CN101377542B - 一种gnss反射信号参数估计的方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种GNSS反射信号参数估计的方法和装置，通过对含有近距离多径的信号进行解调解扩后得到的相关值进行递归最小二乘自适应(RLS)滤波估计出多径的各个参数，参数包括直射支路的码和载波相位的跟踪误差，各多径分量相对于直射信号的幅度、延时和载波频率、相位等信息；估计的多径分量的信息可以用做反射信号的利用；估计出来的直射信号的跟踪误差的信息使得接收机在近距离多径环境下仍能够精密跟踪码和载波，消除了多径信号的干扰，提高了跟踪精度。当系统体制改变时，相关模块的基本结构不变，调整其中的部分参数和函数就能够对发射和直射信号进行估计和跟踪处理，是一种适用于各种GNSS系统的估计方案。

Description

一种GNSS反射信号参数估计的方法和装置

技术领域

本发明属于信号处理领域，涉及一种信号处理方法和装置，具体涉及一种GNSS反射信号参数估计的方法和装置

背景技术

多径是高精度定位中影响精度的主要误差源。差分定位系统(DGPS)中，包含许多误差源，有卫星时钟误差、星历误差、电离层延迟误差、对流层延迟误差、接收机钟差、热噪声、多径误差等。通过差分技术和建模技术，大部分误差可以被消除，但是热噪声和多径误差由于在基准站和用户站之间不相关而不能被消除。热噪声引起的误差通常只有毫米级，可以忽略不计，因此多径误差就成为高精度差分定位应用中的主要误差源。与消除多径相对应的是，近年来反射信号应用的逐渐兴起。人们运用准确估计出的GNSS反射信号码延时和载波相位进行测高。

无论是消除还是利用多径，准确估计密集多径的相对幅度，码相位和载波相位信息是很有价值的。而在这方面已经存在的技术，有MEDLL等，但是它们的计算比较复杂，计算量大。还有些方法也是基于自适应滤波方法的，但使用不是RLS滤波或搭建的框架和这个有不同，并且这类方法中的很多只解决了码片的多径估计问题，对载波并没有解决。

可见，在估计密集多径的相对幅度、码相位和载波相位等参数方面，缺乏用自适应滤波技术解决的有效方法。

发明内容

本发明的目的是提供一种GNSS反射信号参数估计的方法和装置。通过对含有近距离多径的信号进行解调解扩后得到的相关值进行递归最小二乘自适应(RLS)滤波估计出多径的各个参数，参数包括直射支路的码和载波相位的跟踪误差，各多径分量相对于直射信号的幅度、延时和载波频率、相位等信息。估计的多径分量的信息可以用做反射信号的应用；估计出来的直射信号的跟踪误差的信息使得接收机在近距离多径环境下仍能够精密跟踪码和载波，提高了其处理精度。当系统体制改变时，相关模块的基本结构不变，调整其中的部分参数和函数就能够对发射和直射信号进行估计和跟踪处理，是一种适用于各种GNSS系统的估计方案。

一种GNSS反射信号参数估计的装置，包括接收天线模块、射频模块、信号处理模块和应用处理模块；所述接收天线模块用于接收发射机发出的模拟射频信号，射频模块用于把从天线接收的射频信号转化为模拟中频信号，信号处理模块把中频模拟信号进行处理，应用处理模块利用信号处理模块处理的结果执行相应的处理；

所述信号处理模块包括A/D转换器、相关模块和提取模块；模拟中频信号经A/D转换器处理为数字中频信号，并输入至相关模块中进行相关处理，提取模块从相关模块中取得直射支路和多径支路的信息并传递到应用处理模块；

所述相关模块包括解扩解调单元、多径处理单元和闭环控制单元；将接收到的数字信号中频信号先在解扩解调单元处理得到相关值。相关值一方面直接输出到闭环控制单元，另一方面输出到多径处理单元进行自适应处理，得到自适应滤波器收敛以后的滤波系数，由这些滤波系数可以估计出反射信号的各个参数和直射信号的码和载波的跟踪误差，把滤波系数输出给闭环控制单元。闭环控制单元先用常规的捕获和跟踪方法根据相关值计算出码和载波控制字并反馈给解扩解调单元，经过反复调整后，接收机进入精密跟踪状态；然后闭环控制单元利用滤波系数产生码和载波的控制字，其中码控制字反馈给解扩解调单元和多径处理单元，载波控制字反馈给解扩解调单元，进行抗多径的精密跟踪。

所述的解扩解调单元包括复数本地载波单元，同步码映射单元，相关器单元。在解扩解调单元中，由复数本地载波单元在载波控制字的作用下产生复数本地载波信号s_l(n)。同步码映射单元在码控制字的作用下可以产生同步本地码

相关器单元利用复数本地载波信号s_l(n)和同步本地码

对输入的信号s_d(n)进行解扩解调处理以后得到相关值 $\underset{i=0}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{z}_i(m{T}_s,\widehat{\mathrm{\ω}}).$

所述多径处理单元包括缓存单元，相关函数的映射单元、横向滤波器单元，抽头系数计算单元和减法单元；所述缓存单元把解扩解调单元产生的相关值缓存，并把这些缓存值在时钟的作用下依次串行输出，产生期望信号d(n)送至减法单元；相关函数的映射单元在闭环控制单元的控制字的作用下，产生本地相关值序列，即滤波输入u(n)信号；横向滤波器单元对输入滤波输入u(n)序列利用抽头系数计算单元计算的滤波系数进行滤波处理，产生滤波输出y(n)；滤波输出序列y(n)输入到减法器，作为减数与期望信号d(n)相减，得到误差e(n)反馈给抽头系数计算单元；抽头系数计算单元用RLS算法根据误差e(n)和设置的初始值计算更新抽头系数，并把抽头系数输出至横向滤波器单元。以上的序列的输入、输出和更新系数的过程在时钟的统一控制下进行。

所述的闭环控制单元利用相关值先用常规的捕获和跟踪方法计算出码和载波控制字，并把控制字反馈给解扩解调单元和多径处理单元控制解扩解调和自适应滤波，经过反复调整后，接收机完成粗略跟踪；然后待多径处理单元的自适应滤波器收敛以后，闭环控制单元利用滤波系数产生码和载波的控制字，反馈给解扩解调单元和多径处理单元进行抗多径的精密跟踪。

所述闭环控制单元可以利用自适应滤波器的系数实现进一步的精密跟踪，假设滤波系数得到幅度最大值是w_j0，表示直射支路的码片所在位置。得到的w_j0的位置和标准的w_b差值，可以知道码的估计误差，此误差大于一个T_s的间隔。第一个最大值所对应的复数的角度对应的是直射信号的载波相位估计残差。滤波系数中其他幅度较大的依次表示各多径支路的信息，系数所在位置和相位分别表示多径的位置和相位残差。这样就得到了多径的时延和载波相位估计误差的信息，根据多径的时延和载波相位估计误差的信息闭环控制单元利用滤波系数产生码和载波的控制字；

