JP3964681B2 - 不均一で離散的なサンプル・セグメントを相関させるコヒーレント累積システムを採用する信号検出器及び方法 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、相関分析を用いる信号検出の分野に関し、より詳細には、時間的に分離され且つ不均一な長さを有し得る複数のサンプル・セグメントを分析した複数の結果が、より有効な信号対雑音比（ＳＮＲ）を達成可能とするようにコヒーレントに組み合わせされるところの相関分析に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＮＡＶＳＴＡＲ全地球測位システム（ＧＰＳ）は、２４個の地球軌道衛星の集合である。これらのＧＰＳ衛星の夫々は、地上から約１１，０００マイル離れた正確な軌道を移動する。ＧＰＳ受信器は、少なくとも三つの衛星にロックして、それらに応答し、その正確な位置を決定できる。各衛星は、独自の疑似雑音（ＰＮ）コードで変調された信号を送信する。各ＰＮコードは、１．０２３ＭＨｚのチップ・レートに相応して１ミリ秒ごとに反復される、１０２３チップのシーケンスを備えている。各衛星は、同じ周波数で送信する。民生用の場合、周波数はＬ１とされ、１５７５．４２ＭＨｚである。ＧＰＳ受信器は、受信器で確認できる複数の衛星における送信の混合体である信号を受信する。受信器は、受信信号をその衛星に対するＰＮコードの複数のシフト・バージョンに関連付けることによって、特定の衛星からの送信を検出する。相関レベルが十分に高く、従って特定のシフトとＰＮコードとに対して得られる相関レベルにピークが存在する場合、受信器は、特定のＰＮコードに対応する衛星の送信を検出する。受信器は、その後、シフトされたＰＮコードを用いて、これに続く衛星からの送信との同期を得ていた。
【０００３】
受信器は、衛星からの送信のコード位相を決定することにより、衛星からのその距離を決定する。コード位相（ＣＰ）は、受信器に向けて衛星から約１１，０００マイルの距離を伝送される際に、衛星送信が直面する、チップ又はチップのフラクションに換算した遅延である。受信器は、衛星のＰＮコードの複数のシフトバージョンを、ドップラー・シフトに対する補正後の受信信号に関連付けることによって、特定の衛星に対するコード位相を決定する。衛星のコード位相は、受信信号との相関度合いを最大限にするシフトとなるように決定される。
【０００４】
受信器は、衛星のコード位相を時間遅延に変換する。受信器は、時間遅延を衛星からの伝送速度と掛け算して、衛星までの距離を決定する。受信器は、各衛星の正確な軌道も把握している。受信器は、この情報を用いて、受信器が位置しなければならない衛星を中心とする球面を定め、またその球面の半径は、受信器がコード位相から決定した距離に等しい。受信器は、少なくとも三つの衛星に対して、このプロセスを実施する。受信器は、その正確な位置を、それが定めた少なくとも三つの球面間の交点から導く。
【０００５】
ドップラー・シフト（ＤＳ）は、視野方向（ＬＯＳ）に沿う受信器と衛星との間の相対移動に起因する衛星送信における周波数シフトである。周波数シフトはｖ_ＬＯＳ／λに等しいと示すことができる。ここで、ｖ_ＬＯＳは、ＬＯＳに沿う受信器と衛星との間の相対移動速度であり、λは送信波長である。ドップラー・シフトは、受信器と衛星とがＬＯＳに沿って相方に向かって移動する場合には正であり、受信器と衛星がＬＯＳに沿って互いに離れる場合には負になる。
【０００６】
ドップラー・シフトは、衛星送信の認識されたコード位相を、その実際の値から変える。従って、ＧＰＳ受信器は、相関分析を介して衛星に対するコード位相の決定を試みる前に、ドップラー・シフトの衛星送信を補正しなければならない。
【０００７】
この状況が図１に図示してあり、ＧＰＳ受信器１０と三つのＧＰＳ衛星１２ａ、１２ｂ及び１２ｃとが図示してある。各衛星１２ａと１２ｂと１２ｃが、ＧＰＳ受信器１０に送信している。衛星１２ａはＧＰＳ受信器１０に向けてＬＯＳに沿って速度ｖ_ａ ^＋１４で移動し、衛星１２ｂはＧＰＳ受信器１０から離れるようにＬＯＳに沿って速度ｖ_ｂ ⁻１６で移動し、衛星１２ｃはＧＰＳ受信器１０から離れるようにＬＯＳに沿って速度ｖ_ｃ ⁻１８で移動している。従って、キャリア波長をλとして、衛星１２ａからの送信では、ｖ_ａ ^＋／λという正のドップラー・シフトになり、衛星１２ｂからの送信ではｖ_ｂ ⁻／λという負のドップラー・シフトになり、衛星１２ｃからの送信ではｖ_ｃ ⁻／λという負のドップラー・シフトになる。
【０００８】
ＧＰＳ受信器１０は、受信信号２０のある部分をサンプル抽出し、次に該サンプルを処理することにより機能する。典型的には、外部の制約要因により、サンプル抽出期間の大きさと発生頻度とが制限される。例えば、ＧＰＳ受信器１０と一体化した移動無線電話の場合、サンプリング・ウィンドウは、電話が送信していない期間に制限すべきである。これは、送信器とＧＰＳ受信器１０との間の干渉を避けるためである。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
問題は、あるサンプリング・ウィンドウ上の受信信号２０の信号対雑音（Ｓ／Ｎ）比が、衛星の存在と範囲とを検出するには不十分であるかも知れないことである。例えば、信号は、試験済みの他の仮説から生じる複数の相関値よりかなり大きい、特定の仮説のセットに対する相関値が存在しないようなものかも知れない。
【００１０】
更に、異なる時間周期にわたって捕捉した複数のサンプルのセグメントを組み合わせることは難しい。なぜならば、夫々のセグメントが、複数のセグメントが組み合わせ可能になる前に考慮しなければならない異なるコード位相の影響を受けると共に、これらのコード位相が未知のためである。従って、受信信号２０のＳＮＲを増加させるために、従来技術の受信器では、受信信号２０が弱い時に動作を中止するか、外部制約要因による限界を超えてサンプリング抽出期間を延長することが必要である。移動無線電話と一体化したＧＰＳ受信器１０の場合のような特定のいくつかの事例では、サンプリング・ウィンドウの拡張は通常望まれない。なぜならば、これにより、電話の送信器からの許容しがたい干渉の影響を受信信号が受ける結果になるからである。このような事例において、実際的な効果は、受信信号２０が弱い時にＧＰＳ受信器１０の動作を中止することである。このようなことは、ＧＰＳ衛星送信により伝送される約１１，０００マイルという距離のために、また、ビルディングや地形又は木々による妨害やマルチパス・フェージング又は減衰のために、更に、他の衛星の送信により表される特定の衛星に対する雑音のために、頻繁に生じる。
【００１１】
従って、従来技術の欠点を解決する信号検出器の必要性がある。同様に、従来技術の欠点を解決するＧＰＳ受信器１０の必要性もある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
本発明は、受信信号の複数のサンプルのセグメントから導かれる複数の相関結果をコヒーレントに組み合わせるコヒーレント累積システムを採用する、信号検出器を提供する。複数のセグメントは、不均一の長さを有してもよいし、異なる重複しない時間周期に亘って得られるものでもよい。複数のセグメントは、任意の長さのサンプリング・ウィンドウ中に任意の時刻に得られる。複数のセグメントを処理した結果は、スレショルド信号対雑音比（ＳＮＲ）が達成されるまで、コヒーレント（別個の大きさと位相累積）に連続して組み合わされる。本発明のコヒーレント累積システムの優れた特徴に基づいて、コヒーレント積分は、コードドップラー位相オフセットだけでなくキャリアドップラー位相オフセットを導入することにより可能になるので、異なる複数のセグメントが同位相に揃えられることになる。
【００１３】
構造においては、コヒーレント累積システムは、異なる時間周期中に獲得される信号の第一セグメントと信号の第二セグメントとを受信するように構成された受信器で実現できる。受信信号は、雑音又は疑似雑音によって摂動を受ける注目信号を含んでいる。コヒーレント累積システムを含む信号検出器は、相関器（ｃｏｒｒｅｌａｔｏｒ）と結合器（ｃｏｍｂｉｎｅｒ）とを含んでいる。相関器は、第一セグメントと仮説との間の第一相関を表す第一相関データを導く。相関器は、第二セグメントのキャリア位相が第一セグメントのキャリア位相に対応するように、キャリア位相オフセットを第二セグメントに課す。更に、相関器は、位相シフトされた第二セグメントと仮説との間の第二相関を表す第二相関データを導く。積分器等の結合器は、注目信号又は注目信号のパラメータを検出する際に有用な累積相関データを得るために、第一及び第二相関データをコヒーレントに組み合わせる。
【００１４】
信号検出器は、この特定の実施に限定されないが、ＧＰＳ受信器で、その一部として使用できる。それについて、ここで簡単に述べる。本実施形態において、ＧＰＳ受信器は、例えば、無線周波数（ＲＦ）受信器と、オフセット測定回路と、ＰＮコード生成器と、信号検出器と、ＧＰＳプロセッサとを備えていてよい。ＲＦ受信器は、受信信号を復調して、ベースバンド信号を得る。ＰＮコード生成器は、信号検出器の複数の信号サンプルと関連付けられる複数のＰＮコード仮説を生成する。信号プロセッサは、複数のＰＮコードとドップラー・シフトとコード位相仮説とに従って、複数のサンプルのセグメントを処理する。
【００１５】
各サンプル・セグメントに対して、信号検出器は、ＰＮコードとドップラー・シフトとコード位相仮説との種々の組合わせをサンプル・セグメントに関連付けることにより導かれる相関データを出力する。本実施例によれば、相関データは、複数の仮説の範囲と複数の特定仮説との種々の組合わせに対応する複数グループにグループ化できる。相関データは複数のアレイを含んでいる。ここに、各アレイはＰＮコード仮説に対応し、アレイの各列はドップラー・シフト仮説に対応し、アレイの各カラムはコード位相仮説に対応する。そして、アレイの各エントリは、エントリに対応する組み合わされたＰＮコードとドップラー・シフトとコード位相仮説とが複数のサンプルに関連する度合いの指標である。
【００１６】
ＧＰＳプロセッサは、信号検出器に、サンプルの各セグメントを処理することを指示する。ＧＰＳプロセッサはまた、ＧＰＳ無線受信器がローカルに生成したタイミング信号に対応して、オフセット測定回路に対する入力であるフレーム・マークを生成する。オフセット測定回路は、ＧＰＳプロセッサがデータ捕捉コマンドを発行する時間と次のフレーム・マークのタイミングとの間のオフセットを決定する。この情報はキャリア位相オフセットとコード位相オフセットとを決定する際に用いるためにＧＰＳプロセッサに提供されるので、複数のサンプルの異なるセグメントを処理した複数の相関結果をコヒーレントに組み合わせることができる。
【００１７】
相関データはコヒーレントに累積される。サンプルの新しいセグメントの相関データを得ると、新しい相関データが、累積相関データとコヒーレントに組み合わされる。ＧＰＳプロセッサは、スレショルドＳＮＲが達成されるまで、特定の衛星に対する相関データを累積する。特定の衛星に対するデータは、衛星の存在と範囲とが決定可能になるまで維持される。
【００１８】
作動に関連する方法及びコンピュータ読取可能媒体も提供される。更に、本発明の他の、システム、方法、特徴及び長所も、次に示す図面と詳細な説明を精読すれば、当業者には明白であるか、又は明白になるであろう。このような更なるシステム、方法、特徴及び長所は、全て、本説明に含まれ、また本発明の範囲内にあり、更に添付の特許請求の範囲によって保護されることが意図されている。
【００１９】
本発明は、以下の図面を参照すると十分に理解できる。図面の構成要素は、本発明の原理を明確に図解するものであり、必ずしも拡大縮小したり強調したりするものでない。更に、図面では、類似する参照数字は、幾つかの図面にわたって対応する部分を示している。
【００２０】
【発明の実施の形態】
Ａ． ドップラー位相補正システムを採用する信号検出器を有する受信器
１． 構造
図２は、本発明に基づくコヒーレント累積システム３４を有する信号検出器３２を採用する、受信器３０の総括的な実施例（非制限実施例）のブロック図を示す。図示するように、受信器３０は、任意のタイプのデータでエンコードされたキャリア信号を、連続的に又は断続的に、受信するキャリア信号受信器３６（例えば、従来の無線周波数（ＲＦ）受信器、しかし、これに限定されない）を備える。信号のセグメントは獲得され、また信号のセグメントは、不均一な長さであり且つ離散的に、任意の時間周期で分離されてよい。その信号は、雑音又は疑似雑音により摂動を受ける注目信号（或いは、着目信号又は対象信号）を含んでよい。一例として、その信号は、拡散スペクトル変調信号に基づいて、夫々が複数の疑似ランダム雑音（ＰＮ）コード（例えば、ゴールド・コード）のなかの一つを用いてエンコードされている、注目する多重信号の結合を、含んでいてよい。この場合、他の複数の信号は、注目する特定のコード信号に対する雑音として現れる。各信号のサンプルは、同相成分（Ｉ：実数成分）と直交位相成分（Ｑ：虚数成分）とを有しており、これは集合的に位相と大きさとを表し、次式：（Ｉ＋ｊＱ）の複素数として数学的に表現できる。
