ES2837557T3

ES2837557T3 - Método y aparato para la recepción de una señal DS/FH

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Publication number: ES2837557T3
Application number: ES17745186T
Authority: ES
Inventors: Malcolm David Macleod
Original assignee: Qinetiq Ltd
Current assignee: Qinetiq Ltd
Priority date: 2016-07-28
Filing date: 2017-07-27
Publication date: 2021-06-30
Anticipated expiration: 2037-07-27
Also published as: CN109791208B; KR102316003B1; EP3491422B1; GB201613075D0; JP2019527520A; GB201700133D0; KR20190033584A; US20190268036A1; RU2019105572A3; JP7228507B2; WO2018019960A1; RU2752193C2; EP3491422A1; US10749567B2; RU2019105572A; CN109791208A

Abstract

Un método para procesar una señal en un receptor, la señal comprende una secuencia de chips con saltos de frecuencia, y el método comprende adquirir la señal digitalizándola y luego llevar a cabo los pasos de: a) dividir la señal recibida en una pluralidad (1-k) de subcanales de procesamiento separados (4), cada uno dispuesto para procesar una banda de frecuencia separada correspondiente a una o más frecuencias de salto diferentes; b) dentro de cada subcanal: i) restar cualquier frecuencia de subportadora de la señal recibida ii) filtrar la señal de (i) usando un filtro (8) de chip adaptado; iii) seleccionar un subconjunto de muestras de la señal filtrada mediante un submuestreador (10) y almacenarlas en una memoria intermedia (12) como muestras contiguas; iv) correlacionar el subconjunto seleccionado de muestras del paso (iii) con una señal de referencia conocida en un correlacionador (14) segmentado que comprende M subcorrelacionadores (16) y proporcionar, desde cada subcorrelacionador, su salida a un subcorrelacionador DTFT de transformada de Fourier de tiempo discreto de canal (20) para producir M salidas DTFT de subcanal; c) proporcionar la enésima salida respectiva de cada DTFT de subcanal en una entrada de una respectiva de un banco de M DTFT comunes (22-1, 22-2, 22-M); d) seleccionar una o más salidas de las DTFT comunes de la etapa (c) que tienen un pico por encima de un umbral predeterminado para su posterior procesamiento en el receptor.

Description

DESCRIPCIÓN

Método y aparato para la recepción de una señal DS/FH

Esta invención se refiere a receptores, particularmente a los utilizados para recibir señales moduladas complejas, tales como señales de salto de frecuencia, y señales que se distribuyen en frecuencia utilizando un código de distribución.

Es habitual en las señales modernas utilizar técnicas de espectro distribuido, incluidas técnicas de diversidad de frecuencia tales como saltos de frecuencia y códigos de distribución, para lograr eficiencias en el uso del espectro. Por ejemplo, el primero se usa en GSM y el último se usa en protocolos de transmisión de telefonía móvil CDMA y sistemas GNSS.

Con ambas técnicas, existe el requisito de que un receptor, en la recepción inicial de señales de interés, adquiera primero la señal (es decir, establezca la ubicación temporal actual dentro de la secuencia de salto o el código de distribución). Después de la adquisición, la señal debe ser seguida para recuperar el mensaje que está siendo transmitido por la señal o para medir las variaciones de tiempo en la señal.

Es muy posible utilizar ambas técnicas simultáneamente. Por ejemplo, la posibilidad de utilizar saltos de frecuencia además para códigos de distribución en futuras señales GNSS se ha descrito en el documento "CBFH: Coherent Binary Frequency-Hopping Multiplexing for BeiDou B2 Signal", escrito por Z. Zhou, J. Wei, Z. Tang, T. Yan y X Xia, publicado en: J. Sun et al. (eds,), China Satellite Navigation Conference (CSNC) 2014, pág. 37, Proceedings, Volume II, Lecture Notes in Electrical Engineering 304, Springer-Verlag Berlin Heidelberg 2014. Sin embargo, la complejidad del receptor y el esfuerzo de procesamiento requerido también aumentan. El receptor tendrá sus propias copias del código de distribución transmitido conocido y también conocerá el patrón de salto de frecuencia. Sin embargo, como se dijo anteriormente, antes de que se haya realizado la adquisición, no sabrá en qué parte de la secuencia de salto o el código está la señal recibida. En algunas aplicaciones, también habrá otros problemas que complicarán aún más la recepción. Los cambios de frecuencia Doppler en las señales recibidas, causados por el movimiento relativo del receptor o del transmisor son uno de esos problemas. Los errores de frecuencia "tipo Doppler" causados por imperfecciones en el oscilador local del receptor (LO) son otro. Por tanto, el proceso de adquisición comprende una búsqueda, a lo largo del tiempo y, en algunas aplicaciones de frecuencia (debido a las variaciones Doppler), de la señal deseada. Esto se hace generalmente usando un proceso de correlación de algún tipo, donde la señal recibida se correlaciona con las copias locales de la señal conocida (la "señal de referencia").

En un sistema de transmisión por radio, el transmisor genera una señal portadora de información y luego la modula en una "onda portadora" con frecuencia portadora, foARR. Las primeras etapas del receptor de radio luego restan esta frecuencia portadora de la señal recibida. El experto en la materia apreciará que el análisis de dichos sistemas de radio se puede realizar analizando las señales de "banda base" (es decir, la señal en el transmisor antes de que se desplace de frecuencia a la frecuencia portadora, y la señal en el receptor después de que la frecuencia portadora se haya restado nuevamente). Los efectos del proceso de transmisión de radio luego se modelan como (en el caso más simple) un retardo de propagación desconocido, cambio de amplitud y desplazamiento de fase, y la adición de ruido. Este es el enfoque que se sigue a continuación.

El proceso de correlación se describirá en el dominio digital, en el que todas las señales se representan como flujos de valores de muestra. Se supone que el transmisor ha transmitido una señal de referencia conocida de L muestras de duración,

et, / ( = 0.......¿ - 1 . (1 ]

Esta señal es retardada por el proceso de transmisión y modificada por un cambio de amplitud y desplazamiento de fase desconocidos, y también se le agrega ruido. La señal de entrada resultante en el receptor viene dada por

donde vn es el ruido presente en la muestra n, a es la amplitud desconocida de la señal recibida y 9 es el ángulo de desplazamiento de fase en radianes. En la ecuación (2), la muestra final de la señal de referencia conocida llega en el tiempo de muestra n.

Si se ignora el desfase de frecuencia, la tarea del correlacionador en el tiempo m de la muestra es calcular la siguiente salida:

donde * significa la operación conjugada compleja, y sm es la muestra de señal recibida en el tiempo m.

Debido a que se desconoce el tiempo en el que la sección de referencia conocida de la señal de entrada llega al receptor, el correlacionados una vez iniciado, debe realizar este cálculo repetidamente hasta (en algún tiempo de muestra, digamos ith) la magnitud de la salida del correlacionador excede un umbral predeterminado. En este punto, se dice que se ha detectado la señal de referencia y se estima que su tiempo de llegada es el tiempo de muestra mi). Para la señal recibida descrita por la ecuación (2), esto debería ocurrir en el tiempo de la muestra mi = n.

Se considera el caso en el que la correlación como se describió anteriormente se realiza en un tiempo de muestra (n+p) diferente del tiempo real de aparición de la señal de referencia en la entrada recibida (es decir, muestra n). Ignorando el ruido, la relación entre la salida del correlacionador, Cn+m, y el desfase p de tiempo de muestra relativo al tiempo real de ocurrencia de la señal de referencia se conoce como la función de autocorrelación (ACF) de la señal de referencia, anotada Cpp. La magnitud del ACF es mayor cuando p = 0 y se reduce cuando p aumenta en magnitud (positiva o negativa), con la consecuencia de que la salida del correlacionador se reduce. Eso a su vez reduce la probabilidad de detectar correctamente la presencia de la señal de referencia. Para asegurar que la reducción en la probabilidad de detección sea aceptablemente pequeña, el valor de p en el caso más desfavorable (es decir, el mayor) que se puede permitir que ocurra debe mantenerse lo suficientemente pequeño. Esto se logra asegurando que el intervalo de tiempo entre correlaciones sea lo suficientemente pequeño.

