KR100966773B1 - 위성 위치 확인 시스템 신호를 개방 루프 트래킹하기 위한방법 - Google Patents

위성 위치 확인 시스템 신호를 개방 루프 트래킹하기 위한방법 Download PDF

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Abstract

고감도 및 고정밀 수신기로 위성 신호들을 수신하고 트래킹하는 방법 및 장치. 본 발명의 일 태양에서, 예시 방법은 수신기에 의해 수신된 위성 위치 확인 시스템 신호 일부분의 프로세싱에 기초하여 3 이상의 지시자의 세트를 발생하는 단계 및 지시자 세트의 인터폴레이션으로부터 파라미터의 측정값을 계산하는 단계를 포함한다. 각각의 지시자들은 파라미터의 다른 소정의 가정된 값에 대응하고 신호의 파라미터가 대응하는 값과 동등할 확률 또는 가능성을 지시한다.
GPS, 개방 루프 트래킹, 지시자, 인터폴레이션

Description

위성 위치 확인 시스템 신호를 개방 루프 트래킹하기 위한 방법 {METHOD FOR OPEN LOOP TRACKING GPS SIGNALS}
발명의 분야
본 발명은 위성 위치 확인 시스템에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 고감도 및 고정밀 수신기로 위성 신호들을 수신하고 트래킹하는 방법 및 장치에 관한 것이다.
발명의 배경
종래의 위성 위치 확인 시스템 (Global Positioning System : GPS) 수신기는 수신기의 위치를 계산하기 위해 다수의 GPS 위성들로부터 송신된 동기화된 신호들을 포착하고, 트래킹하여, 복조한다.
각 GPS 위성은 직접 시퀀스 확산 스펙트럼 신호를 송신하며, 이는 칩이라 불리는 이진 위상 상태의 시퀀스로 표시되는 반복 코드에 의해 변조된다. 코드에 대응되는 칩들의 특정 시퀀스는 의사랜덤 또는 의사잡음 (PN) 시퀀스라 불린다. 각 GPS 위성은 고유 코드, 즉 고유 PN 시퀀스를 갖는 신호를 브로드캐스트한다. C/A 코드라 불리는, 미국에서 일반인의 애플리케이션에 이용 가능한 코드들은 Gold 코드들로 알려진 패밀리이다. C/A 코드는 1 밀리세컨드 (msec) 의 프레임 주기의 1023 개의 칩으로 구성된다. 따라서, 코드는 1 밀리세컨드마다 GPS 신호에서 반복된다.
또한, 50-보드 (baud) 이진 위상 시프트 키잉된 (Binary Phase shift Keyed : BPSK) 데이터는 의사잡음 시퀀스에 덧붙여진다. BPSK 데이터의 비트 경계는 각 데이터 비트 주기 (즉, 20 msec) 에 20 개의 완전한 PN 시퀀스들이 존재하도록 PN 시퀀스의 시작에 정렬된다. BPSK 데이터는 위성의 위치 및 GPS 신호의 클럭 타이밍을 특정하는 천체위치표 데이터를 포함한다.
따라서, 부가적인 잡음 및 간섭이 없이 이상적으로 수신 GPS 신호는:
Figure 112004016707223-pct00001
이며, 여기서 A는 신호의 크기; +1 또는 -1을 갖는 P(t) 는 시간 t에서의 의사잡음 변조이다.; d(t) 는 +1 또는 -1 중 어느 한 값을 또한 갖는 BPSK 데이터이다.; f0 는 단위가 헤르쯔인 공칭 캐리어 주파수이다; θt 는 위상 각이며 이는 도플러 효과, 위상 잡음 등 때문에 천천히 변할 수 있다.; τ는 수신기에 의해 예측될 수 있는 지연이다. 실제로, 크기 A는 통상적으로 시간에 따라 천천히 변한다. 시간 변수 t 가 도플러 효과 때문에 확장되거나 압축될 수 있다는 사실은 f0, τ,θt 의 양에 병합될 수 있다.
GPS 수신기의 주요 작업은 수신기의 위치를 계산하기 위해 다수의 GPS 위성으로부터 송신된 수신 GPS 신호들의 파라미터 f0, τ, θt를 측정하는 것이다. 파라미터 τ의 측정은 통상적으로 계속적으로 보면 "PN 트래킹 회로"라 불리는 회로를 이용하여 수행된다. 이런 측정 프로세스의 부분으로서 캐리어 주파수 f0 및 잔여 위상각 θt가 측정되어 "캐리어 트래킹 회로"라 불리는 회로에서 보상된다. 종래에는, PN 및 캐리어 트래킹 회로는 폐쇄 트래킹 루프라 불리는 피드백 회로의 형태를 취한다.
일반적으로, 종래 트래킹 루프는 수신 신호를 복제하는 국부적으로 발생된 참조 신호를 생성하려는, 즉 참조 신호를 수신 신호에 정렬시키려고 시도하는 피드백 회로를 이용한다. 도 1 은 종래 기술의 일 실시형태에 따른 폐쇄 루프 트래킹 방법의 블록도이다. 신호 판별기 (510) 는 참조 신호 (514) 를 정정하는 방법을 지시하는 정정 신호를 발생한다. 정정 신호는 라인 (515) 을 통해 피드백 되어 수신 신호와 참조 신호 사이에서의 차를 감소시킨다. 이것이 연속적으로 수행되기 때문에, 절차는 반복적, 즉 "폐쇄 루프" 타입의 방법으로 보일 수 있다.
예를 들어, PN 트래킹 루프 회로에서, 국부 PN 발생기는 수신되는 GPS 신호에 PN 시퀀스를 복제한다. 이 회로에서, 국부적으로 발생된 PN 시퀀스는 크기가 국부 참조 시퀀스와 수신 시퀀스 사이에서의 동기화 정도에 대응하는 출력을 생산하기 위하여 수신 GPS 신호에서의 PN 시퀀스에 비교된다. 2 개의 시퀀스가 동기화될 때, 출력의 크기는 최대치에 이르지만, 2 개의 시퀀스가 서로 떨어져 흩어질 때는, 출력의 크기는 감소한다. 따라서, 출력의 크기의 변화는 그 다음 출력의 크기를 증가시키기 위해 국부 PN 발생기의 타이밍을 조절하는데 이용된다. 이는 서보 (servo) 또는 피드백 타입의 기술이다. 또한, 유사한 기술들이 GPS 신호의 캐리어 주파수 및 위상을 트래킹하는데 이용된다.
폐쇄 루프 트래킹은 크기 및 지연과 같은 수신 GPS 신호의 파라미터들이 시간에 따라 천천히 변할 때, 연산이 잘 이루어지며, 이 경우 GPS 신호의 파라미터들의 장기간 평균화가 수행될 수 있다. 그러나, 신호의 파라미터들인 예측할 수 없이 빨리 변하는 많은 상황들이 있다. 예를 들어, GPS 수신기가 빌딩 내부에서 이동하고 있을 때, 수신 신호는 벽, 큰 물체 등으로부터 방사된 직접 신호의 및 반사된 신호들과 예상치 못한 중첩 때문에 크기, 지연, 및 캐리어에서 빠르게 변동한다. 유사하게, GPS 수신기가 소위 "어번 캐년 (urban canyon)"이라 불리는 큰 빌딩을 가진 도시 환경에서 동작할 때, 수신기 및 그 안테나가 자동차와 함께 움직일 때와 같이 GPS 수신기가 빠르게 움직이는 경우, 신호 레벨은 빠르게 변동한다. 이 원인은 직접 신호와 반사 신호 사이에서의 예기치 못한 간섭이다. 종종, GPS 위성으로부터 직접 신호가 전혀 없고, 모든 신호들이 반사 신호인 경우가 있다. 이런 상황은 수신 신호의 파라미터의 변동 속도 및 정도를 악화시킨다.
폐쇄 트래킹 루프는 수신 신호가 빠르게 변동할 때 불완전하게 수행한다. 폐쇄 루프 트래킹 시스템에서, 통상적으로 이전 측정값 (또는 측정값들) 에서의 추정된 에러에 관계되는 수신 신호 및 정정 신호의 파라미터 p 의 이전 측정값은 이 파라미터의 현재 측정값을 얻는데 이용된다.
Figure 112004016707223-pct00002
여기서
Figure 112007078338796-pct00003
은 시간 n 에서의 파라미터 p 의 측정값이고; e(n) 은 이전 측정값의 추정된 에러이며, h 는 선형 또는 비선형 함수이다. 통상적으로, n 의 증분은 1 이상의 PN 프레임 주기에 대응될 수 있다.
몇몇 식에서, 함수 h의 인수는 다수의 이전 측정값,
Figure 112007078338796-pct00004
및/또는 e(n), e(n-1), e(n-2), ...을 포함한다. 그러나, 단순화 및 예시적 목적을 위해, 단순화된 식 (2) 을 이용한다.
또한, 이 측정 프로세스는 이런 측정의 정확성을 제한하는 잡음을 포함하기 때문에, 많은 프로그래머들은 파라미터 p의 측정값을 "추정값"으로 간주한다. 본 발명에서, 파라미터를 언급할 때, 용어 "측정값"은 파라미터의 추정값과 같은 의미이다.
폐쇄 트래킹 루프의 특징을 구체적으로 설명하기 위하여, 식 (2) 의 선형 형태 즉
Figure 112004016707223-pct00005
을 고려한다. 여기서 k는 상수 또는 느리게 변하는 파라미터이다. 에러 e(n) 이 e(n) =
Figure 112004016707223-pct00006
으로 표현되고 p(n) 은 시간 n에서의 파라미터의 정확한 값인 경우, 식 (3) 은
Figure 112004016707223-pct00007
로 다시 쓸 수 있으며, 이는 기본적으로 시간 상수 1/k를 갖는 싱글 폴 필터 타입 응답이다. 따라서,
Figure 112004016707223-pct00008
에서의 초기 에러는 1/k 반복과 동일한 주기로 대략 exp(-1)≒0.37의 인자만큼 감소된다.
k가 1 에 근접하지만 1 보다는 작은 시스템에서, 단지 가장 최근의 측정만이 정정에 기여하고; 따라서, 측정은 수신 신호에서의 빠른 변화를 뒤따를 수 있다. 그러나, 이전 측정의 평균화가 전혀 없기 때문에 수신 신호가 약할 때, 이 시스템은 불완전하게 수행한다. 한편, 작은 k 를 갖는 시스템에서, 많은 이전 측정은 정정에 기여하며, 따라서, 이 시스템은 수신 신호가 약할 때에도 잘 수행한다. 그러나, 수신된 신호가 약한 경우, 이 시스템은 이 신호가 빠르게 변할 때 불완전하게 수행한다.
따라서, 폐쇄 트래킹 루프는 불가피한 제한을 가진다. 수신 신호의 파라미터가 매우 빠르게 변화하여 폐쇄 트래킹 루프가 정확한 결과를 생성할 만큼 빠르게 변화를 따라갈 수 없을 때, "루프 로스-오브-록 (loop loss-of-lock) " 상황이 발생한다. 강한 (1에 가까운) 정정 신호를 갖는 "넓은 (wide)" 루프는 수신 신호의 빠른 변화를 따라갈 수 있지만, 이 루프는 수신된 잡음 및 간섭과 원하는 신호를 구별할 수 없기 때문에 신호가 약할 때, 불완전하게 수행한다. 반면에, 약한 정정 신호를 갖는 "좁은 (narrow)" (작은 k) 루프는 빈번히 빠르게 변하는 신호를 따라 갈 수 없다.
