CN103929391A - 一种频率校准方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种频率校准方法及装置，涉及通信技术，使得终端发送PSK调制信号，接收到PSK调制信号后，截取上升沿位置后足够长的一段数据，确定幅度的方差最小的一组数据进行粗频偏估计和粗频偏补偿，再确定较准确的时隙起始位置，重新截取一个时隙的数据，根据该数据确定细频偏偏移值，从而得到较准确的频偏偏移，根据该频偏偏移进行频率校准即可提高频率校准的准确性，同时，由于先进行粗频偏估计和粗频偏补偿，再确定较准确的时隙起始位置，截取数据进行细频偏补偿，所以提高了确定频偏偏移值的效率，进而提高了频率校准的效率。

Description

一种频率校准方法及装置

技术领域

本发明涉及通信技术，尤其涉及一种频率校准方法及装置。

背景技术

终端在入网前都需要进行射频一致性测试，对终端进行快速频率校准已成为测试设备必须具备的功能之一，在校准阶段终端的频率误差的特点是频率误差范围大，可以达到几十kHz，从而对测试设备提出了较高的要求。

随着移动通信系统的快速发展，支持多种制式的终端亦得到了迅速发展，目前终端厂商已开发了支持GSM、WCDMA、TD-SCDMA、LTE等多种制式的相关产品。在这些终端产品入网以前，需要对其进行一致性测试，而其中的射频一致性测试又是其中的最基本的测试，是进行其它测试的基础。

目前对这些不同制式的终端进行射频一致性测试的一般是综合在一起的测试设备，被称为综测仪。综测仪一般除了具备按照射频一致性测试的相关协议进行有关测量项的测试外，还需要具备快速校准的功能，对终端进行频率、功率和增益的校准。对频率的校准一般称为AFC(Automatic Frequency Control，自动频率控制)校准，往往需要对较大范围的频率误差进行快速、准确的估计。

AFC校准一般可分为两种模式：一种是CW波模式，一种是调制信号模式。在CW波模式下，综测仪接收到的是载波频率已知的单音信号，这样由于参考信号是已知的，并且是单一的，不需要进行对定时同步有高要求的恢复参考信号的过程，从而对频偏的估计比较简单。而在调制信号模式下，即使导频或训练序列的信号是已知的，但是由于其特征并非是单一的，而是一串带有调制信息的采样点，因此频率误差估计对定时同步误差十分敏感，需要进行精确的定时同步，以使得参考信号和接收信号能够尽可能的匹配上，从而能够进行足够准确的频率误差估计。

调制信号模式下的精同步一般通过对导频或训练序列进行相关和相关值搜索得到，但是当频率误差较大时，又会反过来使得精同步不准确，这样就构成了两者之间的矛盾。为了解决这个矛盾，一般的做法是通过设置大的频偏步长对接收到的调制信号进行补偿，每次补偿后再使用导频或者训练序列进行相关值的计算以及相关峰值有效性的判断。这样做一方面进行峰值有效性判断时的门限难以设定，另一方面，由于要按照一定步长进行大频偏搜索，也会增加处理时延以及存在时延不确定的因素

可见，现有调制信号模式下的综测仪AFC校准时的频偏估计算法，存在频偏估计范围大和精同步之间的矛盾，为了解决这一矛盾一般按一定步长进行大频偏搜索、直到精同步时的相关峰值满足一定门限而判断为有效，这样一方面峰值有效性的门限实际上难以设定，而且大频偏搜索也会增加处理时延、并且存在时延不确定的因素。

发明内容

本发明实施例提供一种频率校准方法及装置，以提高频率校准的准确性和频率校准的效率。

一种频率校准方法，包括：

接收终端发送的PSK调制信号，并确定所述信号的上升沿位置；

根据上升沿位置截取数据，并按照过采样率对截取的数据进行分组；

确定幅度的方差最小的分组，根据该分组中的数据确定粗频偏偏移值，并通过该粗频偏偏移值对所述幅度的方差最小的分组进行频偏补偿；

根据导频或训练序列确定时隙起始位置，截取一个时隙的数据并根据该数据确定细频偏偏移值；

根据所述粗频偏偏移值和所述细频偏偏移值的和，进行频率校准。

一种频率校准装置，包括：

上升沿确定单元，用于接收终端发送的PSK调制信号，并确定所述信号的上升沿位置；

分组单元，用于根据上升沿位置截取数据，并按照过采样率对截取的数据进行分组；

粗频偏估计单元，用于确定幅度的方差最小的分组，根据该分组中的数据确定粗频偏偏移值，并通过该粗频偏偏移值对所述幅度的方差最小的分组进行频偏补偿；

细频偏估计单元，用于根据导频或训练序列确定时隙起始位置，截取一个时隙的数据并根据该数据确定细频偏偏移值；

频率校准单元，用于根据所述粗频偏偏移值和所述细频偏偏移值的和，进行频率校准。

本发明实施例提供一种频率校准方法及装置，使得终端发送PSK调制信号，接收到PSK调制信号后，截取上升沿位置后足够长的一段数据，确定幅度的方差最小的一组数据进行粗频偏估计和粗频偏补偿，再确定较准确的时隙起始位置，重新截取一个时隙的数据，根据该数据确定细频偏偏移值，从而得到较准确的频偏偏移，根据该频偏偏移进行频率校准即可提高频率校准的准确性，同时，由于先进行粗频偏估计和粗频偏补偿，再确定较准确的时隙起始位置，截取数据进行细频偏补偿，所以提高了确定频偏偏移值的效率，进而提高了频率校准的效率。

附图说明

图1为本发明实施例提供的频率校准方法流程图；

图2为本发明实施例提供的较具体的频率校准方法流程图；

图3为本发明实施例提供的对应实施例一的频率校准方法流程图；

图4为本发明实施例提供的对应实施例二的频率校准方法流程图；

图5为本发明实施例提供的频率校准装置结构示意图。

具体实施方式

本发明实施例提供一种频率校准方法及装置，使得终端发送PSK调制信号，接收到PSK调制信号后，截取上升沿位置后足够长的一段数据，确定幅度的方差最小的一组数据进行粗频偏估计和粗频偏补偿，再确定较准确的时隙起始位置，重新截取一个时隙的数据，根据该数据确定细频偏偏移值，从而得到较准确的频偏偏移，根据该频偏偏移进行频率校准即可提高频率校准的准确性，同时，由于先进行粗频偏估计和粗频偏补偿，再确定较准确的时隙起始位置，截取数据进行细频偏补偿，所以提高了确定频偏偏移值的效率，进而提高了频率校准的效率。

如图1所示，本发明实施例提供的频率校准方法，包括：

步骤S101、接收终端发送的PSK调制信号，并确定信号的上升沿位置；

步骤S102、根据上升沿位置截取数据，并按照过采样率对截取的数据进行分组；

步骤S103、确定幅度的方差最小的分组，根据该分组中的数据确定粗频偏偏移值，并通过该粗频偏偏移值对幅度的方差最小的分组进行频偏补偿；

步骤S104、根据导频或训练序列确定时隙起始位置，截取一个时隙的数据并根据该数据确定细频偏偏移值；

步骤S105、根据粗频偏偏移值和细频偏偏移值的和，进行频率校准。

可见，由于先进行粗频偏估计和粗频偏补偿，再在确定较准确的时隙起始位置后，截取一个时隙的数据进行细频偏估计，从而得到较准确的频偏偏移值，提高了频率校准的准确度和效率。

具体的，如图2所示，该方法包括：

步骤S201、上位机配置终端发送M元PSK(比如BPSK、QPSK、8PSK调制等)调制信号，这样配置的目的是可以得到标准M元PSK星座图的调制信号，以方便去除调制信息，从而进行频偏估计；

步骤S202、综测仪进行功率搜索，确定接收信号的上升沿位置；

步骤S203、根据上升沿位置、通过设置足够大的余量，综测仪截取足够长的确定有效的数据(确定在真正的上升沿之后的数据)，并对截取数据按照过采样率进行数据分组；

步骤S204、对数据分组分别求其幅度的方差，方差最小的分组为最佳采样分组；

步骤S205、求粗频偏：首先对最佳采样分组求M次方(M为调制指数：对于BPSK，M＝2；对于QPSK，M＝4，对于8PSK，M＝8；以此类推)操作以消除M元PSK调制信号的调制信息；之后对得到的M次方(M为调制指数：对于BPSK，M＝2；对于QPSK，M＝4，对于8PSK，M＝8；以此类推)后的数据补零、进行FFT变换，再对FFT变换之后的数据进行FFT移位操作以使得零频在中心位置，其中需要选择合适的FFT变换的点数使得FFT分辨率至少在以下的细频偏估计的范围之内；然后求FFT移位操作后的数据的绝对值的峰值位置；最后根据峰值位置和中心位置的差以及FFT分辨率和M的取值得到粗频偏偏移值；