闭环控制单元在精密跟踪阶段产生的码控制字分别反馈到多径处理单元的相关函数的映射单元产生本地相关函数和反馈到解扩解调单元的同步码映射单元产生本地码；闭环控制单元产生的载波控制字反馈到复数本地载波单元产生本地复数载波。

所述提取模块从相关模块中提取直射和多径的信息，包括直射支路的载波频率、相位信息，码相位信息，各反射支路的时延、载波相位信息。

一种GNSS反射信号参数估计的方法，包括如下步骤：

步骤1：接收天线接收发射机发出的模拟射频信号，根据应用选择仅接收RHCP信号或同时接收LHCP和RHCP信号，并将通过模拟射频信号传递给射频模块；

步骤2：射频模块将模拟射频信号转化为模拟中频信号，并将模拟中频信号传递到信号处理模块；

步骤3：信号处理模块中的A/D转换器把模拟中频信号转化为数字中频信号；再经过解扩解调得到相关值，利用相关值利用常规的捕获和跟踪方法计算出码和载波控制字，并使用控制字反馈控制解扩解调过程，经过反复调整后，接收机完成粗略的跟踪；

步骤4：相关值另一方面输出到多径处理单元进行自适应处理，得到自适应滤波器收敛以后滤波系数，由这些滤波系数可以估计出反射信号的各个参数和直射信号的码和载波的跟踪误差，把滤波系数输出给闭环控制单元；

步骤5：闭环控制单元利用滤波系数产生码和载波的控制字，反馈给解扩解调单元和多径处理单元进行抗多径的精密跟踪；

步骤6：提取模块从相关模块中提取直射支路码相位和载波频率与相位的信息，多径信号各个支路的延时和相位信息，并传到应用处理模块，由应用处理模块进行定位解算处理；

步骤7：应用处理模块对所得的数据进行定位解算处理导航定位数据，并进行显示和分析，进行定位解算处理。

所述步骤3中解扩解调得到的结果是时域相关的结果

其中

表示相关的间距为mT_s(m＝1，2，…一个码片周期内的采样点数)，估计的频率为时候的各条多径支路的相关值。

$\underset{i=0}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{z}_i(m{T}_s,\widehat{\mathrm{\ω}})=\mathrm{\α}\·\underset{i=0}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\β}}_i\mathrm{mu}{l}_i=\mathrm{\α}\·\underset{i=0}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\β}}_i\·R(m{T}_s+\mathrm{\Δ}{n}_i^{\′}{T}_s+\mathrm{\Δ}{n}_0{T}_s)$

其中

表示相关的间距为mT_s(m＝1，2，…一个码片周期内的采样点数)，估计的频率为

时候的第i条多径支路的相关值。α是一个复数，它的幅度表示直射支路相关后的幅度信息，角度表示直射支路的相位跟踪误差，α在接收机变化不剧烈，且跟踪误差在一定范围内的时候可视为常数。 ${\mathrm{mul}}_i=R(m{T}_s+\mathrm{\Δ}{n}_i^{\′}{T}_s+\mathrm{\Δ}{n}_0{T}_s),$ ${\mathrm{\β}}_i=\frac{A_{\mathrm{ni}}}{A_n}\×e^{-\mathrm{j\Δ}{\mathrm{\φ}}_i},$ β_i是复增益，角度部分表示第i路多径支路信号相对于直射信号引起的额外的相位差，这样可以分辨多径的载波相位信息；β_i的幅度部分代表多径支路相对于直射支路的幅度信息。

R(·)表示伪随机码序列的自相关函数。信号由一路直射信号和M路多径信号组成，直射支路信号用i＝0表示，令 $\mathrm{\Δ}{n}_0^{\′}=0.$ 则其中第i路(i＝0，1，2，…，M)多径信号幅度分别是A_ni，相对于直射信号的延时分别是

  $(n_i=n+\mathrm{\Δ}{n}_i^{\′})$ 附加的载波相位变化分别是φ_{jtup_ni}(i＝0，1，2，…，M)。设 ${\mathrm{\τ}}_0=\widehat{\mathrm{\τ}}-\mathrm{\τ}=\mathrm{\Δ}{n}_0{T}_s$ 是对直射信号到达时间延时的估计误差，那么 $\mathrm{\τ}=\widehat{\mathrm{\τ}}-{\mathrm{\τ}}_0.$

所述步骤4中首先通过缓存单元把解扩解调单元产生的相关值

(m＝1，2，…一个码片周期内的采样点数)缓存，并把这些缓存值在时钟的作用下依次串行输出，产生期望信号d(n)送至减法单元；

$d\left(n\right)=\mathrm{\α}\·\underset{i=0}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\β}}_i\·R(n{T}_s+\mathrm{\Δ}{n}_i^{\′}{T}_s+\mathrm{\Δn}{T}_s).$

在闭环控制单元的控制字的作用下，相关函数的映射单元产生本地相关值序列，即滤波输入u(n)信号： $u\left(n\right)=R(n{T}_s+\mathrm{\Δ}{\hat{n}}_0{T}_s).$ 其中

为对Δn₀的估计。该滤波器输入信号在时钟的控制下依次输入到横向滤波器，在横向滤波器里表现为

$\stackrel{\→}{U}\left(n\right)=[u(n+Q-1),u(n+Q-2),\·\·\·,u\left(n\right)].$

滤波输入u(n)序列 $\stackrel{\→}{\mathrm{\ρ}}=[{\mathrm{\ρ}}_0,{\mathrm{\ρ}}_1,{\mathrm{\ρ}}_2,\·\·\·{\mathrm{\ρ}}_{Q-1}]$ 在横向滤波器单元滤波系数滤波，产生滤波输出y(n)； $y\left(n\right)=\underset{q=0}{\overset{Q-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\ρ}}_{q}R(n{T}_s+q{T}_s+\mathrm{\Δ}{\hat{n}}_0{T}_s).$ 滤波输出序列y(n)输入到减法器，作为减数与期望信号d(n)相减，得到误差e(n)反馈给抽头系数计算单元供其进行抽头系数的更新。更新抽头系数的过程是用的是RLS算法。这样产生的y(n)来估计d(n)，滤波器收敛的时候，滤波器系数ρ_q估计了α·β_i，用q描述对的估计。

因为

为对Δn₀的估计可能不准，所以滤波器的阶数Q取得比多径的可能范围大一些，

E是考虑的多径的范围对应的时间，ε是常规闭环控制方法的码跟踪的精度，这里考虑了跟踪滞后的情况。

由于Q和E相关，在近距离多径的情况下滤波器的阶数Q才取得小。所以该方法在近距离多径的情况下更为适用。而近距离多径正是很多大多数技术不容易解决的多径范围。滤波器的输入序列n的取值为N≥2Q，N≤一个码片周期中的采样点的个数。