【００２１】
仮説生成器３８は、注目信号に関して複数の仮説を生成する。ＰＮコードを介して変調された直接シーケンスである拡散スペクトルとの関係において、仮説は、数ある中で、コードと、コード位相と、信号源及び受信器３０との間のドップラー信号位相シフトと、を含む場合がある。
【００２２】
任意の適切な相関器４０は、仮説生成器３８からの複数の仮説と、受信器３６が受信するセグメントとを受信し、それに対応して、受信セグメントと複数の生成仮説との間の相関を示す相関データを生成する。種々の相関器４０が、従来技術において周知である。一例として、信号ミキサー又はマルチプライヤーのように単純なものであってもよい。
【００２３】
相関データは、受信器３６が受信した過去の複数のセグメントから累積された相関データがもしいくらかでもあるならば、それに相関データを結合する結合器４２に提供される。相関データは、任意の適切な技術、例えば、積分、累積、平均化などの技術を用いて結合されてよい。一度データが結合されると、結合器４２は、累積相関データが注目信号のパラメータの検出を十分可能にするかどうかについて決定する。相関値は分析され、試験済み仮説のなかの一つが適正なものとして選択される。ある実施例では、これはピーク検出により行われ、それに従って、他の複数の相関値より十分に大きい大きさである相関値が選択される。そして、この相関値に対応する仮説が、適正な仮説として選択される。
【００２４】
試験済み仮説のうち一つが合致或いはマッチ（ｍａｔｃｈ）として識別されると、適切な出力が信号接続４４（本明細書での“接続”は、一又は複数の回線を意味する）上に与えられ、注目信号のパラメータ検出の信号を出す。そうでない場合には、適切な信号が信号接続４６上で受信器に与えられ、更なるセグメントの必要性を示唆する。状況に応じて、前述のプロセスは、注目信号のパラメータが検出される（又は、タイムアウト条件が検出される）まで繰り返される。
【００２５】
本発明に従って、コヒーレント累積システム３４は、信号検出器３２に係わる相関プロセス及び積分プロセスの速度と効率とを高める。より詳細には、コヒーレント累積システム３４は、相関器４０に係わるキャリア位相オフセット・メカニズム４８と、結合器４２に係わるコヒーレント積分器５０とを提供する。キャリア位相オフセット・メカニズム４８は、複数の別個のデータ捕捉に関係する複数の別個のデータ・セグメント間のキャリア信号におけるキャリア・ドップラー位相シフトを補償するために相関されたデータに対する調整を基本的に行うので、別個の複数のデータ捕捉に関係する相関値は、コヒーレントに結合可能になる。
【００２６】
コヒーレント累積システム３４は、結合器４２に係わる、相関値を“コヒーレントに”積分するコヒーレント積分器５０も更に備える。コヒーレント積分器は、コード・ドップラー位相シフトを補正するために、相関値に係わるコード・ドップラー位相オフセットも実施する。コヒーレント積分は、コヒーレント積分器が行うコード・ドップラー位相シフトだけでなく、キャリア位相オフセット・メカニズム４８が行うキャリア位相オフセットによって可能となる。本明細書において、“コヒーレント”とは、（複素数の実数部と虚数部から定義できる）複数の大きさと複数の位相とが、夫々、維持されて結合されるように、それらの値が結合されることを意味する。従来技術で周知のように、コヒーレント積分は、（位相ではなく、大きさだけが累積される）非コヒーレント相関より速くて効率的な相関設定を可能にし、又は前述のように、信号を雑音より速く生成可能とするので、Ｓ／Ｎ値がより速く増加する。
【００２７】
仮説生成器３８と相関器４０と結合器４２とそれらの部品は、ハードウェア、ソフトウェア、ファームウェア又はそれらの組合わせで構成できる。一例として、夫々又は全てが、従来のデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）又は汎用マイクロプロセッサ或いはその両方等の、適切なプロセッサによって実行されるソフトウェアを用いて実現できる。別の一例として、相関器４０は、ハードウェア・ベースの組合わせロジックにおいて周知の整合フィルタを用いて実現されてよい。任意の前述の構成要素３８、４０、及び４２をハードウェアにより実現される時に、それらは、次に示す従来周知の技術の何れか又はそれらの組合わせから実現できる。すなわち、データ信号に関するロジック機能を行うロジック・ゲートを有するディスクリート・ロジック回路、適切なロジック・ゲートを有する特定用途向け集積回路、プログラマブル・ゲート・アレイ（ＰＧＡ）、フィールド・プログラマブル・ゲート・アレイ（ＦＰＧＡ）などである。
【００２８】
任意の前述の構成要素３８、４０、及び４２を、ロジック機能を行うための実行命令を順序化したリストを含む、ソフトウェア又はファームウェアで実現する時、それらは、コンピュータ・ベース・システム、プロセッサ搭載システム、又は、命令実行システムや装置又はデバイスから命令を取り出し、該命令を実行できる他のシステム等の、命令実行システムや装置又はデバイスを用いて又はそれに接続して使用する任意のコンピュータ読取可能な媒体において実現できる。本明細書において、“コンピュータ読取可能な媒体”は、命令実行システムや装置又はデバイスを用いて又はそれらに接続して使用するプログラムを搭載、保存、通信、伝搬又は転送できる任意の手段であってよい。コンピュータ読取可能な媒体として、例えば、電子、磁気、光学、電磁気、赤外線又は半導体のシステム、装置、デバイス又は伝搬媒体があるが、それらに限定されない。コンピュータ読取可能な媒体の更なる具体例（非排他的なリスト）として、一つ又は複数のワイヤを有する電気接続部（電子）、ポータブル・コンピュータ・ディスケット（磁気）、ランダム・アクセス・メモリ（ＲＡＭ）（磁気）、リード・オンリー・メモリ（ＲＯＭ）（磁気）、消去可能なプログラマブル・リード・オンリー・メモリ（ＥＰＲＯＭ又はフラッシュ・メモリ）（磁気）、光ファイバ（光学）、ポータブル・コンパクト・ディスク・リード・オンリー・メモリ（ＣＤＲＯＭ）（光学）がある。コンピュータ読取可能な媒体は、プログラムが、例えば、紙又は他の媒体の光学的スキャニングを介して、電子的に取り込み可能であり、そして、コンパイルされ解釈され、又は必要に応じて適切な方式で処理されて、コンピュータ・メモリに保存可能であるので、プログラムがプリントされる紙又は別の適切な媒体であってもよいことに留意されたい。
【００２９】
２． 位相シフトとオフセット
本発明のコヒーレント累積システム３４（図２）とのコヒーレント積分を最適にするためには、有効期間が変動し且つ既知の周期基準で得られない複数のデータ捕捉（複数のセグメント）間のキャリア信号とコード位相との両方におけるドップラー位相シフトを考慮すべきである。これにより、別個の複数のデータ捕捉のキャリア位相とコード位相の複数の関係が維持されコヒーレントに結合可能となる。しかし、上述のうちの一方は、他方を実践せずに実践できることに留意されたい。
【００３０】
ａ． キャリア
図３を参照すると、受信したキャリア信号に係わるキャリア・ドップラー仮説Ｄ_ｃａｒｒ（Ｈｚ、すなわち、仮説ドップラー・シフト）は、参照番号６０で図示されている。受信器３０（図２を参照）が作動すると、受信器３０は、周知の固定時間基準でなく、周期的にデータを捕捉するように設計されている。例えば、キャリア信号受信器３６（図２）は、パワーを温存するためにデータ捕捉後に、全体的に又は部分的に、動作を停止するように設計されていてよい。図３は、第一及び第二データ捕捉に関与する第一及び第二セグメント６２ａ及び６２ｂを示しており、それらは、矢印６４で示すように時間的に離れていて、同じ又は異なる有効期間を示すことができる。本発明の装置及び方法により処理される第一セグメント６２ａ、第二セグメント６２ｂ、及び他のセグメントを、以降、セグメント６２と総称する。更に、直接シーケンス拡散スペクトル信号においては、各セグメント６２は、補正コードとコード位相との検出を試みる際に、試験中の特定コードのコード位相（ビットのシーケンス）と関連付けられている。
【００３１】
図３から明らかなように、セグメント６２ａと６２ｂの夫々に係わる開始時間は、ドップラー・シフト信号６０の同じ位相と一致しない。従って、セグメント６２ａと６２ｂとが同じドップラー位相で正規化されていない限り、それらはコヒーレントに結合できない。本発明のコヒーレント累積システム３４によれば、第一セグメント６２ａの入手後、ドップラー位相オフセット６６が新しい各セグメント６２ｂに対して印加されるので、次のセグメント６２ｂが既存の第一セグメント６２ａ（又は前のセグメント６２）に対してドップラー位相に揃えられることになる。その結果、第一セグメント６２aに関係する相関値（又は前のデータ・セグメント６２に関係する累積相関値）と全ての次のセグメント６２ｂとが、コヒーレントに結合可能になる。
【００３２】
キャリア位相オフセット６６は、任意の適切な技術、例えば、位相シフトｅ^−ｊｗｔ＝ｅ^−ｊθを結合するマルチプライヤー６８（ここで、θは次のセグメント６２ｂの夫々に対するドップラー・シフトである）を用いて（但し、限定されない）、次のセグメント６２に関わるドップラーキャリア位相オフセット・メカニズム５８ａと５８ｂ（図２のメカニズム４８も参照）によって、印加することができる。更に、位相シフト・データは、相関器４０の仮説と関連付けられて、結合器４２（図２）における先のセグメント６２ａ（又は複数の前のセグメント６２に対応する累積相関値）に一致する相関値とコヒーレントに結合できる。その結果、コードとコード位相が適正なものであるか否かを更に速く識別する累積相関になる。
【００３３】
ｂ． コード
本発明のコヒーレント累積システム３４（図２）とのコヒーレント積分プロセスを更に最適にするために、周期的に変動可能であるが、周知の周期基準で入手するのではない、データ捕捉（セグメント）のコード間のコード・ドップラー位相シフトを考慮すべきである。これにより、別個のデータ捕捉のコード位相関係が維持され、最適にコヒーレントに結合可能となる。
【００３４】
サンプルの異なるセグメント６２の相関データは、実際のコード位相が未知の場合でも、セグメント６２間の異なるコード位相を明らかにできるアルゴリズムを用いて、結合される。このプロセスは、本明細書では図１０Ａ〜１０Ｃとともに後ほど詳細に説明される。
【００３５】
３． 動作
図４は、本発明に基づくコヒーレント累積システム３４を採用する受信器３０（図２）の動作方法の実施例のフローチャートであり、参照番号３０’で総じて表されている。図示するように、プロセスはステップ７０から始まり、そこでは、前述のタイプのセグメント６２が受信される。
【００３６】
次に、ステップ７２で、複数の仮説が試験用に生成される。ＰＮコードを介して変調された直接シーケンスである拡散スペクトル信号において、仮説は、数ある中で、コードと、コード位相と、信号源と受信器３０（図２）の間のドップラー信号位相シフトとを含んでよい。
【００３７】
更に、ステップ７４で、受信したサンプルと生成した仮説との間の相関のレベルを推し測る相関データが導かれる。相関のプロセスは従来技術で周知のことである。
【００３８】
本発明に基づいて、前の相関データが既に存在する場合、ステップ７４で、今対象としているセグメント６２は、キャリア位相オフセット６６（図３）を介して調整又は変更され、従って、今のセグメント６２に関係する相関値が前のセグメント６２に関係する既存の累積相関値とコヒーレントに結合されることができる。本質的に、キャリア位相オフセット６６は今の対象のセグメント６２と結合するので、関連するキャリア・ドップラー位相が、既存の相関値に関連する前のセグメント６２のキャリア・ドップラー位相と実質的に合致する。更に、前述のデータ・セグメント６２（データ捕捉）は、時間的に非連続になり、異なる期間のものになる。このキャリア位相オフセット６６は、最終的に、相関値をコヒーレントに結合可能にする。
【００３９】
ステップ７６で、ステップ７６からの相関データは、前のセグメント６２に対して実施された相関分析から、もし幾らかでも存在すれば、当該存在する相関データと累積的にコヒーレントで結合される。そうでなければ、相関データが累積プロセスの第一のサンプルとして保存される。本発明の好ましい実施例によれば、相関データがコード位相オフセットを介して調整又は変更されるので、それは、累積相関データとコヒーレントで結合できる。