步骤S206、对最佳采样分组进行粗频偏补偿；

步骤S207、根据测试配置得到本地导频数据，使用本地导频数据和粗频偏补偿后的数据进行相关值计算，并找到相关值的绝对值的峰值位置；

步骤S208、根据得到的峰值位置截取准确的一个时隙的数据，并对时隙数据进行检测和解调得到一个时隙的符号数据；

步骤S209、对符号数据求M次方(M为调制指数：对于BPSK，M＝2；对于QPSK，M＝4，对于8PSK，M＝8；以此类推)从而去除调制信息，再对M次方(M为调制指数：对于BPSK，M＝2；对于QPSK，M＝4，对于8PSK，M＝8；以此类推)后的数据使用近似最大似然估计、并除以M，从而得到细频偏偏移值；

步骤S210、将粗频偏偏移值与细频偏偏移值相加，得到最终的频偏估计结果。

具体的，在WCDMA系统中，可以对终端进行配置，使得终端只发送DPCCH信号，不发送DPDCH信号，从而得到标准的QPSK调制信号，便于去除调制信息进行频偏估计。

在步骤S101中，收终端发送的PSK调制信号，并确定信号的上升沿位置，可以通过确定PSK调制信号样点滑动窗的功率值，再根据各采样点的样点滑动窗的功率值确定信号的上升沿位置来实现。

步骤S102中，根据上升沿位置截取数据，并按照过采样率对截取的数据进行分组，具体包括：

确定截取数据为r′＝[r′(0)，r′(1)，…，r′(N′-1)]，N′＝OSR*N_FOE，其中r′(i)＝r(i+I_start+N_Δ*OSR)，OSR为过采样率，N_Δ为预先设置的余量，N_FOE≤N_c为用以频偏估计的符号数，N_c为一个时隙的码片数目，其中，对于WCDMA，N_c为2560，对于TD-SCDMA，则N_c为864。

对截取的数据的前N_var*OSR个数据进行分组，得到OSR个组r₀′、r′₁、...、r′_OSR-1，每组中均1倍采样数据，其中，N_var为每个分组的码片数，且N_var≤N_FOE。

步骤S103中，确定幅度的方差最小的分组，根据该分组中的数据确定粗频偏偏移值，具体包括：

对幅度的方差最小的分组进行M次方操作，其中，M为调制指数；

对得到的M次方操作后的数据补零，进行FFT变换，其中，FFT变换的点数在设定范围内，使得FFT分辨率在细频偏估计的范围内；

对FFT变换之后的数据进行FFT移位操作，使得零频在中心位置；

确定FFT移位操作后的数据的绝对值的峰值位置；

根据峰值位置和中心位置的差以及FFT分辨率和M的取值得到粗频偏偏移值。

具体的，对幅度的方差最小的分组进行M次方操作后，去除调制信息，得到r′_pow4＝[r′_pow4(0)，r′_pow4(1)，...，r′_pow4(N_FOE-1)]，当该信号为QPSK信号时，M＝4，r′_pow4(i)＝(r′_TFFT(i))⁴＝(r′_FFT(i))²(r′_FFTT(i))²；

对r′_pow4补零得到N_FFT点进行FFT的数据：其中N_FFT为2的整数次幂；

进行FFT运算得到r_{FFT_OUT}＝FFT(r_{FFT_IN})；

进行FFT移位操作得到r_{FFT_Shift}＝[r_{FFT_Shift}(0)，r_{FFT_Shift}(1)，...，r_{FFT_Shift}(N_FFT-1)]，其中，

$r_{\mathrm{FFT}\_\mathrm{Shift}}\left(i\right)=\left\{\begin{array}{c}{r}_{\mathrm{FFT}\_\mathrm{OUT}}(i+\frac{N_{\mathrm{FFT}}}{2}),0\≤i\≤\frac{N_{\mathrm{FFT}}}{2}\\ r_{\mathrm{FFT}\_\mathrm{OUT}}(i-\frac{N_{\mathrm{FFT}}}{2}),\frac{N_{\mathrm{FFT}}}{2}\≤i\≤N_{\mathrm{FFT}}\end{array}\right.;$

确定r_{FFT_Shift}的绝对值最大的位置 $A_{\mathrm{index}}=\arg \underset{i=\mathrm{0,1},...,N_{\mathrm{FFT}}}{\max }\left(\right|r_{\mathrm{FFT}\_\mathrm{Shift}}\left(i\right)\left|\right);$

确定粗频偏估计结果为其中为FFT变换的频率分辨率；f_c为1倍采样速率。

步骤S103中，通过该粗频偏偏移值对幅度的方差最小的分组进行频偏补偿，具体包括：

确定粗频偏补偿后的数据为r_comp＝[r_comp(0)，r_comp(1)，…，r_comp(N_comp-1)]，其中， $r_{\mathrm{comp}}\left(i\right)=r(I_{\mathrm{start}}+I_{\mathrm{opt}}+i*\mathrm{OSR})e^{-j2\mathrm{\πi}{f}_{\mathrm{el}}{T}_c},i=\mathrm{0,1},...,N_{\mathrm{comp}}-1;$ T_c为码片周期，N_comp＝N_c+N_sync，N_c为1个时隙的码片数目(对于WCDMA为2560，对于TD-SCDMA为864)，N_sync为进行同步搜索的数据窗口长度，f_e1为粗频偏偏移值，I_opt为该分组数据的采样偏差。需要注意的是这里假设估计的上升沿位置I_start确定比真实的上升沿位置要小，以使得真正的上升沿位置包括在同步搜索窗口之内；否则，需要增加一个余量，以使得真正的上升沿位置包括在同步搜索窗口之内。

在WCDMA系统中，需要根据导频确定时隙起始位置，而在TD-SCDMA系统中，则需要根据训练序列确定时隙起始位置。

具体的，当信号为WCDMA信号时，步骤S104中，根据导频确定时隙起始位置，具体包括：

根据配置的导频格式，得到原始导频比特：

d_pilot＝[d_pilot(0)，d_pilot(1)，…，d_pilot(N_pilot-1)]；

将d_pilot进行BPSK调制得到调制符号d′_pilot＝[d′_pilot(0)，d′_pilot(1)，...，d′_pilot(N_pilot-1)]，其中d′_pilot(i)＝-2d_pilot(i)+1；

对d′_pilot进行扩频： $d_{\mathrm{spr},\mathrm{pilot}}=d_{\mathrm{pilot}}^{\′}\⊗c_{\mathrm{ch},\mathrm{256,0}}=[d_{\mathrm{pilot}}^{\′}\left(0\right)*c_{\mathrm{ch},\mathrm{256,0}},d_{\mathrm{pilot}}^{\′}\left(1\right)*c_{\mathrm{ch},\mathrm{256,0}},...,d_{\mathrm{pilot}}^{\′}(N_{\mathrm{pilot}}-1)*c_{\mathrm{ch},\mathrm{256,0}}],$ 其中，表示直积，c_ch，256，0为扩频码。

通过该时隙的扰码s₀＝[s₀(0)，s₀(1)，...，s₀(2559)]进行加扰得到参考导频信号：d_scr，pilot＝[d_scr，pilot(0)，d_scr，pilot(1)，...，d_scr，pilot(256*N_pilot-1)]，其中d_scr，pilot(i)＝(j*d_spr，pilot(i))*s₀(i)；

确定相关值R_pilot＝[R_pilot(0)，R_pilot(1)，…，R_pilot(N_sync-1)]，其中，

$R_{\mathrm{pilot}}\left(i\right)=\underset{j=0}{\overset{N_{c,\mathrm{pilot}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_{\mathrm{comp}}(i+j)d_{\mathrm{scr},\mathrm{pilot}}*\left(j\right);$

确定相关值的峰值位置为： $I_{\max }=\arg \underset{i=\mathrm{0,1},...,N_{\mathrm{sync}}-1}{\max }\left({\left|R_{\mathrm{pilot}}\left(i\right)\right|}^2\right);$

确定时隙的精确的起始位置为：r(I_start+I_opt+I_max*OSR)；

当信号为TD-SCDMA信号时，步骤S104中，根据训练序列(中间码)确定时隙起始位置，具体包括：

根据配置的基本中间码号和中间码偏移值得到参考中间码符号：

d_mid＝[d_mid(0)，d_mid(1)，…，d_mid(N_mid-1)]，

其中，N_Mid＝144为中间码符号数，d_mid(i)在{1，-1，j，-j}中取值；

确定相关值：R_pilot＝[R_pilot(0)，R_pilot(1)，…，R_pilot(N_sync-1)]，

其中， $R_{\mathrm{pilot}}\left(i\right)=\underset{j=0}{\overset{127}{\mathrm{\Σ}}}{r}_{\mathrm{comp}}(i+j+352+16)d_{\mathrm{mid}}*(j+16);$

确定相关值的峰值位置为： $I_{\max }=\arg \underset{i=\mathrm{0,1},...,N_{\mathrm{sync}}-1}{\max }\left({\left|R_{\mathrm{pilot}}\left(i\right)\right|}^2\right);$