다양한 접근이 루프 설계가 서로 다른 조건에 적용될 수 있도록 고안될 수 있으며, 따라서, 막 논의한 몇몇 제한들을 극복할 수 있다. 그러나, 이런 "적응형" 접근은 이 신호 역학 및 강도가 충분히 변화가능하고 예측 불가능할 때 불가피하게 수행에 실패하거나, 또는 부족할 수 있다.
발명의 요약
개방 루프 트래킹 글로벌 위치 확인 시스템 (GPS) 신호를 위한 방법 및 장치가 여기서 설명된다.
본 발명의 일 측면에서, 예시적인 방법은: (A) 수신기에 의해 수신된 위성 위치 확인 시스템 신호의 일 부분의 프로세싱에 기초하여 3 이상의 지시자의 세트를 발생하는 단계; 및 (B) 지시자들의 세트들의 인터폴레이션으로부터 파라미터의 측정값을 계산하는 단계를 포함한다. 이 지시자들의 각각은 신호의 파라미터 (예를 들어, GPS 신호의 도착 시간 또는 GPS 신호의 캐리어 주파수) 가 소정의 값일 확률을 지시한다. 시리얼 상관관계, 정합 필터링, 고속 푸리에 변환, 및 고속 컨볼루션이 지시자들을 발생하는데 이용되는 방법 중의 하나이다.
본 발명의 다른 측면에서, 예시적인 방법은 역확산 데이터를 생성하기 위해 위성 위치 확인 시스템 신호의 일 부분 상에서 역확산 연산을 수행하는 단계; 및 신호의 주파수 측정값을 생성하기 위해 역확산 데이터에 대해서 개방-루프 주파수 측정값 연산을 수행하는 단계를 포함한다. 본 발명의 몇몇 실시형태에서, 개방-루프 주파수 측정값 연산은: (A) 제 1 데이터를 발생하기 위해 역확산 데이터에 대해서 비선형 연산을 수행하는 단계; (B) 스펙트럼 데이터를 생성하기 위해 제 1 데이터에 대해서 스펙트럼 분석 연산을 수행하는 단계; 및 (C) 스펙트럼 데이터에서 피크의 위치로부터 신호의 주파수 측정값을 계산하는 단계를 포함한다. 본 발명의 몇몇 실시형태에서, 개방-루프 주파수 측정값 연산은: (A) 제 1 데이터를 생성하기 위해 역확산 데이터에 대해서 비선형 연산을 수행하는 단계; (B) 평균화된 데이터를 생성하기 위해 제 1 데이터에 대해서 평균화 연산을 수행하는 단계; (C) 평균화된 데이터의 각을 계산하는 단계; 및 (D) 각을 이용하여 신호의 주파수 측정값을 계산하는 단계를 포함한다. 본 발명의 몇몇 실시형태에서, 비선형 연산은 제곱 연산을 포함한다. 본 발명의 몇몇 다른 실시형태에서, 비선형 연산은 공액, 지연 및 곱셈 연산을 포함한다.
본 발명은 이 방법들을 수행하는 장치들, 이 방법을 수행하는 GPS 수신기들, 및 GPS 수신기에서 실시될 때, 수신기로 하여금 이 방법들을 수행하게 하는 기계-판독가능 매체들을 포함한다.
본 발명의 다른 특징들은 첨부된 도면 및 다음의 상세한 설명으로부터 명백히 알 수 있다.
도면의 간단한 설명
본 발명은 예를 들어 도시되고, 첨부된 도면의 그림에 한정되지 않으며 동일 참조 부호는 유사한 구성요소를 지시한다.
도 1 은 종래 기술의 일 실시형태에 따른 폐쇄 루프 트래킹 방법의 블록도를 도시한다.
도 2 는 종래 기술의 일 실시형태에 따른 폐쇄 루프 의사잡음 트래킹 방법의 단순화된 블록도를 도시한다.
도 3 은 종래 기술의 일 실시형태에 따른 상세한 폐쇄 루프 의사잡음 트래킹 방법을 도시한다.
도 4 는 도 3에서 다양한 프로세싱 단계에서의 신호들에 대한 파형을 도시한다.
도 5 는 본 발명의 일 실시형태에 따른 개방 루프 트래킹 방법의 블록도를 도시한다.
도 6 은 본 발명의 일 실시형태에 따른 개방 루프 의사잡음 트래킹 방법의 단순화된 블록도를 도시한다.
도 7 는 상관관계 지시자들의 인터폴레이션을 도시한다.
도 8 은 본 발명의 일 실시형태에 따른 상세한 개방 루프 의사잡음 트래킹 방법을 도시한다.
도 9 는 종래 기술의 일 실시형태에 따른 폐쇄 루프 캐리어 트래킹 방법의 블록도를 도시한다.
도 10 은 종래 기술의 일 실시형태에 따른 상세한 폐쇄 루프 캐리어 트래킹 방법을 도시한다.
도 11 은 본 발명의 일 실시형태에 따라, 주파수 2 배기에 기초한, 개방 루프 캐리어 주파수 측정 방법을 도시한다.
도 12 는 본 발명의 일 실시형태에 따라, 주파수 판별기에 기초한, 다른 개방 루프 캐리어 주파수 측정 방법을 도시한다.
도 13 은 본 발명의 일 실시형태에 따라, 블록 위상 추정기에 기초한, 다른 개방 루프 캐리어 주파수 측정 방법을 도시한다.
도 14 는 본 발명의 일 실시형태에 따라, 채널화된 필터에 기초한 다른 개방 루프 캐리어 주파수 측정 방법을 도시한다.
도 15 는 본 발명의 일 실시형태에 따라 수신기의 위치를 결정하기 위한 개 방 루프 트래킹 위성 위치 확인 시스템 신호들에 대한 흐름도를 도시한다.
도 16 은 본 발명의 몇몇 실시형태에 따라 개방 루프 캐리어 주파수 트래킹에 대한 흐름도를 도시한다.
도 17 는 본 발명에 따라 개방 루프 트래킹 방법들을 구현하는 수신기의 블록도를 도시한다.
도 18 은 본 발명에 따라 개방 루프 트래킹 방법들을 구현하는 원격 위성 위치 확인 시스템의 블록도를 도시한다.
상세한 설명
주요 발명이 아래의 상세한 설명을 참조하여 설명될 것이며 첨부된 도면을 본 발명을 도시한다. 다음의 상세한 설명 및 도면은 본 발명의 예시적이며 본 발명을 제한하는 것으로 해석되지 않는다. 많은 특정 상세 사항의 설명을 통해 본 발명이 완전히 이해될 것이다. 그러나, 어떤 경우에는, 잘 알려진 또는 종래의 상세 사항들이 본 발명을 불필요하게 애매하게 만들지 않도록 설명되지 않을 것이다.
본 발명의 1 이상의 실시형태는 GPS 신호들의 파라미터를 측정하기 위한 개방 루프 트래킹 방법을 이용한다. 개방 트래킹 루프에서, 시간 n+1 에서의 파라미터 p 의 측정값은 다음과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112004016707223-pct00009
여기서, ui(m) 은 시간 m에서 p에 관계된 양의 측정값이다. 따라서, p의 현재 측정값은 관계된 유한개의 관계된 측정들의 함수이다. 식 (5)에서,
Figure 112007078338796-pct00010
는
Figure 112007078338796-pct00011
에 명백히 의존하지 않는다.
개방 루프 트래킹 상황에서,
Figure 112004016707223-pct00012
또는
Figure 112004016707223-pct00013
과 같은 이전의 측정값은 식 (2) 와는 다른 형태로 다음 측정값의 계산에 영향을 주는데 이용될 수 있다. 통상적으로, 이전 측정값은 연이은 측정값을 취할 수 있는 제한된 영역, 즉 "윈도우" 를 제공하는데 이용된다. 윈도우의 중심 위치 및/또는 현재 윈도우의 폭은 통상적으로 이전 측정값 또는 측정값들의 함수로서 조정된다.
많은 개방 루프 측정값들이 측정값들의 정확도를 향상시킬 수 있도록 조합될 수 있다. 예를 들어, 연속된 개방 루프 측정값들을 함께 평균화하거나, 그런 측정값들의 중앙값을 형성하고, 또는 이 측정값들을 몇몇 타입의 곡선 (예를 들어, 선형 피트 (linear fit)) 등에 맞추는 연산이 수행되어 개선된 측정값들을 포착한다. 곡선 피팅 프로세스 (curve fitting process) 에서, 잡음 및 간섭들은 필터링 될 수 있는 반면, 수신 신호의 빠른 변화가 여전히 따라온다.
일반적으로, GPS 수신기는 2 개의 연산 모드, 즉 (1) 포착 모드, 및 (2) 트래킹 모드를 가진다. 포착 모드에서, GPS 수신기는 GPS 신호의 존재를 검출하여 칩 레벨까지 국부적으로 발생된 참조 PN 신호를 수신 신호에 조잡하게 정렬시키고 이를 조잡하게 동기화하고자 한다. 트래킹 모드에서, GPS 수신기는 신호들 사이의 타이밍 차이가 1개의 칩 주기보다 훨씬 작도록 참조 PN 신호를 GPS 신호로 정확히 동기화하려고 한다.
포착 모드에서는, 국부적으로 발생된 PN 칩의 공칭 레이트가 착신 PN 칩들의 공칭 레이트와 다소 차이가 나도록 설정되며, 이에 참조 코드는 수신 신호에 비례하여 "서서히 이동한다 (slide)". 상관관계 프로세스는 이 두 신호들을 서로 비교한다. 이 두 신호가 한 칩에서 정렬될 때, 다량의 상관관계 출력이 나온다. 이것은 수신기로 하여금 국부적으로 발생한 PN 칩들의 공칭 레이트가 착신 PN 칩의 그것으로 설정되는 트래킹 모드에 들어가게 한다. 종종, 포착은 상관관계 연산을 평행하게 수행하기 위해 다수의 회로들을 이용함으로써 처리된다.