所述步骤5中闭环控制单元可以利用自适应滤波器的系数实现进一步的精密跟踪，假设滤波系数得到幅度最大值是w_j0，表示直射支路的码片所在位置。得到的w_j0的位置和标准的w_b差值，这里标准的意思表示按照d(n)序列和y(n)序列关于码片的前后关系的设置，当码片的估计误差为零的时候，直射支路应该在系数中出现的位置，可以知道码的估计误差，此误差大于一个T_s的间隔。第一个最大值所对应的复数的角度对应的是直射信号的载波相位估计残差。滤波系数中其他幅度较大的依次表示各多径支路的信息，系数所在位置和相位分别表示多径的位置和相位残差。这样就得到了多径的时延和载波相位估计误差的信息，根据多径的时延和载波相位估计误差的信息闭环控制单元利用滤波系数产生码和载波的控制字；

闭环控制单元在精密跟踪阶段产生的码控制字分别反馈到多径处理单元的相关函数的映射单元2产生本地相关函数和反馈到解扩解调单元的同步码映射单元产生本地码；闭环控制单元产生的载波控制字反馈到复数本地载波单元产生本地复数载波。

本发明一种GNSS反射信号参数估计的装置和方法的优点在于：

(1)本发明的信号处理模块采自适应滤波的算法，能够精确估计出直射信号的码和载波频率、相位的信息，根据这些信息进行同步跟踪，从而消除了多径信号的干扰，提高了跟踪精度。

(2)本发明的信号处理模块的闭环控制单元能够通过滤波器系数以一定的分辨率估计出任意多路多径的延时和载波频率、相位信息，这些信息可以在反射信号的应用环境中发挥作用。

(3)本发明的多径处理单元能够适应于各种GNSS信号体制和定位信号的结构，使本发明具为多导航系统兼容、多星座组合的GNSS反射信号应用提供了核心技术储备。

附图说明

图1是本发明一种GNSS反射信号参数估计的装置总体结构图；

图2是本发明一种GNSS反射信号参数估计的装置的接收天线模块的结构图；

图3是本发明一种GNSS反射信号参数估计的装置的信号处理模块的结构图；

图4是本发明一种GNSS反射信号参数估计的装置的相关模块的结构；

图5是本发明一种GNSS反射信号参数估计的装置的解扩解调单元的结构图；

图6是本发明一种GNSS反射信号参数估计的装置的多径处理单元的结构图；

图7是本发明一种GNSS反射信号参数估计的处理方法和装置的自适应滤波器滤波的均方误差|e(n)|²随着滤波器迭代次数的变化的图示；

图8是本发明一种GNSS反射信号参数估计处理方法的步骤流程图。

图中：1.接收天线模块            101.LHCP天线        102.RHCP天线

103.控制单元              2.射频模块          3.信号处理模块

301.A/D转换器             302.相关模块        302a.解扩解调单元

302a1.复数本地载波单元                        302a2.同步码映射单元

302a3.相关器单元          302b多径处理单元    302b1.缓存单元

302b2.相关函数的映射单元                      302b3.横向滤波器

302b4.抽头系数计算单元                        302b5减法器

302c.闭环控制单元         303提取模块         4.应用处理模块

具体实施方式

一种GNSS反射信号的处理装置，如图1所示，由接收天线模块1、射频模块2、信号处理模块3和应用处理模块4组成；所述接收天线模块1用于接收发射机发出的模拟射频信号，射频模块2用于把从接收天线模块1接收的射频信号转化为模拟中频信号。

如图2所示，所述接收天线模块1由控制单元103、LHCP天线101、RHCP天线102组成。其中的LHCP天线101主要能接收左旋极化波，RHCP天线102接收右旋极化波，并且RHCP天线102是具有抗多径性能的天线。控制单元103控制两个天线的工作状态，当在利用直射信号，需要抑制多径的模式中控制单元103控制RHCP天线102工作，LHCP天线101不工作，只把RHCP天线102接收到的模拟射频信号传递给射频模块2。当在利用反射信号的模式中，控制单元103控制RHCP天线102、LHCP天线101一起工作，把接收到的模拟射频信号分别传递给射频模块2，再分别通过信号处理模块3处理。

如图3所示，信号处理模块3由A/D转换器301、相关模块302和提取模块303组成，所述A/D转换器301把模拟中频信号转化为数字中频信号；相关模块302将接收到的数字信号中频信号经过解扩解调后得到相关值，对相关值进行分析处理和自适应滤波，得到精确的闭环控制量反馈控制解扩解调过程和自适应滤波过程。提取模块303从相关模块302中提取直射支路码相位和载波频率与相位的信息，多径信号各个支路的延时和相位信息，并传到应用处理模块4，由应用处理模块4进行定位解算处理。

模拟中频信号通过A/D转换器301之后变为数字中频信号，表示为：

$s_d\left(n\right)=\underset{i=0}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\{A_{\mathrm{ni}}D(n_i{T}_s-\mathrm{\τ})C(n_i{T}_s-\mathrm{\τ})\·\cos [({\mathrm{\ω}}_0+{\mathrm{\ω}}_d)(n_i{T}_s-t_{n0})+{\mathrm{\φ}}_n+{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{jump}\_\mathrm{ni}}]\}$

其中，n表示信号的第n个采样时刻，n＝0，1，2，3，…，Ts表示信号的采样间隔，τ表示第n个采样时刻的码的传播延时。D(·)表示卫星导航数据，C(·)表示伪随机码序列。设采样开始于第t_no个采样值，ω₀为数字中频频率，ω_d为多普勒频移，φ_n为参考时刻t_noT_s时的载波相位，信号由一路直射信号和M路多径信号组成，直射支路信号用i＝0表示，令 $\mathrm{\Δ}{n}_0^{\′}=0,$ φ_{jump_n0}＝0。则其中第i路(i＝0，1，2，...，M)多径信号幅度分别是A_ni，相对于直射信号的延时分别是Δn′_iT_s，(n_i＝n+Δn′_i)附加的载波相位变化分别是φ_{jump_ni}(i＝0，1，2，…，M)，则在nT_s时刻对第i路多径延时进行采样得到：

s_ni(n)＝A_niD(n_iT_s-τ)C(n_iT_s-τ)·cos[(ω₀+ω_d)(n_iT_s-t_n0)+φ_n+φ_{jump_ni}]

如图4所示，所述相关模块302包括解扩解调单元302a，多径处理单元302b，闭环控制单元302c；转换后的数字中频信号输入到解扩解调单元302a进行解扩解调处理，得到相关值

