸ内の２つの隣接サンプルが同じ符号を有する場合も、次の２つの隣接サンプルは同じ符号を有する。この場合、ＰＮ符号が原因で、符号は正反対であることもそうでないこともある。ＢＯＣ（１，１）キャリアの２つの隣接サンプルが異なる符号を有すると、次の２つの隣接サンプルも異なる符号を有し、逆の関連性があるだけである。シーケンスＸ内の２つの隣接サンプルが異なる符号を有すれば、結果として次の２つの隣接サンプルも同じく異なる符号を有することもあり、場合によっては逆の関連性がある。

シーケンスＸの最初の２つの隣接サンプル、および次のそれぞれの２つの隣接サンプルが同じ符号を有すると、第１のケースＡが提供されるよう定義される。最初の２つの隣接サンプルから始まる、シーケンスＸの連続した２つの隣接サンプルのうちのいずれかが異なる符号を有すると、第２のケースＢが提供されるよう定義される。

さらに、シーケンスＸが１サンプル分後方または前方にシフトされると、ケースＡおよびケースＢはその位置を交代する。そのため、起こり得る２つのケースのみが考慮されればよい。

入力シーケンスＸのサンプルは、４つの連続したサンプル毎に１グループと見なすことによってグループ化できる。
Ｘ＝｛［ｘ₁，ｘ₂，ｘ₃，ｘ₄］，・・・，［ｘ_4n+1，ｘ_4n+2，ｘ_4n+3，ｘ_4n+4］，・・・｝（ｎ＝０，１，２，３，・・・） （２）

続いて、以下の一連の式を適用することによってＢＯＣ（１，１）信号の復調が実行される。
Ｙ＝｛［ｙ₁，ｙ₂］，・・・，［ｙ_2n+1，ｙ_2n+2］，・・・｝ （３）
ここで
ｙ_2n+1＝（ｘ_4n+1＋ｘ_4n+2）／２
ｙ_2n+2＝−（ｘ_4n+3＋ｘ_4n+4）／２ （ｎ＝０，１，２，３，・・・）

つまり、２つの連続したサンプルｘ_iがそれぞれ加算によって結合され、結果として生じる和が２で割られる。さらに、演算結果に交互に正および負の符号が与えられ、サンプルｙ_iが得られる。結果として生じるサンプルｙ_iが新たなシーケンスＹを形成する。（ステップ１０５）

新たなシーケンスＹについて、ゼロに等しい値を有するサンプルｙ_iを含むかどうかが確認される（ステップ１０６）が、これは、上で定義されたケースＢの状況でのみ生じると思われる。ゼロの値を有するサンプルｙ_iが検出されなければ、この新たなシーケンスＹは、さらなる処理を目的としてすぐに提供される。ゼロの値を有するサンプルｙ_iが検出されれば、ケースＡの状況を得るために、シーケンスＸ全体が１サンプル後方または前方にシフトされ（ステップ１０７）、結合が新たに開始される（ステップ１０５）。新たな結合において結果として生じるシーケンスＹが、さらなる処理を目的として提供される。

さらなる処理を目的として提供されるシーケンスＹは、ＢＯＣキャリアが除去されているシーケンスである。さらに、サンプリング・レートが２低減されて２ＭＨｚになる。出力の精度は、それでもなお元のデータ・レートと同じであるよう保証される。式（３）は低域フィルタとしても役割を果たす。これは、雑音帯域幅を狭めるために雑音環境においてデータをダウンサンプリングするときに重要である。

ＢＯＣキャリア除去を、図１１に提示されている例を用いてさらに詳しく例示する。

図１１において、１段目は、４ｍｓの持続時間のＢＯＣ（１，１）キャリアを示している。

２段目は、ＢＯＣ（１，１）キャリアのサブチップ持続時間の２倍の長さのチップ持続時間を有する例示的なＰＮ符号を示している。

３段目は、ＢＯＣ（１，１）信号、すなわちＢＯＣ（１，１）キャリアとＰＮ符号との結合を示している。これはＡ／Ｄ変換器８３に渡される信号に該当する。

４段目は、Ａ／Ｄ変換器８３においてこのＢＯＣ（１，１）信号に関して得られるデータ・サンプルのシーケンスＸを示している。既に記載したとおり、サブチップ毎に２つのサンプルがある。示されているシーケンスは、｛（＋１ ＋１ −１ −１）（−１ −１ ＋１ ＋１ ）（＋１ ＋１ −１ −１）（−１ −１ ＋１ ＋１ ）（−１ −１．．．｝である。

ステップ１０５で、ＢＯＣキャリア除去を目的として、式（３）がこのシーケンスＸに適用される。ＰＮ符号のチップ毎に４サンプルあるため、シーケンスの任意の開始点、ひいては式適用の任意の開始点は、チップの第１サンプル、チップの第２サンプル、チップの第３サンプルまたはチップの第４サンプルとすることができる。

