CN109791208A - 用于ds/fh信号的接收的方法和装置 - Google Patents

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Abstract

一种用于经频率跳变的直接序列扩频信号的接收的方法包括通过将所接收的信号分到多个处理子信道中而采集该信号，每一个处理子信道对应于一个或多个跳变频率；以及在每一个子信道内：i）从所接收的信号减去任何子载波频率；ii）使用码片匹配滤波器对来自（i）的信号进行滤波；iii）从经滤波的信号选择样本的子集；iv）使来自步骤（iii）的经采样的信号与已知的参考信号相关以产生至少一个相关器输出。将来自每一个子信道的（多个）输出提供到对应的一个或多个公共离散时间傅里叶变换（DTFT）的输入，并且选择来自此的具有在预定阈值以上的峰值的输出以用于在接收机中进一步处理。一旦被采集，该方法就提供一种跟踪该信号的计算上较不昂贵的方式。该方法和实现该方法的系统可以用于对经调制的信号适当地解调，并且在卫星导航接收机中具有特定应用。

Description

用于DS/FH信号的接收的方法和装置
本发明涉及接收机，特别是用于接收经复调制的信号的那些接收机，所述信号诸如是频率跳变信号，以及使用扩频码在频率上扩展的信号。
在现代信号中常见的是使用扩频技术，其包括频率分集技术，诸如频率跳变和扩频码，以实现频谱使用方面的效率。例如，前者用在GSM中，并且后者用在CDMA移动电话传输协议和GNSS系统中。
利用两种技术，存在使接收机在感兴趣的信号的初始接收时首先采集（acquire）该信号（即，建立扩频码或跳变频率内的当前暂时位置）的要求。在采集之后，然后必须对该信号进行跟踪，以检索通过该信号广播的消息或者测量该信号中的定时（timing）变化。
相当可能的是同时使用两种技术。例如，在J. Sun等人（eds），中国卫星导航学术年会（CSNC）2014，第37页，论文集，第II卷，Lecture Notes in Electrical Engineering304，Springer-Verlag Berlin Heidelberg 2014中出版的由Z. Zhou、J. Wei、Z. Tang、T.Yan和X Xia创作的论文“CBFH：Coherent Binary Frequency-Hopping Multiplexing forBeiDou B2 Signal”中已经描述了在将来的GNSS信号中除扩频码之外还使用频率跳变的可能性。然而，接收机复杂性和所需的处理努力也增加。接收机将具有已知的所传输的扩频码的它自己的副本，并且还将知道频率跳变图案（pattern）。然而，如以上所述，在已经执行采集之前，其将不知道所接收的信号处于该跳变序列或者该码中的哪里。在一些应用中，还将存在使接收进一步复杂化的其它问题。由接收机或者发射机的相对运动引起的所接收的信号中的多普勒频率改变是一个这样的问题。由接收机本机振荡器（LO）中的缺陷引起的“类多普勒”频率误差是另一个。采集过程因此包括跨越时间并且在一些应用频率上（由于多普勒变化）针对所想要的信号的搜索。这通常使用某个种类的相关过程来完成，其中使所接收的信号与已知信号（“参考信号”）的本地副本相关。
在无线电传输系统中，发射机生成承载信息的信号并且然后将它调制到具有载波频率fCARR的“载波”上。无线电接收机的前几级然后从所接收的信号减去（subtract）该载波频率。一般技术人员将领会到，可以通过对“基带”信号（即，在其被频移至载波频率之前的发射机中的信号，以及在已经再次减去载波频率之后的接收机中的信号）进行分析来执行对这样的无线电系统的分析。无线电传输过程的效果然后被建模为（在最简单的情况下）未知的传播延迟、振幅改变和相位偏移，以及噪声的添加。这是下文跟随的方法。
将在数字域中描述相关的过程，其中将所有信号表示为样本值的流。假设发射机已经在持续时间中传输了L个样本的已知参考信号，
　　　　　　　　　　　　　　　（1）
该信号因传输过程而延迟，并且因未知的振幅改变和相位偏移而修改，并且还向它添加了噪声。通过以下给出接收机处的所得输入信号
　　　　　　　（2）
其中v n 是样本n中存在的噪声，a是所接收的信号的未知振幅，并且ϕ是以弧度计的相位偏移角度。在等式（2）中，该已知参考信号的最终样本在采样时间n处到达。
如果忽略频率偏置，则采样时间m处的相关器的任务是计算以下输出：
　　　　　　　　　　　　　（3）
其中*意味着复共轭运算，并且s m 是在时间m处接收的信号样本。
因为输入信号的已知参考部分到达接收机的时间未知，所以一旦开始，就使相关器重复地执行该计算，直至（在某个采样时间处，比方说m 1）相关器输出的量值（magnitude）超过预定阈值。此时，就说已经检测到参考信号，并且将其到达时间估计为采样时间m 1。对于由等式（2）描述的所接收的信号，这应当发生在采样时间m 1=n处。
考虑以下情况，其中在与所接收的输入（即，样本n）中的参考信号的实际发生时间不同的采样时间（n+p）处执行如以上描述的相关。忽略噪声，相关器输出C n+m 与和参考信号的实际发生时间有关的采样时间偏置p之间的关系被称为参考信号的自相关函数（ACF），记为C pp 。ACF的量值在p=0时最大并且随着p在量值（正或负）上增加而减小，具有相关器输出减小的后果。这继而减小了正确地检测到参考信号的存在的概率。为了确保检测概率上的减小可接受地小，必须使可以允许发生的p的最坏情况（即，最大）值保持足够小。这通过确保使相关之间的时间间隔足够小来实现。
