CN105974447A - Boc调制信号的处理方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明实施例提供了一种BOC调制信号的处理方法及装置，所述方法包括：确定接收到的二进制偏移载波BOC调制信号的即时信号；将BOC调制信号的即时信号与其相对应的BOC调制信号的延时信号进行相乘，得到乘积结果；其中，BOC调制信号的延时信号包括延时参数，延时参数为BOC调制信号的延时信号与即时信号的时间差，延时参数为BOC调制信号对应信号伪码的半周期的奇数倍，且延时参数为BOC调制信号中所包含的带有多普勒频率的载波的频率倒数的整数倍；对乘积结果进行高次频率滤波处理后，得到待捕获卫星信号。本实施例通过消除BOC子载波，以达到在卫星信号捕获时消除BOC子载波自相关函数的旁峰的目的；同时，还可以避免多普勒频率对卫星信号捕获的影响。

Description

BOC调制信号的处理方法及装置

技术领域

本发明涉及无线通信技术领域，特别是涉及一种BOC调制信号的处理方法及装置。

背景技术

为了保证卫星信号的正常传输，卫星在发射信号前通常会利用与欲传输的卫星信号无关的码(此为扩频码)对该卫星信号进行扩频调制，因此作为接收端的全球卫星导航系统接收机在捕获卫星信号之前，需要对扩频调制信号(定义扩频调制信号为扩频后的卫星信号)进行解扩频处理。

现有技术中公开了一种广泛应用于卫星信号(如GPS L1、GPS L2、GALILEO E1、GALILEO E5等)的BOC(Binary-Offset-Carrier，二进制偏移载波)调制方法，该调制方法是对扩频调制信号的进一步调制，BOC调制后的扩频调制信号(定义为BOC调制信号)通常包括数据通道复合子载波、数据通道的导航电文、数据通道伪码、导频通道复合子载波、导频通道的初级码、导频通道的次级码和带有多普勒频率的载波等；其中，数据通道复合子载波由两种不同的BOC子载波(如BOC(1,1)子载波或BOC(6,1)子载波)直接叠加而成，导频通道复合子载波由这两种不同BOC子载波中的一种BOC子载波反向后与另一种BOC子载波叠加而成。

其中，该BOC调制方法可以通过调整BOC子载波与扩频码的速率实现同频点信号的频谱分离，以达到易于实现信号的精确捕获及跟踪的目的。

另外，常用的卫星信号的捕获方法为PMF+FFT(Phase Matched Filters and FastFourier Transform，部分匹配滤波器+快速傅里叶变换)方法，该方法对接收到的BOC调制信号对应的单周期信号伪码进行相干叠加，然后对多周期的信号伪码的相干叠加结果进行非相干叠加，并对非相干叠加结果进行快速傅里叶变换后，根据锁定的相关峰值捕获卫星信号。但由于BOC调制信号的自相关函数具有多峰特性(即主峰周围存在多个旁峰)，在卫星信号捕获过程中，很容易锁定在错误的峰值上，这严重影响到接收机的定位精度。

为了解决上述问题现有技术公开了两种卫星信号捕获方法：一、ASPeCT(Autocorrelation Side-Peak Cancellation Technique，自相关边峰对消技术)方法，该方法通过将接收到的BOC(2n,n)信号分别与本地BOC(2n,n)信号和本地伪码进行相关处理(本地伪码即本地中存储的多种BOC调制信号的信号伪码，如GPS系统中的L1C/A类型的信号伪码，其伪码长度为1023)，并对相关结果进行折叠组合构造处理，最终达到重构BOC调制信号相关函数的目的；二、GRASS(General Removing Ambiguity via SidepeakSuppression，通用的基于副峰抑制技术的模糊消除法)方法，该方法是对ASPeCT方法的推广，基于时域相关函数组合的方式构造出具有无模糊性质的捕获判决量。

上述两种方法虽然在一定程度上能够减少BOC调制信号的自相关函数的旁峰数量，但仍然不能消除旁峰。

发明内容

本发明实施例的提供了一种BOC调制信号的处理方法及装置，通过消除BOC调制信号中的BOC子载波，以达到在卫星信号捕获时消除BOC子载波自相关函数的旁峰的目的。

为达到上述目的，本发明实施例提供了一种BOC调制信号的处理方法，所述方法包括：

确定接收到的二进制偏移载波BOC调制信号的即时信号；

将所述BOC调制信号的即时信号与与其相对应的BOC调制信号的延时信号进行相乘，得到乘积结果；其中，所述BOC调制信号的延时信号包括延时参数，所述延时参数为所述BOC调制信号的延时信号与所述BOC调制信号的即时信号的时间差，所述延时参数为所述BOC调制信号对应信号伪码的半周期的奇数倍，且所述延时参数为所述BOC调制信号中所包含的带有多普勒频率的载波的频率倒数的整数倍；

对所述乘积结果进行高次频率滤波处理后，得到待捕获卫星信号。

较优地，所述BOC调制信号的即时信号的形式为

$s_{E1}\left(t\right)=\sqrt{\frac{C}{2}}s\left(t\right)cos\[2\mathrm{\π}(f_{E1}+f_D)t\];$