相关值一方面直接输出到闭环控制单元302c，另一方面输出到多径处理单元302b进行自适应处理，得到自适应滤波器收敛以后滤波系数 $\stackrel{\→}{\mathrm{\ρ}}=[{\mathrm{\ρ}}_0,{\mathrm{\ρ}}_1,{\mathrm{\ρ}}_2,...{\mathrm{\ρ}}_{Q-1}],$ 由这些滤波系数可以估计出反射信号的各个参数和直射信号的码和载波的跟踪误差，把滤波系数输出给闭环控制单元302c；闭环控制单元302c利用相关值先用常规的捕获和跟踪方法计算出的码和载波控制字反馈给解扩解调单元302a，经过反复调整后，接收机进入精密跟踪状态，然后闭环控制单元302c利用滤波系数产生码和载波的控制字，由滤波器的系数可以得到

反馈给解扩解调单元302a和多径处理单元302b进行抗多径的精密跟踪。

如图5所示所述的解扩解调单元302a包括复数本地载波单元302a1，同步码映射单元302a2，相关器单元302a3。

在解扩解调单元302a中，由复数本地载波单元302a1在载波控制字的作用下产生复数本地载波信号s_l(n)： $s_l\left(n\right)=A_l{e}^{j\left[({\mathrm{\ω}}_0+{\widehat{\mathrm{\ω}}}_d(n{T}_s-t_{n0})+{\widehat{\mathrm{\φ}}}_n)\right]}.$

其中，A_l为本地信号幅值，为第n个采样时刻对码传播延时的估计，

为对ω_d的估计值，为对φ_n的估计值。

同步码映射单元b302a2在码控制字的作用下可以产生同步本地码

相关器单元302a3利用复数本地载波信号s_l(n)和同步本地码

对输入的信号s_d(n)进行解扩解调处理以后得到相关值

解扩解调单元302a进行解扩解调处理，得到相关值

其中表示相关的间距为mT_s(m＝1，2，…一个码片周期内的采样点数)，估计的频率为时候的第i条多径支路的相关值。α是一个复数，它的幅度表示直射支路相关后的幅度信息，角度表示直射支路的相位跟踪误差。 ${\mathrm{mul}}_i=R(m{T}_s+\mathrm{\Δ}{n}_i^{\′}{T}_s+\mathrm{\Δ}{n}_0{T}_s),$ ${\mathrm{\β}}_i=\frac{A_{\mathrm{ni}}}{A_n}\×e^{-\mathrm{j\Δ}\mathrm{\φ}i},$ β_i是复增益，角度部分表示第i路多径支路信号相对于直射信号引起的额外的相位差，这样可以分辨多径的载波相位信息；β_i的幅度部分代表多径支路相对于直射支路的幅度信息。R(·)表示伪随机码序列的自相关函数。R(·)表示伪随机码序列的自相关函数。设 $\widehat{\mathrm{\τ}}-\mathrm{\τ}={\mathrm{\τ}}_0=\mathrm{\Δ}{n}_0{T}_s$ 是对直射信号到达时间延时的估计误差，那么 $\mathrm{\τ}=\widehat{\mathrm{\τ}}-{\mathrm{\τ}}_0.$

则相关值可以表示为 $\underset{i=0}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{z}_i(m{T}_s,\widehat{\mathrm{\ω}})=\mathrm{\α}\·\underset{i=0}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\β}}_i{\mathrm{mil}}_i=\mathrm{\α}\·\underset{i=0}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\β}}_i\·R(m{T}_s+\mathrm{\Δ}{n}_i^{\′}{T}_s+\mathrm{\Δ}{n}_0{T}_s),$

α在接收机变化不剧烈，且跟踪误差在一定范围内的时候可视为常数。

如图6所示所述的多径处理单元302b包括缓存单元302b1，相关函数的映射单元302b2，横向滤波器302b3，抽头系数计算单元302b4，减法器302b5。

所述缓存单元302b1把解扩解调单元302a产生的相关值缓存，并把这些缓存值在时钟的作用下依次串行输出，产生期望信号d(n)送至减法单元302b5；相关函数的映射单元302b2在闭环控制单元302c的控制字的作用下，产生本地相关值序列，即滤波输入u(n)信号；横向滤波器302b3对输入滤波输入u(n)序列利用抽头系数计算单元302b4计算的滤波系数

进行滤波处理，产生滤波输出y(n)；滤波输出序列y(n)输入到减法器302b5，作为减数与期望信号d(n)相减，得到误差e(n)反馈给抽头系数计算单元302b4供其进行抽头系数的更新；抽头系数计算单元302b4用RLS算法根据误差e(n)和设置的初始值进行计算更新抽头系数

输出至横向滤波器302b3作为滤波器的滤波系数。以上的序列的输入、输出和更新系数的过程在时钟的统一控制下进行。

解扩解调单元302a产生的相关值

(m＝1，2，…，一个码片周期内的点数)在缓存单元302b1进行缓存并在时钟的控制下串行输出至减法器302b5，作为自适应滤波器的期望信号 $d\left(n\right)=\mathrm{\α}\·\underset{i=0}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\β}}_i\·R(n{T}_s+\mathrm{\Δ}{n}_i^{\′}{T}_s+\mathrm{\Δn}{T}_s).$

相关函数的映射单元302b2在闭环控制单元的控制字的作用下，产生本地相关值序列，即滤波输入u(n)信号： $u\left(n\right)=R(n{T}_s+\mathrm{\Δ}{\hat{n}}_0{T}_s).$ 其中

为对Δn₀的估计。该滤波器输入信号在时钟的控制下依次输入到横向滤波器，在横向滤波器302b3里表现为

$\stackrel{\→}{U}\left(n\right)=[u(n+Q-1),u(n+Q-2),\·\·\·,u\left(n\right)].$

横向滤波器302b3对输入滤波输入u(n)序列利用抽头系数计算单元302b4计算的滤波系数进行滤波处理，产生滤波输出y(n)；

滤波器系数表示为 $\stackrel{\→}{\mathrm{\ρ}}=[{\mathrm{\ρ}}_0,{\mathrm{\ρ}}_1,{\mathrm{\ρ}}_2,\·\·\·{\mathrm{\ρ}}_{Q-1}],$ 滤波输出为

$y\left(n\right)=\underset{q=0}{\overset{Q-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\ρ}}_{q}R(n{T}_s+q{T}_s+\mathrm{\Δ}{\hat{n}}_0{T}_s).$

减法器302b5把期望信号d(n)减去滤波输出序列y(n)，得到误差e(n)反馈给抽头系数计算单元302b4供其进行抽头系数的更新。

抽头系数计算单元302b4用RLS算法根据误差e(n)进行计算更新抽头系数，输出至横向滤波器302b3作为滤波器的滤波系数。抽头系数计算采用RLS算法，步骤为：

先初始化：ρ_q(0)＝u_q(0)＝0，C(0)＝δI(δ>1)，然后计算：(对n＝1，2，…N)

(1)更新输入d(n)，s_q(n)

(2)更新增益矢量

$\mathrm{\π}\left(n\right)=u_q^T\left(n\right)C_q(n-1)u_q\left(n\right)$

$g_q\left(n\right)=\frac{C_q(n-1)u_q\left(n\right)}{\mathrm{\λ}+\mathrm{\π}\left(n\right)}$