これら４つの考えられる状況が、図１１の５段目から８段目にそれぞれケースＡ、Ｂ、Ｃ、Ｄとして例示されている。

図１１では、ケースＡおよびケースＣで、すべての結合結果が＋１または−１であることが分かる。より具体的には、ＢＯＣ（１，１）キャリアが除去されてＰＮ符号が回復される。ケースＡとケースＣとの間には符号の違いしかなく、これは１８０°の一定の位相シフトに対応する。したがって、ケースＡおよびＣは、ＰＮ復号と同じケースと見なすことができる。

ケースＢおよびＤについては、結合結果にはゼロの値も含まれている。ＰＮ符号化がなければすべての結果はゼロに等しくなる。出力はＰＮ符号の差異である。

したがって、図９のステップ１０５における手順は以下のとおりである。

ＢＯＣキャリア除去がケースＡまたはケースＣで開始されると、ステップ１０６において、結合結果がゼロの値を含まないことが示される。したがって、結果として生じるシーケンスＹは、さらなる使用を目的としてすぐに提供される。

ＢＯＣキャリア除去がケースＢまたはケースＤで開始されると、ステップ１０６で、結合結果がゼロの値を含むことが示される。したがって、新たなシーケンスＹはさらなる使用を目的として提供されない。代わりに、シーケンスＸが１サンプル分シフトされ、シフトされたシーケンスＸを用いて結合処理が新たに開始される。

シフトされたシーケンスを用いた結果の新たなシーケンスＹは、自動的にケースＡまたはケースＣとなり、さらなる使用を目的として提供される。なお、ケースＢをもたらす最初のシーケンスＹも、信号を強化するために使用されることも考えられるが、提示する例示的実施形態では考慮されない。

新たなシーケンスＹは、シーケンスＹと種々の位相シフトで利用可能なレプリカ符号とを比較する整合フィルタ８５を用いた従来のＰＮ符号復号用に使用可能である（ステップ１０８）。

サンプリング・レートの低減により、必要な最大演算処理用電力は、ＢＯＣ変調を伴わない通常のＰＮ復号器のたったの２倍である。

整合フィルタの動作によって符号位相が判断されると、データを復調でき、その結果ナビゲーション・データが抽出されて（ステップ１０９）例えば位置決め演算の目的で使用される（ステップ１１０）。

例えば、セルラ・エンジン７３またはネットワーク構成要素７７の受信機７２の処理ユニットによって実行されるアプリケーションは、具体的には復号されたナビゲーション・メッセージ内のデータならびにＰＮ符号のエポックおよびチップの総数に基づいて、複数の衛星７５によって伝送される符号の伝送時間を判断してもよい。伝送時間と、受信機７２に信号が到達した測定時間とによって、各衛星７５から受信機７２まで信号が伝播するのに信号が必要とする飛行時間を判断できる。この飛行時間に光の速度を乗算することで、受信機７２と各衛星７５との間の距離、すなわち範囲に変換できる。さらに、アプリケーションは、具体的には復号されたナビゲーション・メッセージ内のエフェメリス・パラメータ（ｅｐｈｅｍｅｒｉｓ ｐａｒａｍｅｔｅｒ）に基づいて、衛星７５の伝送時の位置を推定してもよい。受信機７２は一連の衛星７５の範囲の交点に位置するため、算出距離および衛星７５の推定位置は、続いて受信機７２の現在位置を演算することを可能にする。

概して、受信されるＧＡＬＩＬＥＯ信号の捕捉は、本発明の実施形態を実現するために追加されるＢＯＣキャリア除去ステップ１０５〜１０７を除き、任意の従来法を用いて実施されるとよい。

提示されているＢＯＣキャリア除去に対するドップラー周波数の影響をシミュレーションで見積もることができる。この目的のために、直接の整合フィルタ出力が、提示されている方法を用いた結果の整合フィルタ出力と比較される参照として使用されるとよい。両方法に関するシミュレーション結果は、捕捉確率、ならびに時間分解能、すなわち遅延推定の精度に基づいて比較することができる。ピーク値検出が捕捉に使用されると、両方法で同じ結果が得られるようである。シミュレーションでは、ドップラー・シフトをゼロから±πに変えると、両方法の出力ピークが全く同じであることが示される。これは、ドップラー効果が両方法に対して同じであるということを意味する。一方、トライアングル検出（ｔｒｉａｎｇｌｅ ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）が代用される場合、提示されている方法は直接ＭＦフィルタ方法よりも優れている。より具体的には、トライアングル特性（ｔｒｉａｎｇｌｅ ｐｒｏｐｅｒｔｙ）は、整合フィルタ適用前にＢＯＣキャリアが除去されると、雑音環境においてよりよく保持されるようである。