确定时隙的精确的起始位置为：r(I_start+I_opt+I_max*OSR)。

当信号为WCDMA信号时，步骤S104中，根据该数据确定细频偏偏移值，具体包括：

对该数据进行解扰和解扩；

去除解扩后的数据中的调制信息；

根据去除调制信息后的数据确定细频偏偏移值。

具体的，首先确定从粗频偏补偿后的数据r_comp中截取的数据为：r_slot，0＝[r_slot，0(0)，r_slot，0(1)，..，r_slot，0(N_c-1)]，其中r_slot，0(i)＝r_comp(i+I_max)；

对该数据进行解扰得到d_des，dpcch＝[d_des，dpcch(0)，d_des，dpcch(1)，...，d_des，dpcch(N_c-1)]，其中d_des，dpcch(i)＝r_slot，0(i)*s₀*(i)

对解扰后的数据进行解扩得到d_soft＝[d_soft(0)，d_soft(1)，...，d_soft(9)]，

其中， $d_{\mathrm{soft}}\left(i\right)=\frac{1}{256}\underset{j=0}{\overset{255}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{\mathrm{des},\mathrm{dpcch}}(i*256+j)*c_{\mathrm{ch},\mathrm{256,0}}\left(j\right)=\frac{1}{256}\underset{j=0}{\overset{255}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{\mathrm{des},\mathrm{dpcch}}(i*256+j);$

去除解扩后的数据中的调制信息，得到：d_sqr＝[d_sqr(0)，d_sqr(1)，...，d_sqr(N_sym-1)]，当该信号为BPSK信号时，d_sqr(i)＝(d_soft(i))²，N_sym为1个时隙的DPCCH符号数目；

确定d_sqr中元素的延迟自相关： $R=\frac{1}{N_{\mathrm{sym}}-1}\underset{i=1}{\overset{N_{\mathrm{sym}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{\mathrm{sqr}}\left(i\right){d*}_{\mathrm{sqr}}(i-1);$

确定细频偏偏移值为：其中T_s为DPCCH信道的符号周期；当信号为TD-SCDMA信号时，步骤S104中，根据该数据确定细频偏偏移值，具体包括：

取一个时隙的粗频偏补偿后的结果；

截取Midamble(中间)码两侧的数据块；

对截取的数据块进行解扰和解扩；

去除解扩后的数据中的调制信息；

根据去除调制信息后的数据确定细频偏偏移值。

具体的，根据得到的精同步位置，从粗频偏补偿后的数据r_comp中截取一个时隙的数据：r_slot＝[r_slot(0)，r_slot(1)，...，r_slot(N_c-1)]，其中r_slot(i)＝r_comp(i+I_max)；

截取中间码两侧的数据块，第一个数据块表示为d₁＝[d₁(0)，d₁(1)，…，d₁(351)]，第二个数据块表示为d₂＝[d₂(0)，d₂(1)，…，d₂(351)]，其中d₁(i)＝r_slot，0(i)，d₂(i)＝r_slot，0(i+352+144)；

解扰：

TD-SCDMA使用长度为16的扰码，根据配置的扰码号确定复数扰码序列，记为：s＝[s(0)，s(1)，...，s(15)]；

对d₁解扰得：d_des1＝[d_des1(0)，d_des1(1)，...，d_des1(351)]，其中d_des1(i)＝d₁(i)*s^*(mod(i，16))；对d₂解扰得：d_des2＝[d_des2(0)，d_des2(1)，...，d_des2(351)]，其中d_des2(i)＝d₂(i)*s^*(mod)(i，16))；解扩：

设配置的扩频因子为SF_dpch，则数据块1和数据块2的符号数为：N_sym＝352/SF_dpch；

根据配置，得到使用的扩频码(根据协议包含的扩频码系数)为：c_dpch＝[c_dpch(0)，c_dpch(1)，...，c_dpch(SF_dpch-1)]。

对d_desl解扩得：d_1，soft＝[d_1，soft(0)，d_1，soft(1)，...，d_1，soft(N_sym-1)]，

其中 $d_{1,\mathrm{soft}}\left(i\right)=\underset{j=0}{\overset{{\mathrm{SF}}_{\mathrm{dpch}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{\mathrm{des}1}(i*{\mathrm{SF}}_{\mathrm{dpch}}+j)*c_{\mathrm{dpch}}^{*}\left(\mathrm{mod}(j,{\mathrm{SF}}_{\mathrm{dpch}})\right);$

对d_des2解扩得：d_2，soft＝[d_2，soft(0)，d_2，soft(1)，...，d_2，soft(N_sym-1)]，

其中 $d_{2,\mathrm{soft}}\left(i\right)=\underset{j=0}{\overset{{\mathrm{SF}}_{\mathrm{dpch}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{\mathrm{des}2}(i*{\mathrm{SF}}_{\mathrm{dpch}}+j)*c_{\mathrm{dpch}}^{*}\left(\mathrm{mod}(j,{\mathrm{SF}}_{\mathrm{dpch}})\right);$

去除调制信息：

与WCDMA不同，解扰、解扩的DPCH数据d_1，soft和d_2，soft仍为QPSK调制信号，可以采用求4次方的方式去除调制信息，得到：

d_1，pow4＝[d_1，pow4(0)，d_1，pow4(1)，...，d_1，pow4(N_sym-1)]，

d_2，pow4＝[d_2，pow4(0)，d_2，pow4(1)，...，d_2，pow4(N_sym-1)]。

其中 $d_{k,\mathrm{pow}4}\left(i\right)=d_{k,\mathrm{soft}}^4\left(i\right),i=\mathrm{0,1},...,N_{\mathrm{sym}}-1,k=\mathrm{1,2};$

计算两个数据块的相关值： $R=\underset{i=1}{\overset{N_{\mathrm{sym}}}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{1,\mathrm{sqr}}\left(i\right){d*}_{2,\mathrm{sqr}}\left(i\right);$

计算残余频偏： $f_{e2}=\frac{1}{2\mathrm{\π}{T}_s(N_{\mathrm{sym}}+N_{\mathrm{mid}})}\arg \left(R\right)/4,$ 其中 $T_s=\mathrm{SF}*T_c=\frac{\mathrm{SF}}{1.28\×{10}^6}$ 秒，为DPCH信道的符号周期，N_mid为midamble码的时间长度对应的符号速率下的个数，为144/SF。

下面，通过具体的实施例分别对WCDMA系统中和TD-SCDMA系统中的频率校准方法进行详细说明：

实施例一、

该实施例是在WCDMA系统中，调制信号模式下AFC校准时的频率校准。

如图3所示，该频率校准方法包括：

步骤S301、上位机配置β_c＝15以及β_d＝0，从而使得终端只发送DPCCH信号、而不发送DPDCH信号，这样配置的目的是可以得到标准QPSK星座图的调制信号，以方便去除调制信息，从而进行频偏估计。

步骤S302、上升沿检测：

假设综测仪接收一个无线帧的数据r＝[r(0)，r(1)，...，r(N-1)]，N＝OSR*N_c*N_slot，其中OSR为过采样率，N_c＝2560为DPCCH信道一个时隙的码片数目，N_slot＝15为输入数据的时隙数目；

计算接收信号样点滑动窗的功率值： $P_{\mathrm{win}}\left(i\right)=\underset{n=i}{\overset{i+L_{\mathrm{win}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|r\left(n\right)\right|}^2,i=\mathrm{0,1},...,N-L_{\mathrm{win}};$ 其中L_win为功率计算窗长包含的样点数目。

搜索上升沿：

$\begin{array}{ccc}\mathrm{for}& & i=0:N-L_{\mathrm{win}}\\ & \mathrm{if}& \frac{P_{\mathrm{win}}(i+L_{\mathrm{win}})}{P_{\mathrm{win}}\left(i\right)}>P_{\lim }\\ & & I_{\mathrm{start}}=i+2L_{\mathrm{win}}\\ & \mathrm{end}& \\ & \mathrm{break};& \\ \mathrm{end}& & \end{array};$

其中P_lim为上升沿功率差门限值。

如果已知接收信号功率值，上升沿判断的条件也可以采用功率绝对值。

步骤S303、截取有效数据，并进行分组：

取出用以进行粗频偏估计的数据：

r′＝[r′(0)，r′(1)，…，r′(N′-1)]，N′＝OSR*SF_dpcch*N_FOE，

其中r′(i)＝r(i+I_start+N_Δ*OSR)，N_Δ是为了保证能够取到真正数据开始的位置之后的数据而设置的余量，N_FOE≤N_c为用以频偏估计的符号数，N_c为一个时隙的码片数目(对于WCDMA为2560，对于TD-SCDMA为864)。