【００４０】
更に、ステップ７８で、累積的に導かれた相関データが、注目信号の所望パラメータの正確で信頼度のある検出を可能にするかどうかについて決定される。そうである場合、プロセスは終了する。そうでない場合に、ステップ７０にジャンプし、プロセスは、新しいセグメント６２で、この時点から自ら繰り返す。状況に応じて、このプロセスは、注目信号の所望パラメータが検出される（又はタイムアウト条件が発生する）まで繰り返される。
Ｂ． ＧＰＳ受信器
１． 構造
前述の受信器３０（図２）、特に、本発明のコヒーレント累積システム３４（図２）は、ＧＰＳ受信器８０等の、種々のアプリケーションで効果的に採用できると考えられる。本明細書において、“全地球測位システム”又は“ＧＰＳ”は、地上の位置の決定を呈する又は可能にする衛星又は地上の通信機器あるいはその両方を用いる任意のシステムを意味し、ＮＡＶＳＴＡＲ、ＧＬＯＮＡＳＳ、ＬＯＲＡＮ、Ｓｈｏｒａｎ、Ｄｅｃｃａ、又はＴＡＣＡＮを含むが、それらに限定されない。
【００４１】
本発明に基づくコヒーレント累積システム３４を採用するＧＰＳ受信器８０の一例が、図５に図示してあり、参照番号８０で総じて表示されている。図のように、ＧＰＳ受信器８０は、従来の無線周波（ＲＦ）受信器８２と、サンプリング回路８４と、タイミング回路８６と、オフセット測定回路８８と、ＰＮコード生成器９０と、信号検出器３２（図２の信号検出器３２と図７Ａのハイレベル信号検出器９２と図７Ｂのロー・レベル信号検出器３２も参照）と、必要に応じて、サポート回路を具備する又は具備しない任意の適切な汎用又は特注のデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）又はマイクロプロセッサになるＧＰＳプロセッサ９２とを含んでいる。
【００４２】
各衛星信号３２１のフォーマットが図６に図示してある。従来技術で周知のように、各衛星信号は、数ある中で、衛星に固有の反復ＰＮコードを含んでいる。ＰＮコードの各周期３２２は、１．０２３ＭＨｚの公称チップ・レートに対して、１ミリ秒（ｍｓ）ごとに反復する、１０２３ビット又は“チップ”を含んでいる。連続するコード周期間の境界のポイントは、“コード・エポック”と呼ばれ、参照番号３２３（ＣＥ）によって表示されている。
【００４３】
各衛星信号３２３も５０Ｈｚデータ信号で変調される。より詳細には、図６に示すように、２０番目毎のコード・エポック２２３がデータ・エポック（ＤＥ）３２４に対応しており、そこで、新しいフレーム３２５が始まる。フレーム３２５は差動位相シフト変調（ＰＳＫ）を介してコード化され、そこで、連続するフレーム３２５が、位相を変えて（１８０゜で位相反転）、一つのロジック状態（１又は０）を指示するか、又は同じ位相関係に止まって（０゜の位相シフト）、別のロジック状態を指示する。従って、フレーム３２５は、２０のコード周期３２２（２０ｍｓ）を含み、各フレーム３２５はデータ・エポック３２４で分離され、各コード周期３２２はコード・エポック３２３で分離されている。信号３２１上でエンコードされた５０Ｈｚデータ信号の、数ある中での一つの目的は、受信器５０に衛星に関する位置情報を伝えることにある。
【００４４】
再度図５を参照すると、ＲＦ受信器８２は、受信信号を復調し、信号接続９４でサンプリング回路８４に送られるベースバンド信号を得ている。サンプリング回路８４は、タイミング回路８６が生成したタイミング信号に対応して、定義済みサンプリング・ウィンドウ上でのベースバンド信号のサンプルのセグメント６２を呈する。サンプルのセグメント６２は、信号接続９６で信号検出器３２に送られる。本発明のコヒーレント累積システ３４だけでなく相関器４０（図２）と結合器４２（図２）を含む、信号検出器３２は、複数のＰＮコードとドップラー・シフトとコード位相仮説とに基づいてサンプルのセグメント６２を処理する。
【００４５】
ＰＮコード生成器９０は、信号接続９８で信号検出器９２に入力として提供される、ＰＮコード仮説を生成する。ある事例では、ドップラー・シフト仮説は信号検出器３２の内部で生成される。ＧＰＳプロセッサ９２は、サンプリング回路８４及び信号検出器３２に信号接続１００上でデータ捕捉コマンドを発行し、サンプリング回路８４にサンプルのセグメント６２の捕捉を指示し、信号検出器３２にサンプルのセグメント６２の処理を指示する。ＧＰＳプロセッサ９２は、ＲＦ受信器８２によってローカルで生成され信号接続１０２上で受信されたタイミング信号に対応して、信号接続１０４でオフセット測定回路８８に対して入力される、フレーム・マークを生成する。この構成に限定されないが、ある実施例では、ＲＦ受信器８２が生成したタイミング信号は、ＲＦ受信器内のローカル発振器で生成される。タイミング信号は、ＧＰＳ衛星１２ａ、１２ｂ又は１２ｃ（図１）で維持されたタイム・ベースに関するローカル・タイム・ベースを定める。
【００４６】
オフセット測定回路８８は、データ捕捉コマンドがＧＰＳプロセッサによって発行される正確な時刻（サンプリング回路８４によって実際に開始される）と次のフレーム・マークの時刻との間のオフセットを決定する。この情報はＧＰＳプロセッサ９２に送られ、セグメント６２（図３）間のドップラー位相シフトを決定し、最終的に、サンプルの異なるセグメント６２を処理する結果を後で述べる方式でコヒーレントに結合する際に用いられる。
【００４７】
重要なことは、本発明に基づいて、図５に図示するように、ＧＰＳプロセッサ９２は、キャリア位相オフセットθ（ｔ）６６（図３も参照）を生成し、それは、信号検出器３２、特にドップラー・シフト生成器４０１（図７Ａと７Ｂ）に送られ、それは、キャリア位相オフセット６６を入力データ・セグメント６２に適正に導くことである。ＧＰＳプロセッサ９３は、相関値がコヒーレントに結合することが求められる二つのセグメント６２に関係する二つのセグメント６２のオフセット（ＯＳ）とフレーム・マークに準じてキャリア位相オフセットθ（ｔ）６６を生成できる。前述の情報は、二つのセグメント６２間の開始時刻の差を計算するために、ＧＰＳ受信器が用いる。この時間差情報は、二つのセグメント６２の開始時における位相差と共に、キャリア位相オフセット６６を生じさせることになる。
【００４８】
２． 具体的な実施例
図５のサンプリング回路８４、タイミング回路８６、オフセット測定回路８８、信号検出器３２の機能を結合する“Ｍａｇｎａ”という名称の信号検出器チップは、本出願の承継人（米国カリフォルニア州ニューポート・ビーチのＣｏｎｅｘａｎｔシステム社）が開発したものである。パーツＮｏ．１１５７７−１１“Ｓｃｏｒｐｉｏ”というコード・ネームの、図５のＧＰＳプロセッサ９２の機能を具体化するプロセッサ・チップは、本出願の承継人から市販されている。ある実施例では、プロセッサは、多くのＧＰＳ衛星信号を連続して追跡するための追跡チャンネル等の、更なるＧＰＳ固有の回路を備えている。一般的に、ＧＰＳ９２は、外部バスを有する埋込型マイクロプロセッサを少なくとも含んでいる。ある構成では、プロセッサ９２は、メモリ・マップ周辺機器として信号検出器３２チップをみている。プロセッサ９２は、コマンドを信号検出器３２チップに発行し、ある所与のセットのコマンドの処理を完了した後に結果を検索する。パーツＮｏ．Ｒ６７３２−１３“Ｇｅｍｉｎｉ／ＰｉｃｅｓＭｏｎｏｐａｃｋ”というコード・ネームの、図５のＧＰＳ無線受信器８２の機能を具体化するＲＦ受信器チップは、本出願の承継人から入手できる。本実施例に関する更なる詳細な資料は、参考のために本明細書に添付する、シリアルｎｏ．０９／１４５，０５５の米国特許出願から入手できる。
【００４９】
３． 信号検出器
図７Ａ及び７Ｂは、図５の信号検出器３２に関する、考え得る非限定的な一例を示す。図示するように、本例の信号検出器３２は、サンプリング回路８４から信号接続９６で受信したベースバンド信号の入力サンプルを受信するように構成されている、ランダム・アクセス・メモリ（ＲＡＭ）４００を含んでいる（図５も参照）。ある実施例では、フレームが２０ｍｓの期間であり、ＲＡＭ４００が、１回でサンプルのひとつの２０ｍｓフレームを受信するように構成されている。本実施例によれば、サンプルの各２０ｍｓフレームは、２０．４６ＭＨｚの公称サンプリング・レートでベースバンド信号をサンプリングし、次にデシメーション・フィルタリングを実施して得られる、４０９２０サンプルを含んでいる。
【００５０】
また、ドップラー補正回路４０３とドップラー・シフト生成器４０１もあり、後者はキャリア位相オフセットθ（ｔ）６６をＧＰＳ受信器９２（図５）から受信する。ＲＡＭ４００は、一回でそこに保存されたサンプルのフレームの少なくとも一部を信号接続４０４でドップラー補正回路４０３に送るように構成されている。ある実施例では、ＲＡＭ４００に保存されたサンプルのフレームが、サブフレームに分割され、一回に一つのサブフレームでドップラー補正回路４０３に送られる。ある実施例では、サブフレームの期間は、ＰＮコードの周期と等しく、現在１ｍｓにセットされている。本実施例では、サンプルの各サブフレームは、２０４６サンプルを含んでいて、各サンプルはＩ＋ｊＱという組合わせで一般的に表現されるところの、同相（Ｉ）と直交位相（Ｑ）を有する複素数として表される。本実施例によれば、各成分は、Ｉ又はＱであっても、２ビットで表され、ディスクリート値−１、０又は＋１のいずれかになる。
【００５１】
ドップラー・シフト生成器４０１は、一時に一つの仮説で信号接続４０５上でドップラー補正回路４０３に送られる複数のドップラー・シフト仮説を生成する。ある実施例では、ドップラー・シフト生成器４０１は、±６２，０００Ｈｚの範囲でドップラー・シフト仮説を生成し、入力サンプリング・プロセスで補正されないローカル・タイム・ベースの更なる誤差を許容可能にする。ドップラー・シフト生成器４０１を初期設定するために、ＧＰＳプロセッサ９２（図５）は、キャリア位相オフセットΔθを、前のデータ捕捉間隔用に、すなわち、前のセグメント６２用に、いかなる初期値が用いられていても、その初期値にセットする。例えば、前の間隔で、ドップラー位相が１６゜に初期設定されていて、いま△θが△θ＝３６２゜として計算されると仮定する。フルサイクルは効果がないので、３６０゜を法とする（モジュロ３６０°をとる）と、△θ＝２゜であり、これが１６゜に加えられる。そこで、キャリア位相オフセット△θは、新しいデータ・セグメント６２に対して１６＋２＝１８゜に初期設定される。
ドップラー補正回路４０３は、信号接続４０４でＲＡＭ４００からサンプルのサブフレームを、及びドップラー・シフト生成器４０１からドップラー位相仮説を受信し、それらに対応して、サンプル・レジスタ４０６に保存されているサンプルの補正済みサブフレームを生成する。ドップラー補正回路４０３からの出力は、次に整合フィルタ４１０に送られる。それは、本実施例では、サンプル・レジスタ４０６とＳＯＰ（積和演算）回路４０７とＰＮコード・レジスタ４０８とを備えている。本手順と整合フィルタ４１０についての詳細は、“ドップラー補正拡散スペクトル整合フィルタ”という名称で１９９８年９月１日に出願された米国特許出願第０９／１４５，０５５号にて入手できる。この公報は全て、参考のために本明細書に組み込まれる。一般に、整合フィルタ４１０は、ＳＯＰ回路４０７に関わる一連の乗算器を介して、ＰＮコード仮説の複数のチップを、入力サンプルと畳み込み的に相関させ、その後、乗算結果はＳＯＰ回路４０７により合計され、全相関値が求まる。
【００５２】
ある実施例では、サンプルの各補正済みサブフレームは、引き続き２０４６の複素サンプルを含んでいて、夫々がＩとＱの成分を備えている。本実施例のサンプルの夫々が、ディスクリート値（不連続値）−２、−１、０、＋１、＋２のなかの任意の値になり、それらはＩとＱの夫々に対して３ビットで表される。
【００５３】
ＰＮコード・レジスタ４０８は、信号接続９８上でＰＮコード生成器９０（図５）が送った今のＰＮコード仮説を保存するために設けられている。ある実施例では、各ＰＮコード仮説は、ＰＮコードの１周期を表している。ある実施例では、ＰＮコード周期は１ｍｓであり、各ＰＮコード仮説は１０２３チップを表し、それは、１ｍｓごとに反復して、１．０２３ＭＨｚのチップ・レートを表している。本実施例では、ＰＮコード・レジスタは、一時に１０２３チップを保存するように構成されている。
【００５４】
信号接続４０９が示すように、ＰＮコード・レジスタは、コード位相遅延仮説に対応する量だけ循環的にシフトできる。前述のようにＰＮコードの周期が１０２３チップである実施例では、コード位相遅延の値は、０〜２０４５ハーフ・チップ増分の範囲になる。ＰＮコード・レジスタは、本実施例では、考慮中のコード位相遅延仮説に対応するチップの任意の数又は端数だけ、回遊的にシフトするように構成されている。