(3)更新滤波器参量

${\mathrm{\ρ}}_q\left(n\right)={\mathrm{\ρ}}_q(n-1)+g_q\left(n\right)[d\left(n\right)-u_q^T\left(n\right){\mathrm{\ρ}}_q(n-1)]$

(4)更新逆矩阵

$C_q\left(n\right)={\mathrm{\λ}}^{-1}[C_q(n-1)-g_q\left(n\right)u_q^T\left(n\right)C_q(n-1)]$

其中δ为非常大的纯量。这里表现的是标量运算，实质上由于q＝1，2，…，Q，合起来其实为矢量运算。所以式中(·)^T表示取共轭运算。

这样产生的y(n)来估计d(n)，收敛的时候，自适应滤波器系数ρ_q估计了α·β_i，用q描述对

的估计。n表示被估计序列编号。

因为

为对Δn₀的估计可能不准，所以滤波器的阶数Q取得比多径的范围大一些，为

E是考虑的多径的范围对应的时间，ε是常规闭环控制方法的码跟踪的精度，这里考虑了跟踪滞后的情况。N≥2Q，N≤一个码片周期中的采样点的个数。由于Q和E相关，在近距离多径的情况下滤波器的阶数Q才取得小。所以该方法在近距离多径的情况下更为适用。而近距离多径正是很多大多数技术不容易解决的多径范围。

所述的闭环控制单元302c对输入的相关值用常规的捕获和跟踪方法计算出的码和载波控制字，再把控制字反馈给解扩解调单元302a和多径处理单元302b，经过反复调整后，接收机完成粗略跟踪；然后待多径处理单元302b的自适应滤波器收敛以后，闭环控制单元302c利用滤波系数产生码和载波的控制字，反馈给解扩解调单元302a和多径处理单元302b进行抗多径的精密跟踪。

闭环控制单元302c可以利用自适应滤波器的系数实现进一步的精密跟踪，假设滤波系数得到幅度最大值是w_j0，表示直射支路的码片所在位置。得到的w_j0的位置和标准的w_b差值(这里标准的意思表示按照d(n)序列和y(n)序列关于码片的前后关系的设置，当码片的估计误差为零的时候，直射支路应该在系数中出现的位置)，可以知道码的估计误差，此误差大于一个T_s的间隔。第一个最大值所对应的复数的角度对应的是直射信号的载波相位估计残差。滤波系数中其他幅度较大的依次表示各多径支路的信息，系数所在位置和相位分别表示多径的位置和相位残差。这样就得到了多径的时延和载波相位估计误差的信息，根据多径的时延和载波相位估计误差的信息闭环控制单元利用滤波系数产生码和载波的控制字；

闭环控制单元302c在精密跟踪阶段产生的码控制字分别反馈到多径处理单元302b的相关函数的映射单元302b2产生本地相关函数和反馈到解扩解调单元302a的同步码映射单元302a2产生本地码；闭环控制单元302c产生的载波控制字反馈到复数本地载波单元302a1产生本地复数载波。

由上面的说明即可知，由滤波器系数可以得到对直射路径估计的延时误差和载波相位误差，由这些估计的误差可以产生码和载波的控制字，反馈给解扩解调单元302a和多径处理单元302b进行抗多径的精密跟踪。

提取模块303从相关模块302中提取直射支路码相位和载波频率与相位的信息，多径信号各个支路的延时和相位信息，并传到应用处理模块4，由应用处理模块4进行定位解算处理。

下面将结合附图对本发明作进一步的详细说明。

一种GNSS反射信号的处理方法，如图8所示，具有如下步骤：

步骤一：接收天线模块1接收发射机发出的模拟射频信号，根据应用选择仅接收RHCP信号或同时接收LHCP和RHCP信号，并将通过模拟射频信号传递给射频模块2；

步骤二：射频模块2将模拟射频信号转化为模拟中频信号，并将模拟中频信号传递到信号处理模块3；

步骤三：信号处理模块3中的A/D转换器301把模拟中频信号转化为数字中频信号；数字中频信号中包括接收的直射和经过反射延时后的多路径信号。再经过解扩解调单元302a处理得到相关值，将相关值输出到闭环控制单元302c，闭环控制单元302c对输入的相关值先用常规的捕获和跟踪方法计算出的码和载波控制字，并把控制字反馈给解扩解调单元302a，经过反复调整后，接收机完成粗略的跟踪；

模拟中频信号通过A/D转换器301之后变为数字中频信号，表示为：

$s_d\left(n\right)=\underset{i=0}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\{A_{\mathrm{ni}}D(n_i{T}_s-\mathrm{\τ})C(n_i{T}_s-\mathrm{\τ})\·\cos [({\mathrm{\ω}}_0+{\mathrm{\ω}}_d)(n_i{T}_s-t_{n0})+{\mathrm{\φ}}_n+{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{jump}\_\mathrm{ni}}]\}$

其中，n表示信号的第n个采样时刻，n＝0，1，2，3......，T_s表示信号的采样间隔，τ表示第n个采样时刻的码的传播延时。D(·)表示卫星导航数据，C(·)表示伪随机码序列。设采样开始于第t_no个采样值，ω₀为数字中频频率，ω_d为多普勒频移，φ_n为参考时刻t_noT_s时的载波相位，信号由一路直射信号和M路多径信号组成，直射支路信号用i＝0表示，令

φ_{jump_n0}＝0。则其中第i路(i＝0，1，2，…，M)多径信号幅度分别是A_ni，相对于直射信号的延时分别是

(n_i＝n+Δn′_i)附加的载波相位变化分别是φ_{jump_ni}(i＝0，1，2，…，M)，则在nT_s时刻对第i路多径延时进行采样得到：

s_ni(n)＝A_niD(n_iT_s-τ)C(n_iT_s-τ)·cos[(ω₀+ω_d)(n_iT_s-t_n0)+φ_n+φ_{jump_ni}]

控制复数本地载波单元302a1产生本地载波速率的控制字是由相关模块302的闭环控制单元302c产生的。复数本地载波单元302a1产生复数本地载波信号s_l(n)：

$s_l\left(n\right)=A_l{e}^{j\left[({\mathrm{\ω}}_0+{\widehat{\mathrm{\ω}}}_d)(n{T}_s-t_{n0})+{\widehat{\mathrm{\φ}}}_n)\right]}.$

其中，A_l为本地信号幅值，

为第n个采样时刻对码传播延时的估计，

为对ω_d的估计值，

为对φ_n的估计值。

复数本地载波单元302a1在载波控制字的作用下产生复数本地载波信号s_l(n)：

$s_l\left(n\right)=A_l{e}^{j\left[({\mathrm{\ω}}_0+{\widehat{\mathrm{\ω}}}_d)(n{T}_s-t_{n0})+{\widehat{\mathrm{\φ}}}_n)\right]}.$