도 2 는 종래 기술의 일 실시형태에 따른 폐쇄 루프 의사잡음 트래킹 방법의 단순화된 블록도를 도시한다. 도 2에서, PN 판별기 (520) 는 GPS 신호로부터 얻은, 기저대역 입력 (522) 의 PN 시퀀스를 국부 PN 참조 발생기 (524) 에 의해 발생된 참조 PN 시퀀스와 비교한다. PN 판별기 (520) 는 상관관계 지시자 발생기 (531 및 532) 를 포함하며, 통상적으로 시리얼 상관기이다. 상관기가 2개의 입력 PN 시퀀스가 가까이 정렬될수록, 상관기가 더 많은 출력을 발생시키도록 구성된다. 따라서, 상관기의 출력은 이 2 개의 입력 시퀀스가 얼마나 가까이 정렬되는지에 대한 지시자이다. 감산기 (535) 의 결과는 라인 (538) 상의 지연된 참조 PN 시퀀스가 라인 (537) 상의 참조 PN 시퀀스보다 기저대역 입력에서의 PN 시퀀스와 더 잘 정렬되는지 아닌지를 나타낸다. 감산기 (535) 로부터의 상관관계 신호는 지시자 발생기들 모두가 동일 출력을 생산하도록 참조 PN 시퀀스의 타이밍을 조절한다. 양 라인 (537 및 538) 상의 PN 시퀀스가 기저대역 입력의 PN 시퀀스와 동일하게 잘 정렬될 때, 수신 PN 시퀀스의 에포크 (epoch) 는 라인 (537 및 538) 상의 PN 시퀀스의 에포크의 중간에 있다.
감산 회로 (535) 는 상관관계 신호를 생성하며, 이는 부호 있는 수이다. 이 수의 부호는 PN 참조가 더 나은 정렬을 위해 조절되어야 한다는 명령 (더 빠르게 또는 더 느리게) 을 지시한다. 이 차의 크기는 현재의 오정렬 (misalignment) 의 정도에 비례한다.
도 3 은 종래 기술의 일 실시형태에 따른 상세한 폐쇄 루프 의사잡음 트래킹 방법을 도시한다. 도 3에서, 라인 (401) 상의 기저대역 입력은 동상 (in-phase)(I) 및 쿼드라처 (Q) 성분을 포함하며, 이들은 통상적으로 I/Q 다운컨버터에 의해 입력 신호로부터 변환된 것이다. 통상적으로, 라인 (401) 상의 신호는 도 4에 도시된 바와 같이 파형 (430) 을 가진다. 발진기 (419) 는 라인 (421) 으로부터 피드백된 상관관계 신호에 의해 제어되어 국부 발생기 (403) 에 의해 발생된 PN 시퀀스를 라인 (401) 상의 기저대역 입력의 PN 시퀀스와 비교한다. 기본 에러 신호는 PN 판별기 (402) 에 의해 발생되며, 이는 2개의 시리얼 상관기들 및 감산기 (417)를 포함한다. 이 시리얼 상관기들 각각은 곱셈, 누산, 및 비선형 검출 연산을 수행하여 상관관계 출력을 발생시킨다. 도 4 에 도시된 파형 (431) 을 가질 때, 라인 (425) 상의 이른 (Early : E) 신호는 곱셈기 (404), 누산기 (407), 및 비선형 검출기 (410) 를 포함하는 제 1 상관기로 보내져서 이른 상관관계 출력을 발생시킨다. 라인 (428) 상에서, 지연 연산기 (413 및 414) 로부터의 출력과 같은 늦은 (Late : L) 신호는 곱셈기 (405), 누산기 (408), 및 비선형 검출기 (411) 를 포함하는 제 2 상관기로 보내져서 더 늦은 상관관계 출력을 발생시킨다. 더 늦은 신호는 도 4에서 도시된 바와 같이 파형 (433) 를 가지며, 이는 지연 연산기 (413 및 414) 의 각각이 지연 td 를 유발하는 것을 도시한다. 따라서, 도 4에서 도시된 파형 (432) 를 갖는 라인 (426) 상의 정확한 신호의 에포크는 이른 및 늦은 신호의 에포크의 중간에 있다. 더 늦은 출력은 감산기 (417) 에 의해 이른 출력으로부터 감산되어 기본 에러 신호를 형성하며, 이는 누산기 (418) 및 루프 필터 (415) 에 의해 더 필터링된다.
통상적으로, 비선형 검출기 (410 및 411) 는 크기 또는 크기-제곱 연산을 수행하며; 누산기 (407 및 408) 는 다수의 PN 프레임 주기와 일치하는 시간 주기에 걸쳐 누산된다. 누산기 (418) 는 루프 필터 (415) 에 제공된 데이터 레이트를 감소시키며 통상적으로 루프 필터 (415) 가 마이크로프로세서에 의해 구현될 때 사용된다.
착신 신호 (incoming signal) 가 가까이 이른 신호와 정렬될 때, 이른 출력은 늦은 출력보다 훨씬 크다. 따라서, 이른 출력 마이너스 늦은 출력은 포지티브이며, 포지티브 정정 신호는 발진기 (419) 의 주파수를 증가시킨다. 따라서, 발진기에 의해 참조 발생기로 제공된 클럭 에포크는 시간에 있어 더 빨라진다, 즉 모든 파형 (431,432,433) 을 도 4 의 왼쪽으로 이동시켜서 늦은 출력을 착신 신호에 더욱 가까이 정렬시킨다. 착신 신호가 이른 신호보다 늦은 신호에 더욱 가까이 정렬될 때는 반대 상황이 발생한다. 따라서, 루프는 이른 신호 및 늦은 신호 모두가 동일하게 착신 신호에 잘 정렬될 때, 즉 착신 신호의 에포크가 이른 신호 및 늦은 신호의 중간에서 정확한 신호의 에포크과 동일할 때, 평형에 도달한다. 통상적으로, 트래킹이 유지되도록, 정확한 신호는 입력 신호의 에포크에 근접해야 한다 (예를 들어, 약 1 개의 칩 내에서).
루프가 평형에 도달할 때, 착신 신호는 도 3 의 라인 (426) 상의 정확한 신호에 정렬된다. 라인 (427) 상의 정확한 출력 (punctual output) 은 역확산 신호, 즉 의사잡음이 제거된 기저대역 신호를 포함한다. 정확한 출력은 주로 GPS 신호(식 (1) 의 BPSK 데이터 d) 상에서 변조된 천체위치표 데이터의 회수를 위한 것이다. 발진기 (419) 의 위상 및 PN 참조 발생기 (403) 의 코드 위치 (즉 코드 위상) 은 빈번히 조합되어 착신 신호의 도착 시간 (즉 의사범위) 측정값을 생성한다.
도 5 는 본 발명의 일 실시형태에 따른 개방 루프 트래킹 방법의 블록도를 도시하며, 여기서 신호 차이 정량자 (560) 는 수신 신호 (562) 및 국부 참조 신호 (564) 의 파라미터 사이의 차이를 정량화하여 수신 신호의 파라미터의 측정값을 결정한다. 따라서, 파라미터의 측정값은 국부 참조 신호를 조절할 필요 없이 포착하여 수신 신호와 동일한 파라미터를 가질 수 있다.
도 6 은 본 발명의 일 실시형태에 따른 개방 루프 의사 잡음 트래킹 방법의 단순화된 블록도를 도시한다. 발생기 (574) 에 의해 발생된 참조 PN 시퀀스 지연 연산기 (592, 593,..., 599) 의 세트에 의해 지연되어 참조 시퀀스들의 세트를 생성하며, 이들의 각각은 서로 다른 에포크에 대응된다. 이 참조 시퀀스들의 세트는 상관관계 지시자 발생기 (581, 582, 583,..., 589) 의 세트에 의해 기저대역 입력 (572) 와 비교되어 지시자의 세트를 발생한다. 이 지시자들의 각각은 대응되는 지연된 참조 PN 시퀀스가 기저대역 입력 PN 시퀀스와 얼마나 잘 정렬되는 가를 나타내는 수적인 값이다. 따라서, 이 지시자들의 각각은 대응하는 지연된 참조 시퀀스의 에포크가 수신 신호의 PN 시퀀스의 에포크가 될 확률, 즉 가능성을 표시하는 것으로 간주될 수 있다. 피크 위치 입력기 (580) 는 인터폴레이션 방식을 이용하여 참조 PN 시퀀스를 기저대역 입력의 PN 시퀀스와 동기화시키는데 요구되는 지연 양을 정확히 결정한다. 따라서, 도착 시간은 참조 시퀀스를 착신 신호와 반복적으로 동기화할 필요없이 상관기 지시자들의 측정값으로부터 결정된다. 어떠한 서보 방법도 필요가 없다.
도 6 을 고찰하는 다른 방법은 참조 PN 발생기로부터 주어진 상관기 지시자로의 총 지연은 PN 참조와 입력 신호 사이의 시간 오프셋에 비례한다는 것이다. 따라서, 이런 총 지연은 국부 시간에 대한 입력 신호의 도착 시간의 가정된 값을 표시한다. 따라서, 개방 루프 절차는 입력 신호 파라미터가 몇몇 가정된, 또는 소정의 값들 중 하나인 지를 테스트하는 세트이다. 그 후, 그것은 이 파라미터가 이들 소정의 값과 일치하는 수들의 세트, 즉 "지시자들"을 제공한다. 이 지시자들은 일치의 확률 또는 가능성으로 해석된다. 이들 지시자들의 값에 기초하여, 그 후 (580) 에서와 같이 인터폴레이션 절차를 수행하여 이 파라미터의 측정값을 더욱 정제할 수 있다.
도 7은 상관관계 지시자들의 인터폴레이션을 도시한다. 위치 (450) 에서 (458) 까지의 수직 라인들은 9 개의 상관관계 연산들의 출력들의 크기를 표시하며, 연속적인 상관기 출력들의 PN 에포크들은 절반의 칩만큼 서로 차이가 난다. 점선은 상관기들에 의해 제공되는 지시자들 사이에서의 인터폴레이션을 표시한다. 인터폴레이션 방식은 사소한 방식이 아니라, 이 방식에 의하면 피크를 발견하는 것이 최대 값을 가진 상관관계 지시자를 뽑아 내는 것으로 간단히 전환될 수 있다.
도 8은 본 발명의 일 실시형태에 따른 상세한 개방 루프 의사잡음 트래킹 방법을 도시한다. 지연 연산기들 (108, 109,... 110) 은 도 6 의 지연 연산기들 (592, 593,..., 599) 에 대응되며; 상관기 (111, 112, 113,..., 114) 는 도 6 의 상관관계 지시자 발생기들 (581, 582, 583, ..., 589) 에 대응된다. 피크 검출기 및 타임 인터폴레이터 (115) 는 피크 위치 입력기 (580) 에 대응된다. 상관관계 지시자 발생기의 버전을 구현하는 상관기 (111) 는 곱셈기 (105), 누산기 (106), 비선형 검출기 (107), 및 누산기 (120) 를 포함한다. 일반적으로, 다른 상관기들 (예를 들어, 상관기 (113)) 는 상관기 (111) 와 동일한 구조를 가진다.
피크 검출기 및 타임 인터폴레이터 (115) 로부터 타임 정보를 수신한 후, 마이크로프로세서 (116) 는 기저대역 입력의 PN 시퀀스들이 참조 PN 시퀀스들 중 하나에 근접하여 동기화되도록 선택적으로 발진기 (102) 를 조율한다. 라인 (117) 상의 이런 피드백이 폐쇄 루프 연산의 부분으로 간주될 지라도, 정확한 측정값은 이런 정보가 라인 (117) 상에서 피드백되어 발진기의 타이밍을 조절하기 전에 측정되기 때문에 이 피드백은 의사범위의 정확한 측정에 필요하지 않다. 도 8 의 방법은 또한 포착 모드에서 사용될 수 있다. (115) 에서의 몇몇 또는 모든 연산들은 마이크로프로세서 (116) 에 의해 수행될 수 있다.