数据分组：

对r′的前N_var*OSR个数据进行分组，得到OSR组1倍采样数据：

r′₀、r′₁、...、r′_OSR-1，其中N_var≤SF_dpcch*N_foe1为每个分组的码片数。

第i组数据的第j个样点取值为：

r′_i(j)＝r′(j*OSR+i)，i＝0，1，...，OSR-1，j＝0，1，...，N_var-1。

步骤S304、确定最佳采样分组：

对各组数据中元素分别求幅度的平方，得到：r′_s，0、r′_s，1、...、r′_s，OSR-1，

其中r′_s，i(j)＝|r′_i(j)|²，i＝0，1，...，OSR-1，j＝0，1，...，N_var-1；

对各组数据的幅度的平方，分别求平均值，得到：

其中 $\stackrel{\‾}{r_{s,i}^{\′}}=\frac{1}{N_{\mathrm{var}}}\underset{j=0}{\overset{N_{\mathrm{var}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_{s,i}^{\′}\left(j\right),i=\mathrm{0,1},...,\mathrm{OSR}-1.$

求方差：

求各个模方矢量的方差，得到σ₀，σ₁，...，σ_OSR-1，

其中 ${\mathrm{\σ}}_i=\frac{1}{N_{\mathrm{var}}}\underset{j=0}{\overset{N_{\mathrm{var}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{(r_{s,i}^{\′}\left(j\right)-\stackrel{\‾}{r_{s,i}^{\′}})}^2,i=\mathrm{0,1},...,\mathrm{OSR}-1.$

求最佳采样位置：

方差最小的一路分组数据的采样偏差最小：

步骤S305、使用FFT运算进行粗频偏估计：

截取用以进行FFT运算的样点：r′_FFT＝[r′_FFT(0)，r′_FFT(1)，...，r′_FFT(N_FOE-1)]，其中r′_FFT(i)＝r(i*OSR+I_start+N_Δ*OSR+I_opt)，i＝0，1，...，N_FOE-1，N_FOE为进行FFT运算的有效样点数；

因为r′_FFT为QPSK调制信号，对其求4次方操作，可以消除调制带来的相位跳变，得到：

r′_pow4＝[r′_pow4(0)，r′_pow4(1)，...，r′_pow4(N_FOE-1)]，

其中r′_pow4(i)＝(r′_FFTT(i))⁴＝(r′_FFT(i))²(r′_FFT(i))²。

对r′_pow4补零得到N_FFT点进行FFT的数据：

其中N_FFT为2的整数次幂。

进行FFT运算，以及FFT移位操作：

FFT运算得到：r_{FFT_OUT}＝FFT(r_{FFT_IN})；

FFT移位得到：r_{FFT_Shift}＝[r_{FFT_Shifi}(0)，r_{FFT_Shift}(1)，...，r_{FFT_Shift}(N_FFT-1)]；

其中 $r_{\mathrm{FFT}\_\mathrm{Shift}}\left(i\right)=\left\{\begin{array}{c}{r}_{\mathrm{FFT}\_\mathrm{OUT}}(i+\frac{N_{\mathrm{FFT}}}{2}),0\≤i\≤\frac{N_{\mathrm{FFT}}}{2}\\ r_{\mathrm{FFT}\_\mathrm{OUT}}(i-\frac{N_{\mathrm{FFT}}}{2}),\frac{N_{\mathrm{FFT}}}{2}\≤i\≤N_{\mathrm{FFT}}\end{array}\right..$

找绝对值最大的位置： $A_{\mathrm{index}}=\arg \underset{i=\mathrm{0,1},...,N_{\mathrm{FFT}}}{\max }\left(\right|r_{\mathrm{FFT}\_\mathrm{Shift}}\left(i\right)\left|\right).$

粗频偏估计： $f_{e1}=(A_{\mathrm{index}}-\frac{N_{\mathrm{FFT}}}{2})*\mathrm{\Δf}/4,$

其中为FFT变换的频率分辨率；f_c为1倍采样速率(等于码片速率)，取值为3.84×10⁶Hz；除以4消除了4次方对频偏扩大4倍的影响。

步骤S306、粗频偏补偿，得到：r_comp＝r_comp(0)，r_comp(1)，…，r_comp(M_comp-1)]，

其中 $r_{\mathrm{comp}}\left(i\right)=r(I_{\mathrm{start}}+I_{\mathrm{opt}}+i*\mathrm{OSR})e^{-j2\mathrm{\πi}{f}_{\mathrm{el}}{T}_c},i=\mathrm{0,1},...,N_{\mathrm{comp}}-1;$ T_c为WCDMA码片周期；N_comp＝N_c+N_sync，N_c＝2560为1个时隙的码片数目，N_sync为进行同步搜索的数据窗口长度(码片数)；

粗频偏补偿后的数据用以进行精同步求相关值的计算以及细频偏的估计。步骤S307、精同步：

参考导频信号生成后，根据配置的导频格式，得到原始导频比特：

d_pilot＝[_dpilot(0)，d_pilot(1)，…，d_pilot(N_pilot-1)]；

将d_pilot进行BPSK调制得到调制符号d′_pilot＝[d′_pilot(0)，d′_pilot(1)，...，d′_pilot(N_poilt-1)]，其中d′_pilot(i)＝-2d_pilot(i)+1，取值为+1或-1；

将d′_pilot使用扩频码c_ch，256，0扩频，其中c_ch，256，0为协议规定的DPCCH信道使用的扩频码，取值为全1的256维矢量： $d_{\mathrm{spr},\mathrm{pilot}}=d_{\mathrm{pilot}}^{\′}\⊗c_{\mathrm{ch},\mathrm{256,0}}=[d_{\mathrm{pilot}}^{\′}\left(0\right)*c_{\mathrm{ch},\mathrm{256,0}},d_{\mathrm{pilot}}^{\′}\left(1\right)*c_{\mathrm{ch},\mathrm{256,0}},...,d_{\mathrm{pilot}}^{\′}(N_{\mathrm{pilot}}-1)*c_{\mathrm{ch},\mathrm{256,0}}],$ 其中表示直积；

加扰得到参考导频信号d_scr，pilot；

根据上位机配置的扰码ID得到该时隙的扰码为：s₀＝[s₀(0)，s₀(1)，...，s₀(2559)]。

加扰得到：d_scr，pilot＝[d_scr，pilot(0)，d_scr，pilot(1)，...，d_scr，pilot(256*N_pilot-1)]，其中d_scr，pilot(i)＝(j*d_spr，pilot(i))*s₀(i)，

相关值计算，得到R_pilot＝[R_pilot(0)，R_pilot(1)，…，R_pilot(N_sync-1)]，其中

$R_{\mathrm{pilot}}\left(i\right)=\underset{j=0}{\overset{N_{c,\mathrm{pilot}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_{\mathrm{comp}}(i+j)d_{\mathrm{scr},\mathrm{pilot}}*\left(j\right);$

相关值的峰值位置为： $I_{\max }=\arg \underset{i=\mathrm{0,1},...,N_{\mathrm{sync}}-1}{\max }\left({\left|R_{\mathrm{pilot}}\left(i\right)\right|}^2\right);$ 则时隙的精确的起始位置为：样点r(I_start+I_opt+I_max*OSR)。

步骤S308、细频偏估计：

根据得到的精同步位置，从粗频偏补偿后的数据r_comp中截取一个时隙的数据：r_slot，0＝[r_slot，0(0)，r_slot，0(1)，...，r_slot，0(N_c-1)]，其中r_slot，0(i)＝r_comp(i+I_max)；

解扰得：d_des，dpcch＝[d_des，dpcch(0)，d_des，dpcch(1)，...，d_des，dpcch(N_c-1)]，其中d_des，dpcch(i)＝r_slot，0(i)*s₀*(i)

解扩得：d_soft＝[d_soft(0)，d_soft(1)，...，d_soft(9)]，

其中， $d_{\mathrm{soft}}\left(i\right)=\frac{1}{256}\underset{j=0}{\overset{255}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{\mathrm{des},\mathrm{dpcch}}(i*256+j)*c_{\mathrm{ch},\mathrm{256,0}}\left(j\right)=\frac{1}{256}\underset{j=0}{\overset{255}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{\mathrm{des},\mathrm{dpcch}}(i*256+j),$

因为得到的d_soft为解扰、解扩后的DPCCH数据，其为位于虚轴的BPSK调制信号，可以采用求平方的方式去除调制信息，得到：d_sqr＝[d_sqr(0)，d_sqr(1)，...，d_sqr(N_sym-1)]，其中d_sqr(i)＝(d_soft(i))²，N_sym＝10，为1个时隙的DPCCH符号数目；

计算d_sqr中元素的延迟自相关R： $R=\frac{1}{N_{\mathrm{sym}}-1}\underset{i=1}{\overset{N_{\mathrm{sym}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{\mathrm{sqr}}\left(i\right){d*}_{\mathrm{sqr}}(i-1);$

计算残余频偏：其中秒，为DPCCH信道的符号周期。

步骤S309、确定总频偏：f_e＝f_e1+f_e2；

步骤S310、根据总频偏进行频率校准。

实施例二、

该实施例是在TD-SCDMA系统中，12.2kbps调制信号模式下AFC校准时的频偏估计，且假定在做频偏估计前，已经过定时同步，定时同步过程与实施例一中定时同步过程相同。

如图4所示，该频率校准方法包括：

步骤S401、上位机配置终端在分配的上行时隙发送QPSK调制的DPCH信号，此外，上位机还需要配置终端发送的扰码号、基本Midamble码(中间码)号、扰码号(根据协议扰码号等于基本中间码号)、中间码偏移以及扩频因子和扩频码。

