JP2005538339A - Ｇｐｓ信号をトラッキングするオープンループに関する方法 - Google Patents

Abstract

【課題】ＧＰＳ信号をトラッキングするオープンループに関する方法。
【解決手段】高感度及び高精度受信機において人工衛星信号を受信し、トラッキングする方法及び装置。発明の１態様では、イグゼンプラリな方法は、受信機によって受信された人工衛星ポジショニング信号の一部分のプロセシングに基づいて、少なくとも３のインディケータのセットを発生すること、及びインディケータのセットの内挿からパラメータの測定値を算出することを含む。インディケータのそれぞれは、パラメータの異なる所定の仮説に基づいた値に対応し、信号のパラメータが対応する値に等しいことの確率、若しくは可能性、の表示である。

Description

本発明は、グローバルポジショニングシステムの分野に係り、特に、高感度で高精度な受信機において人工衛星信号を受信し、トラッキングする方法及び装置に関する。

従来のグローバルポジショニングシステム（ＧＰＳ）受信機は、受信機の位置を算出するために多数のＧＰＳ衛星から送信された同期された信号を捕捉し、トラックし、復調する。

各ＧＰＳ衛星は、直接シーケンス拡散スペクトル信号を送信する。直接シーケンス拡散スペクトル信号は、チップと呼ばれるバイナリフェーズ状態のシーケンスによって表された繰り返しコードによって変調される。コードに対応するチップの特定のシーケンスは、擬似ランダム若しくは擬似ノイズ（ＰＮ）シーケンスと呼ばれる。各ＧＰＳ衛星は、固有のコード、すなわち固有のＰＮシーケンスを有する信号を同報通信する。Ｃ／Ａコードと呼ばれる、米国において民間のアプリケーションに対して利用できるコードは、ゴールドコードとして知られるファミリーからである。Ｃ／Ａコードは、１ミリ秒（ｍｓｅｃ）のフレーム期間に１０２３チップからなる。したがって、コードは、１ミリ秒毎にＧＰＳ信号中で繰り返される。

さらに、５０ボーバイナリフェーズシフトキード（ＢＰＳＫ）データは、擬似ノイズシーケンスに重ねられる。ＢＰＳＫデータのビット境界は、ＰＮシーケンスの始まりに合わせられ、その結果、各データビット期間（すなわち、２０ｍｓｅｃ）に２０の完全なＰＮシーケンスがある。ＢＰＳＫデータは、天体暦データを含む。天体暦データは、人工衛星の位置とＧＰＳ信号のクロックタイミングを特定する。

このようにして、付加的なノイズ及び干渉がない理想的な受信したＧＰＳ信号は、次の形式である：
ｓ（ｔ）＝ＡＰ（ｔ−τ）ｄ（ｔ−τ）
ｃｏｓ［２πｆ_０（ｔ−τ）＋θ_ｔ］ （１）
ここで、Ａは信号の振幅であり、＋１若しくは−１の値を持つＰ（ｔ）は、時間ｔにおける擬似ノイズ変調であり、ｄ（ｔ）はＢＰＳＫデータであり、これも＋１若しくは−１のいずれかの値を持ち、ｆ_０はヘルツで表された名目上のキャリア周波数であり、θ_ｔは位相角であり、これはドップラー効果、位相ノイズ等によってゆっくりと変化する可能性があり、そして、τは受信機によって推定されるべき遅延である。実際には、振幅Ａは、代表的には、時間とともにゆっくりと変化する。時間変数ｔがドップラー効果によって時間とともに伸張する若しくは圧縮する可能性があるという事実は、ｆ_０，τ及びθ_ｔの量に取り込まれる可能性がある。

ＧＰＳ受信機の主なタスクは、受信機の位置を算出するために多数のＧＰＳ衛星から送信された受信したＧＰＳ信号のパラメータτ、ｆ_０、及びθ_ｔを測定することである。パラメータτを測定することは、“ＰＮトラッキング回路”と呼ばれる回路を使用して継続的なベースで代表的に実施される。この測定プロセスの一部として、キャリア周波数ｆ_０及び位相角誤差θ_ｔは、“キャリアトラッキング回路”と呼ばれる回路において測定され、補正される。従来、ＰＮ及びキャリアトラッキング回路は、クローズドトラッキングループと呼ばれるフィードバック回路の形式をとる。

一般に、従来のトラッキングループは、フィードバック回路を利用する。フィードバック回路は、受信した信号を複製したローカルに発生した参照信号を作り出すことを試みる、すなわち、参照信号を受信した信号にある関係を持たせる。図１は、従来技術の１実施形態にしたがったクローズドループトラッキング方法のブロック図を示す。信号ディスクリミネータ５１０は、訂正信号を発生する。訂正信号は、参照信号５１４をどのようにして訂正するかを指示する。訂正信号は、ライン５１５でフィードバックされ、受信した信号と参照信号との間の相違を削減する。これは継続的な方法で行われるので、手順は、反復の、すなわち“クローズドループ”、タイプの方法として見られることができる。

例えば、ＰＮトラッキングループ回路において、ローカルＰＮ発生器は、受信したＧＰＳ信号中のＰＮシーケンスを複製する。ローカルに発生されたＰＮシーケンスは、受信したＧＰＳ信号中のＰＮシーケンスとこの回路中で比較され、ローカル参照シーケンスと受信したシーケンスとの同期の程度に対応する強度の出力を作り出す。２つのシーケンスが同期している場合、出力の振幅は、最大に達する。２つのシーケンスがずれて離れている場合、出力の振幅は減少する。このようにして、出力の振幅の変化は、ローカルＰＮ発生器のタイミングを調節するために使用され、その後の出力の振幅を増加する。これはサーボ若しくはフィードバックタイプの技術である。同様な技術は、ＧＰＳ信号のキャリアの位相及び周波数をトラックするためにも使用される。

クローズドループトラッキングは、振幅及び遅延のようなＧＰＳ信号のパラメータが時間においてゆっくりと変化する場合によく働く。その場合には、ＧＰＳ信号のパラメータのロングタームアベレージングが実施される可能性がある。しかしながら、信号のパラメータが予測できない挙動で早く変化する多くの状況がある。例えば、ＧＰＳ受信機が建物の中へ移動している場合、直接信号及び壁、大きな物体、等から発せられた反射信号の予測できない重ね合わせに起因して、受信した信号は、振幅、遅延、及びキャリアが急速に変動する。同様に、ＧＰＳ受信機が大きな建物がある都市環境、いわゆる“都会の谷間”で動作する場合、受信機及びアンテナが自動車で動いている場合のように、ＧＰＳ受信機が急速に動いているならば、信号レベルは、急速に変動する。再び、問題の元凶は、直接信号と反射信号との間の予測できない干渉である。ＧＰＳ衛星からの直接信号がないことがしばしばあり、受信したもの全てが、反射信号である。この状況は、受信した信号のパラメータにおける変動のスピード及び程度をさらに悪化させる。

受信したＧＰＳ信号が急速に変動する場合、クローズドトラッキングループは、上手く実施されない。クローズドループトラッキングシステムにおいて、受信した信号及び訂正信号のパラメータｐの以前の測定値は、（２）式に示すパラメータの現在の測定値を作り出すために使用される。訂正信号は、以前の測定値（若しくは、複数の測定値）における推定されたエラーに代表的に関係する。すなわち、
ｐ^（ｎ＋１）＝ｈ（ｐ^（ｎ），ｅ（ｎ）） （２）
ここで、ｐ^（ｎ）は時間ｎにおけるパラメータｐの測定値であり、ｅ（ｎ）は以前の測定値の推定されたエラーであり、そしてｈは線形若しくは非線形関数である。代表的に、ｎの増加分は、1若しくはそれ以上のＰＮフレーム期間に対応する可能性がある。

ある定式化において、関数ｈの議論は、複数の以前の測定値、ｐ^（ｎ），ｐ^（ｎ−１），ｐ^（ｎ−１），．．．．，及び／若しくはエラーｅ（ｎ），ｅ（ｎ−１），ｅ（ｎ−２）．．．．を包含する。しかしながら、単純化のため及び説明目的のために、（２）の単純化した数式を利用する。

測定プロセスが、そのような測定の精度を制限するノイズを含むので、多くの著者も、パラメータｐの測定値を“推定”としてみなす。本発明において、パラメータに言及している場合、用語“測定値”は、パラメータの推定値と同じ意味合いである。

クローズドトラッキングループの特性を説明するために、式（２）の線形形式を考慮する、すなわち、
ｐ^（ｎ＋１）＝ｐ^（ｎ）＋ｋｅ（ｎ） （３）
ここで、ｋは定数若しくはゆっくりと変化するパラメータである。エラーｅ（ｎ）が、ｅ（ｎ）＝ｐ（ｎ）−ｐ^（ｎ）、ここでｐ（ｎ）は時間ｎにおけるパラメータｐの厳密な値である、として表されるならば、式（３）は以下のように書き直される
ｐ^（ｎ＋１）＝（１−ｋ）ｐ^（ｎ）＋ｋｐ（ｎ） （４）
これは、本質的に時定数１／ｋを有する１極フィルタタイプの応答である。このようにして、ｐ^の初期エラーは、１／ｋのイテレーション(iteration)に等しい期間においてほぼｅｘｐ（−１）≒０．３７のファクタだけ減少する。

１に近い、しかし１より小さいｋを有するシステムにおいて、最新の測定値だけが、訂正に寄与する。これゆえ、測定値は、受信した信号の急速な変化に追随できる。しかしながら、以前の測定値の平均化がほとんどないので、受信した信号が弱い場合には、システムは上手く機能しない。一方で、小さなｋを有するシステムでは、多くの以前の測定値が、訂正に寄与し、そしてこれゆえ、受信した信号が弱い場合でさえも、システムは良好に機能する。しかし、受信した信号が弱い場合には、この信号が急に変化する時は、システムは上手く機能しない。