情况常常是，参考信号包括一连串单独的脉冲，其常常被称为 “码片”，每一个码片与少量值中的一个相乘；常常选择使用仅两个值，+1和-1。相乘值的流被称为扩频码，并且通常是伪随机（PR）码，其是具有与值的随机流类似的特性的值的流。然后，如果例如每一个码片是矩形脉冲，则ACF的形状为三角形，其中（半峰值高度处的）宽度等于码片持续时间。基于该宽度，通常将相关之间的时间间隔选择成在码片持续时间的0.25倍与0.5倍之间，以便确保检测概率的足够小的损失。
如果接收机中的所选采样速率比传输连续码片的速率大得多（情况常常是这样），则相关之间的时间间隔可以不止一个样本。例如，如果每一个码片是长度1μs的矩形脉冲并且采样速率是10MHz，则需要仅以3到5个样本的间隔执行相关。
在该情况下，使用在国际专利申请号WO2015/107111中描述的方法，计算负荷（load）的进一步节省是可能的，特此通过引用而包括该国际专利申请的内容。在该方法中，首先使用滤波器对输入信号进行滤波，所述滤波器具有与一个码片匹配的响应，被称为码片匹配滤波器（CMF）。如在等式（3）中给出了对这样的滤波器的数学描述，但是其中值c k 现在被表示仅一个码片所需的样本值替换，并且值L被表示仅一个码片所需的样本的数目替换。例如，如果每一个码片是长度1μs的矩形脉冲并且采样速率为10MHz，则L的值为10个样本，并且十个样本值c k 全部等于一。
接下来，为了执行单个相关，以等于连续码片之间的时间间距的间隔对CMF的输出进行采样。如果以使得采样速率为码片速率的整数倍（比方说，码片速率的P倍）的这样的方式设计接收机，则这意味着仅从滤波器输出取每P个样本。例如，如果在以上数值示例中的码片速率是每1μs一个码片，则从滤波器输出取每10个样本。然后使这些所选择的滤波器输出与参考图案（即，用于与码片值相乘以生成参考信号的相乘值的图案）相关。
替代地，如果不将接收机采样速率选择成码片速率的整数倍，则如在WO2015/107111中描述的，样本选择单元（SSU）可以被布置成从所匹配的滤波器接收输出并且为到相关器的每一个抽头的输入选择在时间上最靠近与每一个码片上的定时参考点有关的期望理想时间的样本。
如以上所解释的，一般以通常为码片持续时间的0.25到0.5倍的延迟间隔来计算相关，以便以可接受地低的损耗实现采集搜索过程。高效地实现该重复的相关的一个方式是首先使用SSU来以等于所选择的相关速率（例如，码片速率的2、3或4倍）的平均速率从所匹配的滤波器输出选择样本，并且将那些样本存储在缓冲器（buffer）中。然后，为了执行每一个相关，相关器从缓冲器拖出样本，所述样本的采样时间尽可能接近地对应于每一码片一个样本的间距。
在该方法中，继CMF之后的过程的相关部分具有原始相关器中1/P的计算负荷。因为过程的该部分在总体计算负荷中占主要地位，所以这几乎是以前的1/P 。
如以上所解释的，所接收的信号可能由于多普勒频移或者振荡器频率误差而在频率上偏移。如果该频率偏移等于fD Hz，则从等式（2）将所接收的信号修改成
　　　　　　　（4）
其中f s 是采样频率。
这使得相关输出的量值是以前的如下分之一
　　　　　　　　　　　　　　（5）
相关输出中的这样的减小减小了成功地检测到想要的信号的概率，因此应当避免它。用于做这的一个简单方法是实现大量相关器，每一个被适配成在其被假设具有不同的频率偏置时与输入信号相关。
如果已知频率偏置f D 具有特定值f A ，则可以通过向相关器参考信号应用该相同的频率偏移而恢复理想性能，从而利用以下替换c k ，
　　　　　　　　　　　（6）
替代地，可以使相关器参考信号不改变，但是可以使到相关器的信号输入按消除该信号的已知频率偏移所需的量进行频移，如下
　　　　　　　　　　　　 （7）
在任一情况下，与（4）等同的未受损害的操作被恢复。
然而，f D 是未知的。一个可能的解决方案是实现大量相关器，每一个具有不同的频率偏移f A ，例如，取以频率步长f STEP 在f MIN 和f MAX 之间均匀地间隔开的以下值：
　　　（8）
在每一个采样时间n处，计算来自所有这些相关器的输出的量值，并且选择那些量值中的最大值。
等式（5）给出了在实际输入频率偏置为f D 时具有频率偏置f A 的相关器的输出，但是其中频率偏移f D 被频率上的残留误差f ERR =f D -f A 替换。因此，忽略噪声的影响，给出最大输出量值的相关器是对于其而言f ERR 具有最小量值的相关器。即，其频率偏置最接近于信号的实际频率偏置的相关器。当f ERR 的量值最大时发生性能的最大损失，这在输入信号的真实频率偏置位于相关器中的两个的频率偏置值之间的半途时。f ERR 的量值那时是f STEP /2，因此增益中的所得最坏情况损失（即，最小增益因子）是
　　　　　　　　　　　　（9）
因此，可以将f STEP 选择成确保由γ WORST 确定的最大性能损失是可接受的。
在该方法中需要的相关器的数目取决于
·增益中的可接受的损失（更小的损失要求更多的相关器），
·未知的多普勒频率的范围（f MAX – f MIN ），以及
·参考序列的长度L。
所需的参考序列的长度L继而取决于接收机输入处的信号与噪声功率比（SNR），在要求接收机以更低SNR执行信号采集时变得更大。
仅仅增加相关器的数目具有要求更多的计算能力并且因此要求更多的电路和更大的电功率消耗的不合期望的后果。为了避免这些缺点，已经限定了执行必要计算的高效方式。在Globecom 90，第1820-1826页，1990年12月出版的由M Sust、R Kaufman、F Molitor和A Bjornstro创作的论文“Rapid Acquisition Concepts for Voice Activated CDMACommunication”中（在名称“Swivelling Matched Filter”之下）已经描述了我们称为“分段相关”的一个这样的方法。
在该方法中，将参考序列划分成M个子部分，每一个具有长度B（其中MB必须至少为L，以包含整个参考序列）。然后将（如在等式（2）中描述的，换言之，未经频率偏移的）相关过程分解成M个子相关，每一个产生一个输出。每一个子相关将输入的仅B个样本与参考信号的对应B个样本相乘。