A menudo ocurre que la señal de referencia comprende una sucesión de pulsos individuales, a menudo conocidos como "chips", multiplicando cada chip por uno de un pequeño número de valores; a menudo, solo se eligen dos valores para usar, 1 y -1. El flujo de valores de multiplicación se conoce como código de distribución, y típicamente es un código pseudoaleatorio (PR), que es un flujo de valores que tiene características similares a un flujo de valores aleatorio. Entonces, si, por ejemplo, cada chip es un pulso rectangular, la forma del ACF es triangular, con un ancho (a la mitad de la altura del pico) igual a la duración del chip. Con base en este ancho, el intervalo de tiempo entre correlaciones se elige típicamente entre 0.25 y 0.5 veces la duración del chip para garantizar una pérdida suficientemente pequeña de probabilidad de detección.

Si la tasa de muestra elegida en el receptor es mucho mayor que la tasa a la que se transmiten chips sucesivos (que suele ser el caso), entonces el intervalo de tiempo entre correlaciones puede ser de más de una muestra. Por ejemplo, si cada chip es un pulso rectangular de 1 ps de longitud y la tasa de la muestra es de 10 MHz, las correlaciones deben realizarse solo a intervalos de 3 a 5 muestras.

En ese caso, es posible un ahorro adicional de carga de cálculo utilizando un método descrito en la solicitud de patente internacional No. WO2015/107111. En este método, la señal de entrada se filtra primero utilizando un filtro que tiene una respuesta adaptada a un chip, denominado filtro de chip adaptado (CMF). La descripción matemática de dicho filtro es la que se da en la ecuación (3), pero con los valores ck ahora reemplazados por los valores de muestra requeridos para representar solo un chip, y el valor L reemplazado por el número de muestras requeridas para representar solo un chip. Por ejemplo, si cada chip es un pulso rectangular de 1 ps de longitud y la tasa de muestreo es de 10 MHz, el valor de L es de 10 muestras y los valores ck de las diez muestras son todos iguales a uno.

A continuación, para realizar una sola correlación, se muestrea la salida del CMF a intervalos iguales al espacio de tiempo entre chips sucesivos. Si el receptor está diseñado de tal manera que la tasa de muestreo es un múltiplo entero de la tasa del chip, digamos P veces la tasa del chip, entonces esto significa que solo cada Pésima muestra se toma de la salida del filtro. Por ejemplo, si la tasa de chip en el ejemplo numérico anterior es 1 chip por 1 ps, entonces cada décima muestra se toma de la salida del filtro. Estas salidas de filtro seleccionadas se correlacionan luego con el patrón de referencia (es decir, el patrón de multiplicar valores que se usó para multiplicar los valores de chip para generar la señal de referencia).

Alternativamente, si se elige que la tasa de muestreo del receptor no sea un múltiplo entero de la tasa de chip, entonces, como se describe en el documento WO2015/107111, se puede disponer una unidad de selección de muestra (SSU) para recibir salidas del filtro adaptado y seleccionar, para la entrada en cada toma del correlacionador, la muestra más cercana en el tiempo al tiempo ideal deseado en relación con un punto de referencia de tiempo en cada chip.

Como se explicó anteriormente, las correlaciones se calculan generalmente a intervalos de retardo típicamente de 0.25 a 0.5 veces la duración del chip, con el fin de realizar el proceso de búsqueda de adquisición con una pérdida aceptablemente baja. Una forma de implementar esta correlación repetida de manera eficiente es usar primero la SSU para seleccionar muestras de la salida del filtro emparejado a una tasa media igual a la tasa de correlaciones elegida (por ejemplo, 2, 3 o 4 veces la tasa de chip) y almacenar esas muestras en una memoria intermedia. Luego, para realizar cada correlación, el correlacionador extrae muestras de la memoria intermedia cuyos tiempos de muestra corresponden lo más cerca posible a un espaciado de una muestra por chip.

En este método, la parte de correlación del proceso posterior al CMF tiene una carga de cálculo menor en un factor de P que en el correlacionador original. Dado que esta parte del proceso domina la carga de cálculo general, que a su vez es menor en un factor de casi P.

Como se explicó anteriormente, la señal recibida puede desplazarse de frecuencia debido al desplazamiento Doppler o errores de frecuencia del oscilador. Si este desplazamiento de frecuencia es igual a fD Hz, la señal recibida se modifica de la ecuación (2) a

^{n l-L -k}aexp{j<j>)exp(j27ik f D/ f s )ck + vn+x_L+k, ( 4 )

Donde fS es la frecuencia de muestreo.

Esto hace que la magnitud de la salida de correlación se reduzca en el factor

( 5 )

Una reducción de este tipo en la salida de correlación reduce la probabilidad de detectar con éxito la señal deseada, por lo que debe evitarse. Un método simple para hacer esto es implementar una multiplicidad de correlacionadores, cada uno adaptado para correlacionarse con la señal de entrada cuando se supone que tiene un desfase de frecuencia diferente.

Si se supiera que el desfase de frecuencia fD tiene un valor específico fA, entonces el rendimiento ideal podría restaurarse aplicando ese mismo desplazamiento de frecuencia a la señal de referencia del correlacionador, reemplazando ck con

Alternativamente, la señal de referencia del correlacionador puede dejarse sin cambios, pero la señal de entrada al correlacionador puede desplazarse de frecuencia por la cantidad requerida para cancelar el desplazamiento de frecuencia conocido de la señal, como sigue

En cualquier caso, se restaura el funcionamiento intacto equivalente a (4).

Sin embargo, no se conoce fD. Una posible solución es implementar una multiplicidad de correlacionadores, cada uno con un desplazamiento de frecuencia diferente fA, por ejemplo tomando los siguientes valores que están uniformemente espaciados entre fMíN y fMáX, en pasos de frecuencia de fPASO:

Í a ~ ^{{ / m ÍN , / m ÍN / pA S O ;/m ÍN 2/pASO} , ^{/ m ÍN} 3 f ^{pASO ; —} , ^{/ m ÁX - 2 / paSO , / mÁX — / pA S O ,/m ÁX }• ( 8 )}

En cada tiempo de muestra n, se calculan las magnitudes de las salidas de todos estos correlacionadores y se selecciona el máximo de esas magnitudes.

La salida de un correlacionador con desfase de frecuencia fA cuando el desfase de frecuencia de entrada real es fD viene dada por la ecuación (5) pero con el desplazamiento de frecuencia fD reemplazado por el error residual en frecuencia, fERR = fD - fA. Por lo tanto, ignorando los efectos del ruido, el correlacionador que da la máxima magnitud de salida es aquel para el que fERR tiene la menor magnitud. Ese es el que tiene el desfase de frecuencia más cercano al desfase de frecuencia real de la señal. La mayor pérdida de rendimiento se produce cuando la magnitud de fERR es mayor, que es cuando el desfase de frecuencia real de la señal de entrada se encuentra a medio camino entre los valores de desfase de frecuencia de dos de los correlacionadores. La magnitud de fERR es entonces fPASO/2, por lo que la pérdida de ganancia en el peor caso resultante (es decir, el factor de ganancia más pequeño) es

_ seno {kL 0.5 / ^aso s )

Por tanto, se puede elegir fpASo para asegurar que la pérdida máxima de rendimiento, determinada por Ypeor, sea aceptable.

El número de correlacionadores que se necesitan en este enfoque depende de

• la pérdida de ganancia aceptable (una pérdida menor requiere más correlacionadores),

• el rango de frecuencia Doppler desconocido (fMÁx - fMíN), y

• la longitud L de la secuencia de referencia.

La longitud L de la secuencia de referencia requerida depende, a su vez, de la relación de potencia de señal a ruido (SNR) en la entrada del receptor, y aumenta si se requiere que el receptor realice una adquisición de señal con una SNR más baja.

El simple aumento del número de correlacionadores tiene la consecuencia indeseable de requerir más potencia de cálculo y, por tanto, más circuitos y un mayor consumo de potencia eléctrica. Para evitar estas desventajas, se han definido formas eficientes de realizar los cálculos necesarios. Uno de esos métodos, al que nos referimos como "correlación segmentada" se ha descrito (bajo el nombre "Filtro Coincidente Giratorio") en el artículo "Rapid Acquisition Concepts for Voice Activated CDMACommunication", escrito porMSust, R Kaufman, F Molitory A Bjornstor, publicado en Globecom 90, págs. 1820-1826, diciembre de 1990.