それゆえ、クローズドトラッキングループは、回避できない限界を有する。受信した信号のパラメータがあまり急速に変化し、その結果、クローズドトラッキングループが急速な変化に十分に追随できずに、正確な結果を生成できない場合に、“ループロスオブロック(loop loss-of-lock)”状況が生じる。強い（ｋが１に近い）訂正信号を有する“ワイド”ループは、受信した信号の急速な変化に追随できるが、ループが、所望の信号から受信したノイズ及び干渉を識別できないために、信号が弱い場合には上手く機能しない。一方で、弱い訂正信号を有する“ナロウ”（小さなｋ）ループは、急速に変化している信号にしばしば追随できない可能性がある。

種々のアプローチが、異なる条件に適応できるようなループ設計を作成するために考案される可能性があり、これゆえ、直前に論じた制限のいくつかを克服する。しかしながら、信号ダイナミックス及び強度が大きく変化することが可能であり、予測できない場合には、これらの“適応性のある”アプローチは、上手くいかない、若しくは成果が十分でないことを免れない。

［サマリー］
オープンループトラッキンググローバルポジショニングシステム（ＧＰＳ）信号に関する方法及び装置が、ここに記載される。

本発明の１態様では、イグゼンプラリな方法は、以下を含む：（Ａ）受信機によって受信された人工衛星ポジショニングシステム信号の一部分をプロセシングすることに基づいて少なくとも３のインディケータのセットを発生すること；及び（Ｂ）インディケータのセットの内挿からパラメータの測定値を算出すること。インディケータのそれぞれは、信号のパラメータ（例えば、ＧＰＳ信号の到着の時間若しくはＧＰＳ信号のキャリア周波数）が、所定の値であることの確率の表示である。シリアルコリレーション、マッチトフィルタリング、高速フーリエ変換、及び高速コンボリューションは、これらのインディケータを発生するために使用される方法の中にある。

本発明の他の態様では、イグゼンプラリな方法は、デスプレッドされたデータを生成するために人工衛星ポジショニングシステム信号の一部分にデスプレッディングオペレーションを実施すること；及び、信号の周波数測定値を生成するためにデスプレッドされたデータにオープンループ周波数測定オペレーションを実施すること含む。本発明のある実施形態では、オープンループ周波数測定オペレーションは、以下を含む：（Ａ）第１のデータを生成するためにデスプレッドされたデータに非線形オペレーションを実施すること；（Ｂ）スペクトルデータを生成するために第１のデータにスペクトル解析オペレーションを実施すること；及び（Ｃ）スペクトルデータ中のピークの位置から信号の周波数測定値を算出すること。本発明のある実施形態では、オープンループ周波数測定オペレーションは、以下を含む：（Ａ）第１のデータを生成するためにデスプレッドされたデータに非線形オペレーションを実施すること；（Ｂ）平均したデータを生成するために第１のデータに平均化オペレーションを実施すること；（Ｃ）平均されたデータの角度を算出すること；及び（Ｄ）その角度を使用して信号の周波数測定値を算出すること。本発明のある実施形態では、非線形オペレーションは、二乗オペレーションを含む。本発明のある他の実施形態では、非線形オペレーションは、共役、遅延及び掛け算オペレーションを含む。

本発明は、これらの方法を実施するＧＰＳ受信機及び、ＧＰＳ受信機において実行される場合に、これらの方法を実施する受信機にさせる機械読み取り可能なメディア、を含むこれらの方法を実施する装置を含む。

本発明の他の特徴は、添付した図面及び以下の詳細な説明から明らかである。

本発明は、例として説明され、添付した図面の記載に制限されることはない。図面では、同様な参照符号は、同様の要素を示す。

主題の発明は、以下に示される多くの詳細を参照して説明され、添付した図面は、本発明を図示する。以下の説明及び図面は、本発明を解説するものであり、本発明を限定するものとして解釈されるべきではない。多くの具体的な詳細が、本発明の全体の理解を与えるために説明される。しかしながら、ある場合には、周知の若しくは従来の詳細は、本発明の詳細を不必要に不明瞭にしないために説明されない。

本発明の少なくとも１実施形態は、オープンループトラッキング方法を使用しようとし、ＧＰＳ信号のパラメータを測定する。オープントラッキングループでは、時間ｎ＋１におけるパラメータｐの測定値は、次式で表すことができる。

ｐ^（ｎ＋１）＝ｆ｛ｕ_１（ｎ＋１），ｕ_２（ｎ＋１），．．，ｕ_ｓ（ｎ＋１）｝ （５）
ここで、ｕ_ｉ（ｍ）は、時間ｍにおけるｐに関係する量の測定値である。このようにして、ｐの現在の測定値は、測定値に関係する有限の数の関数である。式（５）において、ｐ^（ｎ）（若しくはｐ^（ｎ−１），ｐ^（ｎ−２），等）に対してｐ^（ｎ＋１）の明確な依存性がない。

オープンループトラッキング状況では、ｐ^（ｎ），ｐ^（ｎ−１）若しくはｐ^（ｎ−２）のような以前の測定値は、式（２）の形式以外の形式で次の測定値の算出に影響するように使用される可能性がある。代表的には、以前の測定値は、その中で引き続きの測定が行われる束縛された領域、すなわち“ウィンドウ”を与えるために使用される。現在のウィンドウの中心の位置及び／若しくはウィンドウの幅は、代表的には以前の１の測定値若しくは複数の測定値の関数として調節される。

多くのオープンループ測定値は、測定値の精度を改善するために統合される可能性がある。例えば、連続したオープンループ測定値を一緒に平均化するオペレーション、若しくはそのような測定値のメジアンを生成すること、若しくは測定値をあるタイプのカーブにフィッティングさせること（例えば、直線フィット）、等は、改善された測定値を得るために実施される可能性がある。カーブフィッティングプロセスにおいて、ノイズ及び干渉は、フィルタして取り除くことができるが、受信した信号の急速な変化は、依然として追随できる。

一般に、ＧＰＳ受信機は、２つの動作モードを有する、すなわち、（１）捕捉モード、及び（２）トラッキングモードである。捕捉モードでは、ＧＰＳ受信機は、ＧＰＳ信号の存在を検出するために及びそれに粗く同期させるために、ローカルに発生された参照ＰＮ信号のチップレベルを受信した信号に粗く関係を調整しようとする。トラッキングモードでは、ＧＰＳ受信機は、参照ＰＮ信号をＧＰＳ信号に正確に同期させようとし、その結果、信号間のタイミング差は、１チップ期間よりはるかに小さい。

捕捉モードでは、ローカルに発生されたＰＮチップの名目上のレートは、入ってくるＰＮチップの名目上のレートからわずかに異なるように設定される。その結果、参照コードは、受信した信号に対して相対的に“スライド”する。相関プロセスは、２つの信号を互いに比較する。２つが１チップ内に関係を調整されている場合、大きな相関出力が結果として生じる。これが、受信機がトラッキングモードに入ることを生じさせる。トラッキングモードでは、ローカルに発生されたＰＮチップは、入ってくるＰＮチップのレートに設定される。多くの場合、捕捉は、複数の回路を使用することによって促進され、相関オペレーションを並行して実施する。

図２は、従来技術の１実施形態にしたがったクローズドループ擬似ノイズトラッキング方法の簡略化したブロック図を示す。図２において、ＰＮディスクリミネータ５２０は、ＧＰＳ信号から得られたベースバンド入力５２２中の参照ＰＮシーケンスをローカルＰＮ参照値発生器５２４によって発生された参照ＰＮシーケンスと比較する。ＰＮディスクリミネータ５２０は、相関インディケータ発生器５３１及び５３２を包含する。相関インディケータ発生器は、代表的にはシリアルコリレータである。コリレータは、２つの入力ＰＮシーケンスが近くに調整されているほど、大きな出力をコリレータが発生するように構成される。このようにして、コリレータの出力は、２つの入力シーケンスがどれだけ近くに調整されているかのインディケータである。減算器５３５の結果は、ライン５３８の遅延した参照ＰＮシーケンスが、ライン５３７の参照ＰＮシーケンスより、ベースバンド入力中のＰＮシーケンスとより良く調整されているか否かを指示する。減算器５３５からの訂正信号は、参照ＰＮシーケンスのタイミングを調整し、その結果、両方のインディケータ発生器は、同じ出力を生成する。ライン５３７及び５３８両者のＰＮシーケンスがベースバンド入力中のＰＮシーケンスと同等に良く調整されテいる場合、受信したＰＮシーケンスのエポック(epoch)は、ライン５３７及び５３８のＰＮシーケンスのエポックの中間にある。

減算回路５３５は、符号を付けられた数である訂正信号を生成する。この数の符号は、ＰＮ参照値がより良いアライメントに対して調節されるべき方向（早く若しくは遅く）を指示する。この差異の大きさは、ミスアライメントの現在の程度に比例する。