上記の例で考慮されたＢＯＣ（１，１）変調は、１ＭＨｚのＰＮ符号チップ周波数に基づいていた。基本的なＢＯＣ（１，１）変調は、実質的に、ｎ＝ｍであるすべてのＢＯＣ（ｎ，ｍ）変調を表す。つまり、これらの変調では、チップとサブチップとの関係ならびに構造はＢＯＣ（１，１）変調と同じということである。唯一の違いは基本的なチップレートである。したがって、ＢＯＣ（１，１）キャリア除去に関して提示された方法は、例えばＢＯＣ（２，２）信号に対してなど、ｎ＝ｍであるあらゆるＢＯＣ（ｎ，ｍ）信号に対して直接適用できる。

さらに、当然のことながら、本発明に従ったキャリア除去は、他のＢＯＣ変調に対しても同様に使うことができる。サンプルのグループ化および各グループ内のサンプルの結合が適切な方法で適応させられるだけでよい。

ここから、ＢＯＣ（１０，５）変調のような、ｎ＝２ｍであるＢＯＣ（ｎ，ｍ）変調を使用したＧＡＬＩＬＥＯ信号の考えられる捕捉について、図１２の流れ図を参照して説明する。この捕捉も同じく図７および８のＧＡＬＩＬＥＯ受信機７２において実装可能である。この場合、図８のＢＯＣキャリア除去およびダウンサンプリング部８４は、ＢＯＣ（１，１）のようなｎ＝ｍのＢＯＣ（ｎ，ｍ）変調の代わりに、またはそれに加えて、ｎ＝２ｍのＢＯＣ（ｎ，ｍ）変調をサポートするように設計されているだけでよい。

ｎ＝２ｍのＢＯＣ（ｎ，ｍ）変調に関しては、チップとサブチップとの関係は、ＢＯＣ（２，１）変調に関するものと常に同じである。したがって、以下では、ｎ＝２ｍの可能なすべてのＢＯＣ（ｎ，ｍ）変調の代表であるＢＯＣ（２，１）変調のみが考慮される。

ＧＡＬＩＬＥＯ受信機７２はそのアンテナ８０を介して衛星信号を受信する（ステップ２０１）。

受信された信号は、まず、例えばキャリア信号Ｅ６に関連付けられている周波数帯域など、選択されたＧＡＬＩＬＥＯ周波数帯域で、ＲＦフィルタ８１によってフィルタリングされる（ステップ２０２）。

続いて、フィルタリングされた信号はミキサ８２によって中間周波数ＩＦにダウンコンバートされる（２０３）。

アナログ・ダウンコンバートされた信号はＡ／Ｄ変換器８３によってデジタル・ドメインに変換されるが、Ａ／Ｄ変換器８３はこの目的のために、アナログ信号をサンプリングする（ステップ２０４）。ＢＯＣ（２，１）信号の２つの主ローブを対象とするための最小の帯域幅は±３ＭＨｚである。ＢＯＣ（２，１）の最小有効サンプリング・レートは４ＭＨｚ（複雑）であり、第１サイドローブも対象とするのであれば、８ＭＨｚのサンプリング・レートが使用されなければならない。提示されている例では４ＭＨｚのサンプリング・レートが選択されている。なお、当然のことながら、この原理は他のサンプリング・レートにも同じく拡大可能である。

サンプリングは、ここでもやはり次のシーケンスをもたらす。
Ｘ＝｛ｘ₁，ｘ₂，ｘ₃，ｘ₄，ｘ₅，ｘ₆，・・・｝

次に、ＢＯＣキャリア除去およびダウンサンプリング部８４によってＢＯＣキャリア除去が実行される（ステップ２０５から２０８）。

ＢＯＣキャリア除去は、ＢＯＣ（２，１）キャリア除去についても同じく、２つのケースＡおよびＢのみが考慮されればよいという考えに基づいている。２つのケースは、もう一方と１サンプル差がある（後方または前方）以外には、同じ入力サンプル・データ・シーケンスを共有する。入力シーケンスＸにおいて、２つの隣接サンプルがそれぞれ次のようにグループ化される。
Ｘ＝｛［ｘ₁，ｘ₂］，・・・，［ｘ_2n+1，ｘ_2n+2］，・・・｝ （ｎ＝０，１，２，３，・・・） （４）

ケースＡでは、シーケンスＸの全グループ内の２つのサンプルは異なる符号を有する。ケースＢでは、シーケンスＸの一部のグループ内のサンプルが、ＰＮ符号が存在しているときはいつでも同じ符号を有する。

続いて、次の式を適用することによってＢＯＣキャリアを除去できる。
Ｙ＝｛ｙ₁，ｙ₂，ｙ₃，・・・｝ （５）
ここで
ｙ_n＝（ｘ_2n+1−ｘ_2n+2）／２ （ｎ＝０，１，２，３，・・・）