En este método, la secuencia de referencia se divide en M subsecciones, cada una de las cuales tiene una longitud B (donde MB debe ser al menos L, para abarcar toda la secuencia de referencia). El proceso de correlación (como se describe en la ecuación (2), en otras palabras, sin desplazamiento de frecuencia) se divide en M subcorrelaciones, cada una de las cuales produce una salida. Cada subcorrelación multiplica solo B muestras de la entrada con las muestras B correspondientes de la señal de referencia.

A continuación, estas M salidas del subcorrelacionador se combinan adicionalmente como se ilustra en la figura 1, tomada del documento anterior. En la figura, los subcorrelacionadores están etiquetados como MF0, MF1, etc., y el proceso de combinación está etiquetado como "FFT compleja o DFT".

Los procesos etiquetados "()2 ()2" a lo largo de la parte inferior de la figura calculan la magnitud al cuadrado de cada salida compleja del combinador (es decir, I2 Q2, donde I y Q son las partes real e imaginaria de la salida compleja).

Como se explica en el documento, las salidas de esta arquitectura son aproximadamente equivalentes a las de un conjunto de M correlacionadores separados, cada uno con un desplazamiento de frecuencia diferente fA, donde los valores de fA son

^{/ a» =}M fs /MB ), para k = -M /2, .... (M/2) - 1 (10)

La separación de frecuencia entre estos correlacionadores de frecuencia desplazada tiene por tanto el valor fPASO = (fp/MB). Esto conduce a un valor de Ypeor que normalmente es demasiado bajo (lo que conduce a una pérdida de rendimiento demasiado grande). Para superar este problema, la función "FFT o DFT" puede ser reemplazada por un proceso llamado Transformada de Fourier de Tiempo Discreto (DTFT). En la DTFT, la separación de frecuencia fpAso entre salidas puede elegirse arbitrariamente; en particular, se puede elegir que sea menor que (fs/MB), lo que conduce a una menor pérdida de rendimiento en el peor de los casos. El experto en la materia apreciará que hay varias formas de implementartal DTFT, incluido el uso de un FFT con relleno de ceros o el uso del algoritmo CORDIC.

Todos los métodos de correlación descritos anteriormente se conocen como "coherentes". También existen métodos "incoherentes", que tienen la ventaja de reducir la carga de cálculo. Un ejemplo de dicho método es el correlacionador de réplicas segmentadas, descrito en el artículo "On Detecting Linear Frequency-Modulated Waveforms in Frequencyand Time-Dispersive Channels: Alternatives to Segmented Replica Correlation", escrito por Paul M. Baggenstoss y publicado en IEEE Journal. of Oceanic Engineering, vol. 19, No. 4., octubre de 1994, página 591. En este enfoque, el proceso de correlación se realiza nuevamente como una serie de subcorrelaciones, como ya se describió, pero no hay un proceso de combinación DTFT. En cambio, las magnitudes cuadradas de las salidas del subcorrelacionador simplemente se suman, dando un valor de salida único. Sin embargo, la desventaja de los métodos incoherentes es un rendimiento de detección más deficiente; como resultado, para lograr cualquier probabilidad de detección dada, se requiere una relación de potencia señal/ruido (SNR) más alta de la señal recibida.

Las técnicas de la técnica anterior descritas anteriormente son para señales que son de espectro distribuido mediante el uso de códigos de distribución, pero no mediante el uso de saltos de frecuencia. Las técnicas de salto de frecuencia son bien conocidas en las comunicaciones; y en algunos casos se utilizan saltos de frecuencia y códigos de distribución.

Para tales señales, la forma y el ancho del pico ACF están relacionados principalmente no con la tasa de chip, sino con el ancho de banda (distribución de frecuencia) del salto de frecuencia (FH). El ancho del pico ACF (a la mitad de la altura del pico) es aproximadamente igual al recíproco de este ancho de banda. Con base en este ancho, el intervalo de tiempo entre las correlaciones con el propósito de la adquisición debería elegirse típicamente entre 0.25 y 0.5 veces el recíproco del ancho de banda FH, para asegurar una pérdida suficientemente pequeña de probabilidad de detección.

Una consecuencia de esto para la adquisición de tales señales es que las correlaciones deben calcularse a una tasa mucho más alta (porque el ancho de banda FH es mucho mayor que la tasa de chip). Además, la tasa a la que se debe muestrear la señal de entrada es mucho mayor (de nuevo es proporcional al ancho de banda FH en lugar de la tasa del chip). Si las correlaciones se calculan de la forma convencional, como se describió anteriormente, la consecuencia combinada de estos dos efectos es que la carga de cálculo total aumenta en proporción al cuadrado de la relación entre el ancho de banda FH y la tasa de chip. Esta es una dificultad potencialmente grave para señales de gran ancho de banda.

El documento "Novel fast acquisition algorithm for DS/FH system" de WEINING SONG ET AL (13 de mayo de 2011) representa la técnica anterior para la adquisición de señales DS/FH.

Es un objetivo de la presente invención procesar señales que tienen saltos de frecuencia y se multiplican mediante códigos de distribución con carga de cálculo reducida.

De acuerdo con un primer aspecto de la invención, se proporciona un método para procesar una señal en un receptor, comprendiendo la señal una secuencia de chips con saltos de frecuencia, como se define en la reivindicación 1 adjunta.

La invención permite, en su forma más básica, un medio para procesar una señal, por ejemplo para adquirirla como se explicó anteriormente, que tiene requisitos de procesamiento reducidos.

Ventajosamente, la señal se digitaliza antes de procesarse. El proceso ocurrirá completamente en el dominio digital. El experto en la materia apreciará que la digitalización inicial deberá realizarse a una tasa que capture la información en todo el ancho de banda de la señal con saltos de frecuencia. Se apreciará además que, dentro de cada subcanal, el ancho de banda será menor y, por lo tanto, el procesamiento dentro del canal generalmente se puede realizar a una tasa de muestreo menor, que dentro de cada subcanal, el ancho de banda será menor, y por tanto, el procesamiento dentro del canal puede realizarse generalmente a una tasa de muestreo menor, acorde con el ancho de banda de ese canal en particular. Por tanto, la reducción de la tasa de la muestra se lleva a cabo en el paso (b)(iii), siguiendo el CMF. Se apreciará que el CMF y la selección subsiguiente de un subconjunto de las muestras de salida del CMF constituyen en conjunto un proceso de diezmado.

Se apreciará además que, como la señal es una señal con saltos de frecuencia, solo un subcanal tendrá una señal válida en cualquier momento. Esto se puede aprovechar para reducir el esfuerzo de procesamiento durante el seguimiento de la señal (es decir, después de que la señal se haya adquirido por primera vez) porque el receptor sabrá qué subcanales están recibiendo una señal válida durante cualquier intervalo de tiempo elegido. Por lo tanto, los procesos asociados con subcanales que actualmente no están procesando una señal válida se pueden cerrar hasta que se requieran. Por supuesto, durante la adquisición, no se sabe si un subcanal particular tiene datos válidos o no, por lo que todos los subcanales se mantendrán activos.

Convenientemente, en algunas aplicaciones, particularmente cuando se adquiere la señal, las muestras del paso iii) pueden almacenarse en una memoria intermedia, que comprende un almacén de memoria dispuesto para contener una secuencia de muestras. Durante la adquisición de la señal, el proceso de correlación del paso b(iv) puede comprender correlacionar secuencialmente las muestras en la memoria intermedia con una señal de referencia en una ventana deslizante, en donde la ventana se mueve mediante una muestra (perdiendo la muestra más antigua y actualizándose con la última muestra) para cada correlación realizada.

La sustracción de la frecuencia portadora del paso (a) (que puede describirse como "limpieza de subportadora") hará que la señal de entrada sea simétrica alrededor de cero Hz dentro del subcanal. Cada subcanal puede elegirse para procesar una frecuencia de salto único, o puede elegirse para procesar dos o más frecuencias de salto, en cuyo caso se supone que la frecuencia portadora restada está en la media de las frecuencias de salto procesadas.