図３は、従来技術の１実施形態にしたがった詳細なクローズドループ擬似ノイズトラッキング方法を示す。図３において、ライン４０１のベースバンド入力は、インフェーズ（Ｉ）及びカドラチャ（Ｑ）成分を包含する。これは、代表的にはＩ／Ｑダウンコンバータによって入力信号から変換される。代表的には、ライン４０１の信号は、図４に図示されたような波形４３０を有する。オシレータ４１９は、ライン４２１からフィードバックされた訂正信号によって制御され、ローカル発生器４０３によって発生されたＰＮシーケンスをライン４０１のベースバンド入力中のＰＮシーケンスと関係を調整する。基本エラー信号は、ＰＮディスクリミネータ４０２によって発生される。ＰＮディスクリミネータ４０２は、２つのシリアルコリレータ及び１つの減算器４１７を具備する。シリアルコリレータのそれぞれは、掛け算、積算、及び非線形検出オペレーションを実施し、相関出力を発生する。図４に図示された波形４３１を持つと、ライン４２５のアーリー（Ｅ）信号は、乗算器４０４、アキュムレータ４０７及び非線形検出器４１０を具備する第１のコリレータに送信され、アーリー相関出力を発生する。ライン４２８において、遅延オペレータ４１３及び４１４からの出力としてのレイト（Ｌ）信号は、乗算器４０５、アキュムレータ４０８及び非線形検出器４１１を具備する第２のコリレータに送信され、レイタ相関出力を発生する。このレイタ信号は、図４に示された波形４３３を有する。これは、遅延オペレータ４１３及び４１４のそれぞれが遅延ｔ_ｄを生じることを図示する。このゆえ、図４に示された波形４３２を有するライン４２６のパンクチャル信号のエポックは、アーリー及びレイタ信号のエポックの中間にある。レイタ出力は、減算器４１７によってアーリー出力から引き算され、基本エラー信号を生成する。基本エラー信号は、アキュムレータ４１８及びループフィルタ４１５によってさらにフィルタされる。

代表的には、非線形検出器４１０及び４１１は、強度若しくは強度の二乗演算を実施し、アキュムレータ４０７及び４０８は、複数のＰＮフレーム期間に等しい時間の期間にわたって累積する。アキュムレータ４１８は、ループフィルタ４１５に与えられたデータレートを減少し、ループフィルタ４１５がマイクロプロセッサによって実行される場合に代表的に採用される。

入ってくる信号がアーリー信号に近く調整される場合、アーリー出力は、レイト出力よりはるかに大きい。これゆえに、アーリー出力マイナスレイト出力は、正であり、正の訂正信号は、オシレータ４１９の周波数を増加する。したがって、参照値発生器にオシレータによって与えられたクロックエポックは、時間において早くなる、すなわち、全ての波形４３１，４３２，４３３が図４の左へ移動し、レイト出力を入ってくる信号により近づけて調整する。入ってくる信号がアーリー信号よりレイト信号とより近く調整されている場合は、反対のことが起きる。このようにして、アーリー及びレイト信号の両者が、入ってくる信号と同等に良く調整される場合に、すなわち、入ってくる信号のエポックは、パンクチャル信号のそれと同じであり、アーリー及びレイト信号のそれの中間である場合に、ループは、平衡に達する。代表的には、トラッキングが維持されるためには、パンクチャル信号のエポックは、入力信号のエポックに近く（例えば、ほぼ１チップ以内に）なければならない。

ループが平衡に達した時に、入ってくる信号は、図３のライン４２６のパンクチャル信号に関係を調整される。ライン４２７のパンクチャル出力は、デスプレッドされた信号、すなわち、擬似ノイズが除去されたベースバンド信号を包含する。パンクチャル出力は、主に天体暦データの修正のためのものである。天体暦データは、ＧＰＳ信号（式（１）のＢＰＳＫデータｄ）上で変調される。オシレータ４１９の位相及びＰＮ参照値発生器４０３のコード位置（すなわちコード位相）は、しばしば統合され、入ってくる信号の到着の時間（シュードレンジ(pseudorange)）の測定値を生成する。

図５は、本発明の１実施形態にしたがったオープンループトラッキング方法のブロック図を示す。ここで、信号差コンティファイア５６０は、受信した信号５６２のパラメータとローカル参照信号５６４との間のパラメータの差異を定量化し、受信した信号のパラメータの測定値を決定する。このようにして、パラメータの測定値は、ローカル参照信号を受信した信号のパラメータと同じものを有するように調整する必要性なしに獲得できる。

図６は、本発明の１実施形態にしたがったオープンループ擬似ノイズトラッキング方法の簡略化したブロック図を示す。発生器５７４によって発生された参照ＰＮシーケンスは、遅延オペレータ５９２，５９３，．．．，５９９のセットによって遅延され、参照シーケンスのセットを生成する。参照シーケンスのそれぞれは、異なるエポックに対応する。参照シーケンスのこのセットは、相関インディケータ発生器５８１，５８２，５８３，．．．，５８９のセットによってベースバンド入力５７２中のＰＮシーケンスと比較され、インディケータのセットを発生する。インディケータのそれぞれは、数値であり、対応する遅延した参照ＰＮシーケンスがベースバンド入力中のＰＮシーケンスとどれだけ良く関係が調整されているかを示す。このようにして、インディケータのそれぞれは、対応する遅延した参照シーケンスのエポックが受信した信号中のＰＮシーケンスのエポックであることの可能性、若しくは見込みのインディケータとして見られる可能性がある。ピークロケータ５８０は、内挿スキームを使用し、参照ＰＮシーケンスをベースバンド入力中のＰＮシーケンスと同期させるために必要な遅延の量を正確に決定する。このようにして、到着の時間は、参照シーケンスを入ってくる信号と繰り返して同期させる必要性なしにコリレータインディケータのセットの測定値から決定される。サーボ方法は必要でない。

図６を見るための他の方法は、参照値ＰＮ発生器から所定のコリレータインディケータへの全遅延がＰＮ参照値と入力信号との間の時間オフセットに比例するということである。このようにして、この全遅延は、ローカル時間に関連する入力信号の到着の時間の仮説を立てられた値を表す。このようにして、オープンループ手順は、入力信号パラメータがいくつかの仮説を立てられた、若しくは予め決められた値の１つであることのテストのセットを実施する。それは、その後、このパラメータがこれらの予め決められた値に等しい数値のセット、すなわち“インディケータ”を与える。インディケータは、一致の可能性、若しくは見込みとして説明されることができる。これらのインディケータの値に基づいて、５８０にあるような内挿手順を実施することができ、パラメータの測定値をさらに精密にすることができる。

図７は、相関インディケータの内挿を図示する。位置４５０から４５８の縦線は、９つの相関オペレーションの出力の強度を表す。連続したコリレータ出力のＰＮエポックは、１／２チップだけ互いにずれる。点線は、複数のコリレータによって与えられたインディケータの値の間の内挿を表し、“Ｘ”は、内挿スキームを使用して見つけられたピークの位置を指示する。内挿スキームがありふれたものでないことを理解するであろう。そこでは、ピークを見つけることは、最大値を有する相関インディケータを選び出すことを単純に減少させることができる。

図８は、本発明の１実施形態にしたがった詳細なオープンループ擬似ノイズトラッキング方法を示す。遅延オペレータ１０８，１０９，．．．，１１０は、図６の遅延オペレータ５９２，５９３，．．．，５９９に対応し、コリレータ１１１，１１２，１１３，．．．，１１４は、図６の相関インディケータ発生器５８１，５８２，５８３，．．．，５８９に対応することが分かる。ピーク検出器及び時間インターポレータ１１５は、ピークロケータ５８０に対応する。相関インディケータ発生器の翻訳を実行するコリレータ１１１は、乗算器１０５，アキュムレータ１０６，非線形検出器１０７、及びアキュムレータ１２０を具備する。一般に、他のコリレータ（例えば、コリレータ１１３）は、コリレータ１１１の構造と同じ構造を有する。

ピーク検出器及び時間インターポレータ１１５から時間情報を受信した後で、マイクロプロセッサ１１６は、オシレータ１０２をオプションでチューンアップすることができ、その結果、ベースバンド入力中のＰＮシーケンスは、参照ＰＮシーケンスの１つと近く同期される。ライン１１７におけるそのようなフィードバックが、クローズドループオペレーションの一部として見られる可能性があるけれども、正確な測定は、そのような情報がオシレータのタイミングを調整するためにライン１１７上へフィードバックされる前になされるので、このフィードバックは、シュードレンジの正確な測定のために必要でない。図８の方法は、捕捉モードにおいても使用できる。１１５のいくつかの若しくは全てのオペレーションは、マイクロプロセッサ１１６によって実施される可能性がある。

ピーク検出器及び時間インターポレータ１１５からの出力は、１つの人工衛星からの１つのＧＰＳ信号に対する到着の時間を表す。回路１０１−１１５は、この信号を処理するために割り当てられた１つの“チャネル”として考慮されることができる。他のＧＰＳ信号に割り当てられた他のチャネル（代表的に８から１２チャネル）からの入力は、受信機の位置の測定値を決定するためにマイクロプロセッサ１１６に同時に与えられる可能性がある。通常は、少なくとも３のＧＰＳ衛星から到着の時間の同時の測定値が、２次元の位置を決定するために必要である（４つの信号が３次元位置決定のために必要である）。

本発明にしたがったオープンループトラッキング方法を使用して見つけられた、受信機の位置の連続的な測定値は、種々の平均化若しくはトラッキングアルゴリズムを使用して統合されることができ、時間の関数として改善された位置測定値を得る。最小二乗法（ＬＭＳ）フィルタリング及びカルマンフィルタリング（ＬＭＳフィルタリングの１形式）を含む、多くのアルゴリズムは、連続する測定値を統合するために使用できる。受信した信号が非常に弱い場合、極めて不十分であると見られる測定値を切り捨てることができるメディアンフィルタリングタイプのアルゴリズムのような、他のアルゴリズムが、より適している可能性がある。

位置推定データの組み合わせは、位置ドメイン中での平均化として呼ばれる。より良い成果は、連続するタイムピリオドからの到着の時間（ＴＯＡ）、すなわちシュードレンジ測定値自身を統合することによって可能である。これは、測定ドメインにおける平均化と呼ばれる。位置は、その後、異なるＧＰＳ信号及び多数の時間の両者から算出されるシュードレンジを統合することによって計算される。ＬＭＳ及びカルマンフィルタリングアルゴリズムのような、各種の良く知られたアルゴリズムが、測定ドメイン中の平均化に使用できる。