所述BOC调制信号的延时信号的形式为

$s_{E1}(t-\mathrm{\τ})=\sqrt{\frac{C}{2}}s(t-\mathrm{\τ})cos\[2\mathrm{\π}(f_{E1}+f_D)(t-\mathrm{\τ})\];$

其中，

$s\left(t\right)=D_{E1-B}\left(t\right)c_{E1-B}\left(t\right){\mathrm{SC}}_{E1-B}\left(t\right)-c_{E1-C}^p\left(t\right)c_{E1-C}^s\left(t\right){\mathrm{SC}}_{E1-C}\left(t\right)$

$\begin{array}{c}s(t-\mathrm{\τ})=D_{E1-B}(t-\mathrm{\τ})c_{E1-B}(t-\mathrm{\τ}){\mathrm{SC}}_{E1-B}(t-\mathrm{\τ})-c_{E1-C}^p(t-\mathrm{\τ})c_{E1-C}^s(t\\ -\mathrm{\τ}){\mathrm{SC}}_{E1-C}(t-\mathrm{\τ})\end{array}$

${\mathrm{SC}}_{E1-B}\left(t\right)=\sqrt{\frac{10}{11}}{S}_{BOC(1,1)}\left(t\right)+\sqrt{\frac{1}{11}}{S}_{BOC(6,1)}\left(t\right)$

${\mathrm{SC}}_{E1-C}\left(t\right)=\sqrt{\frac{10}{11}}{S}_{BOC(1,1)}\left(t\right)-\sqrt{\frac{1}{11}}{S}_{BOC(6,1)}\left(t\right)$

${\mathrm{SC}}_{E1-B}(t-\mathrm{\τ})=\sqrt{\frac{10}{11}}{S}_{BOC(1,1)}(t-\mathrm{\τ})+\sqrt{\frac{1}{11}}{S}_{BOC(6,1)}(t-\mathrm{\τ})$

${\mathrm{SC}}_{E1-C}(t-\mathrm{\τ})=\sqrt{\frac{10}{11}}{S}_{BOC(1,1)}(t-\mathrm{\τ})-\sqrt{\frac{1}{11}}{S}_{BOC(6,1)}(t-\mathrm{\τ})$

f_D为多普勒频率，f_E1为带有多普勒频率的载波的频率，SC_E1-B(t)为数据通道复合子载波；SC_E1-C(t)为导频通道复合子载波，S_BOC(1,1)(t)为BOC(1,1)子载波，S_BOC(6,1)(t)为BOC(6,1)子载波，D_E1-B(t)为数据通道的导航电文，c_E1-B(t)为数据通道的伪码，为导频通道的初级码，为导频通道的次级码，C为常数，t为时间，τ为延时参数。

较优地，所述乘积结果的计算公式为

$\frac{1}{4}s\left(t\right)s(t-\mathrm{\τ})\{cos\[2\mathrm{\π}(f_{E1}+f_D)\mathrm{\τ}\]+cos\[2\mathrm{\π}(f_{E1}+f_D)(2t-\mathrm{\τ})\]\};$

其中，为带有多普勒频率的载波中的高次频率项。

较优地，所述方法还包括：

对所述待捕获卫星信号进行部分匹配滤波器+快速傅里叶变换方法处理，获取卫星信号的相关峰值与相关均值的比值，并与预设的本地捕获门限值比对，如果所述卫星信号的相关峰值与相关均值的比值处于所述本地捕获门限值的范围内，则捕获得到所述卫星信号。

本发明实施例还提供了一种BOC调制信号的处理装置，所述装置包括：

即时信号确定单元，用于确定接收到的二进制偏移载波BOC调制信号的即时信号；

信号乘积单元，用于将所述BOC调制信号的即时信号与与其相对应的BOC调制信号的延时信号进行相乘，得到乘积结果；其中，所述BOC调制信号的延时信号包括延时参数，所述延时参数为所述BOC调制信号的延时信号与所述BOC调制信号的即时信号的时间差，所述延时参数为所述BOC调制信号对应信号伪码的半周期的奇数倍，且所述延时参数为所述BOC调制信号中所包含的带有多普勒频率的载波的频率倒数的整数倍；

滤波处理单元，对所述乘积结果进行高次频率滤波处理后，得到待捕获卫星信号。

较优地，所述BOC调制信号的即时信号的形式为

$s_{E1}\left(t\right)=\sqrt{\frac{C}{2}}s\left(t\right)cos\[2\mathrm{\π}(f_{E1}+f_D)t\];$

所述BOC调制信号的延时信号的形式为

$s_{E1}(t-\mathrm{\τ})=\sqrt{\frac{C}{2}}s(t-\mathrm{\τ})cos\[2\mathrm{\π}(f_{E1}+f_D)(t-\mathrm{\τ})\];$

其中，

$s\left(t\right)=D_{E1-B}\left(t\right)c_{E1-B}\left(t\right){\mathrm{SC}}_{E1-B}\left(t\right)-c_{E1-C}^p\left(t\right)c_{E1-C}^s\left(t\right){\mathrm{SC}}_{E1-C}\left(t\right)$