La señal de referencia utilizada en el correlacionador en cada subcanal se construye basándose en las señales esperadas dentro de ese subcanal. Cuando se elige cada subcanal para procesar una frecuencia de un solo salto, y la limpieza de la subportadora cancela exactamente el desplazamiento de frecuencia de salto que se aplicó a la señal de referencia original, entonces no hay desplazamiento de frecuencia de la entrada de la señal de referencia al correlacionador de subcanal requerido. Sin embargo, en otros casos, la señal de referencia puede desplazarse en frecuencia para coincidir con la frecuencia residual de la señal de entrada del subcanal, después de la sustracción de la frecuencia de la subportadora, para tener en cuenta las frecuencias de salto que no están a cero Hz después del proceso de sustracción.

Como se explicó anteriormente, los pasos de procesamiento que se toman al adquirir la señal de entrada del canal difieren de los que se realizan al seguir la señal. Ahora se discutirán las variaciones en cada uno.

Adquisición

Durante la adquisición, el correlacionador en cada subcanal comprende una memoria intermedia que almacena muestras del paso (iii) durante un período de tiempo. El período de tiempo se elige de acuerdo con los requisitos del sistema, tales como la ganancia de procesamiento requerida necesaria para extraer una señal suficientemente fuerte (favoreciendo una memoria intermedia más larga) y el esfuerzo de procesamiento involucrado en la correlación (favoreciendo una memoria intermedia más corta). Una persona normalmente experta apreciará fácilmente tal compensación. De manera ventajosa, se puede usar un enfoque de correlación segmentada como se describe anteriormente. En este enfoque, la memoria intermedia se procesa como un conjunto de segmentos contiguos, cada uno de los cuales contiene una pluralidad de muestras contiguas, donde las muestras en cada segmento están dispuestas para correlacionarse con una parte correspondiente de la señal de referencia.

El tamaño del segmento puede elegirse basándose en factores tales como el error de fase máximo deseado (causado por desfases de frecuencia desconocidos en la señal) a lo largo del período de tiempo de las muestras almacenadas dentro del segmento. Se apreciará que, debido a la naturaleza de salto de frecuencia de la señal, no se esperará que muchos de los segmentos contengan una señal válida (según lo determinado por la presencia de la señal de referencia conocida) y, por lo tanto, durante cualquier correlación única estos segmentos se pueden ignorar (es decir, no se realiza ninguna subcorrelación en dichos segmentos). Esto ahorra potencia de procesamiento. La subcorrelación dentro de un segmento solo debe realizarse mientras la señal de referencia está presente. En general, los inicios y finales de los saltos (es decir, los intervalos de tiempo durante los cuales la señal de entrada permanece en una frecuencia determinada antes de saltar al siguiente) no están alineados en el tiempo con los segmentos del correlacionador. Por lo tanto, la subcorrelación puede introducir convenientemente ceros en el proceso de correlación para los períodos en los que no está presente ninguna señal de referencia, ignorando así efectivamente la señal de entrada en estos momentos. Esto nuevamente ahorra potencia de procesamiento.

En cada subcanal, los resultados de la correlación de segmento (incluidos los que son cero porque no hubo salto en ese subcanal durante ese segmento) se proporcionan como entradas a una DTFT de subcanal. Cada DTFT subcanal proporciona M salidas, que como se explicó anteriormente son aproximadamente equivalentes a las salidas de un conjunto de M correlacionadores separados, cada uno con un desplazamiento de frecuencia diferente fA, donde los valores de fA son

Para lograr la mayor ganancia de procesamiento y, por lo tanto, la mayor sensibilidad de detección, es necesario combinar coherentemente los resultados de todos los subcanales. Esto debe hacerse por separado para cada posible desplazamiento de frecuencia, fAk, ya que el efecto de un desplazamiento de frecuencia fAk en la señal de entrada es para causar un desplazamiento de frecuencia fAk en todos los subcanales. Por lo tanto, el proceso de combinación coherente debe tomar como entrada las salidas correspondientes, es decir, las salidas con índice k (donde k tiene un rango de entre -M/2, .... (M/2) -1 ) de cada DTFT de subcanal.

Para explicar el proceso de combinación coherente necesario, se considera inicialmente el caso en el que no hay desplazamiento de frecuencia de entrada (es decir, k = 0). Como se mencionó anteriormente, la señal se modula en una frecuencia portadora, fCARR, para su transmisión como una onda de radio. Esta frecuencia, fCARR, se resta en las etapas iniciales del receptor. Por lo tanto, un subcanal con frecuencia central igual a cero en nuestro análisis se transmitió de hecho con una frecuencia central igual a fCARR. De manera similar, un subcanal con frecuencia central igual a fSUBCARR en nuestro análisis fue de hecho transmitida con frecuencia central igual a fCARR fsuBCARR.

Si el retardo de propagación es t segundos, la fase de una onda de radio en la frecuencia f se desplaza en fase exp(-j2nfT) radianes. Por tanto, el desplazamiento de fase del subcanal con frecuencia central igual a cero es exp(-j2nfCARR t) radianes, mientras que el desplazamiento de fase del subcanal con frecuencia central igual a fsuBCARR es exp(-j2n(fCARR fsuBCARR)T) radianes. El proceso de búsqueda de retardo en el receptor está destinado a detectar la presencia de la señal de referencia en la señal de entrada aplicando un retardo de coincidencia a la señal de referencia en el receptor antes de correlacionarlo. Sin embargo, incluso el retardo aplicado que tiene el valor más cercano a t en general no es exactamente igual a él, dejando un pequeño retardo residual, tr segundos. En consecuencia, hay desplazamientos de fase en cada subcanal iguales a exp(- j2n(fCARR fSUBCARR)TR) radianes. Podemos ignorar el desplazamiento de fase que es común a todos los subcanales, exp(- j2nfCARR tr) radianes; esto se conoce como desplazamiento de fase de la portadora y está presente en todos los sistemas de radio. Eso deja un desplazamiento de fase relativo que es una función del retardo residual y la frecuencia del subcanal, exp (- j2nfSUBCARR tr) radianes.

Para combinar los subcanales de manera coherente, estos desplazamientos de fase deben cancelarse antes de sumar las salidas de subcanal. Si se conociera el valor de tr, la cancelación requeriría aplicar un desplazamiento de fase exp (+ j2nfSUBCARR tr) a cada subcanal, donde fSUBCARR es la frecuencia central de ese subcanal. Suponiendo que las subportadoras están igualmente espaciadas en frecuencia, con espaciado de frecuencia AfSUB, las frecuencias de la subportadora pueden escribirse como fSUBCARR(q)= q AfSUB, con q un número entero, por lo que los desplazamientos de fase requeridos son exp(j2nqAfSUBTR). Si las salidas de la subportadora (a frecuencia común k) están etiquetadas

S k^{Q ’} entonces la salida de combinación coherente requerida es la suma de todas las subportadoras de

S ^qÍ¡e -xrp v(j2 -n"-qiA jf jS uU oBT -R ^{n ;}). ^■ ^ t a función es la Transformada de Fourier de tiempo discreto de un vector de entrada formado a partir de las salidas de la subportadora

S _*-,n k _s

evaluado a la frecuencia de la señal en radianes A ísub tr.

Sin embargo, se desconoce el valor de tr. La solución es definir un conjunto de valores candidatos de tr y calcular la combinación coherente DTFT en cada valor candidato. La separación requerida de los valores candidatos de tr se determina mediante análisis para garantizar que la pérdida de rendimiento de detección en el peor de los casos sea suficientemente pequeña. El número total de salidas DTFT que deben calcularse es entonces igual al espaciado de retardo entre correlaciones dividido por el espaciado entre valores de tr.

Por tanto, existe un banco de M DTFT comunes. Por lo tanto, el banco de M DTFT comunes, cada uno con N salidas, proporciona un arreglo de salidas N por M. Un pico dentro de este arreglo por encima de algún umbral predeterminado indica una señal adquirida con éxito, siendo la posición del pico en el eje M indicativa del desplazamiento Doppler (o similar a Doppler) aplicado a la señal. La posición del pico en el eje N indica el retardo residual tr entre el pico de correlación verdadero y el retardo real aplicado a la correlación.