步骤S402、上升沿检测：

假设综测仪接收一个子帧长度的数据：

r＝[r(0)，r(1)，…，r(N-1)]，N＝OSR*N_subframe，

其中，OSR为过采样率，N_subframe＝6400为TD-SCDMA一个子帧的码片数目；

计算接收信号样点滑动窗的功率值： $P_{\mathrm{win}}\left(i\right)=\underset{n=i}{\overset{i+L_{\mathrm{win}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|r\left(n\right)\right|}^2,i=\mathrm{0,1},...,N-L_{\mathrm{win}};$ 其中L_win为功率计算窗长包含的样点数目；

搜索上升沿：

$\begin{array}{ccc}\mathrm{for}& & i=0:N-L_{\mathrm{win}}\\ & \mathrm{if}& \frac{P_{\mathrm{win}}(i+L_{\mathrm{win}})}{P_{\mathrm{win}}\left(i\right)}>P_{\lim }\\ & & I_{\mathrm{start}}=i+2L_{\mathrm{win}}\\ & \mathrm{end}& \\ & \mathrm{break};& \\ \mathrm{end}& & \end{array};$

其中P_lim为上升沿功率差门限值。

如果已知接收信号功率值，上升沿判断的条件也可以采用功率绝对值。

步骤S403、截取有效数据，并进行分组：

取出用以进行粗频偏估计的数据：

r′＝[r′(0)，r′(1)，…，r′(N′-1)]，N′＝OSR*N_FOE。

其中r′(i)＝r(i+I_start+N_Δ*OSR)，N_Δ是为了保证能够取到真正数据开始的位置之后的数据而设置的余量，N_FOE≤N_c为用以频偏估计的码片数，N_c＝848为一个时隙的码片数目(不包括保卫间隔部分)。

数据分组：

对r′的前N_var*OSR个数据进行分组，得到OSR组1倍采样数据：

r′₀、r′₁、...、r′_OSR-1，其中N_var≤N_FOE为每个分组的码片数。

第i组数据的第j个样点取值为：

r′_i(j)＝r′(j*OSR+i)，i＝0，1，...，OSR-1，j＝0，1，...，N_var-1。

步骤S404、确定最佳采样分组：

对各组数据中元素分别求幅度的平方，得到：r′_s，0、r′_s，1、...、r′_s，OSR-1，

其中r′_s，i(j)＝|r′_i(j)|²，i＝0，1，...，OSR-1，j＝0，1，...，N_var-1。

对各组数据的幅度的平方，分别求平均值，得到：

其中 $\stackrel{\‾}{r_{s,i}^{\′}}=\frac{1}{N_{\mathrm{var}}}\underset{j=0}{\overset{N_{\mathrm{var}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_{s,i}^{\′}\left(j\right),i=\mathrm{0,1},...,\mathrm{OSR}-1.$

求方差：

求各个模方矢量的方差，得到σ₀，σ₁，...，σ_OSR-1，

其中 ${\mathrm{\σ}}_i=\frac{1}{N_{\mathrm{var}}}\underset{j=0}{\overset{N_{\mathrm{var}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{(r_{s,i}^{\′}\left(j\right)-\stackrel{\‾}{r_{s,i}^{\′}})}^2,i=\mathrm{0,1},...,\mathrm{OSR}-1.$

求最佳采样位置：

方差最小的一路分组数据的采样偏差最小：

步骤S405、使用FFT运算进行粗频偏估计：

截取用以进行FFT运算的样点：r′_FFT＝[r′_FFT(0)，r′_FFT(1)，...，r′_FFT(N_FOE-1)]，其中r′_FFT(i)＝r(i*OSR+I_Start+N_Δ*OSR+I_opt)，i＝0，1，...，N_FOE-1，N_FOE为进行FFT运算的有效样点数；

因为r_FFT为QPSK调制信号，对其求4次方操作，可以消除调制带来的相位跳变，得到：

r′_pow4＝[r′_pow4(0)，r′_pow4(1)，...，r′_pow4(N_FOE-1)]，

其中r′_pow4(i)＝(r′_FFT(i))⁴＝(r′_FFT(i))²(r′_FFT(i))²。

对r′_pow4补零得到N_FFT点进行FFT的数据：

其中N_FFT为2的整数次幂。

进行FFT运算，以及FFT移位操作：

FFT运算得到：r_{FFT_OUT}＝FFT(r_{FFT_IN})；

FFT移位得到：r_{FFT_Shift}＝[r_{FFT_Shift}(0)，r_{FFT_Shift}(1)，...，r_{FFT_Shift}(N_FFT-1)]；

其中 $r_{\mathrm{FFT}\_\mathrm{Shift}}\left(i\right)=\left\{\begin{array}{c}{r}_{\mathrm{FFT}\_\mathrm{OUT}}(i+\frac{N_{\mathrm{FFT}}}{2}),0\≤i\≤\frac{N_{\mathrm{FFT}}}{2}\\ r_{\mathrm{FFT}\_\mathrm{OUT}}(i-\frac{N_{\mathrm{FFT}}}{2}),\frac{N_{\mathrm{FFT}}}{2}\≤i\≤N_{\mathrm{FFT}}\end{array}\right.;$

找绝对值最大的位置： $A_{\mathrm{index}}=\arg \underset{i=\mathrm{0,1},...,N_{\mathrm{FFT}}}{\max }\left(\right|r_{\mathrm{FFT}\_\mathrm{Shift}}\left(i\right)\left|\right).$

粗频偏估计： $f_{e1}=(A_{\mathrm{index}}-\frac{N_{\mathrm{FFT}}}{2})*\mathrm{\Δf}/4,$

其中为FFT变换的频率分辨率；f_c为1倍采样速率(等于码片速率)，取值为1.28×10⁶Hz；除以4消除了4次方对频偏扩大4倍的影响。

步骤S406、粗频偏补偿，得到：r_comp＝[r_comp(0)，r_comp(1)，…，r_comp(N_comp-1)]，

其中 $r_{\mathrm{comp}}\left(i\right)=r(I_{\mathrm{start}}+I_{\mathrm{opt}}+i*\mathrm{OSR})e^{-j2\mathrm{\πi}{f}_{\mathrm{el}}{T}_c},i=\mathrm{0,1},...,N_{\mathrm{comp}}-1;$ T_c为TD-SCDMA码片周期；N_comp＝N_c+N_sync，N_c＝848为1个时隙的码片数目(不包括保卫间隔部分)，N_sync为进行同步搜索的数据窗口长度(码片数)。

粗频偏补偿后的数据用以进行精同步求相关值的计算以及细频偏的估计。

步骤S407、精同步：

本地中间码(Midamble)信号生成后，根据配置的基本中间码号和中间码偏移值得到中间码符号：

d_mid＝[d_mid(0)，d_mid(1)，…，d_mid(N_mid-1)]，其中N_mid＝144为中间码符号数，d_mid(i)在{1，-1，j，-j}中取值。

相关值计算，得到R_pilot＝[R_pilot(0)，R_pilot(1)，...，R_pilot(N_sync-1)]，其中

$R_{\mathrm{pilot}}\left(i\right)=\underset{j=0}{\overset{127}{\mathrm{\Σ}}}{r}_{\mathrm{comp}}(i+j+352+16)d_{\mathrm{mid}}*(j+16);$

确定相关值的峰值位置为： $I_{\max }=\arg \underset{i=\mathrm{0,1},...,N_{\mathrm{sync}}-1}{\max }\left({\left|R_{\mathrm{pilot}}\left(i\right)\right|}^2\right);$

则时隙的精确的起始位置为：样点r(I_start+I_opt+I_max*OSR)。

步骤S408、细频偏估计：

根据得到的精同步位置，从粗频偏补偿后的数据r_comp中截取一个时隙的数据：r_slot＝[r_slot(0)，r_slot(1)，...，r_slot(N_c-1)]，其中r_slot(i)＝r_comp(i+I_max)；

截取中间码两侧的数据块，第一个数据块表示为d₁＝[d₁(0)，d₁(1)，…，d₁(351)]，第二个数据块表示为d₂＝[d₂(0)，d₂(1)，…，d₂(351)]；

其中d₁(i)＝r_slot，0(i)，d₂(i)＝r_slot，0(i+352+144)；

TD-SCDMA使用长度为16的扰码，根据配置的扰码号确定复数扰码序列，记为：s＝[s(0)，s(1)，...，s(15)]；

对d₁解扰得：d_des1＝[d_des1(0)，d_des1(1)，...，d_des1(351)]，

其中d_des1(i)＝d₁(i)*s^*(mod(i，16))；

对d₂解扰得：d_des2＝[d_des2(0)，d_des2(1)，...，d_des2(351)]，

其中d_des2(i)＝d₂(i)*s^*(mod(i，16))。

设配置的扩频因子为SF_dpch，则数据块1和数据块2的符号数为：N_sym＝352/SF_dpch；

根据配置，得到使用的扩频码(根据协议包含了扩频码系数)为：c_dpch＝[c_dpch(0)，c_dpch(1)，...，c_dpch(SF_dpch-1)]；

对d_des1解扩得：d_1，soft＝[d_1，soft(0)，d_1，soft(1)，...，d_1，soft(N_sym-1)]，

其中 $d_{1,\mathrm{soft}}\left(i\right)=\underset{j=0}{\overset{{\mathrm{SF}}_{\mathrm{dpch}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{\mathrm{des}1}(i*{\mathrm{SF}}_{\mathrm{dpch}}+j)*c_{\mathrm{dpch}}^{*}\left(\mathrm{mod}(j,{\mathrm{SF}}_{\mathrm{dpch}})\right);$