然后如图1中所图示的那样进一步组合这M个子相关器输出，其取自以上论文。在该图中，将子相关器标记为MF0、MF1等，并且将组合过程标记为“复FFT或DFT”。
沿图的底部标记为“( )2+( )2”的过程计算组合器的每一个复输出的平方量值（即，I2+Q2，其中I和Q是复输出的实部和虚部）。
如在该论文中所解释的，来自该架构的输出近似等于来自一组M个单独的相关器的那些，每一个相关器具有不同的频率偏移f A ，其中f A 的值为
　　　　　　　　　　（10）
这些经频率偏移的相关器之间的频率间距因此具有值f STEP =（f S /MB）。这导致值γ WORST ，其通常过低（导致过大的性能损失）。为了克服该问题，函数“FFT或DFT”可以被命名为离散时间傅里叶变换（DTFT）的过程替换。在DTFT中，可以任意地选择输出之间的频率间距f STEP ；特别地，可以将它选择成小于（f S /MB），从而导致较小的最坏情况性能损失。一般技术人员将领会到，存在实现这样的DTFT的若干方式，包括零填充FFT的使用或者CORDIC算法的使用。
以上描述的所有相关方法被认为“相干”。还存在“非相干”方法，其具有减少的计算负荷的优点。这样的方法的一个示例是分段复制品相关器，其被在由Paul M.Baggenstoss创作且在IEEE Journal of Oceanic Engineering，第19卷，第4期，1994年10月，第591页中出版的论文“On Detecting Linear Frequency-Modulated Waveforms inFrequency-and Time-Dispersive Channels: Alternatives to Segmented ReplicaCorrelation”中描述。在该方法中，再次将相关过程作为一系列子相关来执行，如已经描述的那样，但是不存在DTFT组合过程。代之以，简单地将子相关器输出的平方量值加起来，从而给出单个输出值。然而，非相干方法的缺点是较差的检测性能——因此，为了实现任何给定的检测概率，它们要求所接收的信号的较高信号与噪声功率比（SNR）。
以上描述的现有技术针对通过使用扩频码而非通过使用频率跳变来扩展频谱的信号。频率跳变技术在通信中是公知的；并且在一些情况下，使用频率跳变和扩频码两者。
对于这样的信号，ACF峰的形状和宽度原则上不与码片速率相关，但是代之以与频率跳变（FH）的带宽（频率扩展）相关。（在半峰值高度处的）ACF峰的宽度近似等于该带宽的倒数。基于该带宽，应当通常将用于采集的目的的相关之间的时间间隔选择成在FH带宽的倒数的0.25倍与0.5倍之间，以便确保检测概率的足够小的损失。
针对这样的信号的采集的这的后果是，必须以高得多的速率计算相关（因为FH带宽比码片速率大得多）。而且，必须以其对输入信号进行采样的速率高得多（它再次与FH带宽而不是码片速率成比例）。如果以常规方式计算相关，如以上描述的那样，则这两种效果的组合后果是，总体计算负荷与FH带宽和码片速率的比值的平方成比例地增加。这是针对高带宽信号的潜在严重的困难。
本发明的目的是以减少的计算负荷处理既频率跳变又乘以扩频码的信号。
根据本发明的第一方面，提供了一种用于处理接收机中的信号的方法，该信号包括码片的经频率跳变的序列，并且该方法包括以下步骤：
a）将所接收的信号分到多个（k个）分离的处理子信道（sub-channel）中，每一个处理子信道对应于一个或多个跳变频率；
b）在每一个子信道内：
i）从所接收的信号减去任何子载波频率；
ii）使用码片匹配滤波器（CMF）对来自（i）的信号进行滤波；
iii）从经滤波的信号选择样本的子集；
iv）使来自步骤（iii）的经采样的信号与已知的参考信号相关以产生至少一个相关器输出；
c）将来自每一个子信道的输出提供到至少一个公共（common）离散时间傅里叶变换（DTFT）的输入中；
d）选择阶段（c）的公共DTFT的具有在预定阈值以上的峰值的一个或多个输出以用于在接收机中进一步处理。
本发明以其最基本形式允许具有减少的处理要求的用于处理信号例如以如以上所解释的那样采集它的部件。
有利地，在如以上在步骤（a）到（d）中描述的处理之前将信号数字化。因此，以上过程将完全发生在数字域中。一般技术人员将领会到，初始数字化将需要以遍及经频率跳变的信号的整个带宽来捕获信息的速率来完成。将进一步领会到，在每一个子信道内，带宽将较低，并且因此信道内的处理一般可以以与该特定信道的带宽相称的较低采样速率来完成。采样速率中的减小因此在步骤（b）（iii）处执行，在CMF之后。将领会到，CMF以及来自CMF的样本输出的子集的随后选择一起构成抽取过程。
将进一步领会到，当信号是经频率跳变的信号时，在任何一个时间点处仅一个子信道将具有有效信号。可以利用这一点来减少在信号的跟踪期间（即，在已经首先采集信号之后）的处理努力，因为接收机将知道在任何所选时间间隔期间哪些子信道收到有效信号。因此，与当前没有处理有效信号的子信道相关联的过程可以被关闭直至被要求。当然，在采集期间，不知道特定子信道是否具有有效数据，并且因此将使所有子信道保持活跃。
方便地，在一些应用中，特别是在采集信号时，可以将来自步骤iii）的样本存储在缓冲器中，包括被布置成保存样本的序列的存储器仓库。在信号的采集期间，步骤b（iv）的相关过程可以包括使缓冲器中的样本与参考信号在滑动窗口中顺序地相关，其中窗口针对所执行的每一个相关而移动一个样本（失去最早的样本，并且利用最新的样本进行更新）。
步骤（a）的载波频率的减去（其可以被描述为“子载波去除”）将优选地促使输入信号关于子信道内的零Hz对称。每一个子信道可以被选择成处理单个跳变频率，或者可以被选择成处理两个或更多个跳变频率，在该情况下，假设所减去的载波频率是在所处理的跳变频率的均值处。