Por tanto, el método puede incluir además el paso de examinar las salidas de las M DTFT comunes para identificar, según lo indicado por una salida más grande, la DTFT particular correspondiente a un desplazamiento Doppler o similar a Doppler en la señal recibida y, por tanto, el desplazamiento de frecuencia de la señal.

Como se explicó anteriormente, la tasa a la que se calculan las correlaciones durante la adquisición es típicamente dos correlaciones por duración de chip. Por tanto, el proceso de selección de muestras del paso (iii) está dispuesto para seleccionar en consecuencia, lo que da como resultado una reducción significativa en la tasa de muestreo de la tasa de digitalización de la señal de entrada original.

Seguimiento

Una vez que la señal se ha adquirido con éxito, como se describe anteriormente, el proceso generalmente conmutara a un modo de seguimiento. Esto implica obtener una medición precisa del retardo del código de distribución (en comparación con la de otro canal o con un reloj interno). En aplicaciones GNSS, una mayor precisión en esta etapa equivale directamente a una precisión posicional mejorada.

Ventajosamente, la selección del subconjunto de muestras puede emplear "muestreo del vecino más cercano" de la señal entrante, dentro de cada subcanal. En este enfoque, el flujo de muestra de entrada del digitalizador comprende una pluralidad (tal como, aproximadamente 4, 8, 16 o 32) de muestras de cada chip, en puntos diferentes del mismo en comparación con los puntos de muestra en un chip adyacente, y tener una tasa de muestreo que no es un múltiplo entero de la tasa del chip. A continuación, las muestras son procesadas por una unidad de selección de muestras (SSU) dispuesta para seleccionar, para la entrada a cada toma del correlacionador, la salida de muestra más cercana en el tiempo a un tiempo ideal deseado en relación con un punto de referencia de tiempo en el chip. Este enfoque de "selección del vecino más cercano" se describe con más detalle en la solicitud de patente internacional No. WO2015/107111 mencionada anteriormente, que se incorpora como referencia. Da como resultado una característica de función de autocorrelación muy mejorada, en comparación con un sistema en el que la tasa de muestreo es un múltiplo entero de la tasa de chip.

Se apreciará que, cuando el receptor está en la fase de seguimiento de funcionamiento, se conoce el patrón de salto de la señal entrante. Por lo tanto, no es necesaria la necesidad de la estructura de memoria intermedia descrita en relación con los correlacionadores en cada subcanal. En su lugar, cada subcanal puede disponerse ventajosamente para almacenar y correlacionar solo los datos entrantes que coinciden con la presencia de una señal de referencia en ese subcanal. Esto hace posible algunos ahorros de recursos de procesamiento (por ejemplo, hardware o firmware), como se ilustra más adelante. También se conoce el desfase de frecuencia (con sólo un pequeño error), por lo que se puede eliminar antes de la correlación; por lo tanto, no es necesario un enfoque de correlación segmentado. Sin embargo, los resultados de la correlación para cada subcanal deben mantenerse en almacenes separados porque el retraso se conoce sustancialmente, pero no exactamente. Por tanto, puede haber un pequeño retardo residual tr y la relación de fase necesaria para combinar coherentemente los resultados del subcanal utilizando la DTFT no se conoce con exactitud. Por lo tanto, una vez completada la correlación completa en cada subcanal, las salidas de subcorrelación se alimentan a una DTFT común, pero como el retardo residual tr es pequeño, en muchas realizaciones solo es necesario generar unas pocas salidas que tengan retrasos residuales cercanos a cero. La DTFT común normalmente se puede configurar para proporcionar 3 salidas en esta etapa, en cualquier tiempo dado, que corresponden a salidas de retardo de tiempo ligeramente diferentes. Las diferentes salidas de retardo de tiempo pueden corresponder a las bien conocidas salidas Temprana (E), Pronta (P) y Tarde (L) de un proceso de correlación que se usa típicamente en bucles de seguimiento de retardo en aplicaciones GNSS. Algunas realizaciones pueden tener más de tres salidas. Por ejemplo, algunas pueden tener cinco salidas, que comprenden una salida de aviso, dos salidas tempranas, cada una con un retardo de tiempo diferente en relación con la salida de aviso, y dos salidas tardías diferentes, nuevamente cada una con un retardo de tiempo diferente en relación con la salida de aviso. El retardo de tiempo entre salidas adyacentes puede estar entre 0.05 y 0.7, más típicamente entre 0.2 y 0.5, y más típicamente 0.5 de la mitad del ancho de potencia de un lóbulo principal de la autocorrelación de la señal de entrada esperada. Otras realizaciones pueden tener más de cinco salidas de la DTFT común o tener diferentes espacios de tiempo entre ellas.

Como en las comunicaciones existentes y los receptores GNSS, la frecuencia portadora de la señal recibida se puede seguir midiendo el ángulo de fase de la salida de aviso de cada una de tales correlaciones y alimentando el resultado en un bucle de bloqueo de fase (PLL).

Los procesos DTFT pueden disponerse para tener muestras de salida espaciadas con una resolución más fina que la que se obtendría de, digamos, una FFT. Se pueden utilizar técnicas bien conocidas, tal como el relleno de ceros en las entradas, o el algoritmo CORDIC, para aumentar la resolución de salida según se desee.

Se apreciará que los aspectos de la invención se pueden implementar en hardware o en software. Por ejemplo, pueden programarse uno o más FPGA o ASIC para llevar a cabo los pasos de la invención, o alternativamente, algunos o todos los pasos del proceso pueden llevarse a cabo en uno o más procesadores de señales digitales de propósito general, o similares.

Se entenderá que la aplicación de saltos de frecuencia significa que el ancho de banda de la señal aumenta significativamente. Antes de la adquisición, no se conoce la alineación temporal de los saltos, por lo que es necesario que el receptor muestree la señal de banda ancha a una tasa proporcionalmente alta (para cumplir con el criterio de muestreo de Nyquist). El resultado es que para una duración determinada de la señal de referencia (donde se elige la duración para lograr una sensibilidad de detección suficiente), cada correlación debe procesar un número proporcionalmente mayor de muestras. Para lograr la mayor sensibilidad de detección, como ya se ha explicado, se debe utilizar una correlación coherente en lugar de incoherente, y hay una consecuencia adicional del ancho de banda amplio de la señal, como se explicó anteriormente, que es que el pico de correlación es proporcionalmente más estrecho. Esto hace que sea necesario calcular las salidas de correlación en intervalos de tiempo más cercanos (en otras palabras, con más frecuencia); normalmente, el intervalo entre correlaciones sucesivas está entre 0.25 y 0.5 veces el ancho del pico de correlación. Si se usa un método de correlación de la técnica anterior, dado que ambos factores son proporcionales al ancho de banda de la señal, la carga de cálculo total de los métodos de correlación de adquisición ya descritos aumenta en proporción al cuadrado del ancho de banda de la señal. La invención, tal como se describe aquí, permite reducir la carga calculada, en comparación con la técnica anterior conocida.

La invención se extiende a un sistema dispuesto para implementar los métodos de la presente invención. El sistema puede implementarse en hardware o software, o alguna combinación de estos. Por tanto, típicamente, los dispositivos ASIC, FPGA y/o DSP pueden usarse en una implementación de la invención. El sistema también puede comprender medios para convertir señales analógicas recibidas en formato digital, por ejemplo. utilizando uno o más convertidores de analógico a digital. El sistema puede incluir uno o más correlacionadores, filtros, muestreadores, discriminadores de fase, osciladores controlados numéricamente, multiplicadores, acumuladores, transformadores de Fourier, bucles de bloqueo de fase, bucles de bloqueo de retardo, mezcladores de frecuencia, según sea necesario para implementar los pasos de procesamiento. incluye además memoria (que puede estar incluida dentro de los dispositivos de procesamiento anteriores, o estar separada de ellos) para almacenar datos digitales en diversas etapas dentro de los pasos de procesamiento descritos anteriormente.

El sistema puede ser un sistema de navegación por satélite. Ventajosamente, el sistema puede estar dispuesto para implementar los pasos descritos anteriormente en señales de una pluralidad de satélites, y puede utilizar las salidas de los pasos de procesamiento descritos anteriormente de múltiples satélites para proporcionar una solución de navegación.

El sistema puede formar parte de un sistema de comunicación de datos.