피크 검출기 및 타임 인터폴레이터 (115) 로부터의 출력은 1 개의 위성으로부터의 단일 GPS 신호의 도착 시간을 표시한다. 회로 (101 내지 115) 는 이 신호를 프로세싱하도록 할당된 단일 "채널"로 간주 될 수 있다. 다른 GPS 신호들에 할당된 다른 채널들 (통상적으로 8내지 12개의 채널들) 로부터의 입력은 마이크로프로세서 (116) 에 동시에 제공되어 수신기 위치의 측정값을 결정한다. 정상적으로, 3개 이상의 GPS 위성들로부터 도착 시간의 동시 측정값은 2 차원에서 위치를 결정하는데 요구될 수 있다 (4 개의 신호는 3 차원 위치 고정에 요구된다).
본 발명에 따른 개방 루프 트래킹 방법을 사용하여 발견된 수신기 위치의 연속적 측정값들은 다양한 평균화 또는 트래킹 알고리즘을 이용하여 조합되어 타임 함수로서 개선된 위치 측정값을 포착할 수 있다. 최소-평균-제곱법 (least-mean-square : LMS) 필터링 및 Kalman 필터링 (LMS 필터링의 한 형태) 를 포함하는 많은 알고리즘들은 연속적인 측정값들을 조합하는데 사용될 수 있다. 수신 신호가 매우 약한 경우, 매우 불완전해 보이는 측정값들을 버릴 수 있는 메디안 필터링 타입 알고리즘과 같은 다른 알고리즘들이 더욱 적절할 수 있다.
위치 추정 데이터의 조합은 위치 영역에서의 평균화로 간주된다. 다양한 도착 시간 (time-of-arrival : TOA), 또는 의사범위, 몇몇 연속적인 타임 주기로 부터의 측정값들을 조합함으로써 더 나은 수행이 이루어 질 수 있다. 이것은 측정 영역에서의 평균화라 불린다. 그 후, 위치는 서로 다른 GPS 신호 및 다수의 타임들에서 계산된 의사범위를 조합함으로써 계산된다. LMS 및 Kalman 필터링 알고리즘과 같이 유행하는 다양한 알고리즘들이 측정 영역에서의 평균화에 이용된다.
몇몇 경우에 이전 측정값들로부터 현재 파라미터의 값을 예측하는 것은 현재의 측정값이 매우 불완전하거나 불필요하다는 것을 지시할 수 있다. 이 경우, 현재의 측정값은 이런 예측에 찬성하여 삭제될 수 있다. 따라서, 측정값들의 세트를 조합하는 것은 이전의 측정값들에 찬성하여 현재의 측정값들을 삭제하는 연산을 포함할 수도 있다.
도 9 는 종래 기술의 일 실시형태에 따른 폐쇄 루프 캐리어 트래킹 방법의 블록도를 도시한다. 도 9 에서, 캐리어 판별기 (550) 는 수신 신호 (542) 를 발진기 (544) 에 의해 발생된 참조 신호와 비교한다. 캐리어 판별기 (550) 는 위상 판별기 (551) 및 주파수 판별기 (552) 를 포함한다. 위상 판별기 (551) 은 정정 신호를 발생시켜 수신 신호와 국부 캐리어 신호 사이의 위상 차를 감소시킨다. 유사하게, 주파수 판별기 (552) 는 정정 신호를 발생시켜 수신 신호와 국부 캐리어 신호 사이의 주파수 차를 감소시킨다. 주파수는 위상의 타임에 대한 미분 계수이기 때문에, 위상 판별기 및 주파수 판별기로부터의 정정 신호들은 발진기 (544) 를 조절하도록 조합되어 수신 신호와 동일한 위상 및 주파수를 갖는 국부 캐리어 신호를 발생시킬 수 있다.
도 10 은 종래 기술의 일 실시형태에 따른 상세한 폐쇄 루프 캐리어 트래킹 방법을 도시한다. 통상적으로, 도 10 의 방법에 따른 캐리어 트래킹 회로는 도 3 의 방법에 따른 PN 트래킹 회로와 조합된다. 통상적으로, 도 10 의 라인 (401) 상의 신호는 기저대역 입력으로서, PN 시퀀스 트래킹을 위해 도 3 의 라인 (401) 로 보내지며, 도 3 의 라인 (427) 상의 정확한 출력은 캐리어 정정 신호의 발생을 위해 도 10 의 라인 (427) 로 보내진다.
도 10 의 라인 (401) 상의 기저대역 입력을 제공하기 위해, 라인 (200) 상에서 수신된 중간 주파수 (IF) 신호는 A/D 컨버터 (201) 에 의해 디지털화되며 곱셈기 (203 및 204) 및 로우패스 필터 (205 및 206) 를 포함하는 I/Q 다운컨버터를 통해 패싱된다. 위상 록 루프 (Phase Lock Loop : PLL) 판별기 (211) 및 자동 주파수 제어 (Automatic Frequency Control : AFC) 판별기 (220) 는 기저대역 입력의 역확산 신호인 라인 (427) 상의 정확한 출력을 이용하여 캐리어 정정 신호를 발생시킨다. 루프 필터들 (214 및 226) 들은, 식 (1) 의 캐리어 항 cos[2πf0(t-τ)+θt]을 복제하기 위해서, 정정 신호들이 캐리어 국부 발진기 (210) 를 조절하도록 라인 (227) 상의 신호로 조합되기 전에, 정정 신호들의 레이트 및 진폭을 조절한다.
여기서, 발진기 (210) 가 항 cos[2πf0(t-τ)+θt]을 정확히 복제하도록 조절될 때, 라인 (207) 상의 I 기저대역 신호는 GPS 기저대역 신호를 포함하며 라인 (208) 상의 Q 기저대역 신호는 GPS 기저대역 신호를 포함하지 않는다. 위상 판별기 (551) 에 대응하여, PLL 판별기 (211) 는 라인 (202) 상의 수신 신호의 캐리어와 발진기 (210) 의 출력 사이에서의 순간 위상 차를 측정한다. 주파수 판별기 (552) 에 대응하여, AFC 판별기 (223) 는 순간 주파수 차를 측정한다.
타임 상 동시에 또는 서로 다른 순간에, GPS 수신기들의 몇몇 구현은 단지 PLL 판별기만을 이용하며, 다른 것들은 단지 AFC 판별기만을 이용하고, 또 다른 것들은 이들의 조합을 이용한다. 통상적으로, PLL 판별기들을 이용하는 피드백 루프는 AFC 판별기를 이용하는 것 보다 더욱 민감하다, 그러나 PLL 판별기 기반 루프는 플랫폼 다이나믹스에 의해 유발된 과도전류에 더욱 민감하다. 따라서, 최선의 접근의 선택은 신호의 강도 및 다이나믹스에 의존한다. 많은 수신기들은 판별기들 양자 모두의 타입을 사용하여 그것들의 용법을 변하는 신호 조건에 적용한다.
도 10에서와 같이 폐쇄 캐리어 트래킹 루프는 신호가 너무 약하거나 또는 캐리어 위상 파라미터가 너무 빠르게 변화는 경우, 불완전하게 수행한다. 이런 경우에는, 판별기들이 180 도의 배수인 위상 에러를 구별할 수 없기 때문에, 180 도의 에러가 종종 나온다. 이런 타입들의 에러들은 "사이클 슬립 (cycle slips)" 이라 불리며 신호 상태가 빈약할 때, 폐쇄 캐리어 트래킹 루프에서 공통된다.
본 발명의 몇몇 실시형태들은 개방 캐리어 트래킹 루프들을 이용하여 캐리어의 주파수 및/또는 위상을 측정하고자 한다. 통상적으로 라인 (427) 상의 정확한 출력에 의해 제공되는 역확산 신호는 수신 신호와 동일한 주파수 및 위상의 참조 캐리어를 발생시킬 필요없이 분석하여 측정값을 얻기 위해 분석된다. 따라서, 폐쇄 루프 트래킹 시스템들의 해로운 효과들은 피할 수 있다. (A) 주파수 2 배기 기반 방법, (B) 주파수 판별기 기반 방법, (C) 블록 위상 추정기 기반 방법, 및 (D) 채널화된 필터 기반 방법을 포함하는 다양한 방법들이 이런 개방 루프 주파수/위상 측정을 위해 개시된다. 이런 방법들을 이하 설명한다.
본 발명에 따른 개방 루프 캐리어 주파수 트래킹 방법은 PN 트래킹 회로로부 터의 역확산 신호로부터 캐리어 주파수를 직접 측정한다. 의사잡음이 기저대역 입력으로부터 제거된 후, 정확한 출력에서의 역확산 신호는 다음의 형태이며:
Figure 112004016707223-pct00014
여기서, 주파수 fe는 도플러 제거 연산이 통상적으로 도 10 의 믹서 (mixer ; 203 및 204) 및 로우패스 필터 (205 및 206) 에 의해 수행된 후의 역확산 신호의 잔여 캐리어 주파수이다. 단순화하기 위해, 식 (1) 에서 항 -2πf0τ에 대응하는 일정 위상 항은 θt로 병합된다.
도 11 은 본 발명의 일 실시형태에 따라, 주파수 2 배기에 기초하여 개방 루프 캐리어 주파수 측정 방법을 도시한다. 정확한 출력 신호는 연산 (301) 에서 제곱되어, 이는 d2=1이기 때문에 거의 변조되지 않은 정현파 신호:
Figure 112004016707223-pct00015
를 생성한다. 이 정현파 신호의 M 샘플들은 연산 (302) 에서 수집되어, 연산 (303) 에서 고속 푸리에 변환 (Fast Fourier Transform : FFT) 방법 또는 이산 푸리에 변환 (Discrete Fourier Transform : DFT) 방법에 의해 분석되어 스펙트럼 출력을 생성한다. 연산 (304) 은 스펙트럼 출력의 피크를 발견하며, 이것은 식 (7) 에서의 신호의 주파수 및 위상, 즉 2fe 및 2θt에 대응된다. 따라서, 2 개의 연산에 의한 분할이 주파수 fe 및 위상 θt을 생성하는데 필요하다. 측정의 정밀도는 높지만, 도 14의 방법과 같이 이 접근은 계산적으로 강하나 다른 방법들 보다 덜 민감하다.
도 12 는 본 발명의 일 실시형태에 따라, 주파수 판별기에 기초한 다른 개방 루프 캐리어 주파수 측정 방법을 도시한다. 주파수 판별기는 지연 연산기 (305), 공액 연산기 (306) 및 곱셈기 (307) 를 포함한다. 이 입력은 BPSK 데이터 비트 주기, Td당 2개의 샘플의 레이트로 정확한 출력으로부터 샘플링되고, 곱셈기 (307) 는 데이터 레이트 (즉, 50 보드) 와 일치하는 레이트로 출력을 생산한다. 동일한 비트 주기 내에서 발생하는 샘플에 대해, 곱셈기 (307) 는 d(t-τ)d(t-τ-Td/2)=1이기 때문에
Figure 112004016707223-pct00016
을 생성한다. 잔여 위상 변조가 무시할 만하다면, 즉 (θt -θt-Td/2)=0 이라면, s3(t) 의 위상 각은 잔여 캐리어 주파수에 비례한다. 따라서, fe는 s3(t) 의 위상 각을 πTd로 나누어서 얻는다. (308) 의 평균화 프로세스는 신호-대-잡음 비를 개선하는데 이용된다.