つまり、２つの連続したサンプルがそれぞれ減算によって結合され、結果として生じる差が２で割られる。結果として生じるサンプルｙ_iが新たなシーケンスＹを形成する。（ステップ２０５）

２つのサンプルｘ_i、ｘ_i+1の各結合の後、結果がゼロに等しいかどうかが確認される（ステップ２０６）が、これはケースＢでのみ起こり得る。ゼロの結果が検出されない限り、結合は、次の隣接サンプルを使用して続けられる（ステップ２０７、２０５）。一方、ゼロの結果が検出されるとすぐに、ケースＡの状況を得るために、シーケンスＸ全体が１サンプル後方または前方にシフトされ（ステップ２０８）、結合が最初から新たに開始される（ステップ２０５）。

結果として生じる結合値シーケンスＹは、ＢＯＣキャリアが除去されているシーケンスである。さらに、サンプリング・レートが２低減される。これで、データ・フローのレートは、さらに２のダウンサンプリングが可能である。出力の精度は、それでもなお元のデータ・レートと同じであるよう保証される。

ＢＯＣ（２，１）キャリア除去を、図１３内に提示されている例を用いてさらに詳しく例示する。

図１３において、１段目は、４ｍｓの持続時間のＢＯＣ（２，１）キャリアを示している。

２段目は、ＢＯＣ（２，１）キャリアのサブチップ持続時間の４倍の長さのチップ持続時間を有する例示的なＰＮ符号を示している。

３段目は、ＢＯＣ（２，１）信号、すなわち、ＢＯＣ（２，１）キャリアとＰＮ符号との結合を示している。これはＡ／Ｄ変換器８３に渡される信号に該当する。

４段目は、Ａ／Ｄ変換器８３においてこのＢＯＣ（２，１）信号に関して得られるデータ・サンプルのシーケンスＸを示している。選択されたサンプリング・レートでは、サブチップ毎に１つのサンプルがある。示されているシーケンスは、｛（＋１ −１ ＋１ −１）（−１ ＋１ −１ ＋１）（＋１ −１ ＋１ −１）（−１ ＋１ −１ ＋１）（−１ ＋１・・・｝である。

ステップ２０５で、ＢＯＣ（２，１）除去を目的として、式（５）がこのシーケンスＸに適用される。ＰＮ符号のチップ毎に４サンプルあり、式適用の任意の開始点は、チップの４つのサンプルのうちのいずれかでよい。なお、この場合、最初の２つのチップ・サンプルは、それに次ぐ２つのチップ・サンプルと常に同じとなる。したがって、シーケンスがチップの１番目または２番目のサンプルから始まる状況を考慮すれば十分である。

これら２つの状況が、図１３の５段目および６段目にそれぞれケースＡおよびＢとして例示されている。

図１３では、ケースＡで、すべての結合結果が＋１または−１であることが分かる。より具体的には、ＢＯＣ（２，１）変調が除去され、ＰＮ符号が回復されて、各チップは２つの連続した同じ値のデータ・サンプルによって表される。したがって、上記のとおり、データ・フローのレートはさらに２のダウンサンプリングが可能である。

ケースＢについては、ＰＮ符号がＢＯＣ（２，１）信号内に存在していれば結合結果は０の値も含む。

したがって、図１２のステップ２０５における手順は以下のとおりである。

ＢＯＣキャリア除去がケースＡで開始されると、シーケンス全体が処理され（ステップ２０６、２０５）、さらなる使用を目的として新たなシーケンスＹとして提供される。

キャリア除去がケースＢで開始されると、ステップ２０６で、ある時点、本例では２つ目の結合の後に、結合結果がゼロの値を有することが示される。したがって、結合プロセスが中断され、シーケンスＸは１サンプル分シフトされ（ステップ２０８）、シフトされたシーケンスＸを用いて新たに結合プロセスが開始される（ステップ２０５）。

その結果、シフトされたシーケンスの結果はケースＡとなり、さらなる使用を目的として新たなシーケンスＹとして提供される。

新たなシーケンスＹは、種々の位相シフトで、シーケンスＹと利用可能なレプリカ符号とを比較する整合フィルタ８５を用いた従来のＰＮ符号復号用に使用可能である（ステップ２０９）。整合フィルタの動作によって符号位相が判断されると、例えばステップ１０９および１１０を参照して上に記載したように、ナビゲーション・データが読み出されて（ステップ２１０）、例えば位置決め演算の目的で使用されることが可能である（ステップ２１１）。

図９および１２を参照して説明されたＢＯＣ除去を用いると、入力されるサンプルの数が２で割られるため、整合フィルタは、ＢＯＣ除去なしの信号を処理する整合フィルタに比べて半数の相関値しか出力しない。しかし、場合によっては、総相関値数が利用可能であることが望まれることもある。