La invención se describirá ahora, a modo de ejemplo únicamente, con referencia a las siguientes figuras, de las cuales:

La figura 1 muestra un correlacionador segmentado de la técnica anterior;

La figura 2 muestra un diagrama de bloques de nivel superior de una realización de la invención;

La figura 3 muestra un diagrama de bloques simplificado de una realización de la invención cuando se encuentra en un modo de funcionamiento de seguimiento, junto con los procesos de retroalimentación circundante no mostrados en la figura anterior; y

La figura 4 muestra una configuración alternativa para la operación cuando está en modo de seguimiento.

La figura 1 se ha descrito previamente.

La figura 2 muestra una realización de la presente invención, para procesar una señal de espectro distribuido con saltos de frecuencia que contiene códigos de distribución. Un procesador 1 de señales junto con los flujos de señales se muestran de forma simplificada. Se proporciona una señal 2 de entrada previamente digitalizada a cada uno de los subcanales k de entrada, por ejemplo, como lo indica el cuadro 4 de trazos. La señal 2 de entrada tiene una banda de frecuencia definida por el código de expansión y el ancho de banda de salto de frecuencia B. Cada subcanal 4 es sustancialmente similar en su disposición de procesamiento, pero está dispuesto para procesar una banda de frecuencia separada dentro la banda de la señal de entrada. Por tanto, dados k subcanales, cada subcanal procesará una banda de tamaño B/k. Convenientemente, pero no necesariamente, el número k de subcanales corresponderá al número de saltos de frecuencia discretos empleados en la señal recibida 2.

Dentro de cada subcanal, por ejemplo 4, el procesamiento es el siguiente. La entrada se mezcla, en un multiplicador digital 6 con una señal que resta la frecuencia de salto asociada con el subcanal dado de la entrada, para proporcionar una salida de banda base para procesamiento adicional. A continuación, la señal de banda base se filtra utilizando un filtro 8 adaptado por chip, y la salida resultante se submuestrea a 10 para reducir la tasa de la muestra. El submuestreador 10 es un muestreador vecino más cercano (N/N), que selecciona la muestra más cercana en el tiempo (ya sea delante o detrás), un tiempo de referencia absoluto, relativo al inicio del chip. La tasa a la que el submuestreador proporciona muestras de salida depende de si el procesador está actualmente en modo de adquisición o en modo de seguimiento. Durante la adquisición, esta realización proporciona dos muestras por duración de chip a su salida, y durante el seguimiento proporciona una única muestra por chip, aunque se apreciará que otras realizaciones pueden proporcionar más muestras, durante cada modo.

Las salidas del muestreador 10 N/N se proporcionan a una memoria intermedia 12 que almacena una pluralidad de muestras contiguas. El tamaño de la memoria intermedia 12 afecta el grado de ganancia de procesamiento que se logrará mediante el proceso de correlación subsiguiente. Por tanto, una memoria intermedia más grande proporcionará una ganancia de correlación incrementada, a costa de una carga de procesamiento incrementada. Una memoria intermedia más pequeña tendrá claramente efectos proporcionales. En esta realización, la memoria intermedia se elige para contener muestras de un período de tiempo igual al de la longitud de la señal de referencia. La memoria intermedia 12 proporciona sus datos, según sea necesario, a un correlacionador 14 segmentado. Este actúa como una serie de sub-correlacionadores 16, que reciben cada uno un subconjunto contiguo de los datos en la memoria intermedia y correlacionan el subconjunto con un correspondiente subconjunto del código de referencia, proporcionado por un generador 18 de código de referencia. Cada subcorrelacionador produce un único valor de salida complejo.

Como el receptor es consciente de la señal esperada que (durante la fase de adquisición) está buscando, solo los segmentos que se supone que contienen una señal válida (según lo determinado por la presencia de la señal de referencia dentro de ese segmento) necesitan estar correlacionado. Por lo tanto, algunos sub-correlacionadores, aquellos que procesan segmentos durante los cuales no hay señal de referencia en ese subcanal, emiten un valor de cero. Los resultados de las correlaciones, de todos los sub-correlacionadores de segmento se proporcionan a un subcanal DTFT 20 que tiene M salidas. El espaciamiento de frecuencia de las salidas del subcanal d TfT 20 se elige para asegurar que la pérdida de procesamiento del peor caso sea aceptablemente pequeña, como se explicó anteriormente.

Las M salidas de la DTFT de subcanal se alimentan a las entradas correspondientes de M DTFT de todo el canal (es decir, común a todo el canal) 22-1 a 22-M. Por tanto, cada una de las M salidas DTFT de subcanal de un subcanal dado se proporciona a una DTFT 22 común diferente.

Cada una de las DTFT 22 comunes proporcionan una pluralidad de salidas 23. Las salidas de una DTFT común dada representan los resultados de una correlación en todo el ancho de banda B, para un desfase de frecuencia de entrada particular, como puede ser causado por Doppler, (incluido el tipo Doppler) variaciones de frecuencia en la señal 2 de entrada, y para un conjunto elegido de pequeños desfases de retardo (referidos anteriormente como "retardos residuales") en relación con el retardo utilizado para las correlaciones. Por lo tanto, el arreglo 2D de salidas de las DTFT comunes M proporciona una correlación en todo el ancho de banda Doppler y en una fina cuadrícula de desfases de retardo. Se realiza una búsqueda de picos a través del arreglo, y si se encuentra un pico por encima de algún umbral predeterminado, esto indica una adquisición exitosa de la señal 2 de entrada.

Para lograr un buen rendimiento, el enfoque del correlacionador de subcanal combinado descrito anteriormente debería lograr la misma ganancia de correlación (procesamiento) que un correlacionador de banda ancha tradicional. Para que esto ocurra, las salidas DTFT de subcanal correspondientes en cada frecuencia (es decir, las salidas equivalentes de cada DTFT de subcanal) deben combinarse coherentemente. La DTFT común logra esto.

Nótese que la arquitectura que comprende el arreglo de DTFT de subcanal, junto con las DTFT comunes, equivale a una DTFT 2D, para la que existen varias arquitecturas de procesamiento. Por lo tanto, el experto en la materia estará familiarizado con las arquitecturas eficaces a emplear.

Después de la adquisición, como se explicó anteriormente, el proceso entra en un modo de seguimiento. La figura 3 muestra una realización de la presente invención, para seguir una señal de espectro distribuido con saltos de frecuencia que contiene códigos de distribución. En el modo de seguimiento, la tarea del receptor es medir el retardo de tiempo (en relación con algún tiempo de referencia o señal) del pico encontrado durante la adquisición.

La realización comprende un receptor 30 que está configurado para tener un conjunto de subcanales 31- (1-K), en este caso existiendo un subcanal separado para cada frecuencia de salto de la señal de entrada, aunque esto es no es una necesidad, como se describió anteriormente. Cada subcanal 31 -k (donde (pequeño) k denota un canal individual) tiene un mezclador 32 que toma la señal de entrada del subcanal en una primera entrada, y la salida de un oscilador controlado numéricamente 50-k dispuesto para producir un onda sinusoidal compleja en la frecuencia central del canal, que alimenta una segunda entrada del mezclador 32 para llevar la señal de entrada en ese subcanal a la banda base, y una CMF 33 para permitir que se reduzca la tasa de muestreo en el subcanal, sin cualquier pérdida de sensibilidad. La salida del CMF 33 es muestreada por la unidad 34 de selección de muestras, y las muestras elegidas se proporcionan a un correlacionador 35 para correlacionar las señales de entrada en el subcanal con un código de referencia conocido. La unidad 34 de selección de muestras elige sólo aquellas muestras que se requieren para calcular las correlaciones requeridas para el seguimiento.

En particular, el receptor conoce el patrón de salto y el código de referencia y, por lo tanto, sabe qué muestras de cada frecuencia de salto forman parte de la señal de salto de frecuencia. Por lo tanto, solo las muestras requeridas de cada subcanal son seleccionadas por la unidad 34 de selección de muestras. Luego se multiplican en el multiplicador 36 por el conjugado de las muestras correspondientes de la secuencia de referencia y los resultados se acumulan en una tienda 37 acumuladora. El resultado final en la tienda es la correlación requerida. Para cada subcanal puede haber más de un tienda de este tipo, que se utiliza para acumular diferentes resultados de correlación para diferentes valores de retardo, pero normalmente solo se requiere uno.