【００５５】
ＳＯＰ回路４０７も図のように設けられている。この回路４０７は、サンプル・レジスタ４０６に保存された補正済みサンプルのサブフレームとＰＮコード・レジスタ４０８に保存されたＰＮコード仮説との間の積の積分を求めるように構成されている。
【００５６】
前述の実施例では、サンプル・レジスタ４０６に保存されたサンプルのサブフレームが２０４６のサンプルを含んでいて、夫々がＩとＱの成分をもち、ＰＮコード・レジスタ４０８に保存されたＰＮコード仮説が１０２３のチップを含み、サンプル・レジスタ４０６の二つのチップと、ＰＮコード・レジスタ４０８の一つのチップとの間に対応関係が存在する。二つのサンプル夫々のＩとＱの成分が、対応するＰＮチップと掛け算される。そして、Ｉ成分の積の合計が求められ、Ｑ成分の積の合計が別に求められる。Ｉ成分の積の合計が信号接続４１４上に出力され（図７Ｂ）、Ｑ成分の積の合計が信号接続４１５上に出力される。
【００５７】
数式の形態で、本実施例のＳＯＰ回路４０７の関数は、次のように表すことができる。
【００５８】
【数１】

【００５９】
【数２】

【００６０】
ここで、ＣＨＩＰｉはＰＮコード仮説のｉ番目のチップであり、Ｉｉ^１はＣＨＩＰｉに対応する二つのサンプルの第一Ｉ成分であり、Ｉｉ^２はＣＨＩＰｉに対応する二つのサンプルの第二Ｉ成分であり、Ｑｉ^１はＣＨＩＰｉに対応する二つのサンプルの第一Ｑ成分であり、Ｑｉ^２はＣＨＩＰｉに対応する二つのサンプルの第二Ｑ成分である。
【００６１】
加算器４１１とＲＡＭ４１３も設けてある。サンプル・レジスタ４０６に保存され考慮中のサブフレームが注目フレームの第一サブフレームである場合に、前述の複素ＳＯＰ値（相関値）が、検討中のコード位相仮説とドップラー・シフトとＰＮコードの組合わせに対応するＲＡＭ４１３のアレイ・エントリに保存される。アレイは、図８Ａ〜８Ｃに示すフォーマットであり、今のＰＮ仮説の相関アレイに最終的になる。
【００６２】
サンプル・レジスタ４０６に保存され考慮中のサブフレームが注目フレームに対して分析された第一サブフレームでない場合、考慮中のコード位相仮説とドップラー・シフトとＰＮコードの組合わせに対応するエントリのＲＡＭ４１３に保存されていた前のサブフレームから導かれた前の複素値が既にある可能性がある。この場合、前述のように決定されたＳＳ値が、信号接続４１２で加算器４１１に送られる前の保存値とともに加算器４１１によって加算される。次に、その結果は、前の保存値の代わりに、組み合わされたＰＮコードとドップラー・シフトとコード位相仮説に対応するアレイ・エントリに保存される。
【００６３】
そして、次のコード位相仮説が選択され、ＰＮコード・レジスタ４０８は、選択したコード位相仮説に従って循環的にシフトする。その後、前述のプロセスが繰り返される。このプロセスは、試験が希望されるコード位相仮説の夫々に対して継続される。ある実施例では、２０４６のコード位相が、ＰＮコードの反復周期に対応して、１ｍｓサブフレームごとに試験される。本実施例では、試験するコード位相仮説が０〜２０４５ハーフ−チップ増分（インクリメント）の範囲であり、次のコード位相仮説が、１／２チップだけＰＮコード・レジスタ４０８を循環的に単純にシフトすることによって選択される。
【００６４】
図７Ｂに続いて、動作の二つのモードを可能とする信号検出器３２が図示されている。相関器４０の出力は、図７Ｂにも図示してあるように、ドップラー位相補正システム４５０に送られる。信号検出器３２は、コヒーレント・スイッチ４３３の状態で制御される二つのモードの動作を可能にする。コヒーレント・スイッチ４３３の状態は、ＧＰＳプロセッサ９２（図５）により“０”又は“１”のいずれかにセットできる。スイッチ４３３の状態が“１”にセットされた時に定められる動作の第一モードでは、信号検出器３２は、前のサブセグメントに対して決定された対応するＳＩとＳＱの値で計算されたＳＩとＳＱの値をコヒーレントに積分するように構成されている。スイッチ４３３の状態が“０”にセットされた時に定められる動作の第二モードでは、信号検出器３２は、前のサブセグメントに対応するＳＩとＳＱの値で計算されたＳＩとＳＱの値を非コヒーレントに積分するように構成されている。
【００６５】
スイッチ４３３の状態は、スイッチ４３２ａ及び４３２ｂの状態を制御する。スイッチ４３３が“１”にセットされると、スイッチ４３２ａと４３２ｂは、夫々、複素加算器４１１に、信号接続４１４と４１５からのＳＩとＳＱの値を直接渡すように構成されている。スイッチ４３３が“０”にセットされると、スイッチ４３２ａは、二乗和平方根回路４１６の出力を複素加算器４１１に渡すように構成され、スイッチ４３２ｂは複素加算器４１１にヌル値を送るように構成されている。
【００６６】
複素加算器４１１は、その二つの入力で与えられた二つの複素値の複素加算を実施し、結果を複素ＲＡＭ４１３に保存するように構成されている。複素加算器４１１に対する入力の一つは、信号接続４１２で複素ＲＡＭ４１３から与えられる。他の入力は、スイッチ４３２ａと４３２ｂから与えられる。二乗和平方根回路４１６は、ＳＩとＳＱの値を信号接続４１４と４１５で夫々受信し、これら二つの値の二乗和の平方根を計算するように構成されている。数式では、回路は次の値を計算する。
【００６７】
【数３】

【００６８】
二乗和平方根回路４３１は、複素ＲＡＭ４１３から複素数を受信し、その大きさ、すなわち、その実数部と虚数部の二乗和の平方根、又は等価的には、実数部と虚数部の二乗和を計算するように構成されている。結果は、バス１０４を経由して複素ＲＡＭ４１３に再び保存できる。
【００６９】
回路４３１に関連して、種々の環境でも利用可能で長所を提供できる他の代替回路もあることに留意されたい。二乗和は、平方根の機能無しに実施できる。これは、ＲＡＭに対する広いダイナミック・レンジが必要であり、適切に拡張した幅広いワードも必要であるが、理論的に優れている。近似ＳＳ＝｜Ｍａｘ｜＋１／２｜Ｍｉｎ｜もＳＩとＳＱに利用できる。ここで、Ｍａｘ（最大値）はＳＩとＳＱの大きい値、Ｍｉｎ（最小値）はＳＩとＳＱの小さい値である。この近似は、ある場合には回路やプロセッサの作動力を少なくする。
【００７０】
最大ピーク検出器４３０は、複数の相関値をＲＡＭ４１３から受信し、それに対応して、その最大値を選択するように構成されている。いちど選択されると、その最大値は接続１０６（バス）に送られ、そこで、ＧＰＳプロセッサ９２（図５）又は複素ＲＡＭ４１３或いはその両方に送られることができる。
【００７１】
別の実施例では、ピーク検出器４３０は、一組の、例えば８つの、最大値を定める。相関アレイに単なる最大値以上のものを位置決めする長所がある。最大値は、ハーフ・チップ内に対する推定受信コード位相である。二つの隣接する値を用いて、コード位相の推定を正確にする。しかし、他の大きな値は、マルチパスとクロスの相関信号を示している。これらは、更なる試験をトリガーして、検出された推定コード位相を更に限定する。８つの最大値の位置が順序設定されたリストに保存可能であり、一番目に大きい最大値の位置が最初に、次に２番目に大きい最大値などのようになる。前述の実施方式とプロセスが、プロセッサのローディングを減少させるのに役立つ。
【００７２】
図５のタイミング回路８６は、信号接続３１７上でタイミング回路４３５にクロックを提供する。それに対応して、タイミング回路４３５は、サブセグメントごとにタイミング・パルスを生成する。カウンタ４３６は、タイミング回路４３５からタイミング・パルスを受信し、それに対応して、信号検出器９２が処理したサブセグメントの数をカウントする。レジスタ４３８は、次のフレーム境界が発生するサブセグメント・ナンバーを保存する。レジスタ４３８は、ＧＰＳプロセッサ９２（図５）によって、このナンバーでロードされるように構成されている。ある実施例では、セグメント期間が２０ｍｓであり、サブセグメント期間が１ｍｓであり、セグメント境界が２０サブセグメントごとに発生する。
【００７３】
ビット回路４３９は、次のフレーム境界を越えて注目信号へ変調されたデータ信号の値を保存するように構成されている。ビット回路４３９は、バス１０４上でＧＰＳプロセッサ９２（図５）によって、この値でロードされるように構成されている。ビット回路４３９はまた、比較回路４３７によるフレーム境界の検出と、次のデータ・ビットの状態とに対応して、セグメント境界で注目信号３２１（図７）に位相反転があるかどうかを決定するように構成されている。データ信号がフレーム境界で状態を変えない場合、フレーム境界に位相反転はないであろう。逆に、データ信号がフレーム境界で状態を変える場合、フレーム境界に位相反転は存在するであろう。
【００７４】
フレーム境界にフレーム反転が存在する場合、ビット回路４３９から出力されたフリップ信号が表明される。このフリップ信号４４０は、増分ドップラー・シフト生成器４０１に対する入力としても与えられる。この信号の表明に対応して、増分ドップラー・シフト生成器４０１は、ドップラー補正４０３によってサンプルの今のサブセグメントと掛け算される複素フェーザーの符号をフリップ（反転）する。従って、フェーザーの符号が正で、フリップ信号４４０が表明される場合、複素フェーザーの符号が負になる。数式では、複素フェーザーは、ｅ^ｊｗｄｔから−ｅ^ｊｗｄｔになる。逆に、フェーザーの符号が負で、フリップ信号４４０が表明される場合、複素フェーザーは、−ｅ^ｊｗｄｔからｅ^ｊｗｄｔになる。修正フェーザーがドップラー補正４０３によって入力サンプルと掛け算される場合、サンプルの位相反転は、フレーム境界でのデータ信号の状態の変化に起因する位相反転の影響を弱めるように構成されている。
【００７５】
フリップを全ての１ｍｓのサブセグメントに適用する必要がないことに留意されたい。コード・エポック（ＣＥ）は、ＧＰＳシステムで定めたように、コードのある特殊なコード位相で生じる。コードがコード・レジスタ４０８にロードされると、ＣＥを表すチップが、コード・レジスタ４０８（シフト・レジスタ）の末端になる。従って、このコード位相に対しては、フリップは全ての１ｍｓのデータに適用される。コード・チップが周期的にシフトする場合、コード・エポックの位置（従って、データ・エポックの可能な位置、ＤＥ）はアレイ内にある。従って、アレイ全体の符号をフリップ（反転）することにより、そのアレイのある部分が破滅的に積分される。これは許容できる。なぜならば、最悪でも、最終的なエラーは１／２ｍｓ以下となるように調整できるからである。これは、２０分１ｍｓ、又は２０ｌｏｇ１０（１９／２０）＝−０．４５ｄＢ程度の最大信号損失を表している。平均損失は、２０ｌｏｇ１０（３９／４０）＝−０．２２ｄＢの約半分であろう。
【００７６】
この検討により、フリップは、与えられた１ｍｓの全データが無効になるか又はならないので、ＳＯＰ回路４０７の出力で達成できるのもまた明らかである。これは、例えば、加算器４１１を加算器／減算器にすることにより達成できるであろう。これらの選択は、ロジック・デザイナー次第であり、パワー、範囲、遅延又は何か発覚した制限的設計問題を最小限にするために行われる。
【００７７】
周期的にシフトするコード・チップと共に移動する位相フリップを実施する方式もある。フリップ・ビットがコード・レジスタ４０８の末端に設けられ、ＸＯＲロジック動作が、コード・チップ上で、それらがレジスタ４０８の他端の周囲にシフトされる時に実施される。ＸＯＲ動作は、フリップ・ビットが表明される場合のみに行われる。このように、フリップはＣＥ境界と共に移動する。この機能は、他の代替方式より小規模なロジックで達成できる。フリップは一回だけ適用され、チップが左にフリップすることに留意されたい。一又は複数のＸＯＲゲートをシフト・レジスタ入力に設けることができるので、チップを既に反転した状態でロードできる。このことは、後の２０ｍｓのデータ捕捉で反転されるプロセスを継続するために必要とされる。図１０を参照すると、この特徴を加えるために、一又は複数のＸＯＲゲートは、ＰＮコード・レジスタ・ローディング用の接続９８に、及び周期的シフト用の接続４０９に挿入されている。フリップ・ビット出力は、図示するように、一又は複数のＸＯＲゲートを制御するために使用できる。その動作は、ＰＮローディング中に瞬時の比較動作を行うための特殊な値が存在しなければならないかもしれない点、及び、フリップ・ビットは、オンセグメント用にのみオンであるが、比較は、現在の概念のように、“等しいか大きい”というよりもむしろ“等しい”という点で、少しだけ異なる。
【００７８】
ＤＥレジスタ４３８とビット回路４３９に夫々保存されているデータ・エポック・タイミングとデータ・ビット値は、通常、ＲＡＭ４００に保存されたサンプルが導かれるＧＰＳ波形とは別のソースから導かれる。
【００７９】