在每一个子信道中的相关器中使用的参考信号被基于该子信道内的预期信号来构造。在每一个子信道被选择成处理单个跳变频率并且子载波去除恰好消除应用于原始参考信号的跳变频率偏移的情况下，则不要求输入到子信道相关器的参考信号的频率偏移。然而，在其它情况下，可以使参考信号进行频率偏移以匹配残留子信道输入信号频率，在子载波频率的减去之后，以计及在减去过程之后不在零Hz处的跳变频率。
如以上所解释的，在采集信道输入信号时采取的处理步骤不同于跟踪该信号时的那些。现在将讨论每一个中的变化。
采集
在采集期间，每一个子信道中的相关器包括在一时间段内存储来自步骤（iii）的样本的缓冲器。根据系统要求选择该时间段，所述系统要求诸如是提取适当地强的信号需要的所要求的处理增益（有利于较长的缓冲器），以及在相关中所牵涉的处理努力（有利于较短的缓冲器）。这样的权衡将容易由一般技术人员领会。有利地，可以使用分段相关方法，如以上描述的那样。在该方法中，将缓冲器作为一组邻近段（segment）来处理，每一段保存多个邻近样本，其中每一段中的样本被布置成与参考信号的对应部分相关。
可以基于诸如跨样本被存储在段内的时间段的（由信号中的未知频率偏置引起的）最大期望相位误差之类的因素来选择段大小。将领会到，由于信号的频率跳变性质，段中的许多个将不被预计包含（如由已知的参考信号的存在所确定的）有效信号，并且因此在任何单个相关期间，这些段可以被忽略（即，在这样的段中不执行子相关）。这节省处理能力。段内的子相关仅需要在参考信号存在时完成。一般地，跳变的开始和结束（即，在其期间输入信号在跳变至下一频率之前保持在给出频率处的时间跨度）不与相关器段时间对准。因此，子相关可以方便地将零馈送到针对不存在参考信号的时段的相关过程中，从而有效地忽略这些时间处的输入信号。这再次节省处理能力。
在每一个子信道中，提供段相关结果（包括为零的任何段相关结果，因为在该段期间在该子信道中不存在跳变）作为到子信道DTFT的输入。每一个子信道DTFT提供M个输出，其如早期解释的那样近似等同于一组M个分离的相关器的输出，每一个相关器具有不同的频率偏移f A ，其中f A 的值为
　　　　　　　　　　（10）
为了实现最高处理增益并且因此实现最大检测灵敏度，有必要相干地组合来自所有子信道的结果。这必须针对每一个可能的频率偏移f Ak 分离地完成，因为频率偏移f Ak 对输入信号的影响是对所有子信道造成频率偏移f Ak 。相干组合过程因此必须将对应输出当作输入，其是来自每一个子信道DTFT的具有索引k（其中k范围从-M/2……（M/2）-1）的输出。
为了解释必要的相干组合过程，初始考虑其中不存在输入频率偏移（即，k=0）的情况。如早期所提及的，将信号调制到载波频率fCARR上，用于作为无线电波的传输。在接收机的初始阶段中减去该频率fCARR。因此，在我们的分析中具有等于零的中心频率的子信道事实上被以等于fCARR的中心频率进行传输。类似地，在我们的分析中具有等于fSUBCARR的中心频率的子信道事实上被以等于fCARR+fSUBCARR的中心频率进行传输。
如果传播延迟是τ秒，则在频率f下的无线电波的相位在相位上偏移exp（-j2πfτ）弧度。因此，具有等于零的中心频率的子信道的相位偏移是exp（-j2πfCARRτ）弧度，而具有等于fSUBCARR的中心频率的子信道的相位偏移是exp（-j2π（fCARR+fSUBCARR）τ）弧度。接收机中的延迟搜索过程意在通过在相关之前将匹配延迟应用于接收机中的参考信号来检测输入信号中的参考信号的存在。然而，甚至所应用的在值中最接近于τ的延迟一般都不会恰好等于它，从而留下小的残留延迟，τR秒。相应地，在每一个子信道中存在等于exp（-j2π（fCARR+fSUBCARR）τR）弧度的相位偏移。我们可以忽略为所有子信道共有的相位偏移，exp（-j2πfCARRτR）弧度；这被称为载波相位偏移，并且存在于所有无线电系统中。这留下相对相位偏移exp（-j2πfSUBCARRτR）弧度，其是残留延迟和子信道频率的函数。
为了相干地组合子信道，必须在将子信道输出加起来之前消除这些相位偏移。如果τR的值已知，则消除将要求向每一个子信道应用相位偏移exp（+j2πfSUBCARRτR），其中fSUBCARR是该子信道的中心频率。假设子载波在频率上以频率间距ΔfSUB相等地间隔开，则子载波频率可以被写为fSUBCARR(q)=qΔfSUB，其中q为整数，因此所需的相位偏移是exp（j2πqΔ f SUB τ R ）。如果（在公共频率k下的）子载波输出被标记为S q k ，则所需的相干组合输出是所有子载波之上对S q k exp（j2πqΔf SUB τ R ）求和。该函数是在信号弧度频率ΔfSUBτR下评估的由子载波输出S q k 形成的输入向量的离散时间傅里叶变换。
然而，τR的值未知。解决方案是限定τR的一组候选值并且在每一个候选值处计算DTFT相干组合。通过分析来确定τR的候选值的所需的间距以确保检测性能的最坏情况损失足够小。需要被计算的DTFT输出的总数目然后等于相关之间的延迟间距除以τR的值之间的间距。
因此存在M个公共DTFT的组（bank）。每一个具有N个输出的M个公共DTFT的组因此提供NxM输出阵列。该阵列内的在某个预定阈值以上的峰值指示成功地采集的信号，其中峰值在M轴线上的位置指示应用于信号的多普勒（或类多普勒）频移。峰值在N轴线上的位置指示真实相关峰值与应用于相关的实际延迟之间的残留延迟τR。
因此，该方法可以进一步包括以下步骤：检查该M个公共DTFT的输出以如由最大输出所指示的那样标识与所接收的信号中的多普勒或类多普勒频移对应的特定DTFT，并且因此标识信号的频率偏移。