对d_des2解扩得：d_2，soft＝[d_2，soft(0)，d_2，soft(1)，...，d_2，soft(N_sym-1)]，

其中 $d_{2,\mathrm{soft}}\left(i\right)=\underset{j=0}{\overset{{\mathrm{SF}}_{\mathrm{dpch}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{\mathrm{des}2}(i*{\mathrm{SF}}_{\mathrm{dpch}}+j)*c_{\mathrm{dpch}}^{*}\left(\mathrm{mod}(j,{\mathrm{SF}}_{\mathrm{dpch}})\right).$

与WCDMA不同，解扰、解扩的DPCH数据d_1，soft和d_2，soft仍为QPSK调制信号，可以采用求4次方的方式去除调制信息，得到：d_1，pow4＝[d_1，pow4(0)，d_1，pow4(1)，...，d_1，pow4(N_sym-1)]，d_2，pow4＝[d_2，pow4(0)，d_2，pow4(1)，...，d_2，pow2(N_sym-1)]，

其中 $d_{k,\mathrm{pow}4}\left(i\right)=d_{k,\mathrm{soft}}^4\left(i\right),i=\mathrm{0,1},...,N_{\mathrm{sym}}-1,k=\mathrm{1,2}.$

计算两个数据块的相关值： $R=\underset{i=1}{\overset{N_{\mathrm{sym}}}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{1,\mathrm{sqr}}\left(i\right){d*}_{2,\mathrm{sqr}}\left(i\right);$

计算残余频偏 $f_{e2}=\frac{1}{2\mathrm{\π}{T}_s(N_{\mathrm{sym}}+N_{\mathrm{mid}})}\arg \left(R\right)/4,$ 其中 $T_s=\mathrm{SF}*T_c=\frac{\mathrm{SF}}{1.28\×{10}^6}$ 秒，为DPCH信道的符号周期，N_mid为midamble码的时间长度对应的符号速率下的个数，为144/SF。

步骤S409、确定总频偏：f_e＝f_e1+f_e2；

步骤S410、根据总频偏进行频率校准。

本发明实施例还相应提供一种频率校准装置，如图5所示，包括：

上升沿确定单元501，用于接收终端发送的PSK调制信号，并确定信号的上升沿位置；

分组单元502，用于根据上升沿位置截取数据，并按照过采样率对截取的数据进行分组；

粗频偏估计单元503，用于确定幅度的方差最小的分组，根据该分组中的数据确定粗频偏偏移值，并通过该粗频偏偏移值对幅度的方差最小的分组进行频偏补偿；

细频偏估计单元504，用于根据导频或训练序列确定时隙起始位置，截取一个时隙的数据并根据该数据确定细频偏偏移值；

频率校准单元505，用于根据粗频偏偏移值和细频偏偏移值的和，进行频率校准。

当所述信号为WCDMA信号时，上升沿确定单元501还用于：

在接收终端发送的PSK调制信号，并确定信号的上升沿位置前，对终端进行配置，使得终端只发送DPCCH信号，不发送DPDCH信号。

上升沿确定单元501具体用于：

确定PSK调制信号样点滑动窗的功率值；

根据各采样点的样点滑动窗的功率值确定信号的上升沿位置。

分组单元502具体用于：

确定截取数据为r′＝[r′(0)，r′(1)，…，r′(N′-1)]，N′＝OSR*N_FOE，其中r′(i)＝r(i+I_start+N_Δ*OSR)，OSR为过采样率，N_Δ为预先设置的余量，N_FOE≤N_c为用以频偏估计的符号数，N_c为一个时隙的码片数目(对于WCDMA为2560，对于TD-SCDMA为864)。

对截取的数据的前N_var*OSR个数据进行分组，得到OSR个组r′₀、r′₁、...、r′_OSR-1，每组中均1倍采样数据，其中，N_var为每个分组的码片数，且N_var≤N_FOE。

粗频偏估计单元503确定幅度的方差最小的分组，根据该分组中的数据确定粗频偏偏移值，具体包括：

对幅度的方差最小的分组进行M次方操作，其中，M为调制指数；

对得到的M次方操作后的数据补零，进行FFT变换，其中，FFT变换的点数在设定范围内，使得FFT分辨率在细频偏估计的范围内；

对FFT变换之后的数据进行FFT移位操作，使得零频在中心位置；

确定FFT移位操作后的数据的绝对值的峰值位置；

根据峰值位置和中心位置的差以及FFT分辨率和M的取值得到粗频偏偏移值。

当信号为WCDMA信号时，粗频偏估计单元503通过该粗频偏偏移值对幅度的方差最小的分组进行频偏补偿，具体包括：

确定粗频偏补偿后的数据为r_comp＝[r_comp(0)，r_comp(1)，...，r_comp(N_comp-1)]，其中， $r_{\mathrm{comp}}\left(i\right)=r(I_{\mathrm{start}}+I_{\mathrm{opt}}+i*\mathrm{OSR})e^{-j2\mathrm{\πi}{f}_{\mathrm{el}}{T}_c},i=\mathrm{0,1},...,N_{\mathrm{comp}}-1;$ T_c为码片周期，N_comp＝N_c+N_sync，N_c为1个时隙的码片数目，N_sync为进行同步搜索的数据窗口长度，f_e1为粗频偏偏移值，I_opt为该分组数据的采样偏差；

当信号为WCDMA信号时，细频偏估计单元504根据导频确定时隙起始位置，具体包括：

根据配置的导频格式，得到原始导频比特：

d_pilot＝[d_pilot(0)，d_pilot(1)，…，d_pilot(N_pilot-1)]；

将d_pilot进行BPSK调制得到调制符号d′_pilot＝[d′_pilot(0)，d′_pilot(1)，...，d′_pilot(N_pilot-1)]，其中d′_pilot(i)＝-2d_pilot(i)+1；

对d′_pilot进行扩频： $d_{\mathrm{spr},\mathrm{pilot}}=d_{\mathrm{pilot}}^{\′}\⊗c_{\mathrm{ch},\mathrm{256,0}}=[d_{\mathrm{pilot}}^{\′}\left(0\right)*c_{\mathrm{ch},\mathrm{256,0}},d_{\mathrm{pilot}}^{\′}\left(1\right)*c_{\mathrm{ch},\mathrm{256,0}},...,d_{\mathrm{pilot}}^{\′}(N_{\mathrm{pilot}}-1)*c_{\mathrm{ch},\mathrm{256,0}}],$ 其中，表示直积，c_ch，256，0为扩频码。

通过该时隙的扰码s₀＝[s₀(0)，s₀(1)，...，s₀(2559)]进行加扰得到参考导频信号：d_scr，pilot＝[d_scr，pilot(0)，d_scr，pilot(1)，...，d_scr，pilot(256*N_pilot-1)]，其中d_scr，pilot(i)＝(j*d_spr，pilot(i))*s₀(i)；

确定相关值R_pilot＝[R_pilot(0)，R_pilot(1)，…，R_pilot(N_sync-1)]，其中，

$R_{\mathrm{pilot}}\left(i\right)=\underset{j=0}{\overset{N_{c,\mathrm{pilot}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_{\mathrm{comp}}(i+j)d_{\mathrm{scr},\mathrm{pilot}}*\left(j\right);$

确定相关值的峰值位置为： $I_{\max }=\arg \underset{i=\mathrm{0,1},...,N_{\mathrm{sync}}-1}{\max }\left({\left|R_{\mathrm{pilot}}\left(i\right)\right|}^2\right);$

确定时隙的精确的起始位置为r(I_start+I_opt+I_max*OSR)；

当信号为TD-SCDMA信号时，细频偏估计单元504根据训练序列(中间码)确定时隙起始位置，具体包括：

根据配置的基本中间码号和中间码偏移值得到参考中间码符号：

d_mid＝[d_mid(0)，d_mid(1)，…，d_mid(N_mid-1)]，

其中，N_mid＝144为中间码符号数，d_mid(i)在{1，-1，j，-j}中取值；

确定相关值：R_pilot＝[R_pilot(0)，R_pilot(1)，…，R_pilot(N_sync-1)]，

其中， $R_{\mathrm{pilot}}\left(i\right)=\underset{j=0}{\overset{127}{\mathrm{\Σ}}}{r}_{\mathrm{comp}}(i+j+352+16)d_{\mathrm{mid}}*(j+16);$