これは、図７のＧＡＬＩＬＥＯ受信機７２の代わりの実装を用いて達成可能である。

図１４は、一例として、このような代わりのＧＡＬＩＬＥＯ受信機７２の選択されたコンポーネントを示している。ＧＡＬＩＬＥＯ受信機７２は、ここでもやはりアンテナ、ＲＦフィルタ、ダウンコンバージョン・ミキサおよびＡ／Ｄ変換器を含むが、これらは描かれていない。Ａ／Ｄ変換器の出力は、第１ＢＯＣキャリア除去およびダウンサンプリング部９１と、第２ＢＯＣキャリア除去およびダウンサンプリング部９２とに並列接続されている。第１ＢＯＣキャリア除去部９１の出力は、第１整合フィルタまたは相関器９３を介して結合器９５に接続されている。第２ＢＯＣキャリア除去およびダウンサンプリング部９２の出力は、第２整合フィルタまたは相関器９４を介して結合器９５に接続されている。結合器９５の出力は、信号捕捉およびデータ復調ユニット９６に接続されている。信号捕捉およびデータ復調ユニット９６は、ここでもやはり、何らかのナビゲーション・プロセッサ（図示せず）に接続されているとよい。

ここから、この代わりの実装を使用したＧＡＬＩＬＥＯ信号の考えられる捕捉について、図１５の流れ図を参照して説明する。

衛星信号は、図９および１２を参照して説明したように、受信、フィルタリング、ダウンコンバートおよびデジタル・ドメインへの変換が行われ、ここでもやはり次のサンプル・シーケンスＸをもたらす。
Ｘ＝｛ｘ₁，ｘ₂，ｘ₃，ｘ₄，ｘ₅，ｘ₆，・・・｝

第１ＢＯＣキャリア除去およびダウンサンプリング部９１は、ＢＯＣ（ｎ，ｎ）変調が使用されたかまたはＢＯＣ（２ｎ，ｎ）変調が使用されたかに応じて、このサンプル・シーケンスＸに式（３）または（５）を適用することでＢＯＣキャリア除去を実行する（ステップ３０１）。結果として生じる値が、第１整合フィルタまたは相関器９３に渡される（ステップ３０１）。

さらに、シーケンスが１サンプル分シフトされる（ステップ３０３）。第２ＢＯＣキャリア除去およびダウンサンプリング部９２は、ＢＯＣ（ｎ，ｎ）変調が使用されたかまたはＢＯＣ（２ｎ，ｎ）変調が使用されたかに応じて、式（３）または（５）をこのシフトされたサンプルのシーケンスＸに適用することによって、ＢＯＣキャリア除去を実行する（ステップ３０４）。結果として生じる値が、第２整合フィルタまたは相関器９４に渡される（ステップ３０５）。

第１整合フィルタまたは相関器９３と、第２整合フィルタまたは相関器９４との出力が、結合部９５によって結合される（ステップ３０６）。

続いて、結果として生じる結合された相関値を、従来の方法で信号捕捉などに使用することができる。

図１６ａ〜１６ｃは、一方の図９および１２の手法を用いた結果の整合フィルタ出力と、他方の図１５の手法を用いた結果の結合された整合フィルタ出力との間の違いを例示している。

図１６ａは、よく知られているトライアングルを示し、この中のピークは、ＢＯＣ変調なしの信号の場合の、ＰＮ符号と利用可能なレプリカ符号との間の符号シフトを示している。

このトライアングルは、同じく、図９および１２の手法を用いた結果の整合フィルタ出力を表している。

さらに、図１６ａは、図１５の手法における整合フィルタ９３または９４の出力を表し、これは、上記で定義された「ケースＡ」に関与している。図１６ｂは、図１５の手法における個別のもう一方の整合フィルタまたは相関器９４もしくは９３の出力を表し、これは上記で定義された「ケースＢ」に関与している。図１６ｃは、整合フィルタまたは相関器９４および９３の結合された出力、すなわち結合部９５の出力を表す。

結合された出力は、図３に例示されている従来のＮ点の整合フィルタ出力に一致することが分かる。図３に例示されている従来のＮ点の整合フィルタ出力が、１つは出力されたシーケンス内のその奇数に基づき、１つはその偶数に基づき、２つのグループに分けられると、結果として生じる２つのＮ／２点の整合フィルタ出力は、実質的に、それぞれ、図１６ａおよび１６ｂで表されたものに等しい。したがって、これらは必要に応じて図１６ｃに例示されているとおりのＮ点の直接ＭＦ出力を形成するよう結合可能である。

最後に、図１４の実施形態を用いて達成可能な電力またはシリコン面積の節約について、一例として説明するが、ここで、入力ＢＯＣ（１，１）被変調信号は、１ＭＨｚ方形波サブキャリア、および４０９２チップ長かつ１ＭＨｚのチッピング・レートの拡散符号を有する。従来のＢＯＣ受信機では、４ＭＨｚのサンプリング・レートが捕捉チェーン全体を通して使用される。これは、４ＭＨｚで実行する合計１６３６８の相関器が信号捕捉に必要とされるということを意味する。