如以上所解释的，在采集期间相关被计算的速率通常是每码片持续时间两个相关。因此，步骤（iii）的样本选择过程被布置成相应地进行选择，其导致自原始输入信号数字化速率的采样速率中的显著减少。
跟踪
一旦已经成功地采集信号，如以上描述的那样，则过程将一般地切换到跟踪模式。这牵涉到获得扩频码延迟的精确测量结果（与来自另一信道的那个相比，或者与内部时钟相比）。在GNSS应用中，该阶段处的更好精度直接地等同于改进的位置准确度。
有利地，样本的子集合的选择可以在每一个子信道内采用传入信号的“最近邻采样”。在该方法中，来自数字化器的输入样本流包括每一个码片的在其与邻近码片上的样本点相比不同的点处的多个（诸如近似4、8、16或32个）样本，并且具有不是码片速率的整数倍的采样速率。然后通过样本选择单元（SSU）处理样本，所述样本选择单元（SSU）被布置成针对到相关器的每一个抽头的输入而选择在时间上最靠近与每一个码片上的定时参考点有关的期望理想时间的样本输出。该“最近邻选择”方法被进一步在以上提及的国际专利申请号WO2015/107111中描述，所述国际专利申请被通过引用而结合。与其中采样速率是码片速率的整数倍的系统相比，其导致很大程度上改进的自相关函数特性。
将领会到，当接收机处于操作的跟踪阶段中时，传入信号的跳变图案已知。因此，对于与每一个子信道中的相关器有关地描述的缓冲器结构的需要是不必要的。代之以，每一个子信道可以有利地被布置成存储与该子信道中的参考信号的存在一致的传入数据并且仅使所述传入数据相关。这使得处理资源（例如，硬件或固件）的一些节省是可能的，如随后所说明的。而且，频率偏置已知（仅具有小误差），因此它可以被在相关之前移除；因此不存在对于分段相关器方法的需要。然而，针对每一个子信道的相关结果仍然必须被存储在分离的仓库中，因为延迟是基本上但非确切地已知的。因此，可能存在小残留延迟τR，并且使用DTFT相干地组合子信道结果所必需的相位关系不是确切地已知的。因此，在完成每一个子信道中的完整相关时，子相关输出被馈送至公共DTFT中，但是因为残留延迟τR小，所以在许多实施例中，仅有必要生成具有接近于零的残留延迟的非常少的输出。公共DTFT通常可以被布置成在任何给定时间处在该阶段提供3个输出，其对应于稍微不同的时间延迟输出。不同的时间延迟输出可以对应于通常在GNSS应用中的延迟跟踪环路中使用的相关过程的公知的早期（E）、即时（prompt）（P）和晚期（L）输出。一些实施例可以具有多于三个输出。例如，一些可以具有五个输出，包括即时输出、两个早期输出（每一个具有相对于即时输出的不同时间延迟）、以及两个不同的晚期输出（再次每一个具有相对于即时输出的不同时间延迟）。邻近输出之间的时间延迟可以在0.05与0.7之间，更加通常在0.2与0.5之间，并且更加通常是预计的输入信号的自相关的主瓣的半功率宽度的0.5。其它实施例可以具有公共DTFT的多于五个输出，或者在它们之间具有不同时间间距。
如在现有通信和GNSS接收机中，可以通过测量每一个这样的相关的即时输出的相位角并且将结果馈送至相位锁定环路（PLL）中来跟踪所接收的信号的载波频率。
DTFT过程可以被布置成具有以比将从比方说FFT获得的分辨率更精细的分辨率间隔开的输出样本。可以使用诸如对输入进行零填充或者CORDIC算法之类的公知的技术来根据期望增加输出分辨率。
将领会到，可以以硬件或以软件来实现本发明的各方面。例如，一个或多个FPGA或ASIC可以被编程成执行本发明的步骤，或者替代地，过程步骤中的一些或全部可以在一个或多个通用数字信号处理器等上执行。
将理解，频率跳变的应用意味着信号的带宽显著增加。在采集之前，跳变的时间对准是未知的，因此有必要使接收机以成比例地高的速率对宽带信号进行采样（以满足尼奎斯特的采样准则）。结果是，对于参考信号的给定持续时间（其中持续时间被选择成以便实现充分的检测灵敏度），每一个相关必须处理成比例地较大量的样本。为了实现最大检测灵敏度，如已经解释的，应当使用相干相关而不是非相干相关，并且存在宽信号带宽的另一后果，如以上所解释的，其是相关峰值成比例地较窄。这使得有必要以较近的时间间隔（换言之，更经常地）计算相关输出；通常，连续相关之间的间隔在相关峰值宽度的0.25倍与0.5倍之间。如果使用现有技术的相关方法，则因为这两个因素与信号带宽成比例，所以已经描述的那些采集相关方法的总体计算负荷与信号带宽的平方成比例地增加。与已知的现有技术相比，如本文中描述的发明允许计算负荷被减少。
本发明扩展到被布置成实现本发明的方法的系统。可以以硬件或软件或者其某个组合中来实现该系统。因此，通常，可以在本发明的实现中使用ASIC、FPGA和/或DSP设备。该系统还可以进一步包括用于（例如使用一个或多个模拟到数字转换器）将所接收的模拟信号转换成数字格式的部件。该系统可以包括一个或多个相关器、滤波器、采样器、相位鉴别器、数控振荡器、乘法器、累加器、傅里叶变换器、相位锁定环路、延迟锁定环路、混频器，在必要时用来实现处理步骤。该系统可以进一步包括用于在以上概述的处理步骤内的各种阶段中存储数字数据的存储器（其可以被包括在以上处理设备内，或者与它们分离）。
该系统可以是卫星导航系统。有利地，该系统可以被布置成在来自多个卫星的信号上实现以上概述的步骤，并且可以使用来自多个卫星的来自以上概述的处理步骤的输出以提供航行定位（fix）。
该系统可以形成数据通信系统的一部分。
现在将仅通过示例的方式参考以下各图来描述本发明，在所述图中：
图1示出了现有技术的分段相关器；
图2示出了本发明的实施例的顶层框图；
图3示出了当处于操作的跟踪模式中时本发明的实施例的简化框图，连同未在前一图中示出的周围反馈过程；以及
图4示出了当处于跟踪模式中时用于操作的替代配置。
之前已经描述了图1。