其中，A_l为本地信号幅值，

为第n个采样时刻对码传播延时的估计，

为对ω_d的估计值，

为对φ_n的估计值。

同步码映射单元302a2在码控制字的作用下可以产生同步本地码

复数本地载波信号s_l(n)和同步本地码

在相关器单元302a3对输入的信号s_d(n)进行解扩解调处理以后得到相关值

则相关值可以表示为

$\underset{i=0}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{z}_i(m{T}_s,\widehat{\mathrm{\ω}})=\mathrm{\α}\·\underset{i=0}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\β}}_i{\mathrm{mul}}_i.$

其中

表示相关的间距为mT_s(m＝1，2，…，一个码片周期内的采样点数)，估计的频率为

时候的第i条多径支路的相关值。α是一个复数，它的幅度表示直射支路相关后的幅度信息，角度表示直射支路的相位跟踪误差，α在接收机变化不剧烈，且跟踪误差在一定范围内的时候可视为常数。 ${\mathrm{mul}}_i=R(m{T}_s+\mathrm{\Δ}{n}_i^{\′}{T}_s+\mathrm{\Δ}{n}_0{T}_s),$ ${\mathrm{\β}}_i=\frac{A_{\mathrm{ni}}}{A_n}\×e^{-\mathrm{j\Δ}{\mathrm{\φ}}_i},$ 其中β_i复增益，它的角度部分表示第i路多径支路信号相对于直射信号引起的额外的相位差，这样可以分辨多径的载波相位信息；β_i的幅度部分代表多径支路相对于直射支路的幅度信息。R(·)表示伪随机码序列的自相关函数。R(·)表示伪随机码序列的自相关函数。设 ${\mathrm{\τ}}_0=\widehat{\mathrm{\τ}}-\mathrm{\τ}=\mathrm{\Δ}{n}_0{T}_s$ 是对直射信号到达时间延时的估计误差，那么 $\mathrm{\τ}=\widehat{\mathrm{\τ}}-{\mathrm{\τ}}_0.$

闭环控制单元302c里利用常规的捕获和跟踪方法计算出码和载波控制字，并把控制字反馈给解扩解调单元302a和多径处理单元302b，经过反复调整后，接收机完成粗略跟踪。

步骤四：相关值另一方面输出到多径处理单元302b进行自适应处理，得到自适应滤波器收敛以后滤波系数，由这些滤波系数可以估计出反射信号的各个参数和直射信号的码和载波的跟踪误差，把滤波系数输出给闭环控制单元302c；

在多径处理单元302b中，相关值首先通过缓存单元302b1，把解扩解调单元302a产生的相关值

(m＝1，2，…一个码片周期内的采样点数)缓存，并把这些缓存值在时钟的作用下依次串行输出，产生期望信号d(n)送至减法单元302b5；

$d\left(n\right)=\mathrm{\α}\·\underset{i=0}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\β}}_i\·R(n{T}_s+\mathrm{\Δ}{n}_i^{\′}{T}_s+\mathrm{\Δn}{T}_s).$

在闭环控制单元302c的控制字的作用下，相关函数的映射单元302b2产生本地相关值序列，即滤波输入u(n)信号： $u\left(n\right)=R(n{T}_s+\mathrm{\Δ}{\hat{n}}_0{T}_s).$ 其中为对Δn₀的估计。该滤波器输入信号在时钟的控制下依次输入到横向滤波器302b3，在横向滤波器302b3里表现为 $\stackrel{\→}{U}\left(n\right)=[u(n+Q-1),u(n+Q-2),\·\·\·,u\left(n\right)].$

滤波输入u(n)序列 $\stackrel{\→}{\mathrm{\ρ}}=[{\mathrm{\ρ}}_0,{\mathrm{\ρ}}_1,{\mathrm{\ρ}}_2,\·\·\·{\mathrm{\ρ}}_{Q-1}]$ 在横向滤波器单元302b3被抽头系数计算单元302b4计算的滤波系数滤波，产生滤波输出y(n)；

滤波器系数表示为 $\stackrel{\→}{\mathrm{\ρ}}=[{\mathrm{\ρ}}_0,{\mathrm{\ρ}}_1,{\mathrm{\ρ}}_2,\·\·\·{\mathrm{\ρ}}_{Q-1}],$ 滤波输出为

$y\left(n\right)=\underset{q=0}{\overset{Q-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\ρ}}_{q}R(n{T}_s+q{T}_s+\mathrm{\Δ}{\hat{n}}_0{T}_s)$

滤波输出序列y(n)输入到减法器302b5，作为减数与期望信号d(n)相减，得到误差e(n)反馈给抽头系数计算单元302b4供其进行抽头系数的更新。

更新抽头系数的过程是由抽头系数计算单元302b4用RLS算法按照如下公式进行计算的。

先初始化：ρ_q(0)＝u_q(0)＝0，C(0)＝δI(δ>1)，然后计算：(对n＝1，2，...N)

(1)更新输入d(n)，x_q(n)

(2)更新增益矢量

$\mathrm{\π}\left(n\right)=u_q^T\left(n\right)C_q(n-1)u_q\left(n\right)$

$g_q\left(n\right)=\frac{C_q(n-1)u_q\left(n\right)}{\mathrm{\λ}+\mathrm{\π}\left(n\right)}$

(3)更新滤波器参量

${\mathrm{\ρ}}_q\left(n\right)={\mathrm{\ρ}}_q(n-1)+g_q\left(n\right)[d\left(n\right)-u_q^T\left(n\right){\mathrm{\ρ}}_q(n-1)]$

(4)更新逆矩阵

$C_q\left(n\right)={\mathrm{\λ}}^{-1}[C_q(n-1)-g_q\left(n\right)u_q^T\left(n\right)C_q(n-1)]$

其中δ为非常大的纯量。这里表现的是标量运算，实质上由于q＝1，2，...，Q，合起来其实为矢量运算。所以式中(·)^T表示取共轭运算。

把滤波系数输出给闭环控制单元302c。

减法器，抽头系数单元，和横向滤波器302b3，和输入的d(n)和x_q(n)在一起，构成的整体是递归最小二乘自适应滤波器(即RLS滤波器)，我们下面简称这个整体为“自适应滤波器”。“收敛”一般指的是减法器的输出误差足够小的时的自适应滤波器的一种工作状态。

由于产生的y(n)用来估计d(n)，自适应滤波器收敛的时候，滤波器系数ρ_q估计了α·β_i，用q描述对的估计。n表示被估计序列编号。

因为

为对Δn₀的估计可能不准，所以滤波器的阶数Q取得比多径的可能范围大一些，E是考虑的多径的范围对应的时间，ε是常规闭环控制方法的码跟踪的精度，这里考虑了跟踪滞后的情况。N≥2Q，N≤一个码片周期中的采样点的个数。