レジスタ４４１と４４２は、積分が始まるＲＡＭ４００に保存されたサンプル・セグメントのサンプルのスタート・アドレスと、積分が終わるｍｓの数とを、夫々保存するために用いられる。これらの二つのレジスタは、バス１０４でＧＰＳプロセッサ９２によりロードできる。それらは、積分が終わる今のセグメントの任意の部分を定めるために一緒に用いられる。
【００８０】
動作の第一のモードで、スイッチ４３３が“１”にセットされ、これは、コヒーレント積分が行われることを示す。複素サンプルのセグメントがＲＡＭ４００に保存される。１回で一つのサブセグメントで、サンプルが、複素フェーザーと掛け算されて、ドップラー・シフトを補正し、サンプル・レジスタ４０６に保存される。サンプルはレジスタ４０８に保存されていたＰＮコードと掛け算され、ＳＩとＳＱの、積の値の合計がＳＯＰ回路４０７で計算される。ＳＩとＳＱの値は、夫々信号接続４１４と４１５上に与えられ、複素加算器４１１によって、ＲＡＭ４００に保存されているセグメントの前のサブセグメントに対して複素ＲＡＭ４１３に既に保存済みの任意の対応する値に加えられる。
【００８１】
考慮中でサンプル・レジスタ４０６に保存されているサブセグメントが注目セグメントの最初のサブセグメントである場合、前述の値は、考慮中のＰＮコードとドップラー・シフトとコード位相仮説との組合わせに対応するＲＡＭ４１３のアレイ・エントリに保存される。アレイは、図８Ａ〜８Ｃに図示したものと同じフォーマットであり、最終的には、ＲＡＭ４００内のサンプルの今のサブセグメントに対する相関アレイになるであろう。
【００８２】
考慮中でサンプル・レジスタ４０６に保存されているサブセグメントが、注目セグメントに対して分析された最初のサブセグメントでない場合、考慮中のＰＮコードとドップラー・シフトとコード位相仮説との組合わせに対応するエントリのＲＡＭ４１３に保存されている前のサブセグメントから導かれた値で既にあるかもしれない。この場合、前述のように決定されたＳＩとＳＱの値は、信号接続４１２で加算器４１１に与えられた、エントリに既に保存済みの値に加算器４１１によって加算される。その後、結果は、組み合わされたＰＮコードとドップラー・シフトとコード位相仮説とに対応するアレイ・エントリに既に保存済みの値の代わりに保存される。
【００８３】
図７Ａと７Ｂの信号検出器３２は、ＲＡＭ４００に保存されているフレームのサブフレームの夫々に対して前述のタスクを行うように構成されている。このプロセスが完了すると、図８に示す形態の相関アレイ５００、５０１、５０２が、ＲＡＭ４１３に現れる。これらの相関アレイ５００、５０１、５０２は、信号接続１０６上でＧＰＳプロセッサ９２（図５）に与えられる。ＧＰＳプロセッサ９２は、これらの相関アレイ５００、５０１、５０２を、前述の方式で前のセグメント６２から導いた相関アレイ５００、５０１、５０２と組み合わせる。
４． 相関アレイ
図８Ａ〜８Ｃに示すように、サンプルのセグメント６２ごとに、信号検出器３２は、サンプルのセグメント６２から導く複素（Ｉ＋ｊＱ）データの複数の相関アレイ５００、５０１、５０２を出力する。本実施例によれば、各アレイ５００、５０１、５０２が、ＰＮコード仮説ＰＮ１、ＰＮ２、．．．ＰＮｒに対応し、アレイ５００、５０１、５０２の各列がドップラー・シフト仮説ＤＳ１、ＤＳ２、．．．ＤＳｍに対応し、アレイ５００、５０１、５０２の各カラムがコード位相仮説ＣＰ１、ＣＰ２、．．．ＣＰｎに対応し、アレイ５００、５０１、５０２の各エントリが、エントリに対応して組み合わされたＰＮコードとドップラー・シフトとコード位相仮説がサンプルに相関する度合いの基準になる。従って、図８Ａで、参照番号５００は、ＰＮコード仮説ＰＮ１に対応する相関アレイを示す。図８Ｂで、参照番号５０１は、ＰＮコード仮説ＰＮ２に対応する相関アレイを示す。図８Ｃで、参照番号５０２は、ＰＮコード仮説ＰＮｒに対応する相関アレイを示す。
【００８４】
図８Ａ〜８Ｃから明らかなように、セグメント６２に対する相関アレイ５００、５０１、５０２は、夫々、ＰＮコード仮説と、所与のＰＮコード仮説に対するドップラー・シフト仮説とによってグループ化される。その結果、夫々のグループが、ＰＮコード仮説とドップラー・シフト仮説との特定の組合わせに対応する。相関アレイ５００、５０１、５０２は、１回にコヒーレントに組み合わされた一つのグループになる。本実施例によれば、ＧＰＳプロセッサ９２（図５）は、これらのグループを信号接続１０６上で受信し、更にセグメント６２が捕捉されると、これらの相関アレイ５００、５０１、５０２をコヒーレントに累積的に組み合わせる。特定の衛星１２ａ、１２ｂ又は１２ｃ（図１）に対して、組合わせプロセスは、スレショルドＳＮＲが衛星１２ａ、１２ｂ又は１２ｃに対して得られるまで継続する。衛星１２ａ、１２ｂ又は１２ｃに対応する相関アレイ５００、５０１、５０２は、衛星１２ａ、１２ｂ又は１２ｃの存在と範囲が正確に決定可能になるまでコヒーレントに組み合わされる。通常、これは、仮説の特定のセットに対する相関値が代替仮説の相関値より非常に大きくなる時に発生する。
【００８５】
本発明によれば、サンプルの異なるセグメント６２から導かれる相関アレイ５００、５０１、５０２は、セグメント６２間の異なるドップラー位相を考慮するアルゴリズムを用いてコヒーレントに組み合わされる。ある実施例では、サンプルの最初のセグメント６２から導かれた相関アレイに等しく初期設定される、複数の累積相関アレイが維持される。次に、サンプルの第二セグメント６２に対する相関アレイ５００、５０１、５０２は、実数部を互いに及び虚数部を互いに加えることにより、一回に一つの列で、累積相関アレイ５００、５０１、５０２とコヒーレントに組み合わされる。次に、前述の組合わせプロセスは、ＳＮＲが、所与の衛星１２ａ、１２ｂ又は１２ｃに対して、その存在と範囲とを正確に決定できるほど十分になるまで、次のセグメント６２に対する相関アレイ５００、５０１、５０２の更なるデータに対して繰り返される。
【００８６】
図９は、第一セグメント６２ａ（図３）と第二セグメント６２ｂとの処理を示す。ＧＰＳ受信器８００（図５）に関わるローカル・タイム・ベース６００が、フレーム・マークＴ１、Ｔ２、．．．Ｔｎにより複数のフレームに分割される。ある実施例では、フレーム期間が２０ｍｓである。参照番号６０１で図９に示すフレーム・マークＴ１の発生を検出すると、ＧＰＳプロセッサ９２（図５）は、参照番号６０４で示すコマンドを発行して、サンプルの第一セグメント６２ａ（セット）を捕捉する。サンプルの第一セグメント６２ａの捕捉は時刻６１０から始まる。図のように、サンプルの第一セグメント６２ａは、少なくとも一つのフレームに掛かるように想定されている。オフセット測定回路８８（図５）は、参照番号６０２で図９に示すフレーム・マークＴ２の次の発生を検出し、それに対応して、セグメント６２ａの捕捉が開始した時間６１０とフレーム・マークＴ２の時刻６０２との間のオフセットＯＳ１を決定する。
【００８７】
サンプルのセグメント６２ａは、通常、ＧＰＳ衛星１２ａ、１２ｂ又は１２ｃ（図１）の複数送信からの送信の組合わせを表していて、その夫々が受信器８２で測定するような異なるコード位相を有している（図５）。注目する特定の衛星１２ａ、１２ｂ又は１２ｃに関係して、セグメント６２ａは、参照番号６０６で図９に示す、特定のコード位相ＣＰ１を備えている。
【００８８】
更なる多くのフレーム・マークＴ３、．．．Ｔｎ−１の発生後、ＧＰＳプロセッサ９２（図５）は、別のコマンドを発行して、サンプルのセグメント６２を捕捉する。この第二のコマンドは、参照番号６０５で図９に図示され、ＧＰＳプロセッサ９２がフレーム・マークＴｎ−１の発生を検出した後に生じると想定されている。第二セグメント６２ｂの捕捉は、参照番号６１１で示す時刻から始まる。再び、第二のセグメント６２ｂは少なくとも一つのフレームに掛かると想定されている。次のフレーム・マークＴｎは時刻６０３で生じる。オフセット測定回路８８（図５）は、第二セグメント６２ｂの開始６１１と次のフレーム・マークＴｎの発生６０３との間のオフセットＯＳ２を測定する。この第二のフレームは、特定の衛星１２ａ、１２ｂ又は１２ｃ（図１）に関係して定められる、特定のコード位相ＣＰ２を有すると想定されている。前述の数式の時間△Ｔは、第二セグメント６２ｂの開始６１１と第一セグメント６２ａの開始６１０との間の時間の差である。前述の数式の値△ＣＰは、第一セグメント６２ａのコード位相ＣＰ１と第二セグメント６２ｂのコード位相ＣＰ２との間のコード位相の差である。重要なことは、この値は、基本となるコード位相ＣＰ１とＣＰ２が未知でも、前述の数式から決まることである。
【００８９】
５． 動作
図１０Ａ〜１０Ｃは、ＧＰＳ受信器８２（図５、その信号検出器３２は図２及び図５）において捕捉されたサンプル・データの不均一で互いに素なセグメント６２（図３）の相関値のコヒーレント累積方法の実施例８０’を示すフローチャートである。これは、本質的には、適切なソフトウェアに基づいて作動するように実施しプログラム設定される時に、ＧＰＳプロセッサ９２（図５）により制御されるプロセスである。
【００９０】
図１０Ａでは、ステップ７００からプロセスが始まる。ここで示す実施例では、ＧＰＳプロセッサ９２（図５）は、ローカル・タイミング信号で制御される外部割込に対応して、ハードウェアにコマンドを発行する。これらのローカル・タイミング信号は、Ｔｋというラベルが付いているローカル・タイミング・エポックとして図９に図示されている。ここで、ｋ＝０．．．（ｎ＋２）である。図９において特殊な点は、参照番号６０２のＴ２と参照番号６０３のＴｎである。
【００９１】
図１０Ａに示すように、ＧＰＳプロセッサ９２は、コマンドを発行してデータ・サンプルをＧＰＳ無線受信器８２（図５）から捕捉する前に、これらの割込のなかの一つを待つ。本手順の目的は、コマンドが発行され、データ捕捉が既知の指標を有する二つのローカル・タイミング・エポックＴｋ間で始まることを保証することにある。
【００９２】
ＧＰＳプロセッサ９２がデータ捕捉コマンドをハードウェアに発行すると、二つのハードウェア・イベントが、同時に又は既知のタイミング関係で行われる。まず、サンプリング回路８４（図５）が、サンプルＲＡＭ４００にデータを保存することを始める（図７）。第二に、オフセット測定回路８８（図５、例えば、タイミング・カウンタ）は、データ捕捉の開始時から次のローカル・タイミング・エポックＴｋまでの時間の測定を始める。ステップ７０２は、プロセッサ割込の発生を示す。ステップ７０４は、データ捕捉コマンドが発行されたことを示す。ステップ７０６は、オフセット測定回路８８に係わるデータ捕捉の開始とオフセット・カウンタの開始における固定ハードウェア・シーケンスを示す。
【００９３】
データ捕捉中に、ローカル・タイミング信号をオフセット測定回路８８がモニタする。オフセット測定回路８８は、ステップ７０８に示すように、別のローカル・タイミング・エポックＴｋが検出されるまでクロックをカウントして、経過時間を測定し続ける。ローカル・タイミング・エポックＴｋを検出すると、オフセット測定回路８８に係わるカウンタの開始が、ステップ７１０に示すようにカウント動作を停止する（フリーズ・オフセット）。データ捕捉は、指定量のデータがサンプル抽出されＲＡＭ４００に保存されるまで継続する（図７）。その時に、データ捕捉は、ステップ７１２に示すように完了する。ＧＰＳプロセッサ９２（図５）は、オフセット・カウンタ値を読み取り、それを、後の使用のために、ステップ７１４に示すように、ＲＡＭ４００又は別の適正なメモリに保存する。
【００９４】
図１０Ｂに続き、ステップ７１６で、ＧＰＳプロセッサ９２は、今のデータ捕捉と任意の前のデータ捕捉との間で、測定時間の値をセットする。前のデータ捕捉が無かった場合、この値△Ｔがステップ７１７でゼロにセットされる。前のデータ捕捉があった場合、その値は、ローカル・タイミング・エポック・カウントと、次式に基づくデータ捕捉の二つの事例においてデータ捕捉の開始からローカル・タイミング・エポックＴｋに測定されたオフセットとの差から、ステップ７１８で計算される。数式の用語は、図９に定義した通りである。データ・セグメント捕捉時間オフセット△Ｔは、図９の参照番号６４’で示され、次のように計算されることに留意されたい。
【００９５】
（式３） △Ｔ＝Ｔｎ−Ｔ２＋ＯＳ１−ＯＳ２
次に、捕捉データは、捕捉データの幾つかのサブセグメント（本例では、キャリア信号の１ｍｓに対応）の夫々に対するＰＮコードとドップラー・エラーとコード位相との種々の仮説に基づいて複数回処理される。
【００９６】