图2示出了用于处理包含扩频码的经频率跳变的扩频信号的本发明的实施例。以简化形式示出了信号处理器1连同信号流。将预先数字化的输入信号2提供给k个输入子信道中的每一个，例如如由虚线框4指示的。输入信号2具有由扩频码和频率跳变带宽B限定的频带。每一个子信道4在其处理布置方面基本上类似，但是被布置成处理输入信号的带内的分离的频带。因此，在给定k个子信道的情况下，每一个子信道将处理大小为b/k的频带。方便但非必要的是，子信道的数目k将对应于在所接收的信号2中采用的离散频率跳变的数目。
在每一个子信道（例如，4）内，处理如下。在数字乘法器6中将输入与从该输入减去与给定子信道相关联的跳变频率的信号混合，以提供用于进一步处理的基带输出。然后使用码片匹配滤波器8对基带信号进行滤波，并且在10处对所得输出进行子采样以减小采样速率。子采样器10是最近邻（N/N）采样器，其选择在时间上最靠近与码片的开始有关的绝对参考时间（在所述绝对参考时间前面或者后面）的样本。子采样器提供输出样本的速率取决于处理器当前处于采集模式中还是跟踪模式中。在采集期间，该实施例每一码片持续时间向其输出提供两个样本，并且在跟踪期间，它每一码片供应单个样本，但是将领会到，其它实施例可以在每一个模式期间提供更多的样本。
将来自N/N采样器10的输出提供给存储多个邻近样本的缓冲器12。缓冲器12的大小影响将由随后的相关过程实现的处理增益的程度。因此，较大的缓冲器将提供增加的相关增益，以增加的处理负荷为代价。较小的缓冲器将显然具有相称的效果。在该实施例中，选择缓冲器以从与参考信号的长度的时间段相等的时间段保存样本。缓冲器12——根据需要——向分段相关器14提供其数据。这充当一系列子相关器16，其中的每一个接收缓冲器中的数据的邻近子集并且使该子集与由参考码生成器18提供的参考码的对应子集相关。每一个子相关器产生单个复输出值。
当接收机觉察到其（在采集阶段期间）搜索的预期信号时，仅被假设包含（如由该段内的参考信号的存在所确定的）有效信号的那些段需要被进行相关。因此，一些子相关器，处理在其期间在该子信道中不存在参考信号的段的那些，输出零值。将来自所有段子相关器的相关的结果提供给具有M个输出的子信道DTFT 20。子信道DTFT 20的输出的频率间距被选择成确保最坏情况处理损失可接受地小，如早期所解释的。
将子信道DTFT的M个输出馈送至M个信道宽的（即，为整个信道共有的）DTFT 22-1到22-M的对应输入。因此，将来自给定子信道的M个子信道DTFT输出中的每一个提供给不同的公共DTFT 22。
公共DTFT 22中的每一个提供多个输出23。来自给定公共DTFT的输出表示跨整个带宽B、针对如可以由输入信号2上的多普勒（包括类多普勒）频率变化所引起的特定输入频率偏置、并且针对相对于用于相关的延迟的一组所选小延迟偏置（以上称为“残留延迟”）的相关的结果。因此，来自M个公共DTFT的输出的2D阵列跨整个多普勒带宽并且在延迟偏置的精细网格上提供相关。执行跨阵列的峰值搜索，并且如果找到在某个预定阈值以上的峰值，则这指示输入信号2的成功采集。
为了实现良好的性能，以上描述的组合的子信道相关器方法应当实现与传统宽带相关器相同的相关（处理）增益。为了使这一点发生，应当相干地组合每一个频率下的对应子信道DTFT输出（即，来自每一个子信道DTFT的等同输出）。公共DTFT实现这一点。
请注意，包括子信道DTFT的阵列连同公共DTFT的架构等同于2D DTFT——针对其存在许多处理架构。一般技术人员因此将熟悉要采用的高效架构。
在采集之后，如以上所解释的，过程进入跟踪模式。图3示出了用于跟踪包含扩频码的经频率跳变的扩频信号的本发明的实施例。当处于跟踪模式中时，接收机的任务是测量在采集期间找到的峰值的（相对于某个参考时间或信号的）时间延迟。
实施例包括被配置成具有一组子信道31-（1-K）的接收机30，在该情况下，存在用于输入信号的每一个跳变频率的分离子信道，但是这不是必要的，如早期描述的那样。每一个子信道31-k（其中（小）k表示单独的信道）具有混合器32和CMF 33，所述混合器32取得第一输入中的子信道输入信号以及来自被布置成在信道中心频率下产生复正弦波的数控振荡器50-k的输出，所述数控振荡器50-k馈送混合器32的第二输入以将该子信道中的输入信号向下带至基带，所述CMF 33用于允许减少子信道中的采样速率，而没有灵敏度的任何损失。样本选择单元34对CMF 33的输出进行采样，并且将所选样本提供给相关器35以用于使子信道中的输入信号与已知的参考码相关。样本选择单元34仅选择计算跟踪所需的相关而所需的那些样本。
特别地，接收机知道跳变图案和参考码，并且因此知道来自每一个跳变频率的哪些样本形成经频率跳变的信号的一部分。因此，通过样本选择单元34来选择仅所需的来自每一个子信道的样本。然后在乘法器36中将它们与参考序列的对应样本的共轭相乘，并且在累加器仓库37中对结果进行累加。仓库中的最终结果是所需的相关。对于每一个子信道，可以存在不止一个这样的仓库，用于累加针对不同延迟值的不同相关结果，但是通常仅要求一个。
将来自每一个子信道的相关器35的输出馈送给公共DTFT 38。在跟踪期间，可以减少需要计算的公共DTFT的输出的数目。通常，可以使用三个，对应于早期、即时和晚期输出，然后以如将为本领域技术人员已知的传统方式处理它们。公共DTFT的计算可以仅被定制成以避免错失相关峰值的合适延迟间距产生这三个输出。为了实现这一点，通常可以将DTFT的三个输出选择成在时间上与邻近输出分离近似相关峰值的宽度的一半（或1/(2B)，其中B是整个信号的带宽）。这对应于常规BPSK跟踪器中的码片持续时间的一半的间距。然而，如本领域技术人员所公知的，可以将间距选择成更宽或者更常见地更窄，例如以缓解多径效应。这被例如在Mohammad Zahidul H. Bhuiyan and Elena Simona Lohan (2012). Multipath Mitigation Techniques for Satellite-Based Positioning Applications, Global Navigation Satellite Systems: Signal, Theory and Applications, Prof. Shuanggen Jin (Ed.), ISBN: 978-953-307-843-4, InTech, 第17章节，第405-426页 （Bhuiyan）中描述。正如相关器，0.05到0.2个码片范围中的间距可能用在常规BPSK跟踪器（Bhuiyan，第405页）中，因此可以将DTFT的三个输出选择成在时间上与邻近输出分离近似相关峰值的宽度的0.05到0.2倍。当然，可以使用该范围之外的其它时间间距，用于多径缓解或者用于其它目的。