ある場合において、以前の測定値からパラメータの現在の値の予測は、現在の測定値が非常に貧弱である若しくはスプリアス(spurious)であることを指す可能性がある。この場合には、現在の測定値は、そのような予測に好ましいように削除されることができる。このようにして、測定値のセットを統合することが、以前の測定値に好ましいように現在の測定値を削除することのオペレーションを含む可能性があることが理解される。

図９は、従来技術の１実施形態にしたがったクローズドループトキャリアラッキング方法のブロック図を示す。図９では、キャリアディスクリミネータ５５０は、受信した信号５４２をオシレータ５４４により発生された参照信号と比較する。キャリアディスクリミネータ５５０は、位相ディスクリミネータ５５１及び周波数ディスクリミネータ５５２を具備する。位相ディスクリミネータ５５１は、訂正信号を発生し、受信した信号とローカルキャリア信号との間の位相差を減少する。同様に、周波数ディスクリミネータ５５２は、訂正信号を発生し、受信した信号とローカルキャリア信号との間の周波数差を減少する。周波数は、位相の時間派生物であるので、位相ディスクリミネータ及び周波数ディスクリミネータからの訂正信号は、統合されことができ、ローカルキャリア信号を発生するためにオシレータ５４４を調整する。ローカルキャリア信号は、受信した信号と同じ位相及び周波数を有する。

図１０は、従来技術の１実施形態にしたがった詳細なクローズドループトキャリアラッキング方法を示す。図１０の方法にしたがったキャリアトラッキング回路は、図３の方法にしたがったＰＮトラッキング回路と代表的に統合される。代表的には、図１０のライン４０１上の信号は、ＰＮシーケンスをトラッキングするために図３のライン４０１の中へベースバンド入力として送信され、そして、図３のライン４２７上のパンクチャル出力は、キャリア訂正信号を発生するために図１０のライン４２７の中へ送信される。

図１０のライン４０１上のベースバンド入力を与えるために、ライン２００上で受信された中間周波数（Ｉ／Ｆ）信号は、アナログ−ディジタル（Ａ／Ｄ）コンバータ２０１によってディジタル化され、Ｉ／Ｑコンバータを通して渡される。Ｉ／Ｑコンバータは、乗算器２０３と２０４及びローパスフィルタ２０５と２０６を具備する。位相ロックループ（ＰＬＬ）ディスクリミネータ２１１及び自動周波数制御（ＡＦＣ）ディスクリミネータ２２０は、ライン４２７上のパンクチャル出力を使用し、キャリア訂正信号を発生する。パンクチャル出力は、ベースバンド入力のデスプレッドされた信号である。訂正信号がライン２２７上の信号に統合され、式（１）のキャリア項ｃｏｓ［２πｆ_０（ｔ−τ）＋θ_ｔ］を正確に複製するためにキャリアローカルオシレータ２１０を調整する前に、ループフィルタ２１４と２２６は、訂正信号のレートと振幅を調整する。

オシレータ２１０が項ｃｏｓ［２πｆ_０（ｔ−τ）＋θ_ｔ］を正確に複製するために調整される場合、ライン２０７上のＩベースバンド信号は、ＧＰＳベースバンド信号を包含し、そしてライン２０８上のＱベースバンド信号は、いずれのＧＰＳベースバンド信号を包含しない。位相ディスクリミネータ５５１に対応して、ＰＬＬディスクリミネータ２１１は、ライン２０２上の受信した信号のキャリアとオシレータ２１０の出力との瞬間的な位相差を測定する。周波数ディスクリミネータ５５２に対応して、ＡＦＣディスクリミネータ２２３は、瞬間的な周波数差を測定する。

ＧＰＳ受信機のいくつかのインプレメンテーションは、ＰＬＬディスクリミネータだけを利用し、他のものは、ＡＦＣディスクリミネータだけを利用し、そして他のものは、同時に若しくは時間の異なった瞬間においてのいずれかで、両者の組み合わせを使用する。ＰＬＬディスクリミネータを利用するフィードバックループは、典型的には、ＡＦＣディスクリミネータを使用するものよりも感度が高い。しかしながら、ＰＬＬディスクリミネータに基づいたループは、プラットフォームダイナミックス(platform dynamics)により生じたトランジェント(transient)にもっと感じやすい。これゆえ、最適アプローチの選択は、信号強度及びダイナミックスに依存する。多くの受信機が、両者のタイプのディスクリミネータを利用し、変化している信号状態にその使用を適合する。

図１０にあるようなクローズキャリアトラッキングドループは、信号が余りにも弱くなっていく場合若しくはキャリア位相パラメータが余りにも早く変化する場合、上手く実施しない。これらの場合には、ディスクリミネータが１８０°の倍数である位相エラーを認識できないので、１８０°のエラーが、しばしば結果として生じる。これらのタイプのエラーは、“サイクルスリップ(cycle slips)”と呼ばれ、信号状態が悪い場合には、クローズキャリアトラッキングドループでは普通である。

本発明のいくつかの実施形態は、キャリアの周波数及び／若しくは位相を測定するためにオープンキャリアトラッキングループを使用しようとする。ライン４２７上のパンクチャル出力によって代表的に与えられる、デスプレッド信号は、解析され、受信した信号の周波数及び位相に同じ周波数及び同じ位相の参照キャリアを発生する必要性なしに測定値を得る。そのようにして、クローズドループトラッキングシステムの悪い効果は、回避できる。様々な方法が、そのようなオープンループ周波数／位相測定に関して開示され、（Ａ）周波数ダブラに基づいた方法、（Ｂ）周波数ディスクリミネータに基づいた方法、（Ｃ）ブロック位相推定器に基づいた方法、及び（Ｄ）チャネライズドフィルタに基づいた方法を含む。これらは、これから説明される。

本発明にしたがった、オープンループキャリア周波数トラッキングモードは、ＰＮトラッキング回路からのデスプレッドされた信号からキャリア周波数を直接測定する。擬似ノイズがベースバンド入力から除去された後で、パンクチャル出力中のデスプレッドされた信号は、次の形式である：
ｓ_１（ｔ）＝Ａｄ（ｔ−τ）ｅｘｐ（ｊ２πｆ_ｅｔ＋ｊθ_ｔ） （６）
ここで、周波数ｆ_ｅは、図１０のミキサ２０３と２０４及びローパスフィルタ２０５と２０６によって典型的に実施されたドップラー除去オペレーションの後のデスプレッドされた信号の残存キャリア周波数である。簡略化のために、式（１）の項−２πｆ_０τに対応する一定の位相項は、θ_ｔに取り込まれる。

図１１は、本発明の１実施形態にしたがった、周波数ダブラに基づいた、オープンループキャリア周波数測定方法を示す。パンクチャル出力信号は、オペレーション３０１において二乗される、これは、変調されていないサインカーブにほぼ近い信号を生成する：
ｓ_２（ｔ）＝Ａ^２ｅｘｐ（ｊ４πｆ_ｅｔ＋ｊ２θ_ｔ） （７）
なぜならば、ｄ^２＝１である。このサインカーブの信号のＭサンプルは、オペレーション３０２において集められ、オペレーション３０３において、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）方法若しくは離散フーリエ変換（ＤＦＴ）方法によって解析され、スペクトルの出力を生成する。オペレーション３０４は、スペクトルの出力のピークを見出す。これは、式（７）の信号の周波数及び位相、すなわち２ｆ_ｅ及び２θ_ｔ、に対応する。このようにして、２分割されたオペレーションは、周波数ｆ_ｅ及び位相θ_ｔを生成することが必要である。測定の精度が高ければ、このアプローチが算出としては強いものであり、図１４の方法のような、他の方法よりわずかに感度が低い。

図１２は、本発明の１実施形態にしたがった、周波数ディスクリミネータに基づいた、他のオープンループキャリア周波数測定方法を示す。周波数ディスクリミネータは、遅延オペレータ３０５、共役オペレータ３０６及び乗算器３０７を具備する。入力は、ＢＰＳＫデータビット期間Ｔｄあたり２サンプルであるレートでパンクチャル出力からサンプルされると仮定すると、乗算器３０７は、データレートに等しいレートで（すなわち、５０ボーで）出力を生成する。例えば、同じビット期間の中でそれが生じると、乗算器３０７は、次式を生成する、
ｓ_３（ｔ）＝Ａ^２ｅｘｐ（ｊ２πｆ_ｅＴ_ｄ／２＋ｊ（θ_ｔ−θ_{ｔ−Ｔｄ／２}）） （８）
なぜならば、ｄ（ｔ−τ）ｄ（ｔ−τ−Ｔ_ｄ／２）＝１である。残存位相変調が無視できる、すなわち、（θ_ｔ−θ_{ｔ−Ｔｄ／２}）＝０であると仮定すると、ｓ_３（ｔ）の位相角は、残存キャリア周波数に比例する。このようにして、ｆ_ｅは、ｓ_３（ｔ）の位相角をπＴ_ｄで割ることによって得ることができる。３０８の平均化プロセスは、信号対ノイズ比を改善するために使用される。

周波数ディスクリミネータに基づいたループは、ほどほどに感度があり、実行するのにきわめて単純である。しかし、図１１に示されたような周波数ダブラに基づいたループのように正確ではない。