确定相关值的峰值位置为： $I_{\max }=\arg \underset{i=\mathrm{0,1},...,N_{\mathrm{sync}}-1}{\max }\left({\left|R_{\mathrm{pilot}}\left(i\right)\right|}^2\right);$

确定时隙的精确的起始位置为：r(I_start+I_opt+I_max*OSR)。

当信号为WCDMA信号时，细频偏估计单元504根据该数据确定细频偏偏移值，具体包括：

对该数据进行解扰和解扩；

去除解扩后的数据中的调制信息；

根据去除调制信息后的数据确定细频偏偏移值；

当所述信号为TD-SCDMA信号时，细频偏估计单元504根据该数据确定细频偏偏移值，具体包括：

取一个时隙的粗频偏补偿后的结果；

截取中间码两侧的数据块；

对截取的数据块进行解扰和解扩；

去除解扩后的数据中的调制信息；

根据去除调制信息后的数据确定细频偏偏移值。

本发明实施例提供一种频率校准方法及装置，使得终端发送PSK调制信号，接收到PSK调制信号后，截取上升沿位置后足够长的一段数据，确定幅度的方差最小的一组数据进行粗频偏估计和粗频偏补偿，再确定较准确的时隙起始位置，重新截取一个时隙的数据，根据该数据确定细频偏偏移值，从而得到较准确的频偏偏移，根据该频偏偏移进行频率校准即可提高频率校准的准确性，同时，由于先进行粗频偏估计和粗频偏补偿，再确定较准确的时隙起始位置，截取数据进行细频偏补偿，所以提高了确定频偏偏移值的效率，进而提高了频率校准的效率。

本领域内的技术人员应明白，本发明的实施例可提供为方法、系统、或计算机程序产品。因此，本发明可采用完全硬件实施例、完全软件实施例、或结合软件和硬件方面的实施例的形式。而且，本发明可采用在一个或多个其中包含有计算机可用程序代码的计算机可用存储介质(包括但不限于磁盘存储器、CD-ROM、光学存储器等)上实施的计算机程序产品的形式。

本发明是参照根据本发明实施例的方法、设备(系统)、和计算机程序产品的流程图和/或方框图来描述的。应理解可由计算机程序指令实现流程图和/或方框图中的每一流程和/或方框、以及流程图和/或方框图中的流程和/或方框的结合。可提供这些计算机程序指令到通用计算机、专用计算机、嵌入式处理机或其他可编程数据处理设备的处理器以产生一个机器，使得通过计算机或其他可编程数据处理设备的处理器执行的指令产生用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的装置。

这些计算机程序指令也可存储在能引导计算机或其他可编程数据处理设备以特定方式工作的计算机可读存储器中，使得存储在该计算机可读存储器中的指令产生包括指令装置的制造品，该指令装置实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能。

这些计算机程序指令也可装载到计算机或其他可编程数据处理设备上，使得在计算机或其他可编程设备上执行一系列操作步骤以产生计算机实现的处理，从而在计算机或其他可编程设备上执行的指令提供用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的步骤。

尽管已描述了本发明的优选实施例，但本领域内的技术人员一旦得知了基本创造性概念，则可对这些实施例作出另外的变更和修改。所以，所附权利要求意欲解释为包括优选实施例以及落入本发明范围的所有变更和修改。

显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。

Claims (16)

1.一种频率校准方法，其特征在于，包括：

接收终端发送的PSK调制信号，并确定所述信号的上升沿位置；

根据上升沿位置截取数据，并按照过采样率对截取的数据进行分组；

确定幅度的方差最小的分组，根据该分组中的数据确定粗频偏偏移值，并通过该粗频偏偏移值对所述幅度的方差最小的分组进行频偏补偿；

根据导频或训练序列确定时隙起始位置，截取一个时隙的数据并根据该数据确定细频偏偏移值；

根据所述粗频偏偏移值和所述细频偏偏移值的和，进行频率校准。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，当所述信号为WCDMA信号时，所述接收终端发送的PSK调制信号，并确定所述信号的上升沿位置前，还包括：

对终端进行配置，使得终端只发送DPCCH信号，不发送DPDCH信号。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述接收终端发送的PSK调制信号，并确定所述信号的上升沿位置，具体包括：

确定所述PSK调制信号样点滑动窗的功率值；

根据各采样点的样点滑动窗的功率值确定所述信号的上升沿位置I_start。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述根据上升沿位置截取数据，并按照过采样率对截取的数据进行分组，具体包括：

确定截取数据为r′＝[r′(0)，r′(1)，…，r′(N′-1)]，N′＝OSR*N_FOE，其中r′(i)＝r(i+I_start+N_Δ*OSR)，OSR为过采样率，N_Δ为预先设置的余量，N_FOE≤N_c为用以频偏估计的符号数，N_c为一个时隙的码片数目；

对截取的数据的前N_var*OSR个数据进行分组，得到OSR个组r′₀、r′₁、...、r′_OSR-1，每组中均1倍采样数据，其中，N_var为每个分组的码片数，且N_var≤N_FOE。

5.如权利要求4所述的方法，其特征在于，所述确定幅度的方差最小的分组，根据该分组中的数据确定粗频偏偏移值，具体包括：

对幅度的方差最小的分组进行M次方操作，其中，M为调制指数；

对得到的M次方操作后的数据补零，进行FFT变换，其中，FFT变换的点数在设定范围内，使得FFT分辨率在细频偏估计的范围内；

对FFT变换之后的数据进行FFT移位操作，使得零频在中心位置；

确定FFT移位操作后的数据的绝对值的峰值位置；

根据峰值位置和中心位置的差以及FFT分辨率和M的取值得到粗频偏偏移值。

6.如权利要求5所述的方法，其特征在于，所述通过该粗频偏偏移值对所述幅度的方差最小的分组进行频偏补偿，具体包括：

确定粗频偏补偿后的数据为r_comp＝[r_comp(0)，r_comp(1)，…，r_comp(N_comp-1)]，其中， $r_{\mathrm{comp}}\left(i\right)=r(I_{\mathrm{start}}+I_{\mathrm{opt}}+i*\mathrm{OSR})e^{-j2\mathrm{\πi}{f}_{\mathrm{el}}{T}_c},i=\mathrm{0,1},...,N_{\mathrm{comp}}-1;$ T_c为码片周期，N_comp＝N_c+N_sync，N_c为1个时隙的码片数目，N_sync为进行同步搜索的数据窗口长度，f_e1为粗频偏偏移值，I_opt为该分组数据的采样偏差。

7.如权利要求6所述的方法，其特征在于，当所述信号为WCDMA信号时，所述根据导频确定时隙起始位置，具体包括：

根据配置的导频格式，得到原始导频比特：

d_pilot＝[_dpilot(0)，d_pilot(1)，…，d_pilot(N_pilot-1)]；

将d_pilot进行BPSK调制得到调制符号d′_pilot＝[d′_pilot(0)，d′_pilot(1)，...，d′_pilot(N_pilot-1)]，其中d′_pilot(i)＝-2d_pilot(i)+1；

对d′_pilot进行扩频： $d_{\mathrm{spr},\mathrm{pilot}}=d_{\mathrm{pilot}}^{\′}\⊗c_{\mathrm{ch},\mathrm{256,0}}=[d_{\mathrm{pilot}}^{\′}\left(0\right)*c_{\mathrm{ch},\mathrm{256,0}},d_{\mathrm{pilot}}^{\′}\left(1\right)*c_{\mathrm{ch},\mathrm{256,0}},...,d_{\mathrm{pilot}}^{\′}(N_{\mathrm{pilot}}-1)*c_{\mathrm{ch},\mathrm{256,0}}],$ 其中，表示直积，c_ch，256，0为扩频码；

通过该时隙的扰码s₀＝[s₀(0)，s₀(1)，...，s₀(2559)]进行加扰得到参考导频信号：d_scr，pilot＝[d_scr，pilot(0)，d_scr，pilot(1)，...，d_scr，pilot(256*N_pilot-1)]，其中d_scr，pilot(i)＝(j*d_spr，pilot(i))*s₀(i)；

确定相关值：R_pilot＝[R_pilot(0)，R_pilot(1)，…，R_pilot(N_sync-1)]，其中，

$R_{\mathrm{pilot}}\left(i\right)=\underset{j=0}{\overset{N_{c,\mathrm{pilot}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_{\mathrm{comp}}(i+j)d_{\mathrm{scr},\mathrm{pilot}}*\left(j\right);$

确定相关值的峰值位置为： $I_{\max }=\arg \underset{i=\mathrm{0,1},...,N_{\mathrm{sync}}-1}{\max }\left({\left|R_{\mathrm{pilot}}\left(i\right)\right|}^2\right);$