此外，用于减轻多径的其它公知技术（包括Double-Delta技术（Bhuiyan第406页，以及第412-13页））在跟踪环路中使用多于3个相关器输出。为了实现这一点，DTFT将被定制成提供所需的多于三个输出。Double-Delta技术通常使用5个相关器输出——两个早期输出、两个晚期输出以及即时输出。诸如在Bhuiyan中描述的其它技术可能需要更多的相关器输出。所需的附加输出可以由DTFT的合适配置提供，如将由一般技术人员所理解的那样。
如在GNSS接收机中常规的那样，将早期和晚期信号馈送给延迟鉴别器39，所述延迟鉴别器39将对延迟误差的估计提供给延迟锁定环路（DLL）40。延迟锁定环路包括数控振荡器（NCO）41，所述数控振荡器（NCO）41驱动每一个子信道上的（多个）采样器34，从而选择要用于对传入的经抽取的信号进行采样的采样时间。将即时相关器输出馈送给向载波频率相位锁定环路（PLL）43提供输入的相位鉴别器42，所述相位鉴别器42具有NCO 44，所述NCO44的输出被用于使用乘法器46与传入信号45混合。如在GNSS和通信接收机两者中常规的那样，该NCO 44连同乘法器46通过将输入信号的频率偏移对信号的频率偏置的当前估计的负数而从输入信号移除任何频率偏置。这被称作“载波去除”。
向后看图2，将回想起，对于相关器，在那里相关器作为分段相关器进行操作（以便能够在采集期间处置输入信号的未知多普勒频率偏置），而当系统在（如图3中所图示的）跟踪模式中可操作时，相关器可以切换至提供一个（复）输出的非分段相关器（当它处于跟踪期间时，在输入信号的残留频率偏置足够小时是合适的）。在该情况下，相关过程如由等式3描述的那样。这可以被看作具有仅一个段（M=1）的分段相关器，并且结果经历单点DTFT，它是针对其而言输出与输入相同的平凡函数（trivial function）。
在跳变频率使得信号处于子信道k内的那些时间段期间，必须被提供给用于给定的子信道31-k的相关器的参考序列等于（如在频率跳变之前在发射机中生成的）原始参考序列。在其它时间处，用于子信道k的参考序列为零。从原始参考序列生成用于每一个子信道的参考序列的过程由参考生成单元47利用来自码片参考码48和跳变图案（即，跳变频率的图案）49两者的本地副本的输入执行。在其知道码片序列和跳变图案两者的情况下，其能够将码片序列的适当部分引导至正确的子信道相关器以用于在适当的时间与该子信道上的输入信号相关。
等式3示出了每一个子信道相关运算包括大量乘法运算，其结果被求和以提供单个输出结果。在图3中，为了后面的清楚起见，这两个方面被分离地示出，乘法单元36将其输出馈送给累加单元37。
在图3中，如已经提及的，在任一个时间处仅一个相关乘法单元36是活跃的，因为在任一个时间处仅一个跳变频率是活跃的。因此，可以利用这一点来简化所需的处理配置，并且因此在跟踪阶段期间减少功率和硬件、固件和/或软件要求。图4示出了具有这样的减少的配置的实施例。
实施例60包括用于在跟踪模式中处理经频率跳变码调制的信号的装置。因此，假设已经采集信号，并且已经在前一采集阶段期间获得该码和跳变图案的定时的知识。该装置具有处理信道61，所述处理信道61具有在一个输入63上接收经数字化的输入信号的输入数字混合器62，以及将稍后描述的另外的“载波去除”64。输入混合器62的输出是具有由该码和跳变频率两者指示的带宽的信号。将该信号应用于跳变频率去除混合器65的第一输入。该装置具有现在（在采集阶段之后）与传入的跳变图案同步的跳变图案生成器81。跳变图案生成器81在使用NCO 79的给定时刻处生成传入频率的逆副本，其被提供给跳变频率去除混合器65的第二输入。该混合器65的输出因此是仅承载代码调制的基带信号。
在CMF 66中对该信号进行滤波并且然后通过采样器67对该信号进行采样，并且将来自此的样本馈送至相关器乘法器68中。采样器67由如稍后描述的NCO 69驱动，并且给乘法器68馈送来自码片参考码71的当前码片。使用开关80将乘法器68的输出切换到用于每一个子信道的不同累加器70。开关80由跳变图案生成器81控制。
每一个累加器70对（如以上描述的那样处理的）输入信号与所存储的参考码71的乘积的结果进行累加。将来自每一个累加器的输出提供给公共DTFT 72，所述公共DTFT 72以与图3的公共DTFT相同的方式起作用。公共DTFT 72具有三个输出——早期、即时和晚期，如之前那样，并且这些被再次布置成在邻近输出之间具有近似相关峰值的宽度的一半的相对时间延迟。如图3的实施例中那样，早期和晚期输出去往延迟鉴别器73并且从那里去往DLL 74，其馈给NCO 69。而在图3中，使用NCO为不同子信道中的每一个上的采样器进行时钟控制（clock），在这里，NCO 69输出仅为单个子信道61上的单个采样器67进行时钟控制。
来自公共DTFT的即时输出馈给相位鉴别器76，其继而馈给驱动NCO 78的PLL 77，所述NCO 78用于产生在频率上与传入信号相等的信号。该NCO信号在数字混合器62中与传入信号混合以实现以上提及的载波去除功能。