$\begin{array}{c}s(t-\mathrm{\τ})=D_{E1-B}(t-\mathrm{\τ})c_{E1-B}(t-\mathrm{\τ}){\mathrm{SC}}_{E1-B}(t-\mathrm{\τ})-c_{E1-C}^p(t-\mathrm{\τ})c_{E1-C}^s(t\\ -\mathrm{\τ}){\mathrm{SC}}_{E1-C}(t-\mathrm{\τ})\end{array}$

${\mathrm{SC}}_{E1-B}\left(t\right)=\sqrt{\frac{10}{11}}{S}_{BOC(1,1)}\left(t\right)+\sqrt{\frac{1}{11}}{S}_{BOC(6,1)}\left(t\right)$

${\mathrm{SC}}_{E1-C}\left(t\right)=\sqrt{\frac{10}{11}}{S}_{BOC(1,1)}\left(t\right)-\sqrt{\frac{1}{11}}{S}_{BOC(6,1)}\left(t\right)$

${\mathrm{SC}}_{E1-B}(t-\mathrm{\τ})=\sqrt{\frac{10}{11}}{S}_{BOC(1,1)}(t-\mathrm{\τ})+\sqrt{\frac{1}{11}}{S}_{BOC(6,1)}(t-\mathrm{\τ})$

${\mathrm{SC}}_{E1-C}(t-\mathrm{\τ})=\sqrt{\frac{10}{11}}{S}_{BOC(1,1)}(t-\mathrm{\τ})-\sqrt{\frac{1}{11}}{S}_{BOC(6,1)}(t-\mathrm{\τ})$

f_D为多普勒频率，f_E1为带有多普勒频率的载波的频率，SC_E1-B(t)为数据通道复合子载波；SC_E1-C(t)为导频通道复合子载波，S_BOC(1,1)(t)为BOC(1,1)子载波，S_BOC(6,1)(t)为BOC(6,1)子载波，D_E1-B(t)为数据通道的导航电文，c_E1-B(t)为数据通道的伪码，为导频通道的初级码，为导频通道的次级码，C为常数，t为时间，τ为延时参数。

较优地，所述乘积结果的计算公式为

$\frac{1}{4}s\left(t\right)s(t-\mathrm{\τ})\{cos\[2\mathrm{\π}(f_{E1}+f_D)\mathrm{\τ}\]+cos\[2\mathrm{\π}(f_{E1}+f_D)(2t-\mathrm{\τ})\]\};$

其中，为带有多普勒频率的载波中的高次频率项。

较优地，所述装置还包括：

卫星信号获取单元，用于对所述待捕获卫星信号进行部分匹配滤波器+快速傅里叶变换方法处理，获取卫星信号的相关峰值与相关均值的比值，并与预设的本地捕获门限值比对，如果所述卫星信号的相关峰值与相关均值的比值处于所述本地捕获门限值的范围内，则捕获得到所述卫星信号。

本发明实施例提供的BOC调制信号的处理方法及装置，对卫星传输信号的即时信号和卫星传输信号的延时信号进行乘积，选取延时参数为BOC调制信号对应信号伪码的半周期的奇数倍，以通过消除BOC子载波，达到在卫星信号捕获时消除BOC子载波自相关函数的旁峰的目的；同时，选取的延时参数在满足BOC调制信号对应信号伪码的半周期的奇数倍的前提下，又满足带有多普勒频率载波的频率倒数的整数倍时，并对高次频率项进行滤波处理，可进一步消除多普勒频率，以避免多普勒频率对卫星信号捕获的影响。当然，实施本发明的任一产品或方法并不一定需要同时达到以上所述的所有优点。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明实施例提供的BOC调制信号的处理方法的流程图；

图2为数据通道复合子载波的波形图；

图3为导频通道复合子载波的波形图；

图4为数据通道复合子载波与导频通道复合子载波的自相关函数与互相关函数的波形图；

图5为本发明实施例提供的BOC调制信号的处理装置的结构示意图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

实施例一

如图1所示，为本发明实施例提供的BOC调制信号的处理方法的流程图，所述方法包括：

S110，确定接收到的二进制偏移载波BOC调制信号的即时信号。

本实施例中，全球卫星导航系统接收机在某一时刻接收到的卫星发射的BOC调制信号，即为BOC调制信号的即时信号。

具体地，卫星发射的BOC调制信号通常包括数据通道复合子载波、数据通道的导航电文、数据通道伪码、导频通道复合子载波、导频通道的初级码、导频通道的次级码和带有多普勒频率的载波。

定义BOC调制信号的即时信号的形式为

$s_{E1}\left(t\right)=\sqrt{\frac{C}{2}}s\left(t\right)cos\[2\mathrm{\π}(f_{E1}+f_D)t\]$

其中，

$s\left(t\right)=D_{E1-B}\left(t\right)c_{E1-B}\left(t\right){\mathrm{SC}}_{E1-B}\left(t\right)-c_{E1-C}^p\left(t\right)c_{E1-C}^s\left(t\right){\mathrm{SC}}_{E1-C}\left(t\right)$