由于Q和E相关，在近距离多径的情况下滤波器的阶数Q才取得小。所以该方法在近距离多径的情况下更为适用。而近距离多径正是很多大多数技术不容易解决的多径范围。

步骤五：闭环控制单元302c利用滤波系数产生码和载波的控制字，反馈给解扩解调单元302a和多径处理单元302b进行抗多径的精密跟踪；

闭环控制单元302c可以利用自适应滤波器的系数实现进一步的精密跟踪，假设滤波系数得到幅度最大值是w_j0，表示直射支路的码片所在位置。得到的w_j0的位置和标准的w_b差值(这里标准的意思表示按照d(n)序列和y(n)序列关于码片的前后关系的设置，当码片的估计误差为零的时候，直射支路应该在系数中出现的位置)，可以知道码的估计误差，此误差大于一个T_s的间隔。第一个最大值所对应的复数的角度对应的是直射信号的载波相位估计残差。滤波系数中其他幅度较大的依次表示各多径支路的信息，系数所在位置和相位分别表示多径的位置和相位残差。这样就得到了多径的时延和载波相位估计误差的信息，根据多径的时延和载波相位估计误差的信息闭环控制单元利用滤波系数产生码和载波的控制字；

闭环控制单元302c在精密跟踪阶段产生的码控制字分别反馈到多径处理单元302b的相关函数的映射单元302b2产生本地相关函数和反馈到解扩解调单元302a的同步码映射单元302a2产生本地码；闭环控制单元302c产生的载波控制字反馈到复数本地载波单元302a1产生本地复数载波。

由上面的说明即可知，由滤波器系数可以得到对直射路径估计的延时误差和载波相位误差，由这些估计的误差可以产生码和载波的控制字，反馈给解扩解调单元302a和多径处理单元302b进行抗多径的精密跟踪。

步骤六：提取模块303从相关模块302中提取直射支路码相位和载波频率与相位的信息，多径信号各个支路的延时和相位信息，并传到应用处理模块4，由应用处理模块4进行定位解算处理；

步骤七：应用处理模块4对所得的数据进行定位解算处理导航定位数据，并进行显示和分析，进行定位解算处理。

仿真环境：GPS L1C/A码信号，采样率f_s＝40.92MHz，T_s＝1/f_s＝1/40chip。为了方便，假设直射信号码的估计误差小于T_s， $\mathrm{\Δ}{\hat{n}}_0=\mathrm{\Δ}{n}_0=0;$ 直射支路的载波跟踪误差为0，直射支路的归一化幅度为1，那么α。假设第一路多径是延时4个采样点 $\mathrm{\Δ}{\hat{n}}_1=4,$ 相对增益是β₁＝0.5e^j0.25π；第二条多径延时7个采样点 $\mathrm{\Δ}{\hat{n}}_2=7,$ 相对增益β₂＝0.4e^j1.25π。抽头延时的个数Q＝12。忽略噪声的仿真，由于常规的GPS环境下SNR≈17dB比较高，噪声可以忽略。

从仿真结果我们得到多径的估计值：ρ₀＝0.9875e^j0.0015π，ρ₄＝0.4397e^j0.2532π，ρ₇＝0.3614e^-j0.7499π，ρ_q<0.1(q＝其他)。ρ₀估计了直射支路的信息，它的幅度0.9875基本接近假设的直射支路的归一化幅度1，角度部分0.0015π近似为0。而只有ρ₄和ρ₇的幅度部分大于0.1，证明了估计的多径在时延4和7个采样点处，与假设的 $\mathrm{\&Delta;}{\hat{n}}_1=4,$ $\mathrm{\&Delta;}{\hat{n}}_2=7$ 一致。并且ρ₄＝0.4397e^j0.2532π代表估计的第一条多径的相对幅度为0.4397，相对角度为0.2532π，与假设的β₁的信息，幅度为0.5，角度为0.25π基本一致。第二条多径的估计情况ρ₇＝0.3614e^-j0.7499π＝0.3614e^j1.2501π和假设的情况β₂＝0.4e^j1.25π也基本一致。估计的误差：幅度在0.05以内，角度在0.005π以内，基本上证明了反射信号参数估计的装置和方法的有效性。把输入d(n)和x(n)进行归一化处理，得到峰值在约4.092的时候，自适应滤波器滤波的均方误差|e(n)|²随着滤波器迭代次数的变化。把变化的过程在图7中进行描述。图7表现出滤波器在50次迭代后已经以很小的误差收敛，大约是|e(n)|²＝7.5e-7的均方误差。

Claims (5)

1.一种GNSS反射信号参数估计的方法，其特征在于，包括如下步骤：

步骤一：接收天线接收发射机发出的模拟射频信号，根据应用选择仅接收RHCP信号或同时接收LHCP和RHCP信号，并将接收到的模拟射频信号传递给射频模块；

步骤二：射频模块将模拟射频信号转化为模拟中频信号，并将模拟中频信号传递到信号处理模块；

步骤三：信号处理模块中的A/D转换器把模拟中频信号转化为数字中频信号；再经过解扩解调得到相关值，利用相关值采用常规的捕获和跟踪方法计算出码和载波控制字，并使用控制字反馈控制解扩解调过程，经过反复调整后，接收机完成粗略的跟踪；

步骤四：相关值另一方面输出到多径处理单元进行自适应处理，得到自适应滤波器收敛以后的滤波系数，由这些滤波系数估计出反射信号的各个参数和直射信号的码和载波的跟踪误差，把滤波系数输出给闭环控制单元；

步骤五：闭环控制单元利用滤波系数产生码和载波的控制字，反馈给解扩解调单元和多径处理单元进行抗多径的精密跟踪；

步骤六：提取模块从相关模块中提取直射支路码相位和载波频率与相位的信息，多径信号各个支路的延时和相位信息，并传到应用处理模块，由应用处理模块进行定位解算处理；

步骤七：应用处理模块对所得的数据进行定位解算处理导航定位数据，并进行显示和分析，进行定位解算处理。

2.根据权利要求1所述一种GNSS反射信号参数估计的方法，其特征在于：所述步骤四中首先通过缓存单元把解扩解调单元产生的相关值

(m＝1，2，…一个码片周期内的采样点数)缓存，其中 $\underset{i=0}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}{z}_i(m{T}_s,\widehat{\mathrm{\&omega;}})=\mathrm{\&alpha;}\&CenterDot;\underset{i=0}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{\&beta;}}_i{\mathrm{mul}}_i=\mathrm{\&alpha;}\&CenterDot;\underset{i=0}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{\&beta;}}_i\&CenterDot;R(m{T}_s+\mathrm{\&Delta;}{n}_i^{\&prime;}{T}_s+\mathrm{\&Delta;}{n}_0{T}_s),$ 并把这些缓存值在时钟的作用下依次串行输出，产生期望信号d(n)送至减法器；