주파수 판별기 기반 루프는 구현하는데 매우 민감하며 꽤 단순하지만 도 11에서 도시된 주파수 2 배기 기반 루프만큼 정확하지 않다.
또한, 정확한 출력으로부터 샘플링된 입력이 BPSK 데이터 레이트의 2 배와 다른 레이트, 즉 1kHz에서 발생하는 동일한 연산을 수행할 수 있다. 정확한 출력으로부터 샘플링된 입력이 연산기 (305) 에 의해 야기된 1 개의 샘플 지연이 Tc가 되는 레이트에서 발생할 때, 잔여 캐리어 주파수 f는 위상 각을 πTd로 나누어 얻을 수 있다. 그러나, 민감도는, 정확한 샘플당 인터그레이션 (integration) 타임이 감소될 때 정확한 샘플당 신호-대 잡음 비 (Signal-to-Noise Ratio : SNR) 가 감소되기 때문에, 감소된다. 공액 연산기 (306) 는 라인 (351) 상의 신호 대신에 라인 (352) 상의 신호에 적용될 수 있다. 또한, 다양한 다른 곱셈 구조체들이 (307) 의 4-상한 곱셈기에 대신해 사용될 수 있다.
도 13 은 본 발명의 일 실시형태에 따라 블록 위상 추정기에 기초한 다른 개방 루프 캐리어 주파수 측정 방법을 도시한다. 연산 (310) 는 정확한 출력을 제곱하여 식 (7) 의 신호를 생성한다. 타임 t0 에 중심을 둔 길이 D, 즉 (t0-D/2, t0+D/2) 의 구간 상에서 이 신호의 평균은
Figure 112004016707223-pct00017
여기서 sinc(x)=[sin(πx)]/(πx) 이고 θt는 범위 (t0-D/2, t0+D/2) 에서 무시할 만큼 변한다고 가정한다. 연산 (312) 는 s4, 즉 2πfet0+θt0 의 1/2 각을 측정한다. 이것은 타임 t0에서 측정된 (6) 의 위상 각과 동일함을 주목한다. θt가 일정하지 않는 경우, 이 프로세스는 θt가 이 구간에서 너무 빠르게 변하지 않는 한, 구간 D에서 2πfet0+θt의 평균의 좋은 예측을 생성한다. (311) 의 평균화 프로세스는 신호-대-잡음 비를 개선하는데 이용된다.
s4 의 위상 각, 즉, φt 는 [0,2π] 범위에 있기 때문에, (312) 에 의해 생성되는 1/2 각, 즉, ηt , 는 실질적으로 모호하기 때문에, 즉 그것은 1/2φt+nπ이고, n 은 0 또는 1 이 될 수 있다. 따라서, 위상 각을 시간의 함수로서 결정하는데 모호함이 있다. 이 모호함은 φt 의 궤도를 트래킹함으로써 해결될 수 있다. φt 가 양의 방향으로 0 도를 통과할 때, 콴터티 π는 위상 각 ηt 에 더해질 수 있고, φt 가 음의 방향으로 0 디그리를 통과할 때, 콴터티 π는 위상 각으로부터 감산될 수 있다. 연산 (313) 은 "섹터 트래킹" 이라고 불리는 이러한 연산을 실행한다.
도 13 의 방법의 여러가지 변형이 있다. 연산 (310) 은 신호의 위상 영역에 대한 비선형성을 가지고 있어 신호 Arexp(j4πfet+j2θt), r≥0 의 신호를 생성한다. 일반적인 접근은 동일하다. 예를 들어, 도 13 에서 도시하는 제곱 연산 대신에, 신호 샘플은 진폭과 위상으로 구성된 극 좌표 표시형태로 변환될 수 있다. 결과 위상 성분을, 모듈로 2π, 두 배로 하여, 효과적으로 신호의 위상 부분을 제곱한다. 진폭 성분은 동일하거나 또는 작은 승 (예를 들어, 0 과 2 사이) 으로 거듭제곱될 수도 있다. 따라서, 신호는 직교 좌표 시스템으로 되돌 아 변환되어 연속적인 평균화를 용이하게 한다.
상기 프로세스는 위상 각 2πfet0+θt0 의 추정값을 제공한다. 그러한 연속적인 측정을 함으로써, 주파수 fe 는 확인될 수도 있다. 예를 들어, 만약, 또 다른 측정이 t1 에서 이루어진다면, 위상 각 2πfet1+θt1 을 얻을 수 있다. 만약 θt 가 t0 에서 t1 까지 조금 변한다면, 따라서 위상 각의 차이는 2πfe(t1-t0) 으로 보여지고, (t1-t0) 는 알려져 있기 때문에 콴터티 fe 는 쉽게 계산된다.
도 14 는 본 발명의 일 실시형태에 따라, 채널화된 필터에 기초하여 또 다른 개방 루프 캐리어 주파수 측정 방법을 도시한다. 국부 발진기 (LO ; 314) 는 주파수 채널라이저의 한 세트에 제공되는 다른 주파수 (즉, f1, f2,...,fM) 의 참조 캐리어 신호의 세트를 발생한다. 각각의 채널라이저는, 각각의 채널라이저에 제공된 LO 의 주파수와 정확한 출력에서의 신호의 캐리어 주파수 사이에서, 일치도의 양을 정하는 출력을 생산한다. 예를 들어, 곱셈기 (315), 누산기 (331), 비선형 검출기 (332), 및 누산기 (333) 를 포함하는 주파수 채널라이저 (319) 는 f1 과 정확한 출력 신호의 캐리어 주파수 사이에서의 일치도를 측정한다. 최대 출력을 제공하는 채널의 주파수는 정확한 출력 신호의 캐리어 주파수의 조잡한 추정값이다. 피크 파인더 (322) 는 채널라이저 (319, 320, 321,..., 330) 의 출력을 인터폴레이팅하여 정확한 출력 신호 주파수의 더욱 정확한 측정값을 계산한다. 많은 경우에 계산된 측정값은 조잡한 추정값 (즉, 최대 출력을 제공하는 채널의 주파수) 보다 10 배 이상 더 정확하다. 어떤 경우에는, 각각의 검출기로부터의 단일한 출력으로 충분하며, 검출기 다음의 누산기 (즉, 누산기 333) 의 기능은 비활성화될 수 있다.
등식 (1) 에서의 신호의 PN 성분이 일단 제거되면, 정확한 신호는 등식 (6) (즉, A d(t-τ)exp(j2πfet+jθt)) 의 형태이다. 이 신호는 곱셈기 (315) 에 의해 국부 참조 신호 exp(-j2πfmt) 로 곱해지고 신호
s5(t)=A d(t-τ)exp(j2π(fe-fm)t+jθt)=A d(t-τ)exp(j2πtδ+jθ t) (10)
를 생산하며 이 때, δ= fe-fm 이다. 만약에 누산기 (331) 가 일 비트 기간보다 작거나 또는 동일한 (그러나 비트 경계를 넘지는 않는) 시간 T 의 기간에 대해 합계를 구한다면, 비선형 검출기 (332) 의 출력은 다음 식
Figure 112004016707223-pct00018
으로 근사화될 수 있고, θt 는 상수 (또는 시간에 대해 천천히 변화하는) 로 가정된다. 이러한 함수는 δ= 0 즉, fe = fm 일 때, 최대가 된다.
채널라이저는 채널라이저의 주파수 (예를 들어 f1, f2,...) 의 다른 값들에 대응하는, 다른 값들의 δ 에 대해 식 (11) 에서의 함수의 출력의 샘플을 생성한다. 식 (11) 에서의 함수의 이러한 샘플은 주파수에 있어서 충분히 가까울 때 (예를 들어, 0.5/T 내), 이러한 샘플은 인터폴레이션 절차에서 사용되어, 노이즈가 없는 fm = fe 에서 위치하는, 식 (11) 에서의 함수의 피크의 위치를 추정할 수 있다. 심지어 이러한 샘플들이 0.5/T 보다 더 넓게 떨어져 있다하더라도, 함수 형태가 알려져 있기 때문에, 식 (11) 에서의 함수에 대한 인터폴레이션을 수행하는 것은 여전히 가능하다. 그러한 인터폴레이션을 수행하는 방법은 스플라인 (spline) (또는 다른 형태의 다항식) 을 이용하여 커브 피트 (fit) 에서 3 이상의 채널라이저 출력을 허용하는 것이다. 식 (11) 에서의 함수의 특별한 성질에 기인하여, 단지 두개의 그러한 채널라이저로부터의 출력을 이용하여 최후의 인터폴레이션을 수행하는 것이 가능하다. 그러나, 두 개 이상의 채널라이저가 두 개의 채널라이저 중 어떠한 것이 피크의 위치를 스트래들 (straddle) 하는 것을 먼저 결정하는데 요구된다. 만약 이것이 결정된다면, 이러한 두개의 채널라이저의 출력은 fe 의 위치를 결정하는 피크의 위치를 계산하는 최후 인터폴레이션 프로세스에 사용될 수도 있다. 따라서, 전체적으로 고려할 때, 그러한 인터폴레이션 알고리즘은 3 이상의 채널라이저를 요구한다.
채널화된 접근은 매우 민감하지만, 주파수 2 배기 (doubler) 및 스펙트럼 분석 접근만큼 정확하지는 않다. 그러나, 특별히 채널의 수가 적을 때에는 구현하는 것이 간단하다.
도 14 에서, 각각의 채널라이저 (예를 들어, 채널라이저 319) 는 상관관계 지시자 발생기로서 보일 수도 있다. 예를 들어, 정확한 출력은 곱셈기 (315), 누산기 (331), 비선형 검출기 (332) 및 누산기 (333) 로 들어간다. 누산기 (333) 의 출력은 상관관계 연산의 결과로서 보일 수도 있다. 이러한 연산 스텝은 도 8 의 블록, 곱셈기 (105), 누산기 (106), 비선형 검출기 (107) 및 누산기 (120) 에 의해 수행되는 상관관계 연산과 동일하다. 주파수 채널라이저를 보는 또 다른 방법은, 도 11 의 주파수 2 배기의 선행하는 비선형성이 없는 스펙트럼 분석기로서이다. 채널라이저의 각각의 채널은 LO 발생기 (314) 에 의해 제공되는 주파수에 대응하는 개별적인 스펙트럼 요소를 생성하는 것으로 보여 질 수 있다. (332) 의 절대값을 제곱하는 연산은 전형적으로 스펙트럼 분석기에서 사용된다. (333) 의 포스트검출 인터그레이션은 특별한 스펙트럼 라인과 관계된 에너지의 개선된 추정값을 제공하는데 사용된다. (331) 과 관계된 인터그레이션 시간은 전형적으로 데이터 비트 기간의 인터그레이션으로 한정되기 때문에, 채널라이저 접근의 주파수 정확도는 전형적으로 도 11 의 제곱 및 스펙트럼 분석 접근의 정확도보다 훨씬 나쁘다. LO 발생기 (314) 및 도 (14) 의 채널라이저 각각의 최초 곱 및 합의 기능을 수행하는 FFT 또는 DFT 알고리즘을 이용하는 것이 가능하다.