${\mathrm{SC}}_{E1-B}\left(t\right)=\sqrt{\frac{10}{11}}{S}_{BOC(1,1)}\left(t\right)+\sqrt{\frac{1}{11}}{S}_{BOC(6,1)}\left(t\right)$

${\mathrm{SC}}_{E1-C}\left(t\right)=\sqrt{\frac{10}{11}}{S}_{BOC(1,1)}\left(t\right)-\sqrt{\frac{1}{11}}{S}_{BOC(6,1)}\left(t\right)$

f_D为多普勒频率，f_E1为带有多普勒频率的载波的频率，SC_E1-B(t)为数据通道复合子载波；SC_E1-C(t)为导频通道复合子载波，S_BOC(1,1)(t)为BOC(1,1)子载波，S_BOC(6,1)(t)为BOC(6,1)子载波，D_E1-B(t)为数据通道的导航电文，c_E1-B(t)为数据通道的伪码，为导频通道的初级码，为导频通道的次级码，C为常数，t为时间。

如图2所示，为数据通道复合子载波的波形图，横坐标表示数据通道复合子载波一个完整周期的时间间隔纵坐标表示数据通道复合子载波的幅度，图中的波形为的具体波形图像。

如图3所示，为导频通道复合子载波的波形图，横坐标表示导频通道复合子载波一个完整周期的时间间隔纵坐标表示导频通道复合子载波的幅度，图中的波形为的具体波形图像。在本实施例中，由于数据通道复合子载波和导频通道复合子载波分别由两种相同的BOC子载波合成，则

如图4所示，为数据通道复合子载波与导频通道复合子载波的自相关函数与互相关函数的波形图。其中，横坐标为数据通道复合子载波或导频通道复合子载的一个完整周期长度T，纵坐标为归一化相关函数幅度。波形1为数据通道复合子载波与导频通道复合子载波的互相关函数，波形2为数据通道复合子载波与导频通道复合子载波的自相关函数(二者的自相关函数相同)。由图4可以看出，当数据通道复合子载波与导频通道复合子载波相差半周期的整数倍时，二者的互相关函数结果为固定值，且为最大值。

S120，将所述BOC调制信号的即时信号与与其相对应的BOC调制信号的延时信号进行相乘，得到乘积结果；其中，所述BOC调制信号的延时信号包括延时参数，所述延时参数为所述BOC调制信号的延时信号与所述BOC调制信号的即时信号的时间差，所述延时参数为所述BOC调制信号对应信号伪码的半周期的奇数倍，且所述延时参数为所述BOC调制信号中所包含的带有多普勒频率的载波的频率倒数的整数倍。

在本实施例中，与BOC调制信号的即时信号相对应的BOC调制信号的延时信号，可认为是在BOC调制信号的即时信号的时间轴上移动了τ的时间差后对应的信号，定义该时间差τ为延时参数。

具体地，BOC调制信号的延时信号的形式可以表示为

$s_{E1}(t-\mathrm{\τ})=\sqrt{\frac{C}{2}}s(t-\mathrm{\τ})cos\[2\mathrm{\π}(f_{E1}+f_D)(t-\mathrm{\τ})\]$

其中，

$\begin{array}{c}s(t-\mathrm{\τ})=D_{E1-B}(t-\mathrm{\τ})c_{E1-B}(t-\mathrm{\τ}){\mathrm{SC}}_{E1-B}(t-\mathrm{\τ})-c_{E1-C}^p(t-\mathrm{\τ})c_{E1-C}^s(t\\ -\mathrm{\τ}){\mathrm{SC}}_{E1-C}(t-\mathrm{\τ})\end{array}$

${\mathrm{SC}}_{E1-B}(t-\mathrm{\τ})=\sqrt{\frac{10}{11}}{S}_{BOC(1,1)}(t-\mathrm{\τ})+\sqrt{\frac{1}{11}}{S}_{BOC(6,1)}(t-\mathrm{\τ})$

${\mathrm{SC}}_{E1-C}(t-\mathrm{\τ})=\sqrt{\frac{10}{11}}{S}_{BOC(1,1)}(t-\mathrm{\τ})-\sqrt{\frac{1}{11}}{S}_{BOC(6,1)}(t-\mathrm{\τ}).$

进一步地，对BOC调制信号的即时信号与BOC调制信号的延时信号进行相乘，得到乘积结果计算公式

$\begin{array}{c}{s}_{E1}\left(t\right)s_{E1}(t-\mathrm{\τ})=\sqrt{\frac{C}{2}}s\left(t\right)cos\[2\mathrm{\π}(f_{E1}+f_D)t\]\sqrt{\frac{C}{2}}s(t-\mathrm{\τ})cos\[2\mathrm{\π}\left(f_D\right)(t-\mathrm{\τ})\]\\ =\frac{C}{2}s\left(t\right)s(t-\mathrm{\τ})cos\[2\mathrm{\π}(f_{E1}+f_D)t\]cos\[2\mathrm{\π}(f_{E1}+f_D)(t-\mathrm{\τ})\]\\ =\frac{1}{4}s\left(t\right)s(t-\mathrm{\τ})\{cos\[2\mathrm{\π}(f_{E1}+f_D)\mathrm{\τ}\]+cos\[2\mathrm{\π}(f_{E1}+f_D)(2t-\mathrm{\τ})\]\}\end{array}$