$d\left(n\right)=\mathrm{\&alpha;}\&CenterDot;\underset{i=0}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{\&beta;}}_i\&CenterDot;R(n{T}_s+{\mathrm{\&Delta;n}}_i^{\&prime;}{T}_s+\mathrm{\&Delta;n}{T}_s)$

其中，T_s表示信号的采样间隔，

表示相关的间距为mT_s(m＝1，2，…一个码片周期内的采样点数)、估计的频率为

时候的第i条多径支路的相关值；α是一个复数，它的幅度表示直射支路相关后的幅度信息，角度表示直射支路的相位跟踪误差，α在接收机变化不剧烈，且跟踪误差在一定范围内的时候视为常数；mul_i＝R(mT_s+Δn′_iT_s+Δn₀T_s)，其中A_n0表示第i＝0路多径信号幅度，β_i是复增益，它的角度部分Δφ_i表示第i路多径支路信号相对于直射信号引起的额外的相位差，这样能够分辨多径的载波相位信息，β_i的幅度部分代表多径支路相对于直射支路的幅度信息，j表示复数的虚部；R(·)表示伪随机码序列的自相关函数；信号由一路直射信号和M路多径信号组成，直射支路信号用i＝0表示，令Δn′₀＝0，φ_{jump_n0}＝0，则其中第i路(i＝0，1，2，…，M)多径信号幅度分别是A_ni，相对于直射信号的延时分别是Δn′_iT_s，T_s表示信号的采样间隔，Δn_i′是系数，表示第i路(i＝0，1，2…，M)多径信号相对于直射信号的延时是采样间隔T_s的多少倍，(n_i＝n+Δn′_i)附加的载波相位变化分别是φ_{jump_ni}(i＝0，1，2，…，M)，设

是对直射信号到达时间延时的估计误差，那么

其中T_s表示信号的采样间隔，Δn₀是系数，表示直射信号到达时间延时的估计误差τ₀是信号采样间隔T_s的多少倍；

在闭环控制单元的控制字的作用下，相关函数的映射单元产生本地相关值序列，即滤波输入u(n)信号：

其中为对Δn₀的估计，该滤波器输入信号在时钟的控制下依次输入到横向滤波器，在横向滤波器里表现为Q为滤波器的阶数；

滤波输入u(n)序列在横向滤波器单元经过滤波系数

滤波，产生滤波输出y(n)；

滤波输出序列y(n)输入到减法器，作为减数与期望信号d(n)相减，得到误差e(n)反馈给抽头系数计算单元供其进行抽头系数的更新，更新抽头系数的过程是用的RLS算法，这样产生的y(n)来估计d(n)，滤波器收敛的时候，滤波器系数ρ_q估计了α·β_i，用q描述对Δn′_i的估计，n表示被估计序列编号，这样由这些滤波系数估计出反射信号的各个参数和直射信号的码和载波的跟踪误差，把滤波系数输出给闭环控制单元。

3.根据权利要求2所述一种GNSS反射信号参数估计的方法，其特征在于：所述步骤四中考虑

对Δn₀的估计不准的情况，滤波器的阶数Q取

E是多径的范围对应的时间，ε是常规闭环控制方法的码跟踪的精度，这里考虑了跟踪滞后的情况；被估计序列编号n的最大取值N满足N≥2Q，N≤一个码片周期中的采样点的个数。

4.根据权利要求1所述一种GNSS反射信号参数估计的方法，其特征在于：所述步骤五中反馈给解扩解调单元和多径处理单元进行抗多径的精密跟踪具体过程为：

闭环控制单元利用自适应滤波器的系数实现进一步的精密跟踪，若滤波系数得到幅度最大值是w_j0，表示直射支路的码片所在位置，得到的w_j0的位置和标准的w_b差值，进而得到码的估计误差，此误差大于一个T_s的间隔；其中标准具体指按照期望信号序列d(n)序列和滤波输出序列y(n)序列关于码片的前后关系的设置，当码片的估计误差为零的时候，直射支路在系数中出现的位置；第一个最大值所对应的复数的角度对应的是直射信号的载波相位估计残差；滤波系数中其他幅度较大的依次表示各多径支路的信息，系数所在位置和相位分别表示多径的位置和相位残差；这样就得到了多径的时延和载波相位估计误差的信息，根据多径的时延和载波相位估计误差的信息闭环控制单元利用滤波系数产生码和载波的控制字；

闭环控制单元在精密跟踪阶段产生的码控制字分别反馈到多径处理单元的相关函数的映射单元产生本地相关函数和解扩解调单元的同步码映射单元产生本地码；闭环控制单元产生的载波控制字反馈到复数本地载波单元产生本地复数载波。

5.一种GNSS反射信号参数估计的装置，包括接收天线模块、射频模块、信号处理模块和应用处理模块；所述接收天线模块用于接收发射机发出的模拟射频信号，射频模块用于把从天线接收的射频信号转化为模拟中频信号，信号处理模块对中频模拟信号进行处理，应用处理模块利用信号处理模块处理的结果执行相应的处理；

所述信号处理模块包括A/D转换器、相关模块和提取模块；模拟中频信号经A/D转换器处理为数字中频信号，并输入至相关模块中进行相关处理，提取模块从相关模块中提取直射支路码相位和载波频率与相位的信息，多径信号各个支路的延时和相位信息，并传到应用处理模块；所述相关模块包括闭环控制单元和解扩解调单元，其特征在于，还包括多径处理单元；上述A/D转换器转换后的数字中频信号输入到解扩解调单元进行解扩解调处理，得到相关值

(m＝1，2，…一个码片周期的点数)，其中T_s表示信号的采样间隔，

表示估计的频率，M表示多径信号的路数，并输入至多径处理单元对信号进行自适应滤波，得到收敛的时候的滤波系数

其中Q为滤波器的阶数，把滤波系数输出到闭环控制单元，闭环控制单元利用滤波器系数估计的直射支路码相位延时的估计误差和载波频率与相位的估计误差产生载波控制字和码控制字分别输出到解扩解调单元和多径处理单元；

所述多径处理单元包括缓存单元，相关函数的映射单元，横向滤波器单元，抽头系数计算单元和减法器；所述缓存单元把解扩解调单元产生的相关值缓存，并把这些缓存值在时钟的作用下依次串行输出，产生期望信号d(n)送至减法器；相关函数的映射单元在闭环控制单元的控制字的作用下，产生本地相关值序列，即滤波输入序列u(n)；横向滤波器单元对输入滤波输入序列u(n)利用抽头系数计算单元计算的滤波系数进行滤波处理，产生滤波输出y(n)；滤波输出序列y(n)输入到减法器，作为减数与期望信号d(n)相减，得到误差e(n)反馈给抽头系数计算单元；抽头系数计算单元用RLS算法根据误差e(n)和设置的初始值进行计算更新抽头系数，输出至横向滤波器单元，以上的序列的输入、输出和更新系数的过程在时钟的统一控制下进行。

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