도 11 내지 14 의 다양한 방법은 캐리어 위상 및/또는 주파수를 추정하는데 사용될 수도 있다. 연속적인 추정값들은 그러한 신호들의 연속적인 프로세싱을 보조하는 GPS 신호에 대한 트래킹 절차에 사용될 수도 있다. 전형적으로, 주파수의 종래 추정값이, 전체 트래킹 절차의 일부분으로서 수행되는 추가적인 추정값을 구하는데 사용되는 파라미터 추정 윈도우를 조정하는데 사용되는 경우이다. 조정은 윈도우 중심 조정 및/또는 윈도우 넓이 조정의 형태를 전형적으로 취한다. 그 후 연속적인 주파수 추정 연산은 윈도우를 이용하여 유효한 주파수 추정값을 찾 기 위해 허용되는 범위를 컨스트레인 (constrain) 한다. 선택적으로, 윈도우는 측정값을 받아들이거나 또는 버리는 적어도 하나 이상의 유효한 기준으로서 사용될 수 있다. 그러한 윈도우의 사용은 잘못된 응답의 발생을 줄임과 동시에 요구되는 계산양을 줄이는 것을 도와준다. 최대 윈도우 조정은, 특별한 파라미터는 한 번의 측정 시간에서부터 다음 측정시간까지의 규정된 양 이상 변할 수 없다는 물리적 법칙에 의해 지시를 받는, 종래 지식에 전형적으로 기초한다.
도 11 내지 14 의 블록도가 하드웨어 구현을 포함하고 있다고 하더라도, 좋은 신호 프로세싱 능력을 갖는 마이크로프로세서가 사용될 때 특히, 소프트웨어에 기초한 접근을 이용하여 이러한 임의의 방법들의 적어도 일 부분을 구현하는 것이 종종 실용적이다.
다양한 방법들 (예들 들어, 정합된 필터, 고속 푸리에 변환, 고속 컨볼루션 방법 등) 이 상기에서 설명한 것과 같은 상관관계 지시자를 생성하는데 사용될 수 있다. 어떤 GPS 신호 프로세서는 시리얼 상관관계기보다 정합된 필터를 이용하여 PN 포착 및 역확산 연산을 수행한다. 그러한 정합된 필터는 주기적으로 시리얼 상관관계기의 세트에 의해 생성되는 값들과 실질적으로 동일한 값들을 출력으로 생성한다. 특히, 시리얼 상관관계기 대신 정합된 필터를 사용하여 이르고, 느리며, 정확한 상관관계 출력을 생성하는 것이 가능하다. 따라서, 이전의 설명은 정합된 필터가 시리얼 상관관계기 대신에 사용되는 상황에 적용된다. 또한, (미국 특허 번호 제 5,663,734 호에 개시된) 고속 푸리에 변환 (FFT) 또는 고속 컨벌루션 방법을 사용하여 정합 필터링 연산을 수행하는 것이 가능하다. 본 발명은 정합 필터링의 이러한 선택적인 방법이 상관관계 지시자를 만드는데 이용되는 상황에 동등하게 잘 적용된다.
본 발명의 일 실시형태에 따라, 도 15 는 수신기의 위치를 결정하기 위한 위성 위치 확인 시스템 신호를 개방 루프 트래킹하는 흐름도를 도시한다. 연산 (602) 에서 GPS 신호가 복수의 GPS 위성 중의 하나의 위성으로부터 수신된 후, 연산 (604) 에서 GPS 신호 파라미터 (예를 들어, 도착시간 또는 캐리어 주파수) 의 소정의 값들의 세트에 대해서 상관관계 지시자들의 세트가 발생된다. 지시자의 세트의 인터폴레이션으로부터, 연산 (606) 에서 측정값이 얻어진다. 선택적으로, 측정 영역에서의 평균화가 연산 (608) 에서 수행되어 상기 측정값과 GPS 신호에 대한 측정값과 종래 측정값을 조합하여 조합된 측정값으로 조합한다. 최소-평균-제곱 필터링, 칼만 필터링, 메디안 필터링과 같은 다양한 방법들이 측정값들을 조합하는데 사용될 수 있다. 연산 (602 내지 608) 은 복수의 GPS 위성의 각각으로부터의 GPS 신호에 대해 반복된다. 연산 (602 내지 608) 은 차례대로 수행되거나 또는 각각의 GPS 위성에 대해 병렬적으로 수행될 수 있다. 연산 (601) 에서 결정된 바와 같이, 모든 위성에 대한 GPS 신호가 프로세싱될때, 연산 (612) 에서 수신기의 위치는 복수의 GPS 위성에 대응하는 GPS 신호에 대한 개별적인 또는 조합된 측정값으로부터 얻어진다. 선택적으로, 위치 영역에서의 평균화는 연산 (614) 에서 수행될 수 있다.
본 발명의 몇몇 실시형태에 따라, 도 16 은 캐리어 주파수를 개방 루프 트래킹하는 흐름도를 도시한다. 연산 (702) 는 GPS 신호의 일 부분에 대하여 역확산을 실행하여 역확산 데이터를 생성한다. 역확산 연산은 시리얼 상관관계기 또는 정합된 필터를 사용하여 수행될 수 있다. 다음, 스펙트럼 분석이 수행되었는지 아닌지에 관한 결정이 (708) 에서 수행된다. 만약, 스펙트럼 분석 연산이 사용되면, (710) 의 이전 비선형 연산이 선택적으로 사용될 수도 있다. 예를 들어, 그러한 비선형 연산은 도 11의 주파수 2 배기/스펙트럼 분석 접근에 사용된다. 만약 도 14 의 채널화된 필터 접근이 사용된다면 (상기에서 언급한 것처럼, 도 14 는 스펙트럼 분석 형식이다), 비선형성은 사용되지 않는다. 스펙트럼 분석이 사용된다면, 연산 (722) 는 이산 푸리에 변환 (DFT) 또는 고속 푸리에 변환 (FFT) 를 사용하는 스펙트럼 데이터를 생성한다. 스펙트럼 데이터의 피크의 위치 및 피크 근처에 있는 스펙트럼 데이터의 크기로부터, GPS 신호의 캐리어 주파수의 측정값이 (724) 에서 결정된다. 마지막으로, 주파수 측정값은 연산 (732) 에서 사용되어 수신기의 위치를 결정하는데 사용된다.
만약 스펙트럼 분석이 결정 (708) 에 의해 결정된 것과 같이 사용되지 않는다면, 그 후 비선형 연산 (예를 들어, 도 12 에서 도시된 것과 같이 제곱 연산, 또는 지연, 공액 및 곱셉 연산) 은 역확산 데이터에 항상 사용된다. 다음으로 평균화 연산이 (712) 에서 수행되어 평균화된 데이터를 생성한다. 연산 (712) 는 일반적으로 신호-대-잡음 비 (SNR) 을 개선하는데 사용된다. 평균화된 데이터의 위상 각은 연산 (714) 에서 계산된다. 연산 (716) 에서 GPS 신호의 캐리어 주파수의 측정값은 연산 (714) 에서 얻어진 위상 각을 사용하여 계산된다. 예를 들어, 연산 (712 에서 716) 이 도 12 의 주파수 판별기 및 도 13 의 블록 위상 추정기 양자에 도시된다. 어떠한 주파수 측정 방법이 사용되는 것과 관계없이, 연산 블록 (734) 은 주파수 측정 범위 또는 윈도우를 조정하기 위해, 과거 주파수 측정값의 결과가 (아마도 종전 측정값과 관계하여) 사용되는 제어 단계이다. 이러한 윈도우는 프로세싱이 수행되는 범위를 컨스트레인하거나 미래의 주파수 추정값이 유효하게 되는 범위를 제공함으로써, 이후 주파수 측정을 수행하는데 사용될 수도 있다.
도 17 은 본 발명에 따라 개방 루프 트래킹 방법을 구현하는 수신기를 나타내는 블록도을 도시한다. 입력 회로 (802) 는 GPS 안테나 (811) 과 커플링되어 복수의 위성으로부터 GPS 신호를 수신한다. 회로 (804) 는 프로세서 (806) 과 커플링되어, GPS 신호를 포착하고, 트래킹하며, 복조한다. 본 발명의 댜양한 방법들이 (804 및 806) 에서 (하드웨어 또는 소프트웨어, 또는 하드웨어와 소프트웨어의 조합을 이용하여) 구현되어 복수의 위성으로부터 GPS 신호의 파라미터의 측정값을 계산한다. 프로세서 (806) 은 이러한 측정값들을 이용하여 수신기의 위치를 계산한다. 선택적 디스플레이 장치 (808) 는 프로세서 (806) 과 커플링되어 수신기의 위치를 도시한다.
도 18 은 본 발명에 따라 개방 루프 트래킹 방법을 구현하는 원격 위성 위치 확인 시스템을 나타내는 블록도를 도시한다. 원격 위성 위치 확인 시스템은, 본 발명의 일 실시형태에서 사용하는 통신 송수신기와 GPS 수신기를 조합하는 이동 수신기를 포함한다. 조합된 무선 유닛 (910) 은 통신 링크를 통하여 수신된 통신 신호를 프로세싱하는데 요구되는 기능뿐만 아니라 GPS 신호를 프로세싱하는데 요구되는 기능을 수행할 수 있는 회로를 포함한다. 통신 링크 (960) 과 같은, 통신 링크는 통신 안테나 (951) 을 가지는 기지국 (952) 와 같은 또 다른 구성요소에 대한 전형적인 라디오 주파수 통신 링크이다.
무선 수신기 (910) 는 조합된 GPS 수신기이고 통신 수신기이고 전송기이다. 수신기 (910) 은 포착 및 트래킹 회로 (921) 및 통신 송수신기 섹션 (905) 을 포함하는 GPS 수신단을 포함한다. 포착 및 트래킹 회로 (921) 은 GPS 안테나 (901) 로 커플링되고, 통신 송수신기 (905) 는 통신 안테나 (911) 로 커플링된다. GPS 신호는 GPS 안테나 (901) 를 통해 수신되고, 다양한 수신된 위성에 대한 PN 코드를 포착하기 위한 포착 및 트래킹 회로 (921) 로 입력된다. 회로 (921) (예를 들어, 상관관계 지시자) 에 의해 생성된 데이터는 송수신기 (905) 에 의한 전송을 위해 프로세서 (933) 에 의해 프로세싱된다. 통신 송수신기 (905) 는, 통신 신호 (전형적으로 RF) 를 통신 안테나 (911) 및 송수신기 (905) 로 및 통신 안테나 (911) 및 송수신기 (905) 로부터 전송하는 전송/수신 스위치 (931) 를 포함한다. 몇몇 시스템에서, 밴드 스필팅 필터 또는 "듀플렉서(duplexer" 가 T/R 스위치 대신에 사용된다. 수신된 통신 신호는 통신 수신기 (932) 로 입력되고 프로세싱을 위해 프로세서 (933) 로 전달된다. 프로세서 (933) 로부터 전송되는 통신 신호는 변조기 (934) 및 주파수 컨버터 (935) 로 전파된다. 전력 증폭기 (936) 는 기지국 (952) 로의 전송을 위한 적당한 레벨로 신호의 이득을 증가시킨다.