该实施例因此仅要求单个CMF、采样器，并且对于相关功能，仅要求单个乘法器以用在跟踪阶段期间。这意味着，仅需要提供处理的这些方面的单个硬件、固件或软件实例，如在图4中所示。然而，累加单元70（其保存用于每一个子信道的相关结果）仍然需要是分离的，如已经解释的那样。
一旦已经在采集阶段期间采集了信号，信号的时间延迟及其频率偏置两者就已知仅具有小误差。该再配置因此导致减小的处理要求，并且因此与图3中示出的实施例相比，在跟踪阶段期间提供减少的功率消耗。
以上示例和实施例是非限制性的，并且将领会到，可以做出对所描述的实施例、方法和过程的各种变更和修改，同时仍然落入权利要求书的范围内。还将理解，在适当的情况下，根据实施例的要求和能力，可以以硬件或软件或者这两个的某个组合来实现本文中描述的各种功能和过程。硬件可以包括被适当地配置或编程成实现所描述的各种过程步骤的一个或多个信号处理器、FPGA和/或ASIC。

Claims (20)

1.一种用于处理接收机中的信号的方法，所述信号包括码片的经频率跳变的序列，并且所述方法包括通过执行以下步骤而采集信号：
a）将所接收的信号分到多个（k个）分离的处理子信道中，每一个处理子信道对应于一个或多个跳变频率；
b）在每一个子信道内：
i）从所接收的信号减去任何子载波频率；
ii）使用码片匹配滤波器对来自（i）的信号进行滤波；
iii）从经滤波的信号选择样本的子集；
iv）使来自步骤（iii）的经采样的信号与已知的参考信号相关以产生至少一个相关器输出；
c）将来自每一个子信道的一个或多个输出提供到对应的一个或多个公共离散时间傅里叶变换（DTFT）的输入中；
d）选择具有在预定阈值以上的峰值的阶段（c）的所述（多个）公共DTFT的一个或多个输出以用于在所述接收机中进一步处理。
2.如权利要求1中要求保护的方法，其中在至少采集模式期间，将在阶段（iii）处产生的样本存储在缓冲器中，并且其中所述相关器被布置成使来自所述缓冲器的与来自用于给定子信道的参考码的数据对应的数据相关。
3.如权利要求2中要求保护的方法，其中利用来自子采样步骤的每一个最新输入更新所述缓冲器，并且丢弃最旧的样本，并且每次如此更新所述缓冲器时重复所述相关。
4.如权利要求2或权利要求3中要求保护的方法，其中所述相关器是具有多个分离的子相关器的分段相关器，每一个子相关器被布置成使所述数据内的所述缓冲器的邻近子集相关，并且其中每一个子相关器将其输出提供给子信道DTFT，并且进一步地，其中所述子信道DTFT的输出包括所述子信道的输出。
5.如权利要求4中要求保护的方法，其中使用M个公共DTFT的组，每一个公共DTFT被布置成接受来自所述子信道DTFT的对应输出。
6.如权利要求3到5中任一项中要求保护的方法，其中检查所述M个公共DTFT的输出以如由在预定阈值以上的最大输出所指示的那样标识与所接收的信号中的多普勒频移对应的特定公共DTFT。
7.如权利要求6中要求保护的方法，其中所述（多个）公共DTFT被布置成在邻近输出之间具有在0.05与0.7之间、更通常在0.2与0.5之间、并且更通常为预期输入信号的自相关的主瓣的半功率宽度的0.5的时间间距。
8.一种处理输入信号的方法，其包括首先根据权利要求1到7采集所述信号，并且然后，一旦所述信号被采集，就切换到跟踪模式，其中使用至少一个相关器，所述至少一个相关器将用于每一个子信道的单个复输出提供给单个公共DTFT，并且使用所述单个公共DTFT的输出来跟踪并补偿输入频率和延迟中的变化。
9.如权利要求8中要求保护的方法，其中使用单个处理信道来处理所述输入信号直至相关累加阶段，其中针对每一个子信道执行分离的累加，并且其中使用由所述公共DTFT的即时输出驱动的相位锁定环路来从所述输入信号移除任何多普勒或类多普勒频率。
10.如权利要求8或权利要求9中要求保护的方法，其中所述公共DTFT具有被定制成提供输出峰值关于参考信号的延迟的测量结果的一个或多个输出。
11.如在从属于权利要求9时的权利要求10中要求保护的方法，其中所述公共DTFT输出包括早期、即时和晚期输出，并且
其中所述即时输出由所述相位锁定环路使用以移除所述处理信道内的多普勒或类多普勒频率。
12.如权利要求11中要求保护的方法，其中所述早期和晚期输出用于驱动延迟锁定环路，所述延迟锁定环路用于控制输入信号码片的采样的定时。
13.如权利要求8到12中任一项中要求保护的方法，其中使用参考跳变图案来从所述输入信号移除跳变频率以允许在单个基带频率下执行码片匹配的滤波、采样以及与参考码的乘法。
14.如权利要求11到13中任一项中要求保护的方法，其中所述公共DTFT具有至少五个输出，包括至少两个早期输出、至少两个晚期输出和即时输出。
15.如权利要求14中要求保护的方法，其中所述公共DTFT被布置成在邻近输出之间具有在0.05与0.7之间、更通常在0.2与0.5之间、并且更通常为预期输入信号的自相关的主瓣的半功率宽度的0.5的时间间距。
16.如前述权利要求中任一项中要求保护的方法，其中所述公共DTFT或者每一个公共DTFT上的公共DTFT输出的数目包括1、2或3个输出。
17.如权利要求1到8中任一项中要求保护的方法，其中每一个子信道被布置成接收单个跳变频率，并且步骤（b）（i）中的减去包括与复指数的相乘以将所述信号带至零频率。
18.如权利要求1到17中任一项中要求保护的方法，其中所述子信道或者每一个子信道被布置成接收多个跳变频率，并且步骤（b）（i）中的减去包括与多个复指数的相乘以将所述信号带至零频率。
19.一种装置，其被布置成实现如前述权利要求中任一项中要求保护的方法。
20.一种卫星导航系统，其包括如权利要求19所述的装置。
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