根据上述公式可知，乘积结果分为两项，其中，第一项

$\frac{1}{4}s\left(t\right)s(t-\mathrm{\τ})cos\[2\mathrm{\π}(f_{E1}+f_D)\mathrm{\τ}\]$

为带有多普勒频率的载波中的低次频率项；第二项

$\frac{1}{4}s\left(t\right)s(t-\mathrm{\τ})cos\[2\mathrm{\π}(f_{E1}+f_D)(2t-\mathrm{\τ})\]$

为带有多普勒频率的载波中的高次频率项。

进一步地，对第一项而言：

由图4可知，数据通道复合子载波SC_E1-B(t)与导频通道复合子载SC_E1-C(t)间的相位相差半个周期的倍数时，二者的互相关函数结果为固定值，且为最大值。因此，为了消除s(t)s(t-τ)中的BOC(1,1)子载波和BOC(6,1)子载波，延时参数τ需要满足信号伪码半周期的奇数倍，即τ＝(n+0.5)T，n＝1、2、3……。

值得注意的是，在本实施例中采用BOC(1,1)子载波和BOC(6,1)子载波只是为了便于描述对BOC子载波的消除的过程，并不仅限于这两种BOC子载波。根据其他不同的BOC子载波组成的不同的数据通道复合子载波与导频通道复合子载波也可采用上述方法来消除BOC子载波。

进一步地，在延时参数τ满足信号伪码半周期的奇数倍的前提下，同时满足BOC调制信号中所包含的带有多普勒频率的载波的频率倒数的整数倍，可消除多普勒频率。

具体地，根据第一项

$\frac{1}{4}s\left(t\right)s(t-\mathrm{\τ})cos\[2\mathrm{\π}(f_{E1}+f_D)\mathrm{\τ}\]$

中的cos[2π(f_E1+f_D)τ]可知，当2π(f_E1+f_D)为2π的整数倍时，cos[2π(f_E1+f_D)τ]＝1，即可消除多普勒频率。

在实际生活中，由于f_E1远大于f_D，可将cos[2π(f_E1+f_D)τ]近似看做cos[2πf_E1τ]，因此，当k＝1、2、3……时，可消除多普勒频率。

值得注意的是，如果需要同时消除BOC子载波和多普勒频率，则τ需要同时满足两个条件，即

$\mathrm{\τ}=\left\{\begin{array}{c}(n+0.5)T,n=1,2,3......\\ \frac{k}{f_{E1}},k=1,2,3......\end{array}\right..$

S130，对所述乘积结果进行高次频率滤波处理后，得到待捕获卫星信号。

具体地，由于s_E1(t)s_E1(t-τ)中的第二项

$\frac{1}{4}s\left(t\right)s(t-\mathrm{\τ})cos\[2\mathrm{\π}(f_{E1}+f_D)(2t-\mathrm{\τ})\]$

为带有多普勒频率的载波中的高次频率项，对乘积结果进行高次频率滤波后，可消除该高次项，最终得到消除BOC(1,1)子载波、BOC(6,1)子载波和多普勒频率的待捕获卫星信号。

本发明实施例提供的BOC调制信号的处理方法，对卫星传输信号的即时信号和卫星传输信号的延时信号进行乘积，选取延时参数为BOC调制信号对应信号伪码的半周期的奇数倍，以通过消除BOC子载波，达到在卫星信号捕获时消除BOC子载波自相关函数的旁峰的目的；同时，选取的延时参数在满足BOC调制信号对应信号伪码的半周期的奇数倍的前提下，又满足带有多普勒频率载波的频率倒数的整数倍时，并对高次频率项进行滤波处理，可进一步消除多普勒频率，以避免多普勒频率对卫星信号捕获的影响。

进一步地，该方法还包括：

对所述待捕获卫星信号进行部分匹配滤波器+快速傅里叶变换方法处理，获取卫星信号的相关峰值与相关均值的比值，并与预设的本地捕获门限值比对，如果卫星信号的相关峰值与相关均值的比值处于所述本地捕获门限值的范围内，则捕获得到所述卫星信号。

具体地，对消除BOC(1,1)子载波、BOC(6,1)子载波和多普勒频率的待捕获卫星信号对应的单周期第一类信号伪码进行降采样处理，得到与本地伪码的码片个数L相同的第二类信号伪码。

对第二类信号伪码进行平均分成P段，每一分段第二类信号伪码的数量为X，L＝P*X。对每一分段的第二类信号伪码进行相干累加，得到P个第一累加值。对P个第一累加值进行相干累加得到1个第二累加值。