수신기의 조합된 GPS/통신 시스템 (910) 의 일 실시형태에 있어, 포착 및 트래킹 회로 (921) 에 의해 발생된 데이터는 통신 링크 (960) 를 거쳐 기지국 (952) 로 전송된다. 그 후 기지국 (952) 은 원격 수신기로부터의 데이터에 기초하여 수신기 (910) 의 위치, 데이터가 측정되었던 시간, 및 그 자신의 GPS 수신기 또는 그러한 데이터의 다른 소스로부터 수신된 천체 데이터를 결정한다. 위치 데이터는 GPS 수신기 (910) 또는 다른 원격 위치로 되돌려 전송될 수 있다. 수신기 (910) 와 기지국 (952) 사이의 통신 링크 (960) 은 직접 링크 또는 휴대 전화 링크를 포함하는 많은 다양한 실시형태로 구현될 수 있다. 통신 링크를 이용하는 휴대 수신기에 관한 더욱 많은 세부사항은 미국 특허 번호 제 5,874,914 호 (Krasner) 에 공통으로 개시되어 있다.
종래의 설명은 개방 루프 접근을 갖는 코드 위상을 결정하는 것과 개방 루프 접근을 갖는 주파수를 결정하는 것에 개별적으로 초점을 맞추고 있다. 두가지의 접근은 개별적으로 사용되거나 또는 함께 사용될 수 있는 것으로 여겨진다. 예를 들어, 상관관계기의 한 세트는 (예를 들어, 도 14 의 채널화된 접근을 이용하여) 코드 위상 영역의 범위 및 주파수의 범위를 동시에 커버할 수 있도록 할당될 수 있다. 다른 방법으로, 개방 루프 주파수 트래킹 접근은, 코드 위상이 트래킹되고상대적으로 조잡한 캐리어 주파수의 초기 추정값을 가지고 결정된 후 수행될 수도 있다. 그러한 접근은 전체 트래킹 동작을 개시하기 위한 시간의 복잡성과 트레이드 오프 할 수 있다.
개방 루프 캐리어 트래킹은 개방 루프 코드 위상 트래킹 또는 폐쇄 루프 코 드 위상 트래킹 중의 하나의 수행을 개선하도록 또한 사용된다. 캐리어 트래킹은, PN 코드 위상의 변화 레이트를 추정하도록 차례대로 이용될 수 있는, 플랫폼의 속도를 추정하는데 유리하게 사용될 수 있다고 알려져 있다. 예를 들어, 하나의 접근에서 캐리어 주파수 트래킹은, PN 코드 위상의 연속적인 추정값이 파라미터들이 캐리어 주파수 추정값에 의해 결정되는 필터의 사용을 통해 필터링되는, 소위 "코드-캐리어 스무딩(code-carrier smoothing)" 을 위해 사용된다. 이것이 잘 작동하는 이유는 캐리어 주파수가 PN 코드의 주파수보다 훨씬 높기 때문이고 (U.S. GPS 시스템보다 1540배), 따라서 캐리어로부터 도출된 변화의 레이트는 PN 코드로부터 도출되는 변화의 레이트보다 훨씬 더 정확하다 (U.S. GPS 시스템보다 1540배).
본 발명의 방법 및 장치가 GPS 위성을 참조하여 기술되었다 할지라도, 본 발명의 교시는, 의사위성 (pseudolite) 또는 위성과 의사위성의 조합을 이용하는, 위치 확인 시스템에 동등하게 적합하다고 이해될 것이다. 의사위성은, 일반적으로 GPS 타임과 동기화되며, L-대역 캐리어 신호 상에서 통상적으로 변조되는, (GPS 신호와 유사한) PN 코드를 브로드캐스팅하는 지상 기초 전송기이다. 각각의 전송기는 고유한 PN 코드에 할당되어, 원격 수신기에 의한 식별을 허용한다. 의사위성은 터널, 굴, 빌딩 또는 다른 고립된 국부과 같은, 공전 위성으로부터의 GPS 신호가 사용될 수 없는 상황에서 유용하다. 여기에서 사용되는 "위성" 이라는 용어는 의사위성 또는 의사위성과의 균등물을 포함하는 것을 의도되고, 여기에서 사용되는 GPS 신호라는 용어는 의사위성 또는 의사위성의 균등물로부터 GPS 와 유사한 신호를 포함하도록 의도된다.
상기 설명에서, 미국의 GPS (Global Positioning Satellite) 시스템에 대한 애플리케이션에 관하여 기술되었다. 그러나, 이러한 방법들이 유사한 위성 위치 확인 시스템, 특히 러시아 글로나스 시스템 (Russian Glonass System) 및 제안된 유럽형 갈릴레오 시스템 (European Galileo System) 에 동등하게 적용할 수 있다는 것은 자명하다. 글로나스 시스템은 다른 위성으로부터의 방출이, 다른 의사랜덤 코드를 이용하기 보다는 약간 다른 캐리어 주파수를 이용함으로써 서로 구별된다는 점에서 GPS 시스템과 주로 다르다. 이러한 경우에, 대체로 상기 서술한 모든 회로 및 알고리즘은 적용될 수 있다. 여기에서 사용되는 "GPS" 라는 용어는 러시아 글로나스 시스템을 포함하여 다른 위성 위치 확인 시스템을 포함한다.
상술한 명세서에서, 본 발명은 특별한 예시적인 실시형태에 관해 기술되었다. 다양한 변형이, 첨부된 청구항에 나타난 것처럼 본 발명의 더 넓은 정신 및 범위에서 일탈함이 없이 이루어질 수도 있다. 따라서, 명세서 및 도면은 한정적인 의미라기 보다는 예시적인 의미로 간주되어야 한다.

Claims (44)

  1. 수신기에 의해 수신된 위성 위치 확인 시스템 신호 일부분의 프로세싱에 기초하여 3 이상의 지시자의 세트를 발생시키는 단계로서, 각각의 지시자가 신호의 파라미터가 소정의 값과 동등할 확률을 지시하는, 상기 지시자의 세트를 발생시키는 단계; 및
    상기 지시자 세트의 인터폴레이션으로부터 상기 파라미터의 측정값을 계산하는 단계를 포함하는, 위성 위치 확인 시스템 신호의 프로세싱 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 파라미터는,
    (a) 도착 시간; 및
    (b) 캐리어 주파수 중의 하나인, 위성 위치 확인 시스템 신호의 프로세싱 방법.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 지시자들 중의 하나는,
    (a) 시리얼 상관관계;
    (b) 정합 필터링;
    (c) 고속 푸리에 변환; 및
    (d) 고속 컨볼루션 중의 하나에 의해 발생되는, 위성 위치 확인 시스템 신호의 프로세싱 방법.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 측정값을 사용하여 위치를 계산하는 단계를 더 포함하는, 위성 위치 확인 시스템 신호의 프로세싱 방법.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 측정값 및 하나 이상의 종래 측정값을 사용하여 위치를 계산하는 단계를 더 포함하는, 위성 위치 확인 시스템 신호의 프로세싱 방법.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 측정값과 하나 이상의 종래 측정값을 조합된 측정값으로 조합하는 단계를 더 포함하는, 위성 위치 확인 시스템 신호의 프로세싱 방법.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 조합하는 단계는,
    (a) 최소-평균-제곱 필터링 (least-mean-square filtering);
    (b) 칼만 필터링 (Kalman filtering); 및
    (c) 메디안 필터링 (median filtering) 중의 하나를 포함하는, 위성 위치 확인 시스템 신호의 프로세싱 방법.
  8. 제 4 항에 있어서,
    상기 위치와 하나 이상의 종래 위치를 조합된 위치로 조합하는 단계를 더 포함하는, 위성 위치 확인 시스템 신호의 프로세싱 방법.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 조합하는 단계는,
    (a) 최소-평균-제곱 필터링;
    (b) 칼만 필터링; 및
    (c) 메디안 필터링 중의 하나를 포함하는, 위성 위치 확인 시스템 신호의 프로세싱 방법.
  10. 수신기에 의해 수신된 위성 위치 확인 시스템 신호 일부분에 기초하여 3 이상의 지시자의 세트를 수신하는 단계로서, 상기 각각의 지시자가 신호의 파라미터가 소정의 값과 동등할 확률을 지시하는, 상기 지시자의 세트를 수신하는 단계; 및
    상기 지시자 세트의 인터폴레이션으로부터 상기 파라미터의 측정값을 계산하는 단계를 포함하는, 위성 위치 확인 시스템 신호의 프로세싱 방법.
  11. 역확산 데이터를 생성하기 위해 위성 위치 확인 시스템 신호의 일 부분에 대하여 역확산 연산을 수행하는 단계;
    제 1 데이터를 생성하기 위해 상기 역확산 데이터에 대하여 비선형 연산을 수행하는 단계; 및
    상기 신호의 주파수 측정값을 생성하기 위하여 상기 제 1 데이터를 사용하여 개방 루프 주파수 측정값 연산을 수행하는 단계를 포함하고,
    상기 역확산 연산은,
    (a) 시리얼 상관관계; 및
    (b) 정합 필터링 중의 하나를 포함하는, 위성 위치 확인 시스템 신호의 프로
  12. 삭제
  13. 제 11 항에 있어서,
    상기 개방 루프 주파수 측정값 연산은,
    스펙트럼 데이터를 생성하기 위하여 상기 제 1 데이터에 대한 스펙트럼 분석 연산을 수행하는 단계; 및
    상기 스펙트럼 데이터의 피크의 위치로부터 상기 신호의 주파수 측정값을 계산하는 단계를 포함하는, 위성 위치 확인 시스템 신호의 프로세싱 방법.
  14. 제 13 항에 있어서,
    상기 비선형 연산은 제곱 연산을 포함하는, 위성 위치 확인 시스템 신호의 프로세싱 방법.
  15. 제 11 항에 있어서,
    상기 개방 루프 주파수 측정값 연산은,
    평균화된 데이터를 생성하기 위해 상기 제 1 데이터에 대한 평균화 연산을 수행하는 단계;
    상기 평균화된 데이터의 각 (angle) 을 계산하는 단계; 및
    상기 각을 이용하여 상기 신호의 주파수 측정값을 계산하는 단계를 포함하는, 위성 위치 확인 시스템 신호의 프로세싱 방법.
  16. 제 15 항에 있어서,
    상기 비선형 연산은 제곱 연산을 포함하는, 위성 위치 확인 시스템 신호의 프로세싱 방법.
  17. 제 15 항에 있어서,
    상기 비선형 연산은 상기 역확산 데이터의 제 1 버전과 상기 역확산 데이터의 제 2 버전을 곱하는 단계를 포함하는, 위성 위치 확인 시스템 신호의 프로세싱 방법.