パンクチャル出力からサンプルされた入力がＢＰＳＫデータレートの２倍、例えば１ｋＨｚ以外の異なるレートで生じるところでは、同じオペレーションを実施することも、可能である。パンクチャル出力からサンプルされた入力が、オペレーション３０５によって生じた１サンプル遅延がＴ_ｃであるようなレートで生じる場合、残存キャリア周波数ｆ_ｅは、位相角をπＴ_ｃで割ることによって得ることができる。しかしながら、パンクチャルサンプルあたりの積分時間が減少する場合、パンクチャルサンプルあたりの信号対ノイズ比（ＳＮＲ）が減少するので、感度は減少する。共役オペレータ３０６は、ライン３５１上の信号の代わりにライン３５２上の信号に適用できることが理解できる。しかも、多様な他の乗算構造が、３０７の４つの四分円乗算器に置き換えて使用することができる。

図１３は、本発明の１実施形態にしたがった、ブロック位相推定器に基づいた、他のオープンループキャリア周波数測定方法を示す。３１０のオペレーションは、パンクチャル出力を二乗し、式（７）の信号を生成する。時間ｔ_０に中心をおいて長さＤの間隔にわたるこの信号の平均、すなわち、
（ｔ_０−Ｄ／２，ｔ_０＋Ｄ／２）は、
ｓ_４（ｔ）＝Ａ^２ｅｘｐ（ｊ４πｆ_ｅｔ_０＋ｊ２θ_ｔ０）ｓｉｎｃ（２ｆ_ｅＤ） （９）
ここで、ｓｉｎｃ（ｘ）＝［ｓｉｎ（πｘ）］／（πｘ）、そして、θ_ｔは範囲（ｔ_０−Ｄ／２，ｔ_０＋Ｄ／２）にわたり、無視できるほどしか変化しないと仮定する。オペレーション３１２は、ｓ_４の半分の角度、すなわち、２πｆ_ｅｔ_０＋θ_ｔ０を測定する。これは、時間ｔ_０において測定された（６）の位相角と同じであることに注意する。θ_ｔが一定でない場合、θ_ｔがこの間隔にわたって余り早く変化しない限り、このプロセスは、間隔Ｄにわたって２πｆ_ｅｔ_０＋θ_ｔの平均の良い推定値を生成する。３１１の平均化プロセスは、信号対ノイズ比を改善するために使用される。

ｓ_４の位相角、いわゆるφ_ｔ、は、範囲［０，２π］にあるので、３１２によって生成された半分の角度、いわゆるη_ｔ、は、実際には不明瞭である、すなわち、それは１／２φ_ｔ＋ｎπに等しい。ここでｎは、０若しくは１の可能性がある。このようにして、時間の関数として位相角を決定することにおいて不明瞭さがある。この不明瞭さは、φ_ｔの軌跡をトラッキングすることによって解決される可能性がある。φ_ｔが正方向に０度を通過する場合、量πは、位相角η_ｔに加えられる。そして、φ_ｔが負方向に０度を通過する場合、量πは、位相角から引かれる。オペレーション３１３は、このオペレーションを実行する、これは、“セクタトラッキング”と呼ばれる。

図１３の方法にいくつかの変形がある。オペレーション３１０は、信号Ａ^ｒｅｘｐ（ｊ４πｆ_ｅｔ＋ｊ２θ_ｔ），ｒ≧０を生成するために信号の振幅部分に関する非線形性を有する可能性がある。一般的なアプローチは、同じままで残る。例えば、図１３の二乗オペレーションの代わりに、信号サンプルは、振幅及び位相要素を構成する極座標表示に変換されることができる。あるものは、結果としての位相要素、２π法として、を２倍にし、信号の位相部分を効果的に二乗する。振幅項は、同じに保たれる可能性があり、若しくは小さなべき乗（例えば、０と２の間）にされる可能性がある。信号は、その後、直交座標系に変換して戻される可能性があり、引き続く平均化を容易にする。

上記のプロセスは、位相角２πｆ_ｅｔ_０＋θ_ｔ０の推定値を与える。そのような測定を継続させることは、周波数ｆ_ｅが確実にされる可能性がある。例えば、もう１つの測定が時間ｔ_１において行われれば、位相角２πｆ_ｅｔ_１＋θ_ｔ１を得るはずである。θ_ｔがｔ_０からｔ_１で少ししか変化しなければ、これらの位相角の差は、２πｆｅ（ｔ_１−ｔ_０）になると見られ、そして（ｔ_１−ｔ_０）が既知であるので、量ｆ_ｅは、容易に計算される。

図１４は、本発明の１実施形態にしたがった、チャネライズドフィルタに基づいた、他のオープンループキャリア周波数測定方法を示す。ローカルオシレータ（ＬＯ）３１４は、周波数チャネライザのセットに与えられた異なる周波数（すなわち、ｆ_１，ｆ_２，．．．，ｆ_Ｍ）の参照キャリア周波数のセットを発生する。各チャネライザは、チャネライザに与えられたＬＯの周波数とパンクチャル出力中の信号のキャリア周波数との間の一致の程度を定量化する出力を生成する。例えば、乗算器３１５、アキュムレータ３３１、非線形検出器３３２、及びアキュムレータ３３３を具備する周波数チャネライザ３１９は、ｆ_１とパンクチャル出力信号のキャリア周波数との間の一致の程度を測定する。最大出力を与えるチャネルの周波数は、パンクチャル出力信号のキャリア周波数の粗い推定値である。ピークファインダ３２２は、チャネライザ３１９，３２０，３２１，．．．，３３０の出力を内挿し、パンクチャル出力信号の周波数のより正確な測定値を算出する。多くの場合で、算出された測定値は、粗い推定値（すなわち、最大出力を与えるチャネルの周波数）より１０倍正確である。いくつかの場合には、各検出器からの１つの出力は、十分であり、そして、検出器の後のアキュムレータ（例えば、アキュムレータ３３３）の機能は、不活性化されることができる。

一旦、式（１）の信号のＰＮ成分が除去されると、パンクチャル信号は、式（６）の形式になる（すなわち、Ａｄ（ｔ−τ）ｅｘｐ（ｊ２πｆ_ｅｔ＋ｊθ_ｔ））。この信号は、乗算器３１５によってローカル参照信号ｅｘｐ（−ｊ２πｆ_ｍｔ）と掛け算され、次の信号を生成する
ｓ_５（ｔ）＝Ａｄ（ｔ−τ）ｅｘｐ（ｊ２π（ｆ_ｅ−ｆ_ｍ）ｔ＋ｊθ_ｔ）
＝Ａｄ（ｔ−τ）ｅｘｐ（ｊ２πｔδ＋ｊθ_ｔ） （１０）
ここで、δ＝ｆ_ｅ−ｆ_ｍである。アキュムレータ３３１が時間Ｔの期間、これはビット期間より小さい若しくは等しい（しかし、ビット境界を横切らない）、にわたって合計するのであれば、非線形検出器３３２の出力は、次式の積分で近似できる

ここで、θ_ｔは、一定である（若しくは、時間とともにゆっくりと変化する）と仮定される。この関数は、δ＝０の時、すなわち、ｆ_ｍ＝ｆ_ｅの時、最大になる。

チャネライザは、チャネライザ（例えば、ｆ_１，ｆ_２，．．．）の周波数の異なる値に対応するδの異なる値に関する式（１１）の関数の出力のサンプルを生成する。式（１１）の関数のこれらのサンプルが十分に近い周波数（例えば、０．５／Ｔ以内）である場合、これらのサンプルは、内挿手順において使用することができ、式（１１）の関数のピークの位置を推定する、これは、ノイズがない場合にｆ_ｍ＝ｆ_ｅに位置する。これらのサンプルが０．５／Ｔよりもさらに広い間隔である場合でさえも、関数の形式が既知であるので、式（１１）の関数において内挿を実施することは可能である。そのような内挿を実施する方法は、スプライン(spline)（若しくは他のタイプの多項式）を使用するカーブフィットにおいて３若しくはそれ以上のチャネライザ出力を利用することである。式（１１）の関数の特定の性質に起因して、２つだけのそのようなチャネライザからの出力を使用して最終的な内挿を実施することが可能である。しかしながら、２より多いチャネライザは、どの２つのチャネライザがピークの位置をまたいでいるかを最初に決定するために必要である。一旦、これが決められると、これらの２つのチャネライザ出力は、最終的な内挿プロセスにおいて使用されることができ、ｆ_ｅを決定するためにピークの位置を算出する。このようにして、全体を考慮して、そのような内挿アルゴリズムは、少なくとも３のチャネライザを必要とする。

チャネライズされたアプローチは、非常に感度が高いが、周波数ダブラ及びスペクトル解析アプローチほど正確ではない。しかしながら、特にチャネルの数が少ない場合には、実行することが簡単である。

図１４では、各チャネライザ（例えば、チャネライザ３１９）は、相関インディケータ発生器として見られることができる。例えば、パンクチャル出力は、乗算器３１５、アキュムレータ３３１、非線形検出器３３２、及びアキュムレータ３３３に供給される。アキュムレータ３３３の出力は、相関オペレーションの出力として見られる。これらのプロセシングステップは、図８においてブロック：乗算器１０５、アキュムレータ１０６、非線形検出器１０７、及びアキュムレータ１２０によって実施された相関オペレーションと同じである。周波数チャネライザを見る他の方法は、スペクトルアナライザとしてであるが、図１１の周波数ダブラの非線形性に勝ることはない。チャネライザの各チャネルは、ＬＯ発生器３１４によって与えられた周波数に対応する別々のスペクトル成分を生成することとして見られる可能性がある。強度及び３３２の二乗オペレーションは、スペクトルアナライザにおいて代表的に使用される。３３３の検出後の積分は、個々のスペクトル線に関連したエネルギーの改善された推定値を与えるために使用される。３３１に関連した積分時間は、データビット期間の時間に典型的に制限されるので、チャネライザアプローチの周波数精度は、図１１の二乗法及びスペクトル解析の精度より典型的にはるかに低い。ＦＦＴ若しくはＤＦＴアルゴリズムを利用してＬＯ発生３１４、及び図１４のチャネライザそれぞれの初期の掛け算及び合計の機能を実施することが可能である。