ステップ７２０で、今の仮説に対する特定ＰＮコードが、ＧＰＳプロセッサ９２からの適切な制御信号に準じて、コード・レジスタ４０８（図７Ａと７Ｂ）にロードされる。次に、今のドップラー仮説を、ＧＰＳプロセッサ９２がステップ７２２で選択する。本ステップのドップラー仮説は、今のデータ捕捉におけるキャリア位相エラーの補正に用いるキャリアドップラー位相とキャリアドップラー周波数から成る。本ステップは、図３と図９に更に図示されている。図９に示すように、二つの連続するデータ捕捉の開始時のキャリア位相が、θ１とθ２として図示されている。これらの位相は未知であるが、その差が△Ｔから計算できる。キャリア位相差△θは、下記のように計算される。
【００９７】
（式４） △θ＝２π＊Ｄ_ｃａｒｒ＊△Ｔ
（２πを法として）
図３は、キャリアドップラー位相を調整するための、この位相差のアプリケーションを示す。この概念は、次に示すように、データ・セグメント６２の任意のシーケンスに拡張できる。初期位相θ０が、最初のデータ捕捉に対してゼロと見なされる。データ捕捉間隔ｋに関して、位相変化は、最初のデータ捕捉間隔の開始からの全累積時間に基づいている。データ捕捉の一続きの対、夫々の間の時間差が、△Ｔｋと記され、数式（３）の手順に準じて計算される。最初のデータ捕捉の開始からｋ番目のデータ捕捉Ｔｋの開始までの総時間と、初期キャリアドップラー補正位相θｉは、次のように計算される。
【００９８】
【数４】

【００９９】
【数５】

【０１００】
微調整が、キャリアドップラーＤＲ_ｃａｒｒの変化の速度に関して考えられる資料（知識の入手可能性）に基づいて、θｋの計算にも実施できる。キャリアドップラー信号６０（図３）は、経時的に一定ではない。衛星１２ａ、１２ｂ、１２ｃ（図１）は、連続するデータ・セグメント６２間でそれらの軌道を移動するので、キャリアドップラー信号６０もある程度変化する。この速度の項（ｒａｔｅ ｔｅｒｍ）は、暦や天体暦データから入手可能であり、別の通信チャンネル上でＧＰＳ受信器８０（図５）にも与えられる。実際に、メッセージ・スタンダードを支援するＥ９１１ネットワークは、目に見える衛星１２ａ、１２ｂ又は１２ｃのキャリアドップラー信号だけでなく、キャリアドップラー信号の変化速度（Ｈｚ／秒）も提供できる。この速度の項は、コヒーレント積分が、キャリアドップラーの変化速度が大きい時間周期にわたる場合に顕著になると思われる。この場合、△θ_ｋの計算は、式（７）のように変更される。
【０１０１】
（式７）
△θ_ｋ＝２π（Ｄ_ｃａｒｒ＋ＤＲ_ｃａｒｒＴ_ｋ−１）△Ｔ_ｋ（ｍｏｄ２π）
この調整が適用される場合、キャリアドップラー補正ラジアン周波数ω_ｋに対応する調整は、式（８）にも基づいて実施すべきである。式（７）〜（８）では、Ｔ_０＝０であることに留意されたい。これは、各データ捕捉間隔中に適用されたドップラー補正周波数が一定であり、速度の補正が捕捉の開始時に適用されるだけであるという実施における仮定と一致している。
（式８）
ω_ｋ＝２π（Ｄ_ｃａｒｒ＋ＤＲ_ｃａｒｒＴ_ｋ−１）
ステップ７２４で、今のデータ捕捉のサブセグメントが処理のために選択される。サブセグメントは、相関器４０（図２と図６Ａ）が１回で処理できるデータ量を取り入れるように定められている。今の整合フィルタ４１０（図７Ａ）の場合、これは、１ｍｓのデータとして都合よく定められていて、それはＣ／Ａコード・チップの半分のサンプル・スペース設定で公称２０４６サンプルである。従って、サブセグメントは、１０２３チップの公称Ｃ／Ａコード周期に対応している。
【０１０２】
サブセグメントの選択に関連して、ステップ７２４に示すように、ＧＰＳプロセッサ９２は、今のサブセグメントがステップ７２６に示すようなデータ・エポック３２４（ＤＥ、図７を参照）を含むケースを検出する。このケースでは、ステップ７２８に示すように、ＧＰＳプロセッサ９２は、データ・エポック３２４が、今のＰＮコード仮説に対応する衛星信号１２ａ、１２ｂ又は１２ｃ（図１）の５０Ｈｚデータ変調によるキャリア位相反転の場合であるケースを検出する。データ・エポックの位置と位相反転情報は、例えば、従来の信号追跡及びデータの集合、又は外部通信チャンネルから導かれるタイミングとデータの情報に基づいて、ローカルに導くことができる。位相反転が、ステップ７２４におけるサブセグメント選択中の今のコード・エポックで、既知である又は仮説設定されている場合には、ハードウェアは、例えば、ＰＮコード・レジスタ４０８（図７Ａと図７Ｂ）で周期的にシフトされるポイントにおけるＰＮコードの反転のような（しかし、これに限定されない）、適切な信号の反転のために、フリップ信号４４０（図７Ｂ）の表明によってセットされる。
【０１０３】
ステップ７３２で、今のコード位相仮説をＧＰＳプロセッサ９２が用いて、対応する相関値を計算する。最終的な複素数値が、ステップ７３４での今のデータ捕捉に対するＰＮコードとキャリアドップラーとコード位相の仮説に対して、出力保存セル又はＲＡＭ４１３（図７Ａと７Ｂ）に累積される。
【０１０４】
図１０Ｃに続いて、ステップ７３８で、作成すべきコード位相仮説の数を、ＧＰＳプロセッサ９２（図５）が調査する。更なる仮説が必要な場合、プロセスはステップ７３２に戻る（図１０Ｂ）。そうでない場合、プロセスはステップ７４０に進む。
【０１０５】
ステップ７４０で、処理すべきサブセグメントの数が調査される。処理すべき更なるサブセグメントがある場合、プロセスはステップ７２４に戻る（図１０Ｂ）。そうでない場合、プロセスはステップ７４２に進む。
【０１０６】
ステップ７４２の時点で、完全なデータ捕捉が、所与のＰＮコードとドップラー仮説に対して、ＧＰＳプロセッサ９２によって処理される。このデータ捕捉が最初である場合、本仮説の相関値を用いて、ＲＡＭ４１３（図７Ａと７Ｂ）の本仮説に対応する記憶領域を初期化する。それが最初のデータ捕捉でない場合、対応する記憶領域は、ＲＡＭ４１３で既に初期化されている。処理直後のデータ捕捉による相関を、対応する仮説の前のデータとコヒーレントに組合わせなければならない。後者の場合、ステップ７４２の後にステップ７４４が続く。前者の場合、ステップ７４２の後に、直接ステップ７４６が続き、そこで、対応するデータ記憶が初期化される。
【０１０７】
ステップ７４４では、今のデータ捕捉の相関値におけるコード位相ドップラー・エラーを補償する。ＧＰＳ・Ｌ１・Ｃ／Ａ信号構造はＣ／Ａコード・チップあたり正確に１５４０ＲＦサイクルなので、コード位相に及ぼすドップラー作用は、キャリア位相に及ぼす作用より比較的小さい。その結果、一次に対しては、Ｄ_ｃｏｄｅ＝Ｄ_ｃａｒｒ／１５４０である。図９と数式（３）及び（５）を参照すると、最初のデータ捕捉とｋ番目のデータ捕捉との間の総コード位相シフトは、次式（式９）のように決定できる。
【０１０８】
（式９）
△ＣＰ_ｋ＝（Ｆ_ｃｏｄｅ＋Ｄ_ｃｏｄｅ）・Ｔ_ｋ
（ｍｏｄ１０２３チップ）
公称Ｃ／Ａコード・チップ・レートＦ_ｃｏｄｅは１．０２３×１０^６チップ／秒である。Ｄ_ｃｏｄｅの通常値は、一秒あたり数チップにすぎないので、コード・ドップラーの変化速度の二次補正は一般に必要とされない。シフト値は、最も近いハーフ・チップの値に丸めることができる。相関値は、この量だけシフトし、前の対応する相関値とコヒーレントに組合わされる。この調整に続き、ステップ７４４の後にステップ７４６が続き、同じ仮説の対応する相関値が組み合わされる。
【０１０９】
ステップ７４８で、試験をＧＰＳプロセッサ９２が実施し、更なるキャリアドップラー仮説が必要であるかどうかについて決定する。その場合、プロセスはステップ７２２に戻る（図１０Ｂ）。そうでない場合、プロセスはステップ７５０に進む。ステップ７５０で、更なるＰＮコード仮説が作成されるべきままであるかどうかを決定するための試験が行われる。その場合、プロセスはステップ７２０に戻る（図１０Ｂ）。そうでない場合、プロセスはステップ７５２に進む。
【０１１０】
ステップ７５２で、試験をＧＰＳプロセッサ９２が実施し、更なるデータ捕捉間隔が必要かどうかについて調べる。概して、本試験は、所与のデータ捕捉に対する各相関値の累積後に調整される。制御ＧＰＳプロセッサ９２は、そのＰＮコードの信号の検出を十分に宣言できるマージンにより、仮説に対して、アレイ５００、５０１、５０２の他のピーク全てを越える相関ピークが存在するかどうか決定するために、累積された相関アレイ５００、５０１、５０２（図８Ａ〜８Ｃ）を定期的に検査するように構成されている。このような検出が生じると、対応するＰＮコードが、累積すべきＰＮコード仮説のリストから除去される。従って、ステップ７４８と７５０と７５２では、それは、更なる仮説が全ＰＮコードに基づいてアドレス指定すべき状態ではなく（すなわち、図１の衛星１２ａ、１２ｂ又は１２ｃ）、信号が検出され、仮説の懸案リストから除去されるケースである。代わりに、ＰＮコードの全てが検出可能な信号を有していない場合、ステップ７５２の試験は最終的に終了し、最後のデータ捕捉が最大許容値によって設定される。
【０１１１】
ステップ７５２の試験は、最後の仮説が試験されたことを示す時に、プロセスはステップ７５４で終了する。
【０１１２】
通常は、図１０Ａ〜１０Ｃのプロセスが繰り返されると、各パスの試験に対するＰＮコードとドップラー・シフト仮説はほとんどなくなる。この減少は、ＰＮコード（図１の衛星１２ａ、１２ｂ又は１２ｃ）がいくらか検出され、且つ、試験を必要とするドップラーの不確定性範囲が、前の衛星１２ａ、１２ｂ又は１２ｃが検出されたドップラー値の観察に基づいて減少する可能性があるために生じる。
【０１１３】
また、データ・サンプルのセットごとに集めたパラメータが変わることも認識すべきである。例えば、図９を参照すると、第一パスは、パラメータＯＳ１とＴ２とＣＰ１とに向けられている。第二パスは、しかし、パラメータＴｎとＯＳ２とＣＰ２とに向けられている。
【０１１４】
データ捕捉プロセスは、固定の２０ｍｓデータ・エポック又はセグメント長に限定されないことも認識すべきである。概して、それは、可変長に各パス上で調整できる。ある実施例では、それは、１ｍｓ増分で、１〜２０ｍｓの可変長に各パス上で調整できる。他の実施例では、より長い周期が、ＲＡＭ４００（図７Ａと７Ｂ）の量を単純に増加させることによって可能になる。
【０１１５】
図１０Ａ〜１０Ｃのプロセスの完了時には、ある実施例では、ＧＰＳプロセッサ９２（図５）が、そのメモリ内に複数の相関アレイを既に保存しており、各アレイは特定のＰＮコード仮説に対応し、アレイの各列は特定のドップラー・シフト仮説に対応している。各アレイは、サンプルの複数のセットから導かれた組合わせ結果を表している。
Ｃ． 長所／結論
前述の実施の形態や具体例や実施例は、相関アレイのＳＮＲを改善する。その解決手法は、次に示すように、数多くの長所を有している。
【０１１６】
１． 実施の形態や具体例や実施例は任意のタイム・ベースに適応できる。これは、それらがＧＰＳチップ・セット、携帯電話、ＰＣＳチップ・セット、及び標準的なマイクロプロセッサに応用できることを意味する。
【０１１７】
２． 実施の形態や具体例や実施例は、不均一な受信器サンプル捕捉長さの組合わせを可能にする。これは、電話の非送信時にＧＰＳの受信が望まれる、携帯電話やＰＣＳ等の一体化アプリケーションにとって重要である。利用可能なアイドル・スロットが種々の電話基準において異なる期間を有するので、時間間隔の適応性が重要になる。
【０１１８】
３． 実施の形態や具体例や実施例は、データ捕捉時間の開始時における任意のオフセットを可能にする。これは、再び、電話アプリケーションにとって最も重要になる。しかし、それは、基本的なＧＰＳアプリケーションにも重要である。ＧＰＳアプリケーションでは、柔軟な開始時間の機能性が、同じ捕捉を、受信サンプルの任意の衛星１２ａ、１２ｂ又は１２ｃ（図１）で、それらの相対的なコード位相にかかわらず使用可能にする。
【０１１９】
４． 多重データ捕捉の組合わせは、ＳＮＲを徐々に増加可能にする。各増分の追加後に、アレイは、信号検出のために試験され、成功した捕捉の処理が短縮できる。
【０１２０】
５． プロセッサＲＡＭとスループットが最小限になる。これは、ベースバンド・デバイスのデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）とプロトコル・スタック・プロセッサとが使用中で、ＲＡＭが制限されている、電話アプリケーションにとって重要である。高いＳＮＲのケースでは、所与のＰＮコードに対して全体的に要求されるＲＡＭは、信号検出器３２（図２及び図５）上又は内部に位置している。データの組合わせがＳＮＲの改善のために必要な時に、検出されなかった衛星１２ａ、１２ｂ又は１２ｃ（図１）だけ処理する必要がある。更に、移動電話網オペレーションに固有の情報を用いて、ＰＮコードとドップラー・シフト仮説あたり２０４６未満の要素に、及び僅かなドップラー・シフト仮説に、アレイのサイズを減少することが、電話システムでしばしば可能になる。
【０１２１】