Una salida del correlacionador 35 de cada subcanal se alimenta a una DTFT 38 común. Durante el seguimiento, se puede reducir el número de salidas de la DTFT común que deben estimarse. Normalmente, se pueden utilizar tres, correspondientes a una salida Temprana, un Aviso y una Salida tardía, que luego se procesan de la manera tradicional como sería conocido por un experto en la técnica. La estimación de la DTFT común se puede adaptar solo para producir estas tres salidas con un espaciado de retardo adecuado que evite perder el pico de correlación. Para lograr esto, las tres salidas de la DTFT pueden elegirse típicamente para estar separadas en el tiempo de las salidas adyacentes por aproximadamente la mitad del ancho del pico de correlación (o 1/(2B), donde B es el ancho de banda de toda la señal). Esto corresponde a espaciamientos de la mitad de la duración del chip en un seguidor BPSK convencional. Sin embargo, como es bien conocido por una persona experta en la técnica, el espaciado puede elegirse para que sea más ancho o más comúnmente más estrecho, por ejemplo para mitigar los efectos de trayectos múltiples. Esto se describe, por ejemplo, en Mohammad Zahidul H. Bhuiyan y Elena Simona Lohan (2012). Técnicas de mitigación de trayectos múltiples para aplicaciones de posicionamiento basado en satélites, sistemas globales de navegación por satélite: señal, teoría y aplicaciones, profesor Shuanggen Jin (Ed.), ISBN: 978-953-307-843-4, InTech, capítulo 17, págs. 405-426 (Bhuiyan). Así como se pueden usar espaciamientos de correlacionador en el rango de 0.05 a 0.2 chips en un seguidor BPSK convencional (Bhuiyan, página 405), las tres salidas de la DTFT pueden elegirse para estar separadas en el tiempo de las salidas adyacentes por aproximadamente 0.05 a 0.2 veces el ancho del pico de correlación. Por supuesto, se pueden utilizar otros espacios de tiempo fuera de este rango, para la mitigación de trayectos múltiples o para otros fines.

Además, otras técnicas bien conocidas para combatir el multitrayecto (incluida la técnica Double-Delta (Bhuiyan p406 y p412-13)), utilizan más de 3 salidas de correlacionador en el bucle de seguimiento. Para lograr esto, la DTFT se adaptará para proporcionar las más de 3 salidas requeridas. La técnica del doble delta normalmente utiliza 5 salidas de correlacionador: dos tempranas, dos tardías y una salida rápida. Otras técnicas, tales como las que se describen en Bhuiyan, pueden requerir más salidas del correlacionador. Las salidas adicionales requeridas pueden proporcionarse mediante una configuración adecuada de la DTFT, como entendería el experto en la materia.

Como es convencional en los receptores GNSS, las señales tempranas y tardías se envían a un discriminador 39 de retardo que proporciona una estimación del error de retardo a un bucle de bloqueo de retardo (DLL) 40. El bucle de bloqueo de retardo incluye un oscilador controlado numéricamente (NCO) 41 que acciona los muestreadores 34 en cada subcanal, seleccionando los tiempos de muestra que se utilizarán para muestrear la señal diezmada entrante. La salida del correlacionador de solicitud se alimenta a un discriminador 42 de fase que proporciona entrada a un bucle de bloqueo de fase de frecuencia portadora (PLL) 43, que tiene un NCO 44, cuya salida se usa para mezclar con la señal 45 de entrada usando un multiplicador 46. Como es convencional tanto en GNSS como en receptores de comunicaciones, este NCO 44 junto con el multiplicador 46 elimina cualquier desfase de frecuencia de la señal de entrada desplazando la frecuencia de la señal de entrada por el negativo de la estimación actual del desfase de frecuencia de la señal. Esto se denomina "limpieza portadora".

Mirando hacia atrás a la figura 2, se recordará que el correlacionador allí está operando como un correlacionador segmentado (para poder manejar el desfase de frecuencia Doppler desconocido de la señal de entrada durante la adquisición), mientras que, cuando el sistema es operativo en un modo de seguimiento (como se ilustra en la figura 3), el correlacionador puede conmutar a un correlacionador no segmentado (adecuado cuando el desfase de frecuencia residual de la señal de entrada es suficientemente pequeño, como lo es durante el seguimiento), que proporciona uno (complejo) salida. En este caso, el proceso de correlación es como se describe en la ecuación 3. Esto puede verse como un correlacionador segmentado con un solo segmento (M=1), y el resultado se somete a una DTFT de un solo punto, que es una función trivial para la cual la salida es igual que la entrada).

La secuencia de referencia que debe proporcionarse al correlacionador para un subcanal 31 -k determinado es igual a la secuencia de referencia original (como se generó en el transmisor, antes del salto de frecuencia) durante los períodos de tiempo en que la frecuencia de salto hace que la señal esté dentro del subcanal k. En otras ocasiones, la secuencia de referencia para el subcanal k es cero. El proceso de generar las secuencias de referencia para cada subcanal a partir de la secuencia de referencia original se lleva a cabo mediante una unidad 47 de generación de referencia, con entradas de las copias locales tanto del código 48 de referencia de chip como del patrón de salto (es decir, el patrón de salto frecuencias) 49. Con su conocimiento tanto de la secuencia de chip como del patrón de salto, es capaz de dirigir las partes apropiadas de la secuencia de chip a los correlacionadores de subcanal correctos para la correlación con la señal de entrada en ese subcanal en los momentos apropiados.

La ecuación 3 muestra que cada operación de correlación de subcanal comprende una multiplicidad de operaciones de multiplicación, cuyos resultados se suman para proporcionar el resultado de salida único. En la figura 3, para mayor claridad, estos dos aspectos se muestran por separado, la unidad 36 de multiplicación alimenta sus salidas a la unidad 37 de acumulación.

En la figura 3, como ya se ha mencionado, solo una unidad 36 de multiplicación de correlación está activa en cualquier momento dado, porque solo una frecuencia de salto está activa en cualquier momento. Por lo tanto, esto puede aprovecharse para simplificar la configuración de procesamiento requerida y, por lo tanto, reducir los requisitos de potencia y hardware, firmware y/o software durante la fase de seguimiento. La figura 4 muestra una realización que tiene tal configuración reducida.

La realización 60 comprende un aparato para procesar una señal modulada por código de salto de frecuencia en un modo de seguimiento. Por tanto, se supone que se ha adquirido la señal y que se ha adquirido conocimiento de la sincronización del código y del patrón de salto durante una fase de adquisición previa. El aparato tiene un canal 61 de procesamiento que tiene un mezclador 62 digital de entrada que recibe una señal de entrada digitalizada en una entrada 63, y una "limpieza de portadora" 64 adicional que se describirá más adelante. La salida del mezclador 62 de entrada es una señal que tiene un ancho de banda dictado tanto por el código como por la frecuencia de salto. Esta señal se aplica a una primera entrada de un mezclador 65 de limpieza de frecuencia de salto. El aparato tiene un generador 81 de patrón de salto que está ahora (siguiendo la fase de adquisición) en sincronización con el patrón de salto entrante. El generador 81 de patrón de salto genera copias inversas de la frecuencia entrante en un instante dado usando NCO 79, que se proporciona a una segunda entrada del mezclador 65 de limpieza de frecuencia de salto. La salida de este mezclador 65 es por lo tanto una señal de banda base que lleva solo el código modulación.

Esta señal es filtrada en CMF 66 y luego muestreada por el muestreador 67 y las muestras de allí alimentadas a un multiplicador 68 correlacionador. El muestreador 67 es impulsado por un NCO 69 como se describe más adelante, y el multiplicador 68 se alimenta con la corriente. chip del código 71 del chip de referencia. La salida del multiplicador 68 se conmuta, usando el conmutador 80 a un acumulador 70 diferente para cada subcanal. El conmutador 80 está controlado por el generador 81 de patrón de salto.