図１１−１４の種々の方法は、キャリア位相及び／若しくは周波数を推定するために使用できる。連続する推定値は、ＧＰＳ信号に対するトラッキング手順において利用される可能性がある。ＧＰＳ信号は、そのような信号の継続的なプロセシングを促進する。代表的には、周波数の以前の推定値は、パラメータ推定ウィンドウが全体のトラッキング手順の一部として実施された追加の推定値に対して使用されることを調整するために使用される。調整は、代表的にウィンドウ中心の調整及び／若しくはウィンドウ幅の調整の形式をとる。引き続く周波数推定オペレーションは、その後、ウィンドウを利用し、有効な周波数推定値に関する検索の許容できる範囲を束縛する。あるいは、ウィンドウは、測定値を受け入れる若しくは捨てることのいずれかをするために少なくとも１の有効性基準として使用される可能性がある。そのようなウィンドウの使用は、必要な算出を削減し、同様に誤った回答の発生を削減することを促進する。最大のウィンドウ調整は、代表的に物理的な原理により決められた以前の知識に基づいている。その結果、特定のパラメータは、１つの測定時間から次までに規定された量より多くは変化できない。

図１１−１４のブロック図は、ハードウェアのインプリメンテーションを示す可能性があるが、特に、良い信号プロセシング能力を有するマイクロプロセッサを採用する場合、ソフトウェアに基づいたアプローチを使用するこれらのいずれかの方法の少なくとも一部を多くの場合実際的に実行することは、価値を認めるはずである。

種々の方法（例えば、マッチトフィルタ、高速フーリエ変換、高速コンボリューション方法、等）は、上述したような相関インディケータを生成するために使用できる。いくつかのＧＰＳ信号プロセッサは、シリアルコリレータよりむしろマッチトフィルタを利用して、ＰＮ捕捉及びデスプレッディングオペレーションを実施する。そのようなマッチトフィルタは、シリアルコリレータのセットによって生成されるはずの値と実質的に同一の値を、出力として定期的に生成する。特に、シリアルコリレータの代わりにマッチトフィルタを使用してアーリー、レイト及びパンクチャル相関出力を生成することが可能である。これゆえに、これまでの議論は、マッチトフィルタがシリアルコリレータの代わりに利用される状況に適用する。付け加えると、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）、若しくは他の高速コンボリューション方法（例えば、米国特許番号５，６６３，７３４号に説明されたもの）を使用するマッチトフィルタリングオペレーションを実施することが可能である。本発明は、マッチトフィルタリングのこれらの代わりの方法が、相関インディケータを生成するために採用される状況に同等に上手く適用する。

本発明の１実施形態にしたがって、図１５は、受信機の位置を決定するために人工衛星ポジショニングシステム信号をオープンループトラッキングするためのフローチャートを示す。ＧＰＳ信号が、オペレーション６０２において複数のＧＰＳ衛星の１つから受信された後で、相関インディケータのセットは、ＧＰＳ信号のパラメータ（例えば、到着の時間若しくはキャリア周波数）の所定の値のセットに対してオペレーション６０４において発生されることが可能である。インディケータのセットの内挿から、測定値は、オペレーション６０６において得られる。オプションとして、測定ドメインの平均化は、オペレーション６０８において実施されることが可能であり、ＧＰＳ信号に関するその測定値を以前の測定値と統合して統合された測定値にする。最小二乗フィルタリング、カルマン、フィルタリング、メディアンフィルタリングのような、種々の方法が、測定値を統合するために使用できる。オペレーション６０２−６０８は、複数のＧＰＳ衛星のそれぞれからのＧＰＳ信号に対して繰り返される。オペレーション６０２−６０８が、ＧＰＳ衛星のそれぞれに対して連続して若しくは並行して実施できることは、価値を認めるはずである。全ての人工衛星に対するＧＰＳ信号が、オペレーション６１０において決められたように処理される場合、受信機の位置は、オペレーション６１２において、複数のＧＰＳ衛星に対応するＧＰＳ信号に対する個別の若しくは統合された測定値から得られる。オプションとして、位置ドメインの平均化は、オペレーション６１４において実施できる。

本発明のいくつかの実施形態にしたがって、図１６は、オープンループキャリア周波数トラッキングのフローチャートを示す。オペレーション７０２は、ＧＰＳ信号のある部分についてデスプレッディングオペレーションを実施し、デスプレッドされたデータを生成する。デスプレッディングオペレーションは、シリアルコリレータ若しくはマッチトフィルタを使用して実施できる。次に、スペクトル解析が実施されるべきかどうかの決定が７０８においてなされる。スペクトル解析オペレーションが使用されれば、７１０の非線形オペレーションを実施することは、オプションとして採用される可能性がある。例えば、そのような非線形オペレーションは、図１１の周波数ダブラ／スペクトル解析アプローチに対して使用される。図１４のチャネライズドフィルタプローチが、使用されるのであれば（前に述べたように、図１４はスペクトル解析の形式である）、非線形性は、使用されない。スペクトル解析が使用される場合、オペレーション７２２は、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）若しくは高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を使用するスペクトルデータを生成する。スペクトルデータのピーク位置プラスピークの近くのスペクトルデータの強度から、ＧＰＳ信号のキャリア周波数の測定値は、７２４において決定される。最後に、周波数測定値は、オペレーション７３２において使用され、受信機の位置を決定する。

スペクトル解析が判断７０８によって決められたように使用されなければ、非線形オペレーション（例えば、図１２に示されたような、二乗オペレーション、若しくは遅延、共役化及び増倍オペレーション）は、デスプレッドされたデータに常に使用される。次に、平均化オペレーションが、７１２において実施され、平均されたデータを生成する。オペレーション７１２は、信号対ノイズ比を改善するために一般に使用される。平均されたデータの位相角は、オペレーション７１４において算出される。オペレーション７１６において、ＧＰＳ信号のキャリア周波数の測定値は、オペレーション７１４において得られた位相角を使用して算出される。例えば、オペレーション７１２から７１６は、図１２の周波数ディスクリミネータ及び図１３のブロック位相推定器の両者に示される。どちらの周波数測定方法が使用されるかにかかわらず、ブロック７３４のオペレーションは、過去の周波数測定の結果が、周波数測定範囲、すなわちウィンドウを調整するために（おそらく以前の測定値とともに）使用される制御ステップである。このウィンドウは、プロセシングが実行される範囲を束縛するために、若しくは将来の周波数推定が有効であると考えられる範囲を与えるために働くことによって、引き続く周波数測定を実施することにおいて使用される可能性がある。

図１７は、本発明にしたがったオープンループトラッキング方法を実行する受信機のブロック図表記を示す。入力回路８０２は、ＧＳＰアンテナ８１１に接続され、複数の人工衛星からのＧＰＳ信号を受信する。回路８０４は、プロセッサ８０６に接続され、ＧＰＳ信号を捕捉し、トラックし、復調する。本発明の種々の方法は、（ハードウェア、若しくはソフトウェア、若しくはハードウェアとソフトウェアの組み合わせを使用して）８０４及び８０６において実行されることが可能であり、複数の人工衛星からのＧＰＳ信号のパラメータの測定値を算出する。プロセッサ８０６は、これらの測定値を使用して受信機の位置を算出する。オプションの表示装置８０８は、プロセッサ８０６に接続され、受信機の位置を表示する。

図１８は、本発明にしたがったオープンループトラッキング方法を実行する遠隔人工衛星ポジショニングシステムのブロック図表記を示す。遠隔人工衛星ポジショニングシステムは、携帯受信機を具備する。携帯受信機は、本発明の１実施形態における使用に関するＧＰＳ受信機と通信トランシーバを統合する。統合されたモービルユニット９１０は、通信リンクを通して受信した通信信号をプロセシングするために必要な機能と同様に、ＧＰＳ信号をプロセシングするために必要な機能を実施する回路を含む。通信リンク９６０のような通信リンクは、典型的には、通信アンテナ９５１を有する基地局９５２のような、他の構成要素への高周波通信リンクである。

携帯受信機９１０は、統合されたＧＰＳ受信機及び通信受信機とトランスミッタである。受信機９１０は、捕捉及びトラッキング回路９２１を包含するＧＰＳ受信機ステージ及び通信トランシーバセクション９０５を包含する。捕捉及びトラッキング回路９２１は、ＧＰＳアンテナ９０１に接続され、通信トランシーバ９０５は、通信アンテナ９１１に接続される。ＧＰＳ信号は、ＧＰＳアンテナ９０１を介して受信され、種々の受信した人工衛星に関するＰＮコードを捕捉する捕捉及びトラッキング回路９２１に入力される。回路９２１（例えば、相関インディケータ）によって生成されたデータは、トランシーバ９０５による送信のためにプロセッサ９３３によって処理される。通信トランシーバ９０５は、送信／受信スイッチ９３１を包含する。送信／受信スイッチ９３１は、通信信号（代表的にはＲＦ）を通信アンテナ９１１及びトランシーバ９０５へ及びから送信する。いくつかのシステムでは、バンドスプリッティングフィルタ、若しくは“デュプレクサ”、が、Ｔ／Ｒスイッチの代わりに使用される。受信した通信信号は、通信受信機９３２へ入力され、プロセシングするためにプロセッサ９３３へ渡される。プロセッサ９３３から送信されるべき通信信号は、モジュレータ９３４及び周波数コンバータ９３５へ伝達される。パワーアンプ９３６は、基地局９５２への送信に適切なレベルに信号のゲインを増加する。