６． 本明細書では、議論がＧＰＳに集中していたが、本発明は、信号検出用相関方法を用いる任意のシステムに応用できる。これは、殆どの拡散スペクトル・システムと一般的な信号検出器とを含むであろう。
【０１２２】
最後に、ＧＰＳプロセッサを用いて種々の機能を実行する実施形態と具体例について説明してきたが、汎用プロセッサを用いてこれらの機能を実行する実施形態も可能なことを理解すべきであることに留意されたい。この開示の趣旨から、汎用プロセッサは、コンピュータ、ＤＳＰ、ベースバンド・プロセッサ、マイクロプロセッサ、又はプロセッサがアクセスできるメモリに保存されたディスクリート・シリーズ（離散系列）の命令を実行できるマイクロコンピュータを含む、任意のデバイスを意味するように定義されている。アナログ回路を用いてこれらの機能を行う実施形態も可能であることを理解すべきである。
【０１２３】
Ｄ． 他の実施形態
本発明は、“ＧＰＳ受信器と、ＧＰＳ受信器を含む衣服と、これらのＧＰＳ受信器を用いる方法”という名称で、米国特許第５，８２５，３２７号に記載されているシステムで実施可能であり、この引例は参照用に本願に含まれる。
【０１２４】
米国特許第５，８２５，３２７号は、多重ＧＰＳアンテナを有するＧＰＳ受信器を開示している。また、ＧＰＳ受信器と通信送信器とを採用した追跡方法も記載している。また、ＧＰＳ受信器とＧＰＳアンテナと通信アンテナと通信送信器とを有する衣服も記載している。
【０１２５】
本発明は、“ＧＰＳ受信器用に時間を決定する方法及び装置”という名称で、米国特許第５，９４５，９４４号に記載されているシステムで実施可能であり、この引例は参照用に本願に含まれる。
【０１２６】
米国特許第５，９４５，９４４号は、全地球測位システム受信器用の時間を決定する方法と装置とを開示している。携帯電話送信信号等の、通信システムに由来するタイミング信号が、ＧＰＳ受信器より受信され、正確な時間情報を提供するためにデコードされる。タイミング信号は、タイミング・インジケータによりマーク表示された同期事象の形態になるか、又はシステム時間情報としてみなされる可能性がある。ＧＰＳ受信器が受信した衛星位置信号と組合わせたタイミング信号を用いて、ＧＰＳ受信器の位置を決定する。
【０１２７】
本発明は、“上空に障害部を有する空の眺めを遮られた目標物の位置を決定する方法及び装置”という名称で、米国特許第５，８３１，５７４号に記載されているシステムで実施可能であり、この引例は参照用に本願に含まれる。
【０１２８】
米国特許第５，８３１，５７４号は下記の技術を開示している。測位センサは、測位センサが測位信号を受信できるように位置する固定位置にいる間、測位信号の所定の記録長を受信して保存する。その後、保存された測位信号を処理して、固定位置の地理的位置を決定する。固定位置は、注目する目標物の位置に対応するか、又は目標物の位置に相応する既知の位置になり、その場合、一度固定位置の地理的位置が計算されると、目標物の地理的位置を導くことができる。測位センサは、ＧＰＳ衛星から固定位置までの疑似範囲を計算するために、高速畳込み動作を用いて、ＧＰＳ衛星が送信するＧＰＳ信号を集めて処理する、スナップショットＧＰＳ受信器を含む。或いは、これらの計算は、基地局で実施されてよい。その後、計算された疑似範囲を用いて、固定位置の地理的位置を決定できる。測位センサは、行われるべき水中目的物の深さの決定を可能にする、圧力センサ等の、深さ感知手段を具備してよい。測位センサは、測位センサが固定位置にある時に決定を行う信号検出手段を更に具備してよい。
【０１２９】
本発明は、“ＧＰＳ信号を処理するＧＰＳ受信器及び方法”という名称で、米国特許第５，８８４，２１４号に記載されているシステムで実施可能であり、この引例は参照用に本願に含まれる。
【０１３０】
米国特許第５，８８４，２１４号は下記の技術を開示している。全地球測位システム（ＧＰＳ）受信器は、多くのＧＰＳ衛星が送信する疑似乱数シーケンスを受信して処理する第一回路を備えている。第一回路は、従来の相関動作を受信した疑似乱数シーケンスに関して実施して、ＧＰＳ受信器からＧＰＳ衛星にいたる疑似範囲を決定するように構成されている。ＧＰＳ受信器は第一回路に結合した第二回路も含んでいる。第二回路は、阻止条件（ｂｌｏｃｋａｇｅ ｃｏｎｄｉｔｉｏｎ）中に疑似乱数シーケンスを受信して処理するように構成されている。第二回路は、受信シーケンスの所定の記録長をデジタル化して保存し、次に高速畳込み動作を保存データに関して実施して、疑似範囲を決定することにより、疑似乱数シーケンスを処理する。ＧＰＳ受信器は、視野内の衛星からのＧＰＳ信号を受信し、受信したＧＰＳ信号のＲＦ周波数を中間周波数（ＩＦ）という低周波に変換する、共通回路も具備できる。ＩＦ信号は、二つの信号パスに区分けされ、第一信号パスは、従来の相関処理を実施して、疑似範囲を計算する。阻止条件中に、ＩＦ信号が第二信号パスに渡され、そこで、ＩＦ信号はデジタル化されてメモリに保存され、その後、高速畳込み動作により処理されて、疑似範囲を与える。二つの信号パスの別の構成は、別個のダウンコンバータ又は共有デジタイザを含む。ある実施形態では、受信条件に適したＧＰＳ信号処理を行うために、コンピュータ読取可能命令を実行する共有回路を具備する、単一の集積回路上に両方の信号パスが備えられる。
【０１３１】
本発明は、参考のために本明細書に添付する、“通信リンクを用いるＧＰＳ受信器”という名称で、米国特許第５，８７４，９１４号に記載されているシステムで実施可能である。
【０１３２】
米国特許第５，８７４，９１４号は下記の技術を開示している。ある実施形態のＧＰＳ受信器は、視野内の衛星からＲＦ周波数でＧＰＳ信号を受信するアンテナと、アンテナに結合し、受信したＧＰＳ信号のＲＦ周波数を中間周波数（ＩＦ）という低周波に変換するダウンコンバータと、ダウンコンバータに結合し、ＩＦ・ＧＰＳ信号を所定速度でサンプル抽出し、サンプル抽出されたＩＦ・ＧＰＳ信号を生成するデジタイザと、デジタイザに結合し、サンプル抽出したＩＦ・ＧＰＳ信号（ＧＰＳ信号のスナップショット）を保存するメモリと、メモリに結合し、保存された命令のもとで作動して、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）動作をサンプル抽出したＩＦ・ＧＰＳ信号に関して実施し、疑似範囲情報を提供するデジタル信号プロセッサ（ＤＰＳ）とを含んでいる。これらの動作は、通常、ＧＰＳ信号の前処理と後処理も含んでいる。データのスナップショットを取り込んだ後、受信器のフロントエンドのパワーが低減する。ある実施形態のＧＰＳ受信器は、他のパワー管理の特長も含んでいて、別の実施の形態では、ＧＰＳ信号のサンプル抽出に用いるローカル発振器のエラーを補正する機能も含んでいる。疑似範囲の計算速度と動作の感度は、視野内の衛星におけるドップラー周波数シフトを、本発明におけるある実施形態の基地局等の、外部ソースから受信器へ送信することにより拡大する。
【０１３３】
本発明は、“上空に障害部を有する空の眺めを遮られた目標物の位置を決定する方法及び装置”という名称で、米国特許第６，０１６，１１９号に記載されているシステムで実施可能であり、この引例は参照用に本願に含まれる。
【０１３４】
米国特許第６，０１６，１１９号は下記の技術を開示している。測位センサは、測位センサが測位信号を受信できるように位置する固定位置にいる間、測位信号の所定の記録長を受信して保存する。その後、保存された測位信号を処理して、固定位置の地理的位置を決定する。固定位置は、注目する目標物の位置に対応するか、又は目標物の位置に相応する既知の位置になり、その場合、一度固定位置の地理的位置が計算されると、目標物の地理的位置を導くことができる。測位センサは、ＧＰＳ衛星から固定位置までの疑似範囲を計算するために、高速畳込み動作を用いて、ＧＰＳ衛星が送信するＧＰＳ信号を集めて処理する、スナップショットＧＰＳ受信器を含む。或いは、これらの計算は、基地局で実施されてよい。その後、計算された疑似範囲を用いて、固定位置の地理的位置を決定できる。測位センサは、行われるべき水中目的物の深さの決定を可能にする、圧力センサ等の、深さ感知手段を具備してよい。測位センサは、測位センサが固定位置にある時に決定を行う信号検出手段を更に具備してよい。
【０１３５】
本発明は、“ＧＰＳ信号を処理するＧＰＳ受信器及び方法”という名称で、米国特許第５，７８１，１５６号に記載されているシステムで実施可能であり、この引例は参照用に本願に含まれる。
【０１３６】
米国特許第５，７８１，１５６号は下記の技術を開示している。ある実施形態のＧＰＳ受信器は、視野内の衛星からＲＦ周波数でＧＰＳ信号を受信するアンテナと、アンテナに結合し、受信したＧＰＳ信号のＲＦ周波数を中間周波数（ＩＦ）という低周波に変換するダウンコンバータと、ダウンコンバータに結合し、ＩＦ・ＧＰＳ信号を所定速度でサンプル抽出し、サンプル抽出されたＩＦ・ＧＰＳ信号を生成するデジタイザと、デジタイザに結合し、サンプル抽出したＩＦ・ＧＰＳ信号（ＧＰＳ信号のスナップショット）を保存するメモリと、メモリに結合し、保存された命令のもとで作動して、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）動作をサンプル抽出したＩＦ・ＧＰＳ信号に関して実施し、疑似範囲情報を提供するデジタル信号プロセッサ（ＤＰＳ）とを含んでいる。これらの動作は、通常、ＧＰＳ信号の前処理と後処理も含んでいる。データのスナップショットを取り込んだ後、受信器のフロントエンドのパワーが低減する。ある実施形態のＧＰＳ受信器は、他のパワー管理の特長も含んでいて、別の実施の形態では、ＧＰＳ信号のサンプル抽出に用いるローカル発振器のエラーを補正する機能も含んでいる。疑似範囲の計算速度と動作の感度は、視野内の衛星におけるドップラー周波数シフトを、本発明におけるある実施形態の基地局等の、外部ソースから受信器へ送信することにより拡大する。
【０１３７】
本発明は、“通信リンクを用いるＧＰＳ受信器”という名称で、米国特許第５，８４１，３９６号に記載されているシステムで実施可能であり、この引例は参照用に本願に含まれる。
【０１３８】
米国特許第５，８４１，３９６号は下記の技術を開示している。高精度キャリア周波数信号は、ＧＰＳ信号を得るために用いるＧＰＳ受信器のローカル発振器を較正する。高精度キャリア周波数信号を用いて、ＧＰＳ信号を得るために用いるローカル発振器の出力が、高精度キャリア周波数信号から生成される基準信号によって修正されるように、ローカル発振器を較正する。ＧＰＳ受信器は、この高精度キャリア周波数信号にロックして、基準信号を生成する。本発明の他の態様では、衛星の暦データが、通信リンクを介して基地局からリモートＧＰＳ受信器ユニットに送信される。リモートＧＰＳ受信器ユニットは、この衛星の暦データを用い、リモートＧＰＳ受信器ユニットを考慮して衛星の概略的なドップラー・データを求める。
【０１３９】
本発明は、“無線通信信号を具備する衛星測位システムの強化”という名称で、米国特許第５，９９９，１２４号に記載されているシステムで実施可能であり、この引例は参照用に本願に含まれる。
【０１４０】
米国特許第５，９９９，１２４号は、衛星測位システム衛星及びセルラー・ベース通信信号からの位置情報を処理する方法及び装置を開示している。本発明に基づく方法の一例では、ＳＰＳ受信器が、少なくとも一つのＳＰＳ衛星からＳＰＳ信号を受信する。このＳＰＳ受信器は、セル・ベース（又はセル・ベースト（cell based））通信システムにおいてメッセージを送受信する通信システムに結合し、通常は統合されている。この方法では、メッセージは、通信システムと第一セル・ベース・トランシーバとの間をセル・ベース通信信号で送信される。セル・ベース・トランシーバと通信システムとの間のセル・ベース通信信号におけるメッセージの伝送時間を表す時間測定が、決定される。ＳＰＳ信号の伝送時間を表す別の時間測定も決定される。ＳＰＳ受信器の位置は、少なくとも、セル・ベース通信信号におけるメッセージの伝送時間を表す時間測定の組合わせと、ＳＰＳ信号の時間移動を表す時間測定とから決定される。セル・ベース通信信号は、セル・ベース・トランシーバと通信システムとの間で、ある実施形態において、２方向でデータ・メッセージを通信できる。
【０１４１】
本発明は、“共有回路を用いて結合した通信システム及びＧＰＳ測位システム”という名称で、米国特許第６，００２，３６３号に記載されているシステムで実施可能であり、この引例は参照用に本願に含まれる。
【０１４２】