Cada acumulador 70 acumula los resultados de la multiplicación de la señal de entrada (procesada como se describió anteriormente) con el código 71 de referencia almacenado. La salida de cada acumulador se proporciona a una DTFT 72 común, que funciona de manera idéntica a la DTFT común de la figura 3. La DTFT 72 común tiene tres salidas: Temprana, Rápida y Tarde, como antes, y estas están nuevamente dispuestas para tener un retardo de tiempo relativo entre salidas adyacentes de aproximadamente la mitad del ancho del pico de correlación. Como en la realización de la figura 3, las salidas Temprana y Tardía van a un discriminador 73 de retardo, y desde allí a un DLL 74, que alimenta un NCO 69. Mientras que en la figura 3 el NCO se usó para sincronizar el muestreador en cada uno de los diferentes subcanales, aquí, la salida del NCO 69 sincroniza solo el muestreador 67 único en el subcanal 61 único.

La salida de aviso del DTFT común alimenta un discriminador 76 de fase que a su vez alimenta un PLL 77 que activa un NCO 78 que se usa para producir una señal de frecuencia igual a la señal entrante. Esta señal NCO se mezcla con la señal entrante en el mezclador 62 digital para efectuar la función de limpieza de portadora mencionada anteriormente.

Por tanto, esta realización requiere sólo un único CMF, muestreador y, para la función de correlación, un único multiplicador para ser utilizado durante la fase de seguimiento. Significa que solo se debe proporcionar una única instancia de hardware, firmware o software de estos aspectos del procesamiento, como se muestra en la figura 4. Sin embargo, las unidades 70 de acumulación (que contienen los resultados de correlación para cada subcanal) aún deben ser separados, como ya se ha explicado.

Una vez que se ha adquirido la señal, durante una fase de adquisición, tanto el retardo de tiempo de la señal como su desfase de frecuencia se conocen con solo un pequeño error. Por lo tanto, esta reconfiguración da como resultado un requisito de procesamiento reducido y, por lo tanto, proporciona un consumo de potencia reducido durante la fase de seguimiento, en comparación con la realización mostrada en la figura 3.

Los ejemplos y realizaciones anteriores no son limitantes, y se apreciará que se pueden realizar diversas modificaciones y enmiendas a las realizaciones, métodos y procesos descritos, sin dejar de estar dentro del alcance de las reivindicaciones. También se entenderá que, cuando sea apropiado, las diversas funciones y procesos descritos en este documento pueden implementarse en hardware o software, o en alguna combinación de los dos, de acuerdo con los requisitos y capacidades de las realizaciones. El hardware puede comprender uno o más procesadores de señales, FPGA y/o ASIC configurados o programados de manera apropiada para implementar los diversos pasos del proceso descritos.

Claims

REIVINDICACIONES

1. Un método para procesar una señal en un receptor, la señal comprende una secuencia de chips con saltos de frecuencia, y el método comprende adquirir la señal digitalizándola y luego llevar a cabo los pasos de:

a) dividir la señal recibida en una pluralidad (1-k) de subcanales de procesamiento separados (4), cada uno dispuesto para procesar una banda de frecuencia separada correspondiente a una o más frecuencias de salto diferentes; b) dentro de cada subcanal:

i) restar cualquier frecuencia de subportadora de la señal recibida

ii) filtrar la señal de (i) usando un filtro (8) de chip adaptado;

iii) seleccionar un subconjunto de muestras de la señal filtrada mediante un submuestreador (10) y almacenarlas en una memoria intermedia (12) como muestras contiguas;

iv) correlacionar el subconjunto seleccionado de muestras del paso (iii) con una señal de referencia conocida en un correlacionador (14) segmentado que comprende M subcorrelacionadores (16) y proporcionar, desde cada subcorrelacionador, su salida a un subcorrelacionador DTFT de transformada de Fourier de tiempo discreto de canal (20) para producir M salidas DTFT de subcanal;

c) proporcionar la enésima salida respectiva de cada DTFT de subcanal en una entrada de una respectiva de un banco de M DTFT comunes (22-1, 22-2, 22-M);

d) seleccionar una o más salidas de las DTFT comunes de la etapa (c) que tienen un pico por encima de un umbral predeterminado para su posterior procesamiento en el receptor.

2. Un método como el reivindicado en la reivindicación 1, en donde el correlacionador está dispuesto para correlacionar datos de la memoria intermedia que corresponden a datos del código de referencia para el subcanal dado.

3. Un método como el reivindicado en la reivindicación 2, en donde la memoria intermedia se actualiza con cada entrada más reciente del paso de submuestreo y se descarta la muestra más antigua, y la correlación se repite cada vez que se actualiza la memoria intermedia.

4. Un método como el reivindicado en la reivindicación 3, en donde las salidas de las M DTFT comunes se examinan para identificar, como lo indicado por una salida más grande por encima de un umbral predeterminado, la DTFT común particular correspondiente a un desplazamiento Doppler en la señal recibida.

5. Un método como el reivindicado en la reivindicación 4, en donde las DTFT comunes están dispuestas para tener un espacio de tiempo entre salidas adyacentes de entre 0.05 y 0.7, más típicamente entre 0.2 y 0.5, y más típicamente 0.5 de la mitad de la potencia del ancho de un lóbulo principal de la autocorrelación de la señal de entrada esperada.

6. Un método para procesar una señal de entrada que comprende primero adquirir la señal de acuerdo con cualquiera de las reivindicaciones 1 a 5, y luego, una vez que se adquiere la señal, conmutar a un modo de seguimiento en donde se usa al menos un correlacionador, el al menos un correlacionador proporcionando una única salida compleja para cada subcanal a una única DTFT común, y utilizando salidas de la única DTFT común para seguir y compensar las variaciones en la frecuencia de entrada y el retardo.

7. Un método como el reivindicado en la reivindicación 6, en donde se utiliza un solo canal de procesamiento para procesar la señal de entrada hasta una etapa de acumulación de correlación, en donde se realiza una acumulación separada para cada subcanal, y en donde un bucle de bloqueo de fase impulsado por una salida pronta de la DTFT común se utiliza para eliminar cualquier frecuencia Doppler o similar a Doppler de la señal de entrada.

8. Un método como el reivindicado en la reivindicación 6 o la reivindicación 7, en donde la DTFT común tiene una o más salidas adaptadas para proporcionar una medida del retardo del pico de salida en relación con una señal de referencia.

9. Un método como el reivindicado en la reivindicación 8 cuando depende de la reivindicación 7, en donde las salidas DTFT comunes comprenden una salida temprana, una salida pronta y una salida tardía, y en donde la salida pronta es utilizada por el bucle de bloqueo de fase para eliminar las frecuencias Doppler o similares a Doppler dentro del canal de procesamiento.

10. Un método como el reivindicado en cualquiera de las reivindicaciones 6 a 9, en donde se utiliza un patrón de salto de referencia para eliminar las frecuencias de salto de la señal de entrada para permitir que el filtrado, el muestreo y la multiplicación emparejados por chip con un código de referencia se realice en una única frecuencia de banda base.

11. Un método como el reivindicado en las reivindicaciones 9 o 10, en donde la DTFT común tiene al menos cinco salidas, que comprenden al menos dos salidas tempranas, al menos dos salidas tardías y una salida pronta, y en donde la DTFT común está dispuesta para tener un tiempo espaciado entre salidas adyacentes de entre 0.05 y 0.7, más típicamente entre 0.2 y 0.5, y más típicamente 0.5 de la mitad de la anchura de potencia de un lóbulo principal de la autocorrelación de la señal de entrada esperada.

12. Un método como el reivindicado en cualquiera de las reivindicaciones anteriores, en donde el número de salidas DTFT comunes en la o cada DTFT común comprende 1, 2 o 3 salidas.

13. Un método como el reivindicado en cualquiera de las reivindicaciones 1 a 6, en donde cada subcanal está dispuesto para recibir una frecuencia de un solo salto, y la resta en el paso (b)(i) comprende la multiplicación con una exponencial compleja para llevar la señal a frecuencia cero.

14. Un método como el reivindicado en cualquiera de las reivindicaciones 1 a 13, en donde el o cada subcanal está dispuesto para recibir una pluralidad de frecuencias de salto, y la resta en el paso (b)(i) comprende la multiplicación con múltiples exponenciales complejos para llevar la señal a frecuencia cero.

15. Un aparato dispuesto para implementar un método como el reivindicado en cualquiera de las reivindicaciones anteriores.

16. Un sistema de navegación por satélite que comprende el aparato de la reivindicación 15.