受信機９１０の統合されたＧＰＳ／通信システムのある実施例では、捕捉及びトラキング回路９２１によって発生されたデータは、基地局９５２へ通信リンク９６０を介して送信される。基地局９５２は、その後、遠隔受信機からのデータ、データが測定された時間、及び自身のＧＰＳ受信機若しくは他のソースから受信された天体暦データに基づいて、受信機９１０の位置を決定する。位置データは、その後、ＧＰＳ受信機９１０若しくは他の遠隔位置へ逆に送信されることが可能である。受信機９１０と基地局９５２との間の通信リンク９６０は、直接リンク若しくはセルラ電話リンクを含む多くの種々の実施形態で実行される可能性がある。通信リンクを利用する携帯受信機に関するさらなる詳細は、共通に譲り受けられた米国特許番号第５，８７４，９１４号（クラスナ(Krasner)）に開示されており、その全体の開示は、ここに引例として取り込まれている。

以前の議論は、オープンループアプローチを使用してコード位相を決定すること及びオープンループアプローチを使用して周波数を決定することに別々に焦点を当てている。２つのアプローチが別々に若しくは一緒に利用される可能性があることは、価値を認めるはずである。例えば、コリレータのセットは、コード位相の範囲と周波数の範囲を（例えば、図１４のチャネライズされたアプローチを使用して）同時にカバーするために割り当てられる可能性がある。あるいは、オープンループ周波数トラッキングアプローチは、コード位相がトラックされ、キャリア周波数の比較的粗い初期推定値で決定された後で実施される可能性がある。そのようなアプローチは、完全なトラッキングオペレーションを始める時間に関する複雑さのトレードオフのはずである。

オープンループキャリアトラッキングは、オープンループ若しくはクローズドループコード位相トラッキングのいずれかの能力を改善するためにも、採用される可能性がある。キャリアトラッキングが、プラットフォームの速度を推定するために有効に使用される可能性があり、それは、順番にＰＮコード位相の変化のレートを推定するために採用される可能性がある。例えば、あるアプローチでは、キャリア周波数トラッキングは、いわゆる“コード−キャリアスムージング”に対して使用される。そこでは、ＰＮコード位相の連続した推定値は、そのパラメータがキャリア周波数推定値によって決定されるあるフィルタの使用を介してフィルタされる。これが上手く作用する理由は、キャリア周波数がＰＮコードのそれよりはるかに早いこと（米国ＧＰＳシステムに関して１５４０倍大きい）であり、これゆえ、キャリアから導出された変化のレートは、ＰＮコードから導出されたものよりはるかに正確である（米国ＧＰＳに関して１５４０倍正確である）。

本発明の方法及び装置が、ＧＰＳ衛星に関して説明されてきたが、この知見は、シュードライト(pseudolite)若しくは人工衛星とシュードライトの組み合わせを利用するポジショニングシステムに同等に適用できることに価値を認める。シュードライトは、地上を基本とする送信機であり、（ＧＰＳ信号と同様な）、代表的にＬ−バンドキャリア信号上で変調され、一般にＧＰＳ時間で同期されたＰＮコードを同報通信する。各送信機は、固有のＰＮコードを割り当てられる可能性があり、遠隔受信機による認識を可能にする。シュードライトは、軌道上の人工衛星からのＧＰＳ信号が利用できない状況、例えば、トンネル、鉱山、ビル、若しくは、他の囲われた地域において、利用価値がある。用語“人工衛星”は、ここでは、シュードライト若しくはシュードライトと同等のものを含むことを意図しており、用語ＧＰＳ信号は、ここでは、シュードライト若しくはシュードライトと同等のものからのＧＰＳに似た信号を含むことを意図している。

これまでの議論において、本発明は、米国グローバルポジショニング衛星（ＧＰＳ）システムに関して説明されてきた。しかしながら、これらの方法は、同様の人工衛星ポジショニングシステム、特に、ロシアングロナス(Russian Glonass)システム及び提案されたヨーロッパガリレオシステムに同等に適用できる。グロナスシステムは、異なる人工衛星からの電波が、異なる擬似ランダムコードを利用することよりはむしろ、わずかに異なるキャリア周波数を利用することによって互いに差別化することにおいて、ＧＰＳシステムから本質的に異なる。この状況において、これまでに述べられた実質的に全ての回路及びアルゴリズムが、適用可能である。ここで使用された用語“ＧＰＳ”は、ロシアングロナスシステムを含む、そのような代わりの人工衛星ポジショニングシステムを含む。

これまでの詳細な説明では、本発明は、それの特定のイグゼンプラリな実施形態に関係して説明されてきた。請求項に述べられたように、本発明の広い精神及び範囲から逸脱しないで、種々の変形がなされる可能性があることは、明らかである。したがって、本明細書及び図面は、制限するセンスというよりはむしろ解説的なセンスであるとみなされる。

図１は、従来技術の１実施形態にしたがったクローズドループトラッキング方法のブロック図を示す。 図２は、従来技術の１実施形態にしたがったクローズドループ擬似ノイズトラッキング方法の簡略化したブロック図を示す。 図３は、従来技術の１実施形態にしたがった詳細なクローズドループ擬似ノイズトラッキング方法を示す。 図４は、図３の種々のプロセシングステージにおける信号の波形を図示する。 図５は、本発明の１実施形態にしたがったオープンループトラッキング方法のブロック図を示す。 図６は、本発明の１実施形態にしたがったオープンループ擬似ノイズトラッキング方法の簡略化したブロック図を示す。 図７は、相関インディケータの内挿を図示する。 図８は、本発明の１実施形態にしたがった詳細なオープンループ擬似ノイズトラッキング方法を示す。 図９は、従来技術の１実施形態にしたがったクローズドループキャリアトラッキング方法のブロック図を示す。 図１０は、従来技術の１実施形態にしたがった詳細なクローズドループキャリアトラッキング方法を示す。 図１１は、本発明の１実施形態にしたがった、周波数ダブラに基づいた、オープンループキャリア周波数測定方法を示す。 図１２は、本発明の１実施形態にしたがった、周波数ディスクリミネータに基づいた、他のオープンループキャリア周波数測定方法を示す。 図１３は、本発明の１実施形態にしたがった、ブロック位相推定器に基づいた、他のオープンループキャリア周波数測定方法を示す。 図１４は、本発明の１実施形態にしたがった、チャネライズドフィルタに基づいた、他のオープンループキャリア周波数測定方法を示す。 図１５は、本発明の１実施形態にしたがった、受信機の位置を決定するために人工衛星ポジショニングシステム信号をオープンループトラッキングするフローチャートを示す。 図１６は、本発明のいくつかの実施形態にしたがったオープンループキャリア周波数トラッキングのフローチャートを示す。 図１７は、本発明にしたがったオープンループトラッキング方法を実行する受信機のブロック図表記を示す。 図１８は、本発明にしたがったオープンループトラッキング方法を実行する遠隔人工衛星ポジショニングシステムのブロック図表記を示す。

符号の説明

１０２…オシレータ，１０５…乗算器，１０６…アキュムレータ，１０７…非線形検出器，１１１…コリレータ，３０５…遅延オペレータ，３０６…共役オペレータ，３０７…乗算器，３１９…周波数チャネライザ，３１５…乗算器，３３１…アキュムレータ，３３２…非線形検出器。

Claims (44)