根据上述方法获取多个周期第一类信号伪码的第二累加值后进行非相干累加，得到第三累加值。

对第三累加值进行快速傅里叶变换，将时域的信号伪码变换到频域上，获取卫星信号的相关峰值与相关均值的比值，并将该比值与预设的本地捕获门限值比对，如果卫星信号的相关峰值与相关均值的比值处于所述本地捕获门限值的范围内，说明已达到捕获的条件，则捕获得到该卫星信号。例如，假设预设的本地捕获门限值为-130dB，如果获取的相关峰值与相关均值的比值为-135dB，则说明可以捕获较低强度的信号，该比值处于预设的本地捕获门限值的范围内，进而捕获得到卫星信号。

实施例二

如图5所述，为本发明实施例提供的BOC调制信号的处理装置的结构示意图，用于执行上述图1所示的方法，该装置包括：

即时信号确定单元510，用于确定接收到的二进制偏移载波BOC调制信号的即时信号；

信号乘积单元520，用于将所述BOC调制信号的即时信号与与其相对应的BOC调制信号的延时信号进行相乘，得到乘积结果；其中，所述BOC调制信号的延时信号包括延时参数，所述延时参数为所述BOC调制信号的延时信号与所述BOC调制信号的即时信号的时间差，所述延时参数为所述BOC调制信号对应信号伪码的半周期的奇数倍，且所述延时参数为所述BOC调制信号中所包含的带有多普勒频率的载波的频率倒数的整数倍；

滤波处理单元530，对所述乘积结果进行高次频率滤波处理后，得到待捕获卫星信号。

本发明实施例提供的BOC调制信号的处理装置，对卫星传输信号的即时信号和卫星传输信号的延时信号进行乘积，选取延时参数为BOC调制信号对应信号伪码的半周期的奇数倍，以通过消除+BOC子载波，达到在卫星信号捕获时消除BOC子载波自相关函数的旁峰的目的；同时，选取的延时参数在满足BOC调制信号对应信号伪码的半周期的奇数倍的前提下，又满足带有多普勒频率载波的频率倒数的整数倍时，并对高次频率项进行滤波处理，可进一步消除多普勒频率，以避免多普勒频率对卫星信号捕获的影响。

进一步地，所述BOC调制信号的即时信号的形式为

$s_{E1}\left(t\right)=\sqrt{\frac{C}{2}}s\left(t\right)cos\[2\mathrm{\π}(f_{E1}+f_D)t\];$

所述BOC调制信号的延时信号的形式为

$s_{E1}(t-\mathrm{\τ})=\sqrt{\frac{C}{2}}s(t-\mathrm{\τ})cos\[2\mathrm{\π}(f_{E1}+f_D)(t-\mathrm{\τ})\];$

其中，

$s\left(t\right)=D_{E1-B}\left(t\right)c_{E1-B}\left(t\right){\mathrm{SC}}_{E1-B}\left(t\right)-c_{E1-C}^p\left(t\right)c_{E1-C}^s\left(t\right){\mathrm{SC}}_{E1-C}\left(t\right)$

$\begin{array}{c}s(t-\mathrm{\τ})=D_{E1-B}(t-\mathrm{\τ})c_{E1-B}(t-\mathrm{\τ}){\mathrm{SC}}_{E1-B}(t-\mathrm{\τ})-c_{E1-C}^p(t-\mathrm{\τ})c_{E1-C}^s(t\\ -\mathrm{\τ}){\mathrm{SC}}_{E1-C}(t-\mathrm{\τ})\end{array}$

${\mathrm{SC}}_{E1-B}\left(t\right)=\sqrt{\frac{10}{11}}{S}_{BOC(1,1)}\left(t\right)+\sqrt{\frac{1}{11}}{S}_{BOC(6,1)}\left(t\right)$

${\mathrm{SC}}_{E1-C}\left(t\right)=\sqrt{\frac{10}{11}}{S}_{BOC(1,1)}\left(t\right)-\sqrt{\frac{1}{11}}{S}_{BOC(6,1)}\left(t\right)$

${\mathrm{SC}}_{E1-B}(t-\mathrm{\τ})=\sqrt{\frac{10}{11}}{S}_{BOC(1,1)}(t-\mathrm{\τ})+\sqrt{\frac{1}{11}}{S}_{BOC(6,1)}(t-\mathrm{\τ})$

${\mathrm{SC}}_{E1-C}(t-\mathrm{\τ})=\sqrt{\frac{10}{11}}{S}_{BOC(1,1)}(t-\mathrm{\τ})-\sqrt{\frac{1}{11}}{S}_{BOC(6,1)}(t-\mathrm{\τ})$

f_D为多普勒频率，f_E1为带有多普勒频率的载波的频率，SC_E1-B(t)为数据通道复合子载波；SC_E1-C(t)为导频通道复合子载波，S_BOC(1,1)(t)为BOC(1,1)子载波，S_BOC(6,1)(t)为BOC(6,1)子载波，D_E1-B(t)为数据通道的导航电文，c_E1-B(t)为数据通道的伪码，为导频通道的初级码，为导频通道的次级码，C为常数，t为时间，τ为延时参数。

进一步地，所述乘积结果的计算公式为

$\frac{1}{4}s\left(t\right)s(t-\mathrm{\τ})\{cos\[2\mathrm{\π}(f_{E1}+f_D)\mathrm{\τ}\]+cos\[2\mathrm{\π}(f_{E1}+f_D)(2t-\mathrm{\τ})\]\};$