図１４の実施形態では、ＢＯＣキャリアが除去され、同時にサンプリング・レートが低減される。この部分も４ＭＨｚのサンプリング・レートで実行する必要がある。なお、２つのオフセットのみが必要とされるが、これは相関乗算（ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｉｃａｔｉｏｎ）後の最終結果が反転されるかどうかを知る必要はないためであり、これは、この反転が、非コヒーレント加算（ｎｏｎ−ｃｏｈｅｒｅｎｔ ａｄｄｉｔｉｏｎ）の前に、結果として生じる複素信号の絶対値、すなわち振幅のみを取ることによって削除可能であるためである。キャリア除去後、サンプリング・レートは２つのブランチにおいてたったの２ＭＨｚである。これは、信号損失が過大にならないよう符号全体を対象とするのに合計１６４６８の相関器、すなわち両ブランチで２＊４０９２の相関器が依然として必要とされるということを意味する。しかしこれらの相関器はここからは２ＭＨｚのサンプリング・レートで実行することになる。ここから、節電のためにこのより低いサンプリング・レートを利用できる。または、４ＭＨｚのより高いクロック周波数がそれでもなお使用されるのであれば、キャリア除去後の処理用に使われている任意のハードウェアを時分割多重化してもよく、これは必要なハードウェアが減少してシリコン面積が節約されることを意味する。

なお、説明された実施形態は、本発明の考えられる種々の実施形態の一部のみを構成する。特にキャリア除去は、ＧＡＬＩＬＥＯとは別のシステムにおいて使われているＢＯＣ信号に対しても、またはＢＯＣキャリアとは別のキャリアを使用している信号に対してでさえもさらに実装可能である。

ＢＯＣ（１，１）変調を例示する図である。 Ｃ／Ａ符号変調およびＢＯＣ（１，１）変調を用いた結果のＬ１スペクトルを比較する図である。 ＢＯＣ（１，１）信号を用いた結果の整合フィルタ出力を例示する図である。 ＢＯＣ（２，１）変調を例示する図である。 Ｃ／Ａ符号変調およびＢＯＣ（２，１）変調を用いた結果のＬ１スペクトルを比較する図である。 二重側波帯受信を使用した信号捕捉を例示する概略図である。 本発明の実施形態に従ったシステムの概略ブロック図である。 図７のシステムにおけるＧＡＬＩＬＥＯ受信機の第１の例示的実施形態の概略ブロック図である。 図８の受信機における動作を例示する流れ図である。 ＢＯＣ（１，１）信号のサンプリングを例示する図である。 図８の受信機における例示的なＢＯＣ（１，１）キャリア除去を例示する図である。 図８の受信機におけるさらなる動作を例示する流れ図である。 図８の受信機における例示的なＢＯＣ（２，１）キャリア除去を例示する図である。 図７のシステムにおけるＧＡＬＩＬＥＯ受信機の第２の例示的実施形態のコンポーネントの概略ブロック図である。 図１４の受信機における動作を例示する流れ図である。 図１４の受信機において生じる整合フィルタ出力を例示する図である。

Claims (22)