1. 人工衛星ポジショニングシステム信号をプロセシングする方法であって、その方法は、以下を具備する：
   受信機によって受信された人工衛星ポジショニングシステム信号の一部分をプロセシングすることに基づいて少なくとも３のインディケータのセットを発生することであって、インディケータのそれぞれは、信号のパラメータが所定の値に等しいことの確率の表示であること；及び
   インディケータのセットの内挿からパラメータの測定値を算出すること。
2. 請求項１の方法、ここで、パラメータは、以下の１つである：
   （ａ） 到着の時間、及び
   （ｂ） キャリア周波数。
3. 請求項１の方法、ここで、インディケータの１つは、以下の１つによって発生される：
   （ａ） シリアルコリレーション、
   （ｂ） マッチトフィルタリング、
   （ｃ） 高速フーリエ変換、及び
   （ｄ） 高速コンボリューション。
4. 請求項１の方法であって、以下をさらに具備する：
   測定値を使用して位置を算出すること。
5. 請求項１の方法であって、以下をさらに具備する：
   その測定値及び1若しくはそれ以上の以前の測定値を使用して位置を算出すること。
6. 請求項１の方法であって、以下をさらに具備する：
   その測定値と1若しくはそれ以上の以前の測定値を統合された測定値に統合すること。
7. 請求項６の方法、ここで、統合することは、以下の１つを具備する：
   （ａ） 最小二乗フィルタリング、
   （ｂ） カルマンフィルタリング、及び
   （ｃ） メディアンフィルタリング。
8. 請求項４の方法であって、以下をさらに具備する：
   その位置と1若しくはそれ以上の以前の位置を統合された位置に統合すること。
9. 請求項８の方法、ここで、統合することは、以下の１つを具備する：
   （ａ） 最小二乗フィルタリング、
   （ｂ） カルマンフィルタリング、及び
   （ｃ） メディアンフィルタリング。
10. 人工衛星ポジショニングシステム信号をプロセシングする方法であって、その方法は、以下を具備する：
    受信機によって受信された人工衛星ポジショニングシステム信号の一部分をプロセシングすることに基づいて少なくとも３のインディケータのセットを受信することであって、インディケータのそれぞれは、信号のパラメータが所定の値に等しいことの確率の表示であること；及び
    インディケータのセットの内挿からパラメータの測定値を算出すること。
11. 人工衛星ポジショニングシステム信号をプロセシングする方法であって、その方法は、以下を具備する：
    デスプレッドされたデータを生成するために人工衛星ポジショニングシステム信号の一部分にデスプレッディングオペレーションを実施することと；
    第１のデータを生成するためにデスプレッドされたデータに非線形オペレーションを実施すること；及び
    信号の周波数測定値を生成するために第１のデータを使用してオープンループ周波数測定オペレーションを実施すること。
12. 請求項１１の方法、ここで、デスプレッディングオペレーションは、以下の１つを具備する：
    （ａ） シリアルコリレーション、及び
    （ｂ） マッチトフィルタリング。
13. 請求項１１の方法、ここで、オープンループ周波数測定オペレーションは、以下を具備する：
    スペクトルデータを生成するために第１のデータのスペクトル解析オペレーションを実施すること；及び
    スペクトルデータ中のピークの位置から信号の周波数測定値を算出すること。
14. 請求項１３の方法、ここで、非線形オペレーションは、二乗オペレーションを具備する。
15. 請求項１１の方法、ここで、オープンループ周波数測定オペレーションは、以下を具備する：
    平均したデータを生成するために第１のデータに平均化オペレーションを実施することと；
    平均されたデータの角度を算出する；及び
    その角度を使用して信号の周波数測定値を算出する。
16. 請求項１５の方法、ここで、非線形オペレーションは、二乗オペレーションを具備する。
17. 請求項１５の方法、ここで、前記非線形オペレーションは、第１版のデスプレッドされたデータを第２版のデスプレッドされたデータと掛け算することを具備する。
18. 請求項１７の方法、ここで、第１版のデスプレッドされたデータは、デスプレッドされたデータに適用された共役オペレーションを具備するオペレーションによって生成される。
19. 請求項１７の方法、ここで、第２版のデスプレッドされたデータは、遅延オペレーション及びデスプレッドされたデータに適用された共役オペレーションを具備するオペレーションによって生成される。
20. 人工衛星ポジショニングシステム信号をプロセシングする方法であって、その方法は、以下を具備する：
    デスプレッドされたデータを生成するために人工衛星ポジショニングシステム信号の一部分にデスプレッディングオペレーションを実施することと；
    信号のパラメータの第１の測定値を生成するためにデスプレッドされたデータに第１のオープンループ測定オペレーションを実施することと；
    前記第１の測定値に基づいて測定ウィンドウを決定すること；及び
    信号のパラメータの第２の測定値を生成するためにデスプレッドされたデータに第２のオープンループ測定オペレーションを実施すること；
    ここで、第２の測定値は、測定ウィンドウを使用して拘束される。
21. 請求項２０の方法、ここで、パラメータは、以下の１つである：
    （ａ） 到着の時間、
    （ｂ） キャリア周波数、及び
    （ｃ） 位相。
22. 人工衛星ポジショニングシステム信号の受信機であって、その受信機は、以下を具備する：
    人工衛星ポジショニングシステム信号を受信するためにアンテナに接続されるために構成された第１の回路；及び
    第１の回路に接続された第２の回路であって、第２の回路は、第１の回路によって受信された人工衛星ポジショニングシステム信号の部分をプロセシングすることに基づいて少なくとも３のインディケータのセットを発生するために構成され、インディケータのそれぞれは、信号のパラメータが所定の値に等しくなる確率の表示であること、第２の回路は、インディケータのセットの内挿からパラメータの測定値を算出するために構成される。
23. 請求項２２の受信機、ここで、第１の回路及び第２の回路は、１個の集積回路を具備する。
24. 請求項２２の受信機、ここで、第２の回路は以下を具備する：
    インディケータを記憶するために構成されたメモリ；及び
    メモリに接続されたプログラマブルディジタルシグナルプロセッサであって、そのプログラマブルディジタルシグナルプロセッサは、インディケータを発生するため、及び測定値を算出するために構成される。
25. 請求項２２の受信機、ここで、パラメータは、少なくとも以下の１つである：
    （ａ） 到着の時間、及び
    （ｂ） キャリア周波数。
26. 請求項２２の受信機、ここで、第２の回路は、以下の１つを使用して少なくとも1のインディケータを発生するために構成される：
    （ａ） シリアルコリレーション、
    （ｂ） マッチトフィルタリング、
    （ｃ） 高速フーリエ変換、及び
    （ｄ） 高速コンボリューション。
27. 請求項２２の受信機、ここで、第２の回路は、その測定値を使用して位置を算出するために構成される。
28. 請求項２２の受信機、ここで、第２の回路は、その測定値及び1若しくはそれ以上の以前の測定値を使用して位置を算出するために構成される。
29. 請求項２２の受信機、ここで、第２の回路は、その測定値と1若しくはそれ以上の以前の測定値を統合された測定値に統合するために構成される。
30. 請求項２８の受信機、ここで、第２の回路は、その位置と1若しくはそれ以上の以前の位置を統合された位置に統合するために構成される。
31. 人工衛星ポジショニングシステム信号の受信機であって、その受信機は、以下を具備する：
    人工衛星ポジショニングシステム信号を受信するためにアンテナに接続されるように構成された第１の回路；
    第１の回路に接続された第２の回路であって、第２の回路は、第１の回路によって受信された人工衛星ポジショニングシステム信号の部分をプロセシングすることに基づいて少なくとも３のインディケータのセットを発生するために構成され、インディケータのそれぞれは、信号のパラメータが所定の値に等しくなることの確率の表示であること；及び
    第２の回路に接続された第３の回路であって、第３の回路は、第２の回路から受信されたインディケータのセットを基地局へ通信するためのアンテナに接続されるように構成される。
32. 人工衛星ポジショニングシステム関連した信号をプロセシングする基地局であって、その基地局は以下を具備する：
    人工衛星ポジショニングシステム信号の受信機から少なくとも３のインディケータのセットを受信するためにアンテナに接続されるように構成された第１の回路であって、インディケータのそれぞれは、人工衛星ポジショニングシステム信号のパラメータが所定の値に等しくなる確率の表示であること；及び
    第１の回路に接続された第２の回路であって、第２の回路は、インディケータのセットの内挿からパラメータの測定値を算出するために構成される。
33. 人工衛星ポジショニングシステム信号の受信機によって実行される場合に、以下を具備する方法を実施するための受信機にさせる実行可能な命令を包含する機械が読み取り可能なメディアであって：
    受信機によって受信された人工衛星ポジショニングシステム信号の一部分に基づいて少なくとも３のインディケータのセットを発生することであって、インディケータのそれぞれは、信号のパラメータが所定の値に等しくなる確率の表示であること；及び
    インディケータのセットの内挿からパラメータの測定値を算出すること。
34. 人工衛星ポジショニングシステム信号の受信機であって、その受信機は以下を具備する：
    人工衛星ポジショニングシステム信号を受信するためにアンテナに接続されるように構成された第１の回路であって、第１の回路は、デスプレッドされたデータを生成するために人工衛星ポジショニングシステム信号の一部分にデスプレッディングオペレーションを実施するために構成される；
    第１の回路に接続された第２の回路であって、第２の回路は、第１のデータを生成するために第１の回路によって供給されたデスプレッドされたデータに非線形オペレーションを実施するために構成される；及び
    第２の回路に接続された第３の回路であって、第３の回路は、信号の周波数測定値を生成するために第２の回路によって供給された第１のデータを使用して第１のオープンループ周波数測定オペレーションを実施するために構成される。
35. 請求項３４の受信機、ここで、デスプレッディングオペレーションは、以下の１つを具備する：
    （ａ） シリアルコリレーション、及び
    （ｂ） マッチトフィルタリング。
36. 請求項３４の受信機、ここで、オープンループ周波数測定オペレーションは、以下を具備する：
    スペクトルデータを生成するために第１のデータにスペクトル解析オペレーションを実施すること；及び
    スペクトルデータ中のピークの位置から信号の周波数測定値を算出すること。
37. 請求項３６の受信機、ここで、非線形オペレーションは、二乗オペレーションを具備する。
38. 請求項３４の受信機、ここで、オープンループ周波数測定オペレーションは、以下を具備する：
    平均したデータを生成するために第１のデータに平均化オペレーションを実施することと；
    平均されたデータの角度を算出すること；及び
    その角度を使用して信号の周波数測定値を算出すること。
39. 請求項３８の受信機、ここで、非線形オペレーションは、二乗オペレーションを具備する。
40. 請求項３８の受信機、ここで、前記非線形オペレーションは、第１版のデスプレッドされたデータを第２版のデスプレッドされたデータと掛け算することを具備する。
41. 請求項４０の受信機、ここで、第１版のデスプレッドされたデータは、デスプレッドされたデータに適用された共役オペレーションを具備するオペレーションによって生成される。
42. 請求項４０の受信機、ここで、第２版のデスプレッドされたデータは、遅延オペレーション及びデスプレッドされたデータに適用された共役オペレーションを具備するオペレーションによって生成される。
43. 人工衛星ポジショニングシステム信号の受信機によって実行される場合に、人工衛星ポジショニングシステム信号をプロセシングする方法を実施する受信機にさせる実行可能な命令を包含する機械読み取り可能なメディアであって、その方法は、以下を具備する：
    デスプレッドされたデータを生成するために人工衛星ポジショニングシステム信号の一部分にデスプレッディングオペレーションを実施することと；
    信号のパラメータの第１の測定値を生成するためにデスプレッドされたデータに第１のオープンループ測定オペレーションを実施することと；
    前記第１の測定値に基づいて測定ウィンドウを決定すること；及び
    信号のパラメータの第２の測定値を生成するためにデスプレッドされたデータに第２のオープンループ測定オペレーションを実施すること；
    ここで、第２の測定値は測定ウィンドウを使用して拘束される。
44. 請求項４３のメディア、ここで、パラメータは以下の１つである：
    （ａ） 到着の時間、
    （ｂ） キャリア周波数、及び
    （ｃ） 位相。

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