  18. 제 17 항에 있어서,
    상기 역확산 데이터의 제 1 버전은 상기 역확산 데이터에 적용되는 공액 연산을 포함하는 연산에 의해 생성되는, 위성 위치 확인 시스템 신호의 프로세싱 방법.
  19. 제 17 항에 있어서,
    상기 역확산 데이터의 제 2 버전은 상기 역확산 데이터에 적용되는 지연 연산 및 공액 연산을 포함하는 연산에 의해 생성되는, 위성 위치 확인 시스템 신호의 프로세싱 방법.
  20. 위성 위치 확인 시스템 신호의 프로세싱 방법에 있어서,
    역확산 데이터를 생성하기 위하여 위성 위치 확인 시스템 신호의 일 부분에 대하여 역확산 연산을 수행하는 단계;
    상기 신호의 파라미터의 제 1 측정값을 생성하기 위하여 역확산 데이터에 제 1 개방 루프 측정값 연산을 수행하는 단계;
    상기 제 1 측정값에 기초하여 측정값 윈도우를 결정하는 단계; 및
    상기 신호의 파라미터의 제 2 측정값을 생성하기 위하여 상기 역확산 데이터에 대한 제 2 개방 루프 측정값 연산을 수행하는 단계를 포함하고,
    상기 제 2 측정값은 상기 측정값 윈도우를 사용하여 컨스트레인 (constrain) 되는, 위성 위치 확인 시스템 신호의 프로세싱 방법.
  21. 제 20 항에 있어서,
    상기 파라미터는,
    (a) 도착 시간;
    (b) 캐리어 주파수; 및
    (c) 위상 중의 하나인, 위성 위치 확인 시스템 신호의 프로세싱 방법.
  22. 안테나와 커플링되어 위성 위치 확인 시스템 신호를 수신하도록 구성된 제 1 회로; 및
    상기 제 1 회로와 커플링된 제 2 회로로서, 상기 제 2 회로는 상기 제 1 회로에 의해 수신되는 상기 위성 위치 확인 시스템 신호의 일 부분의 프로세싱에 기초하여 3 이상의 지시자의 세트를 발생시키도록 구성되고, 상기 각각의 지시자는 상기 신호의 파라미터가 소정의 값과 동등할 확률을 지시하며, 상기 제 2 회로는 상기 지시자 세트의 인터폴레이션으로부터 상기 파라미터의 측정값을 계산하도록 구성된, 상기 제 2 회로를 포함하는, 위성 위치 확인 시스템 신호의 수신기.
  23. 제 22 항에 있어서,
    상기 제 1 회로 및 상기 제 2 회로는 단일한 통합 회로를 포함하는, 위성 위치 확인 시스템 신호의 수신기.
  24. 제 22 항에 있어서,
    상기 제 2 회로는,
    상기 지시자들을 저장하도록 구성된 메모리; 및
    상기 메모리에 커플링되고, 상기 지시자들을 발생시키고 상기 측정값을 계산하도록 구성된, 프로그램 디지털 신호 프로세서를 포함하는, 위성 위치 확인 시스템 신호의 수신기.
  25. 제 22 항에 있어서,
    상기 파라미터는,
    (a) 도착 시간; 및
    (b) 캐리어 주파수 중의 적어도 하나인, 위성 위치 확인 시스템 신호의 수신기.
  26. 제 22 항에 있어서,
    상기 제 2 회로는,
    (a) 시리얼 상관관계;
    (b) 정합 필터링;
    (c) 고속 푸리에 변환; 및
    (d) 고속 컨볼루션 중의 하나를 사용하여 지시자들 중의 적어도 하나를 발생하도록 구성된, 위성 위치 확인 시스템 신호의 수신기.
  27. 제 22 항에 있어서,
    상기 제 2 회로는 상기 측정값을 사용하여 위치를 계산하도록 구성된, 위성 위치 확인 시스템 신호의 수신기.
  28. 제 22 항에 있어서,
    상기 제 2 회로는 상기 측정값 및 하나 이상의 종래 측정값을 사용하여 위치를 계산하도록 구성된, 위성 위치 확인 시스템 신호의 수신기.
  29. 제 22 항에 있어서,
    상기 제 2 회로는 상기 측정값과 하나 이상의 종래 측정값을 조합된 측정값으로 조합하도록 구성된, 위성 위치 확인 시스템 신호의 수신기.
  30. 제 28 항에 있어서,
    상기 제 2 회로는 상기 위치와 하나 이상의 종래 위치를 조합된 위치로 조합하도록 구성된, 위성 위치 확인 시스템 신호의 수신기
  31. 안테나와 커플링되어 위성 위치 확인 시스템 신호를 수신하도록 구성된 제 1 회로;
    상기 제 1 회로에 커플링 되어 있는 제 2 회로로서, 상기 제 1 회로에 의해 수신된 상기 위성 위치 확인 시스템 신호 일부분의 프로세싱에 기초하여 3 이상의 지시자의 세트를 발생시키도록 구성되며, 상기 각각의 지시자는 상기 신호의 파라미터가 소정의 값과 동등할 확률을 지시하는, 상기 제 2 회로; 및
    상기 제 2 회로와 커플링되어 있는 제 3 회로로서, 안테나와 커플링되어 상기 제 2 회로부터 수신된 지시자 세트를 기지국으로 통신하도록 구성된, 상기 제 3 회로를 포함하는, 위성 위치 확인 시스템 신호의 수신기.
  32. 위성 위치 확인 시스템 관련 신호를 프로세싱하는 기지국으로서,
    상기 기지국은,
    안테나에 커플링되어 위성 위치 확인 시스템 신호의 수신기로부터 3 이상의 지시자의 세트를 수신하도록 구성된 제 1 회로로서, 상기 각각의 지시자는 위성 위치 확인 시스템 신호의 파라미터가 소정의 값과 동등할 확률을 지시하는, 상기 제 1 회로; 및
    상기 제 1 회로에 커플링 되어 있는 제 2 회로로서, 상기 지시자 세트의 인터폴레이션으로부터 상기 파라미터의 측정값을 계산하도록 구성된, 상기 제 2 회로를 포함하는, 기지국.
  33. 위성 위치 확인 시스템 신호의 수신기에 의해 실행될 때 상기 수신기가 방법을 수행하도록 하는 실행 명령을 포함하는 기계 판독가능 매체로서,
    상기 방법은,
    상기 수신기에 의해 수신된 위성 위치 확인 시스템 신호의 일부분에 기초하여 3 이상의 지시자의 세트를 발생시키는 단계로서, 상기 각각의 지시자는 상기 신호의 파라미터가 소정의 값과 동등할 확률을 지시하는, 상기 지시자의 세트를 발생시키는 단계; 및
    상기 지시자 세트의 인터폴레이션으로부터 상기 파라미터의 측정값을 계산하는 단계를 포함하는, 기계 판독가능 매체.
  34. 안테나와 커플링되어 위성 위치 확인 시스템 신호를 수신하도록 구성된 제 1 회로로서, 역확산 데이터를 생성하기 위하여 상기 위성 위치 확인 시스템 신호의 일 부분에 대한 역확산 연산을 수행하도록 구성된, 상기 제 1 회로;
    상기 제 1 회로와 커플링된 제 2 회로로서, 제 1 데이터를 생성하기 위하여 상기 제 1 회로에 의해 제공되는 상기 역확산 데이터에 대한 비선형 연산을 수행하도록 구성된, 상기 제 2 회로; 및
    상기 제 2 회로와 커플링된 제 3 회로로서, 상기 신호의 주파수 측정값을 생성하기 위하여 상기 제 2 회로에 의해 제공된 상기 제 1 데이터를 사용하여 제 1 개방 루프 주파수 측정값 연산을 수행하도록 구성된, 상기 제 3 회로를 포함하고,
    상기 역확산 연산은
    (a) 시리얼 상관관계; 및
    (b) 정합 필터링 중의 하나를 포함하는, 위성 위치 확인 시스템 신호의 수신기.
  35. 삭제
  36. 제 34 항에 있어서,
    상기 개방 루프 주파수 측정값 연산은,
    스펙트럼 데이터를 생성하기 위하여 상기 제 1 데이터에 대한 스펙트럼 분석 연산을 수행하는 것; 및
    상기 스펙트럼 데이터의 피크의 위치로부터 상기 신호의 주파수 측정값을 계산하는 것을 포함하는, 위성 위치 확인 시스템 신호의 수신기.
  37. 제 36 항에 있어서,
    상기 비선형 연산은 제곱 연산을 포함하는, 위성 위치 확인 시스템 신호의 수신기.
  38. 제 34 항에 있어서,
    상기 개방 루프 주파수 측정값 연산은,
    평균화된 데이터를 생성하기 위하여 상기 제 1 데이터에 대한 평균화 연산을 수행하는 것;
    상기 평균화된 데이터의 각을 계산하는 것; 및
    상기 각을 사용하여 상기 신호의 주파수 측정값을 계산하는 것을 포함하는, 위성 위치 확인 시스템 신호의 수신기.
  39. 제 38 항에 있어서,
    상기 비선형 연산은 제곱 연산을 포함하는, 위성 위치 확인 시스템 신호의 수신기.
  40. 제 38 항에 있어서,
    상기 비선형 연산은 상기 역확산 데이터의 제 1 버전과 상기 역확산 데이터의 제 2 버전을 곱하는 것을 포함하는, 위성 위치 확인 시스템 신호의 수신기.
  41. 제 40 항에 있어서,
    상기 역확산 데이터의 상기 제 1 버전은 상기 역확산 데이터에 적용되는 공액 연산을 포함하는 연산에 의해 생성되는, 위성 위치 확인 시스템 신호의 수신기.
  42. 제 40 항에 있어서,
    상기 역확산 데이터의 상기 제 2 버전은 상기 역확산 데이터에 적용되는 지연 연산 및 공액 연산을 포함하는 연산에 의해 생성되는, 위성 위치 확인 시스템 신호의 수신기.
  43. 위성 위치 확인 시스템 신호의 수신기에 의해 실행될 때 상기 수신기가 위성 위치 확인 시스템 신호를 프로세싱하는 방법을 수행하도록 하는 실행 명령을 포함하는 기계 판독가능 매체로서,
    상기 방법은,
    역확산 데이터를 생성하기 위하여 위성 위치 확인 시스템 신호의 일 부분에 대하여 역확산 연산을 수행하는 단계;
    상기 신호의 파라미터의 제 1 측정값을 생성하기 위하여 상기 역확산 데이터에 대하여 제 1 개방 루프 측정값 연산을 수행하는 단계;
    상기 제 1 측정값에 기초하여 측정값 윈도우를 결정하는 단계; 및
    상기 신호의 파라미터의 제 2 측정값을 생성하기 위하여 상기 역확산 데이터에 대한 제 2 개방 루프 측정값 연산을 수행하는 단계를 포함하고,
    상기 제 2 측정값은 상기 측정값 윈도우를 사용하여 컨스트레인 (constrain) 되는, 기계 판독가능 매체.
  44. 제 43 항에 있어서,
    상기 파라미터는,
    (a) 도착 시간;
    (b) 캐리어 주파수; 및
    (c) 위상 중의 하나인, 기계 판독가능 매체.
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