其中，为带有多普勒频率的载波中的高次频率项。

优选地，所述装置还包括：

卫星信号获取单元(图中未示出)，用于对所述待捕获卫星信号进行部分匹配滤波器+快速傅里叶变换方法处理，获取卫星信号的相关峰值与相关均值的比值，并与预设的本地捕获门限值比对，如果所述卫星信号的相关峰值与相关均值的比值处于所述本地捕获门限值的范围内，则捕获得到所述卫星信号。

本实施例提供的BOC调制信号的处理装置，在图5所述的装置的基础上，可通过卫星信号获取单元对待捕获卫星信号进行部分匹配滤波器+快速傅里叶变换方法处理，最终捕获得到卫星信号。

需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

本说明书中的各个实施例均采用相关的方式描述，各个实施例之间相同相似的部分互相参见即可，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处。尤其，对于系统实施例而言，由于其基本相似于方法实施例，所以描述的比较简单，相关之处参见方法实施例的部分说明即可。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均包含在本发明的保护范围内。

Claims (8)

1.一种BOC调制信号的处理方法，其特征在于，所述方法包括：

确定接收到的二进制偏移载波BOC调制信号的即时信号；

将所述BOC调制信号的即时信号与与其相对应的BOC调制信号的延时信号进行相乘，得到乘积结果；其中，所述BOC调制信号的延时信号包括延时参数，所述延时参数为所述BOC调制信号的延时信号与所述BOC调制信号的即时信号的时间差，所述延时参数为所述BOC调制信号对应信号伪码的半周期的奇数倍，且所述延时参数为所述BOC调制信号中所包含的带有多普勒频率的载波的频率倒数的整数倍；

对所述乘积结果进行高次频率滤波处理后，得到待捕获卫星信号。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述BOC调制信号的即时信号的形式为

$s_{E1}\left(t\right)=\sqrt{\frac{C}{2}}s\left(t\right)cos\[2\mathrm{\π}(f_{E1}+f_D)t\];$

所述BOC调制信号的延时信号的形式为

$s_{E1}(t-\mathrm{\τ})=\sqrt{\frac{C}{2}}s(t-\mathrm{\τ})cos\[2\mathrm{\π}(f_{E1}+f_D)(t-\mathrm{\τ})\];$

其中，

$s\left(t\right)=D_{E1-B}\left(t\right)c_{E1-B}\left(t\right){\mathrm{SC}}_{E1-B}\left(t\right)-c_{E1-C}^p\left(t\right)c_{E1-C}^s\left(t\right){\mathrm{SC}}_{E1-C}\left(t\right)$

$\begin{array}{c}s(t-\mathrm{\τ})=D_{E1-B}(t-\mathrm{\τ})c_{E1-B}(t-\mathrm{\τ}){\mathrm{SC}}_{E1-B}(t-\mathrm{\τ})-c_{E1-C}^p(t-\mathrm{\τ})c_{E1-C}^s(t\\ -\mathrm{\τ}\left){\mathrm{SC}}_{E1-C}\right(t-\mathrm{\τ})\end{array}$

${\mathrm{SC}}_{E1-B}\left(t\right)=\sqrt{\frac{10}{11}}{S}_{BOC(1,1)}\left(t\right)+\sqrt{\frac{1}{11}}{S}_{BOC(6,1)}\left(t\right)$

${\mathrm{SC}}_{E1-C}\left(t\right)=\sqrt{\frac{10}{11}}{S}_{BOC(1,1)}\left(t\right)-\sqrt{\frac{1}{11}}{S}_{BOC(6,1)}\left(t\right)$

${\mathrm{SC}}_{E1-B}(t-\mathrm{\τ})=\sqrt{\frac{10}{11}}{S}_{BOC(1,1)}(t-\mathrm{\τ})+\sqrt{\frac{1}{11}}{S}_{BOC(6,1)}(t-\mathrm{\τ})$

${\mathrm{SC}}_{E1-C}(t-\mathrm{\τ})=\sqrt{\frac{10}{11}}{S}_{BOC(1,1)}(t-\mathrm{\τ})-\sqrt{\frac{1}{11}}{S}_{BOC(6,1)}(t-\mathrm{\τ})$

f_D为多普勒频率，f_E1为带有多普勒频率的载波的频率，SC_E1-B(t)为数据通道复合子载波；SC_E1-C(t)为导频通道复合子载波，S_BOC(1,1)(t)为BOC(1,1)子载波，S_BOC(6,1)(t)为BOC(6,1)子载波，D_E1-B(t)为数据通道的导航电文，c_E1-B(t)为数据通道的伪码，为导频通道的初级码，为导频通道的次级码，C为常数，t为时间，τ为延时参数。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述乘积结果的计算公式为

$\frac{1}{4}s\left(t\right)s(t-\mathrm{\τ})\{cos\[2\mathrm{\π}(f_{E1}+f_D)\mathrm{\τ}\]+cos\[2\mathrm{\π}(f_{E1}+f_D)(2t-\mathrm{\τ})\]\};$