确定时隙的精确的起始位置为：r(I_start+I_opt+I_max*OSR)；

当所述信号为TD-SCDMA信号时，所述根据训练序列确定时隙起始位置，具体包括：

根据配置的基本中间码号和中间码偏移值得到参考中间码符号：

d_mid＝[d_mid(0)，d_mid(1)，…，d_mid(N_mid-1)]；

其中，N_mis＝144为中间码符号数，d_mid(i)在{1，-1，j，-j}中取值；

确定相关值：R_pilot＝[R_pilot(0)，R_pilot(1)，…，R_pilot(N_sync-1)]，

其中， $R_{\mathrm{pilot}}\left(i\right)=\underset{j=0}{\overset{127}{\mathrm{\Σ}}}{r}_{\mathrm{comp}}(i+j+352+16)d_{\mathrm{mid}}*(i+16);$

确定相关值的峰值位置为： $I_{\max }=\arg \underset{i=\mathrm{0,1},...,N_{\mathrm{sync}}-1}{\max }\left({\left|R_{\mathrm{pilot}}\left(i\right)\right|}^2\right);$

确定时隙的精确的起始位置为：r(I_start+I_opt+I_max*OSR)。

8.如权利要求7所述的方法，其特征在于，当所述信号为WCDMA信号时，所述根据该数据确定细频偏偏移值，具体包括：

对该数据进行解扰和解扩；

去除解扩后的数据中的调制信息；

根据去除调制信息后的数据确定细频偏偏移值；

当所述信号为TD-SCDMA信号时，所述根据该数据确定细频偏偏移值，具体包括：

取一个时隙的粗频偏补偿后的结果；

截取中间码两侧的数据块；

对截取的数据块进行解扰、解扩；

去除解扩后的数据中的调制信息；

根据去除调制信息后的数据确定细频偏偏移值。

9.一种频率校准装置，其特征在于，包括：

上升沿确定单元，用于接收终端发送的PSK调制信号，并确定所述信号的上升沿位置；

分组单元，用于根据上升沿位置截取数据，并按照过采样率对截取的数据进行分组；

粗频偏估计单元，用于确定幅度的方差最小的分组，根据该分组中的数据确定粗频偏偏移值，并通过该粗频偏偏移值对所述幅度的方差最小的分组进行频偏补偿；

细频偏估计单元，用于根据导频或训练序列确定时隙起始位置，截取一个时隙的数据并根据该数据确定细频偏偏移值；

频率校准单元，用于根据所述粗频偏偏移值和所述细频偏偏移值的和，进行频率校准。

10.如权利要求9所述的装置，其特征在于，当所述信号为WCDMA信号时，所述上升沿确定单元还用于：

在接收终端发送的PSK调制信号，并确定所述信号的上升沿位置前，对终端进行配置，使得终端只发送DPCCH信号，不发送DPDCH信号。

11.如权利要求9所述的装置，其特征在于，所述上升沿确定单元具体用于：

确定所述PSK调制信号样点滑动窗的功率值；

根据各采样点的样点滑动窗的功率值确定所述信号的上升沿位置。

12.如权利要求9所述的装置，其特征在于，所述分组单元具体用于：

确定截取数据为r′＝[r′(0)，r，(1)，…，r′(N′-1)]，N′＝OSR*N_FOE，其中r′(i)＝r(i+I_start+N_Δ*OSR)，OSR为过采样率，N_Δ为预先设置的余量，N_FOE≤N_c为用以频偏估计的符号数，N_c为一个时隙的码片数目；

对截取的数据的前N_var*OSR个数据进行分组，得到OSR个组r′₀、r′₁、...、r′_OSR-1，每组中均1倍采样数据，其中，N_var为每个分组的码片数，且N_var≤N_FOE。

13.如权利要求12所述的装置，其特征在于，所述粗频偏估计单元确定幅度的方差最小的分组，根据该分组中的数据确定粗频偏偏移值，具体包括：

对幅度的方差最小的分组进行M次方操作，其中，M为调制指数；

对得到的M次方操作后的数据补零，进行FFT变换，其中，FFT变换的点数在设定范围内，使得FFT分辨率在细频偏估计的范围内；

对FFT变换之后的数据进行FFT移位操作，使得零频在中心位置；

确定FFT移位操作后的数据的绝对值的峰值位置；

根据峰值位置和中心位置的差以及FFT分辨率和M的取值得到粗频偏偏移值。

14.如权利要求13所述的装置，其特征在于，所述粗频偏估计单元通过该粗频偏偏移值对所述幅度的方差最小的分组进行频偏补偿，具体包括：

确定粗频偏补偿后的数据为r_comp＝[r_comp(0)，r_comp(1)，…，r_comp(N_comp-1)]，其中， $r_{\mathrm{comp}}\left(i\right)=r(I_{\mathrm{start}}+I_{\mathrm{opt}}+i*\mathrm{OSR})e^{-j2\mathrm{\πi}{f}_{\mathrm{el}}{T}_c},i=\mathrm{0,1},...,N_{\mathrm{comp}}-1;$ T_c为码片周期，N_comp＝N_c+N_sync，N_c为1个时隙的码片数目，N_sync为进行同步搜索的数据窗口长度，f_e1为粗频偏偏移值，I_opt为该分组数据的采样偏差。

15.如权利要求14所述的装置，其特征在于，当所述信号为WCDMA信号时，所述细频偏估计单元根据导频确定时隙起始位置，具体包括：

根据配置的导频格式，得到原始导频比特：

d_pilot＝[d_pilot(0)，d_pilot(1)，…，d_pilot(N_pilot-1)]；

将d_pilot进行BPSK调制得到调制符号d′_pilot＝[d′_pilot(0)，d′_pilot(1)，...，d′_pilot(N_pilot-1)]，

其中d′_pilot(i)＝-2d_pilot(i)+1；

对d′_pilot进行扩频： $d_{\mathrm{spr},\mathrm{pilot}}=d_{\mathrm{pilot}}^{\′}\⊗c_{\mathrm{ch},\mathrm{256,0}}=[d_{\mathrm{pilot}}^{\′}\left(0\right)*c_{\mathrm{ch},\mathrm{256,0}},d_{\mathrm{pilot}}^{\′}\left(1\right)*c_{\mathrm{ch},\mathrm{256,0}},...,d_{\mathrm{pilot}}^{\′}(N_{\mathrm{pilot}}-1)*c_{\mathrm{ch},\mathrm{256,0}}],$ 其中，表示直积，c_ch，256，0为扩频码；

通过该时隙的扰码s₀＝[s₀(0)，s₀(1)，...，s₀(2559)]进行加扰得到参考导频信号：d_scr，pilot＝[d_scr，pilot(0)，d_scr，pilot(1)，...，d_scr，pilot(256*N_pilot-1)]，其中d_scr，pilot(i)＝(j*d_sr，pilot(i))*s₀(i)；

确定相关值R_pilot＝[R_pilot(0)，R_pilot(1)，…，R_pilot(N_sync-1)]，其中，

$R_{\mathrm{pilot}}\left(i\right)=\underset{j=0}{\overset{N_{c,\mathrm{pilot}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_{\mathrm{comp}}(i+j)d_{\mathrm{scr},\mathrm{pilot}}*\left(j\right);$

确定相关值的峰值位置为： $I_{\max }=\arg \underset{i=\mathrm{0,1},...,N_{\mathrm{sync}}-1}{\max }\left({\left|R_{\mathrm{pilot}}\left(i\right)\right|}^2\right);$

确定时隙的精确的起始位置为r(I_start+I_opt+I_max*OSR)；

当所述信号为TD-SCDMA信号时，所述细频偏估计单元根据训练序列确定时隙起始位置，具体包括：

根据配置的基本中间码号和中间码偏移值得到参考中间码符号：

d_mid＝[d_mid(0)，d_mid(1)，…，d_mid(N_mid-1)]，

其中，N_mid＝144为中间码符号数，d_mid(i)在{1，-1，j，-j}中取值；

确定相关值：R_pilot＝[R_pilot(0)，R_pilot(1)，…，R_pilot(N_sync-1)]，

其中， $R_{\mathrm{pilot}}\left(i\right)=\underset{j=0}{\overset{127}{\mathrm{\Σ}}}{r}_{\mathrm{comp}}(i+j+352+16)d_{\mathrm{mid}}*(i+16);$

确定相关值的峰值位置为： $I_{\max }=\arg \underset{i=\mathrm{0,1},...,N_{\mathrm{sync}}-1}{\max }\left({\left|R_{\mathrm{pilot}}\left(i\right)\right|}^2\right);$

确定时隙的精确的起始位置为：r(I_start+I_opt+I_max*OSR)。

16.如权利要求15所述的装置，其特征在于，当所述信号为WCDMA信号时，所述细频偏估计单元根据该数据确定细频偏偏移值，具体包括：

对该数据进行解扰和解扩；

去除解扩后的数据中的调制信息；

根据去除调制信息后的数据确定细频偏偏移值；

当所述信号为TD-SCDMA信号时，所述细频偏估计单元根据该数据确定细频偏偏移值，具体包括：

取一个时隙的粗频偏补偿后的结果；

截取中间码两侧的数据块；

对截取的数据块进行解扰和解扩；

去除解扩后的数据中的调制信息；

根据去除调制信息后的数据确定细频偏偏移值。