1. 信号のサンプルのシーケンスを処理する方法であって、前記信号はチップ・シーケンスから成る符号によって変調されているキャリアを含み、
   前記方法は、
   ａ）前記キャリアによる前記サンプルのシーケンスへの影響を除去し、前記サンプルのシーケンスをダウンサンプリングするステップであって、
   前記除去およびダウンサンプリングは、
   ダウンサンプリングされたサンプルのシーケンスとして結合値シーケンスを得るべく、前記サンプルのシーケンスの所定数の順次サンプルをそれぞれ結合するステップを含み、結合値はそれぞれ所定範囲内または所定範囲外にあり、
   結合値が前記所定範囲内にある場合、前記除去およびダウンサンプリングは、
   前記サンプルのシーケンスを１サンプル分シフトするステップと、
   前記シフトされたサンプルのシーケンスの所定数の順次サンプルを、結合値シーケンスを、前記ダウンサンプリングされたサンプルのシーケンスとして、得るべくそれぞれ結合するステップと、
   を更に含む、ステップと、
   ｂ）前記ダウンサンプリングされたサンプルのシーケンスを、さらなる処理用の新たなサンプルのシーケンスとして利用するステップと、
   を含む方法。
2. 前記サンプルは、前記キャリアの周波数に少なくとも等しく前記符号のチップレートの少なくとも倍であるサンプリング・レートで前記信号から得られる、請求項１に記載の方法。
3. 前記所定範囲はゼロという単一値のみを含む、請求項１または２に記載の方法。
4. 順次サンプルをそれぞれ結合する前記ステップは、２つの順次サンプルをそれぞれ結合することを含む、請求項１ないし３のいずれか１項に記載の方法。
5. 前記キャリアはバイナリ・オフセット・キャリアであり、前記符号は擬似ランダム雑音符号である、請求項２に記載の方法。
6. 前記バイナリ・オフセット・キャリアはＢＯＣ（ｎ，ｎ）であり、ｎは自然数であり、
   前記サンプリング・レートは前記擬似ランダム雑音符号のチップ毎に４サンプルであり、
   前記サンプルのシーケンスはＸ＝｛ｘ_１，ｘ_２，ｘ_３，ｘ_４，ｘ_５，ｘ_６，・・・｝によって示され、前記結合は、次の式：
   Ｙ＝｛［ｙ_１，ｙ_２］，・・・，［ｙ_２ｎ＋１，ｙ_２ｎ＋２］，・・・｝
   ここで、
   ｙ_２ｎ＋１＝（ｘ_４ｎ＋１＋ｘ_４ｎ＋２）／２
   ｙ_２ｎ＋２＝−（ｘ_４ｎ＋３＋ｘ_４ｎ＋４）／２ （ｎ＝０，１，２，３，・・・）
   を前記サンプルのシーケンスに適用することによって実行され、Ｙは前記結合値シーケンスである、請求項５に記載の方法。
7. 前記バイナリ・オフセット・キャリアはＢＯＣ（２ｎ，ｎ）であり、ｎは自然数であり、前記サンプリング・レートは前記擬似ランダム雑音符号のチップ毎に４サンプルであり、前記サンプルのシーケンスはＸ＝｛ｘ_１，ｘ_２，ｘ_３，ｘ_４，ｘ_５，ｘ_６，・・・｝によって示され、前記結合は、次の式：
   Ｙ＝｛ｙ_１，ｙ_２，ｙ_３，・・・｝
   ここで
   ｙ_ｎ＝（ｘ_２ｎ＋１−ｘ_２ｎ＋２）／２ （ｎ＝０，１，２，３，・・・）
   を前記サンプルのシーケンスに適用することによって実行され、Ｙは前記結合値シーケンスである、請求項５に記載の方法。
8. ステップｂ）での前記さらなる処理は、整合フィルタおよび相関器のうちの少なくとも１つを使用して復号することを含む、請求項１ないし７のいずれか１項に記載の方法。
9. 前記信号は、前記変調されているキャリアを用いて変調されている全地球的航法衛星システム信号からのものである、請求項１ないし８のいずれか１項に記載の方法。
10. 信号のサンプルのシーケンスを処理する装置であって、前記信号はチップ・シーケンスから成る符号によって変調されているキャリアを含み、
    前記装置は、
    前記キャリアによる前記サンプルのシーケンスへの影響を除去し、前記サンプルのシーケンスをダウンサンプリングするようになっている除去およびダウンサンプリング部であって、
    前記除去およびダウンサンプリング部は、前記ダウンサンプリングされたサンプルのシーケンスとして結合値シーケンスを得るべく、前記サンプルのシーケンスの所定数の順次サンプルをそれぞれ結合するように適合され、
    結合値はそれぞれ所定範囲内または所定範囲外にあり、
    結合値が前記所定範囲内にある場合、前記除去およびダウンサンプリング部は、前記サンプルのシーケンスを１サンプル分シフトし、前記シフトされたサンプルのシーケンスの所定数の順次サンプルを、前記ダウンサンプリングされたサンプルのシーケンスとして結合値シーケンスを得るべく、それぞれ結合するように更に適合される、
    除去およびダウンサンプリング部と、
    前記除去およびダウンサンプリング部によって提供されるダウンサンプリングされたサンプルのシーケンスを、さらなる処理用の新たなサンプルのシーケンスとして利用するようになっている処理コンポーネントと、
    を含む、装置。
11. 前記サンプルは、前記キャリアの周波数に少なくとも等しく前記符号のチップレートの少なくとも倍であるサンプリング・レートを持つ、請求項１０に記載の装置。
12. 前記所定範囲はゼロという単一値のみを含む、請求項１０または１１に記載の装置。