其中，为带有多普勒频率的载波中的高次频率项。

4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：

对所述待捕获卫星信号进行部分匹配滤波器+快速傅里叶变换方法处理，获取卫星信号的相关峰值与相关均值的比值，并与预设的本地捕获门限值比对，如果所述卫星信号的相关峰值与相关均值的比值处于所述本地捕获门限值的范围内，则捕获得到所述卫星信号。

5.一种BOC调制信号的处理装置，其特征在于，所述装置包括：

即时信号确定单元，用于确定接收到的二进制偏移载波BOC调制信号的即时信号；

信号乘积单元，用于将所述BOC调制信号的即时信号与与其相对应的BOC调制信号的延时信号进行相乘，得到乘积结果；其中，所述BOC调制信号的延时信号包括延时参数，所述延时参数为所述BOC调制信号的延时信号与所述BOC调制信号的即时信号的时间差，所述延时参数为所述BOC调制信号对应信号伪码的半周期的奇数倍，且所述延时参数为所述BOC调制信号中所包含的带有多普勒频率的载波的频率倒数的整数倍；

滤波处理单元，对所述乘积结果进行高次频率滤波处理后，得到待捕获卫星信号。

6.根据权利要求5所述的装置，其特征在于，所述BOC调制信号的即时信号的形式为

$s_{E1}\left(t\right)=\sqrt{\frac{C}{2}}s\left(t\right)cos\[2\mathrm{\π}(f_{E1}+f_D)t\];$

所述BOC调制信号的延时信号的形式为

$s_{E1}(t-\mathrm{\τ})=\sqrt{\frac{C}{2}}s(t-\mathrm{\τ})cos\[2\mathrm{\π}(f_{E1}+f_D)(t-\mathrm{\τ})\];$

其中，

$s\left(t\right)=D_{E1-B}\left(t\right)c_{E1-B}\left(t\right){\mathrm{SC}}_{E1-B}\left(t\right)-c_{E1-C}^p\left(t\right)c_{E1-C}^s\left(t\right){\mathrm{SC}}_{E1-C}\left(t\right)$

$\begin{array}{c}s(t-\mathrm{\τ})=D_{E1-B}(t-\mathrm{\τ})c_{E1-B}(t-\mathrm{\τ}){\mathrm{SC}}_{E1-B}(t-\mathrm{\τ})-c_{E1-C}^p(t-\mathrm{\τ})c_{E1-C}^s(t\\ -\mathrm{\τ}\left){\mathrm{SC}}_{E1-C}\right(t-\mathrm{\τ})\end{array}$

${\mathrm{SC}}_{E1-B}\left(t\right)=\sqrt{\frac{10}{11}}{S}_{BOC(1,1)}\left(t\right)+\sqrt{\frac{1}{11}}{S}_{BOC(6,1)}\left(t\right)$

${\mathrm{SC}}_{E1-C}\left(t\right)=\sqrt{\frac{10}{11}}{S}_{BOC(1,1)}\left(t\right)-\sqrt{\frac{1}{11}}{S}_{BOC(6,1)}\left(t\right)$

${\mathrm{SC}}_{E1-B}(t-\mathrm{\τ})=\sqrt{\frac{10}{11}}{S}_{BOC(1,1)}(t-\mathrm{\τ})+\sqrt{\frac{1}{11}}{S}_{BOC(6,1)}(t-\mathrm{\τ})$

${\mathrm{SC}}_{E1-C}(t-\mathrm{\τ})=\sqrt{\frac{10}{11}}{S}_{BOC(1,1)}(t-\mathrm{\τ})-\sqrt{\frac{1}{11}}{S}_{BOC(6,1)}(t-\mathrm{\τ})$

f_D为多普勒频率，f_E1为带有多普勒频率的载波的频率，SC_E1-B(t)为数据通道复合子载波；SC_E1-C(t)为导频通道复合子载波，S_BOC(1,1)(t)为BOC(1,1)子载波，S_BOC(6,1)(t)为BOC(6,1)子载波，D_E1-B(t)为数据通道的导航电文，c_E1-B(t)为数据通道的伪码，为导频通道的初级码，为导频通道的次级码，C为常数，t为时间，τ为延时参数。

7.根据权利要求6所述的装置，其特征在于，所述乘积结果的计算公式为

$\frac{1}{4}s\left(t\right)s(t-\mathrm{\τ})\{cos\[2\mathrm{\π}(f_{E1}+f_D)\mathrm{\τ}\]+cos\[2\mathrm{\π}(f_{E1}+f_D)(2t-\mathrm{\τ})\]\};$

其中，为带有多普勒频率的载波中的高次频率项。

8.根据权利要求5所述的装置，其特征在于，所述装置还包括：

卫星信号获取单元，用于对所述待捕获卫星信号进行部分匹配滤波器+快速傅里叶变换方法处理，获取卫星信号的相关峰值与相关均值的比值，并与预设的本地捕获门限值比对，如果所述卫星信号的相关峰值与相关均值的比值处于所述本地捕获门限值的范围内，则捕获得到所述卫星信号。