米国特許第６，００２，３６３号は、共有回路を有する結合したＧＰＳ及び通信システムを開示している。結合システムは、ＧＰＳ信号を表すデータを受信するアンテナと、アンテナに結合された周波数変換器と、周波数変換器に結合された周波数シンセサイザーと、周波数変換器に結合されたアナログ・デジタル変換器と、周波数変換器に結合されたプロセッサとを含む。プロセッサは、ＧＰＳ信号を表すデータを処理して、ＧＰＳ信号を表すデータに基づいて疑似範囲を決定する。通信統合受信器は、アンテナと周波数変換器と周波数シンセサイザーとアンテナ・デジタル変換器のなかの少なくとも一つである、共有構成要素を含んでいる。通常、ある実施形態では、プロセッサは、通信リンクを介して通信信号として送信すべきデータの変調を制御するだけでなく、受信した通信信号も復調する。
【０１４３】
種々の応用実施形態について記載したが、当業者には、さらに多くの実施形態と実施例が本発明の範囲内で可能であることが明白であろう。従って、本発明は、添付の特許請求の範囲及びその均等物の観点から以外へと限定されるべきものではない。
【図面の簡単な説明】
【図１】 図１は、拡散スペクトル変調信号、例えば、ＧＰＳ信号を受信器に送信する衛星を示す。
【図２】 図２は、図１の信号をすばやく効率的に処理する、本発明のコヒーレント累積システムを含む信号検出器を有する受信器の実施例を示す。
【図３】 図３は、図２のコヒーレント累積システムを示す。
【図４】 図４は、図１の受信器における動作方法の実施例を示す。
【図５】 図５は、図２及び図３のコヒーレント累積システムを有する信号検出器を採用する、ＧＰＳ受信器の実施例を示す。
【図６】 図６は、図１の衛星から送信されるＧＰＳ信号に係わるデータ・フォーマットを示す。
【図７Ａ】 図７Ａは、図５の信号検出器の実施例を、ハイレベル・ブロック図を用いて示す。
【図７Ｂ】 図７Ｂは、図７Ａの信号検出器の実施例を、ローレベル・ブロック図を用いて示す。
【図８】 図８は、図５のＧＰＳ受信器の内部にある図５の信号検出器によって出力されるデータ構造の例を示す。
【図９】 図９は、図５のＧＰＳ受信器の内部にある図５の信号検出器におけるデータ相関値のコヒーレント累積を可能にするために、キャリア及びコード位相シフトを組み合わせるプロセスを示す、タイミング・チャートの例を示す。
【図１０Ａ】 図１０Ａ〜図１０Ｃは、図５のＧＰＳ受信器における動作方法の実施例を示す。
【図１０Ｂ】 図１０Ａ〜図１０Ｃは、図５のＧＰＳ受信器における動作方法の実施例を示す。
【図１０Ｃ】 図１０Ａ〜図１０Ｃは、図５のＧＰＳ受信器における動作方法の実施例を示す。
【符号の説明】
３２ 信号検出器
３４ コヒーレント累積システム
３６ キャリア信号受信器
３８ 仮説生成器３８
４０ 相関器
４２ 結合器
４８ ドップラーキャリア位相オフセット・メカニズム
５０ コヒーレント積分器
８２ ＲＦ受信器
８４ サンプリング回路
８６ タイミング回路
８８ オフセット測定回路
９２ ＧＰＳプロセッサ

Claims (24)

1. 受信信号の第１セグメントと、第１セグメントから時間的に隔てられた受信信号の第２セグメントから、コード変調された所望信号に対する累積的な相関データを取得して、累積的な相関データに基いて所望信号を検出するシステムであって、
   受信信号の第１セグメントと、受信信号の第２セグメントを受信する受信器と、
   所望信号についてのコード位相仮説に対する受信信号の第１セグメントの相関値を第１相関データとして導出し、受信信号の第１セグメントの開始から受信信号の第２セグメントの開始までの時間オフセットを取得し、前記時間オフセットに基いて受信信号の第１セグメントと受信信号の第２セグメントの間のキャリア位相差を決定し、受信信号の第１セグメントのキャリア位相と受信信号の第２セグメントのキャリア位相が一致するように前記キャリア位相差に基いて受信信号の第２セグメントを調整し、所望信号についてのコード位相仮説に対する調整された受信信号の第２セグメントの相関値を第２相関データとして導出する相関器と、
   第１相関データと第２相関データについて、同一のコード位相仮説に対応する相関値同士をコヒーレントに加算して、累積的な相関データを取得する結合器を備えるシステム。
2. 前記結合器が、前記時間オフセットに基いて受信信号の第１セグメントと受信信号の第２セグメントの間のコード位相差を決定し、前記コード位相差に基いて第２相関データにおけるコード位相仮説と相関値との対応関係を調整し、第１相関データと調整された第２相関データについて、同一のコード位相仮説に対応する相関値同士をコヒーレントに加算して、累積的な相関データを取得する、請求項１のシステム。
3. 前記コード位相差が、前記時間オフセットと、前記所望信号についての公称コードレートと、前記所望信号についてのコードドップラーシフト仮説に基いて計算される、請求項２のシステム。
4. 前記キャリア位相差が、前記時間オフセットと、前記所望信号についてのキャリアドップラーシフト仮説に基いて計算される、請求項１から３の何れかのシステム。
5. 前記コード変調された所望信号が、ＰＮコード変調されたＧＰＳ衛星の送信信号である、請求項１から４の何れかのシステム。
6. 前記累積的な相関データに基いて前記所望信号のコード位相を決定する、請求項１から５の何れかのシステム。
7. 受信信号の第１セグメントと、第１セグメントから時間的に隔てられた受信信号の第２セグメントから、コード変調された所望信号に対する累積的な相関データを取得して、累積的な相関データに基いて所望信号を検出するシステムであって、
   受信信号の第１セグメントを受信する手段と、
   受信信号の第２セグメントを受信する手段と、
   受信信号の第１セグメントの開始から受信信号の第２セグメントの開始までの時間オフセットを取得する手段と、
   前記時間オフセットに基いて受信信号の第１セグメントと受信信号の第２セグメントの間のキャリア位相差を決定する手段と、
   所望信号についてのコード位相仮説に対する受信信号の第１セグメントの相関値を第１相関データとして導出する手段と、
   受信信号の第１セグメントのキャリア位相と受信信号の第２セグメントのキャリア位相が一致するように、前記キャリア位相差に基いて受信信号の第２セグメントを調整する手段と、
   所望信号についてのコード位相仮説に対する調整された受信信号の第２セグメントの相関値を第２相関データとして導出する手段と、
   第１相関データと第２相関データについて、同一のコード位相仮説に対応する相関値同士をコヒーレントに加算して、累積的な相関データを取得する手段を備えるシステム。
8. 前記時間オフセットに基いて受信信号の第１セグメントと受信信号の第２セグメントの間のコード位相差を決定する手段と、
   前記コード位相差に基いて第２相関データにおけるコード位相仮説と相関値との対応関係を調整する手段をさらに備えており、
   前記累積的な相関データを取得する手段が、第１相関データと調整された第２相関データについて、同一のコード位相仮説に対応する相関値同士をコヒーレントに加算して、累積的な相関データを取得する、請求項７のシステム。
9. 前記コード位相差が、前記時間オフセットと、前記所望信号についての公称コードレートと、前記所望信号についてのコードドップラーシフト仮説に基いて計算される、請求項８のシステム。
10. 前記キャリア位相差が、前記時間オフセットと、前記所望信号についてのキャリアドップラーシフト仮説に基いて計算される、請求項７から９の何れかのシステム。
11. 前記コード変調された所望信号が、ＰＮコード変調されたＧＰＳ衛星の送信信号である、請求項７から１０の何れかのシステム。
12. 前記累積的な相関データに基いて前記所望信号のコード位相を決定する手段をさらに備える、請求項７から１１の何れかのシステム。
13. 受信信号の第１セグメントと、第１セグメントから時間的に隔てられた受信信号の第２セグメントから、コード変調された所望信号に対する累積的な相関データを取得して、累積的な相関データに基いて所望信号を検出する方法であって、
    受信信号の第１セグメントを受信する工程と、
    受信信号の第２セグメントを受信する工程と、
    受信信号の第１セグメントの開始から受信信号の第２セグメントの開始までの時間オフセットを取得する工程と、
    前記時間オフセットに基いて受信信号の第１セグメントと受信信号の第２セグメントの間のキャリア位相差を決定する工程と、
    所望信号についてのコード位相仮説に対する受信信号の第１セグメントの相関値を第１相関データとして導出する工程と、
    受信信号の第１セグメントのキャリア位相と受信信号の第２セグメントのキャリア位相が一致するように、前記キャリア位相差に基いて受信信号の第２セグメントを調整する工程と、
    所望信号についてのコード位相仮説に対する調整された受信信号の第２セグメントの相関値を第２相関データとして導出する工程と、
    第１相関データと第２相関データについて、同一のコード位相仮説に対応する相関値同士をコヒーレントに加算して、累積的な相関データを取得する工程を備える方法。
14. 前記時間オフセットに基いて受信信号の第１セグメントと受信信号の第２セグメントの間のコード位相差を決定する工程と、
    前記コード位相差に基いて第２相関データにおけるコード位相仮説と相関値との対応関係を調整する工程をさらに備えており、
    前記累積的な相関データを取得する工程において、第１相関データと調整された第２相 関データについて、同一のコード位相仮説に対応する相関値同士をコヒーレントに加算して、累積的な相関データを取得する、請求項１３の方法。
15. 前記コード位相差が、前記時間オフセットと、前記所望信号についての公称コードレートと、前記所望信号についてのコードドップラーシフト仮説に基いて計算される、請求項１４の方法。
16. 前記キャリア位相差が、前記時間オフセットと、前記所望信号についてのキャリアドップラーシフト仮説に基いて計算される、請求項１３から１５の何れかの方法。
17. 前記コード変調された所望信号が、ＰＮコード変調されたＧＰＳ衛星の送信信号である、請求項１３から１６の何れかの方法。
18. 前記累積的な相関データに基いて前記所望信号のコード位相を決定する工程をさらに備える、請求項１３から１７の何れかの方法。
19. 受信信号の第１セグメントと、第１セグメントから時間的に隔てられた受信信号の第２セグメントから、コード変調された所望信号に対する累積的な相関データを取得して、累積的な相関データに基いて所望信号を検出するためのプログラムであって、
    受信信号の第１セグメントを受信する処理と、
    受信信号の第２セグメントを受信する処理と、
    受信信号の第１セグメントの開始から受信信号の第２セグメントの開始までの時間オフセットを取得する処理と、
    前記時間オフセットに基いて受信信号の第１セグメントと受信信号の第２セグメントの間のキャリア位相差を決定する処理と、
    所望信号についてのコード位相仮説に対する受信信号の第１セグメントの相関値を第１相関データとして導出する処理と、
    受信信号の第１セグメントのキャリア位相と受信信号の第２セグメントのキャリア位相が一致するように、前記キャリア位相差に基いて受信信号の第２セグメントを調整する処理と、
    所望信号についてのコード位相仮説に対する調整された受信信号の第２セグメントの相関値を第２相関データとして導出する処理と、
    第１相関データと第２相関データについて、同一のコード位相仮説に対応する相関値同士をコヒーレントに加算して、累積的な相関データを取得する処理をコンピュータに実行させるプログラム。
20. 前記時間オフセットに基いて受信信号の第１セグメントと受信信号の第２セグメントの間のコード位相差を決定する処理と、
    前記コード位相差に基いて第２相関データにおけるコード位相仮説と相関値との対応関係を調整する処理をさらにコンピュータに実行させ、
    前記累積的な相関データを取得する処理において、第１相関データと調整された第２相関データについて、同一のコード位相仮説に対応する相関値同士をコヒーレントに加算して、累積的な相関データを取得する、請求項１９のプログラム。
21. 前記コード位相差が、前記時間オフセットと、前記所望信号についての公称コードレートと、前記所望信号についてのコードドップラーシフト仮説に基いて計算される、請求項２０のプログラム。
22. 前記キャリア位相差が、前記時間オフセットと、前記所望信号についてのキャリアドップラーシフト仮説に基いて計算される、請求項１９から２１の何れかのプログラム。
23. 前記コード変調された所望信号が、ＰＮコード変調されたＧＰＳ衛星の送信信号である、請求項１９から２２の何れかのプログラム。
24. 前記累積的な相関データに基いて前記所望信号のコード位相を決定する処理をさらにコンピュータに実行させる、請求項１９から２３の何れかのプログラム。

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