13. 前記除去およびダウンサンプリング部は、２つの順次サンプルをそれぞれ結合するように適合される、請求項１０ないし１２のいずれか１項に記載の装置。
14. 前記キャリアはバイナリ・オフセット・キャリアであり、前記符号は擬似ランダム雑音符号である、請求項１１に記載の装置。
15. 前記バイナリ・オフセット・キャリアはＢＯＣ（ｎ，ｎ）であり、ｎは自然数であり、前記サンプリング・レートは前記擬似ランダム雑音符号のチップ毎に４サンプルであり、
    前記サンプルのシーケンスはＸ＝｛ｘ_１，ｘ_２，ｘ_３，ｘ_４，ｘ_５，ｘ_６，・・・｝によって示され、前記除去およびダウンサンプリング部は、次の式：
    Ｙ＝｛［ｙ_１，ｙ_２］，・・・，［ｙ_２ｎ＋１，ｙ_２ｎ＋２］，・・・｝
    ここで、
    ｙ_２ｎ＋１＝（ｘ_４ｎ＋１＋ｘ_４ｎ＋２）／２
    ｙ_２ｎ＋２＝−（ｘ_４ｎ＋３＋ｘ_４ｎ＋４）／２ （ｎ＝０，１，２，３，・・・）
    を前記サンプルのシーケンスに適用することによって前記結合を実行するように適合され、Ｙは前記結合値シーケンスである、請求項１４に記載の装置。
16. 前記バイナリ・オフセット・キャリアはＢＯＣ（２ｎ，ｎ）であり、ｎは自然数であり、前記サンプリング・レートは前記擬似ランダム雑音符号のチップ毎に４サンプルであり、前記サンプルのシーケンスはＸ＝｛ｘ_１，ｘ_２，ｘ_３，ｘ_４，ｘ_５，ｘ_６，・・・｝によって示され、前記除去およびダウンサンプリング部は、次の式：
    Ｙ＝｛ｙ_１，ｙ_２，ｙ_３，・・・｝
    ここで
    ｙ_ｎ＝（ｘ_２ｎ＋１−ｘ_２ｎ＋２）／２ （ｎ＝０，１，２，３，・・・）
    を前記サンプルのシーケンスに適用することによって前記結合を実行するように適合され、Ｙは前記結合値シーケンスである、請求項１４に記載の装置。
17. 前記処理コンポーネントは、整合フィルタおよび相関器のうちの少なくとも１つを使用して復号することを含むさらなる処理を適用するように適合される、請求項１０ないし１６のいずれか１項に記載の装置。
18. 前記信号は、前記変調されているキャリアを用いて変調されている全地球的航法衛星システム信号からのものである、請求項１０ないし１７のいずれか１項に記載の装置。
19. 前記装置は、
    電子装置のためのモジュールと、電子装置と、衛星信号受信機と、ＧＡＬＩＬＥＯ受信機と、移動局と、
    のうちの１つである、請求項１０ないし１８のいずれか１項に記載の装置。
20. 信号のサンプルのシーケンスを処理するソフトウェア・プログラムであって、前記信号はチップ・シーケンスから成る符号によって変調されているキャリアを含み、前記ソフトウェア・プログラムは、処理ユニットによって実行されると、
    ａ）前記キャリアによる前記サンプルのシーケンスへの影響を除去し、前記サンプルのシーケンスをダウンサンプリングすることであって、
    前記除去およびダウンサンプリングは、ダウンサンプリングされたサンプルのシーケンスとして結合値シーケンスを得るべく、前記サンプルのシーケンスの所定数の順次サンプルをそれぞれ結合するステップを含み、
    結合値はそれぞれ所定範囲内または所定範囲外にあり、
    結合値が前記所定範囲内にある場合、前記除去およびダウンサンプリングは、前記サンプルのシーケンスを１サンプル分シフトするステップと、
    前記シフトされたサンプルのシーケンスの所定数の順次サンプルを、前記ダウンサンプリングされたサンプルのシーケンスとして結合値シーケンスを得るべく、それぞれ結合するステップと、を更に含む、ことと、
    ｂ）前記ダウンサンプリングされたサンプルのシーケンスを、さらなる処理用の新たなサンプルのシーケンスとして利用するステップと、を実現するようになっているソフトウェア・プログラム。
21. 請求項２０に記載のソフトウェア・プログラムが格納されている記憶装置。
22. 信号のサンプルのシーケンスを処理する装置であって、前記信号はチップ・シーケンスから成る符号によって変調されているキャリアを含み、
    前記装置は、
    前記キャリアによる前記サンプルのシーケンスへの影響を除去し、前記サンプルのシーケンスをダウンサンプリングする手段であって、前記除去およびダウンサンプリングは、
    サンプルの前記シーケンスの所定数の順次サンプルを、ダウンサンプリングされたサンプルのシーケンスとして結合値シーケンスを得るべく、それぞれ結合するステップとを含み、結合値はそれぞれ所定範囲内または所定範囲外にあり、
    結合値が前記所定範囲内にある場合、前記除去およびダウンサンプリングは、前記サンプルのシーケンスを１サンプル分シフトするステップと、
    前記シフトされたサンプルのシーケンスの所定数の順次サンプルを、前記ダウンサンプリングされたサンプルのシーケンスとして結合値シーケンスを得るべく、それぞれ結合するステップと、を更に含む、手段と、
    記ダウンサンプリングされたサンプルのシーケンスを、さらなる処理用の新たなサンプルのシーケンスとして利用する手段と、
    を含む、装置。

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