JP6272786B2 - 低電力の非同期型ｇｐｓベースバンドプロセッサ - Google Patents

低電力の非同期型ｇｐｓベースバンドプロセッサ Download PDF

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Description

典型的なＧＰＳ受信器は、ＲＦフロントエンドおよびデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）からなる。ＲＦフロントエンドは、衛星からＧＰＳ信号を受信し、この信号を中間周波数まで混合し、その後サンプリングする。
ＤＳＰは、フロントエンドサンプル中に存在する複数のＧＰＳ衛星信号へのロック（lock）を捕捉し、信号の変動を経時的に追尾する。ＤＳＰは、信号の変動を追尾する際、信号からの情報も抽出する。この情報は、現在の位置および時間の計算（「ナビゲーションソリューション」）に用いることが可能である。
我々の生活において、ＧＰＳ技術の利用による影響は日増しに大きくなっている。我々は、ある場所から他の場所まで誘導し、人間または物体の位置を検索し、我々の通信ネットワークおよび送電網において時刻同期を与えること、および、他の多数の日常の用途において、ＧＰＳを信頼している。今日、既存のＧＰＳ受信器チップは電力を大量消費するため、過熱問題の原因となり得、また、モバイルデバイス内におけるＧＰＳの連続動作も制限され得る。位置認識用途およびマイクロロボットナビゲーションなどの領域における進歩への道を開くためには、ＧＰＳ受信器中における高電力消費に対処する必要があることは明らかである。
ＲＦフロントエンドの電力消費の低減を目指して多くの研究努力が費やされており、現行の設計の場合、電力消費は１０ｍＷ未満である。しかし、ＧＰＳベースバンドプロセッサの電力消費を低減するには、さらなる研究が求められる。
高出力のＤＳＰは、全てのベースバンド処理をソフトウェアにおいて行うことができる。このアプローチは、再構成可能性が高く、開発およびデバッグが容易であるが、低電力用途には不向きである。代案は、高速相関演算を取り扱うためのハードウェア相関エンジン、および、残りの信号処理タスクを取り扱うマイクロプロセッサの使用である。これらのアプローチの場合、ＧＰＳベースバンドプロセッサの電力消費低減のためにさらに作業が必要となる。
よって、低電力消費のＧＰＳチップ設計が必要とされている。
非同期型グローバルポジショニングシステム（ＧＰＳ）ベースバンドプロセッサアーキテクチャのためのシステムおよび方法が本明細書中において開示される。非同期型グローバルポジショニングシステム（ＧＰＳ）ベースバンドプロセッサアーキテクチャは、擬似遅延不感（Quasi-Delay-Insensitive）（ＱＤＩ）技術および束データ技術の組み合わせによって設計され、電力消費の最小化を目標としている。全てのサブシステムは、クロック無しに固有周波数で動き、全信号処理はオンザフライ（on-the-fly）で行われる。トランジスタレベルのシミュレーションによれば、これらの教示のシステムの実施形態の場合、３−Ｄｒｍｓ位置誤差（position 3-D rms error）が４メートル未満の場合で、消費はわずか１．４ｍＷであり、他の現行のＧＰＳベースバンドプロセッサに優っている。
１つ以上の実施形態において、これらの教示の非同期型グローバルポジショニングシステム（ＧＰＳ）チャンネルベースバンドプロセッサは、非同期型捕捉サブシステムと、非同期型追尾サブシステムと、非同期型ダウンサンプリングコンポーネントと、非同期型復号化サブシステムとを含む。非同期型捕捉サブシステムは、コードオフセットおよびドップラー周波数推定値を入手するように構成される。非同期型捕捉サブシステムは、ＲＦフロントエンドからの入力を受け取る。非同期型捕捉サブシステムは、第１の周波数の信号を処理する。非同期型追尾サブシステムは、コードオフセットおよびドップラー周波数の逸脱を追尾するように構成される。非同期型追尾サブシステムは、コードオフセットおよびドップラー周波数推定値のデータを受け取る。非同期型追尾サブシステムは、第２の周波数の信号を処理する。非同期型ダウンサンプリングコンポーネントは、非同期型追尾サブシステムからの出力を受け取り、非同期型追尾サブシステムの出力をナビゲーションデータサンプリングレートまでダウンサンプリングするように構成される。非同期型復号化サブシステムは、非同期型ダウンサンプリングコンポーネントからの出力を受け取り、およびＧＰＳ衛星時間およびコード開始時間情報を提供する。非同期型復号化サブシステムは、第３の周波数の信号を処理する。非同期型捕捉サブシステム、非同期型追尾サブシステム、非同期型ダウンサンプリングコンポーネントおよび非同期型復号化サブシステムは、それぞれクロック無しに固有周波数で動作する。
他の実施形態において、これらの教示の非同期型グローバルポジショニングシステム（ＧＰＳ）チャンネルベースバンドプロセッサは、複数のチャンネルユニットと、非同期型ダウンサンプリングコンポーネントと、非同期型復号化サブシステムとを含む。各チャンネルユニットは、コードオフセットおよびドップラー周波数推定値を入手するように構成された非同期型捕捉サブシステムを有する。非同期型捕捉サブシステムは、ＲＦフロントエンドからの入力を受け取り、第１の周波数の信号を処理する。非同期型ダウンサンプリングコンポーネントは、非同期型追尾サブシステムからの出力を受信し、非同期型追尾サブシステムの出力をナビゲーションデータサンプリングレートまでダウンサンプリングするように構成される。非同期型復号化サブシステムは、非同期型ダウンサンプリングコンポーネントからの出力を受け取り、ＧＰＳ衛星時間およびコード開始時間情報を提供する。非同期型復号化サブシステムは、第３の周波数の信号を処理する。非同期型捕捉サブシステム、非同期型追尾サブシステム、非同期型ダウンサンプリングコンポーネントおよび非同期型復号化サブシステムは、それぞれクロック無しに固有周波数において動作する。これらの他の実施形態において、システムはまた、１つ以上の同一の調整マルチプレクサと、非同期型追尾サブシステムと、１つ以上のデマルチプレクサとを含む。調整マルチプレクサは、複数のチャンネルそれぞれについてコードオフセットおよびドップラー周波数推定値のデータを受け取る。非同期型追尾サブシステムは、コードオフセットおよびドップラー周波数を追尾するように構成され、非同期型追尾サブシステムは、１つのチャンネルについてのコードオフセットおよびドップラー周波数推定値のデータを少なくとも１つの調整マルチプレクサから受け取り、第２の周波数の信号を処理する。デマルチプレクサは、非同期型追尾サブシステムからの出力を受け取り、出力を１つのチャンネルへ分配する。
１つ以上の実施形態において、クロックレスＧＰＳベースバンド処理のためのこれらの教示の方法は、以下を含む：
（ａ）１つのチャンネルのための入力信号をＲＦフロントから受け取ること、
（ｂ）入力信号をコード数値制御発振器（ＮＣＯ）およびキャリアＮＣＯへ提供すること、
（ｃ）コードＮＣＯ中のオーバーフローを用いて所定のコード期間をマークして、入力信号中におけるサンプリングに対する累積間隔および参照時間を形成すること、
（ｄ）キャリアＮＣＯおよびコードＮＣＯの出力から、アーリー（early）、プロンプト（prompt）、および、レイト（late）位相、ならびに直交位相（quadrature）の累積（accumulation）を入手すること、
（ｅ）１つのチャンネルについてのコードオフセットおよびドップラー周波数推定値を入手すること、
（ｆ）アーリー、プロンプト、およびレイト位相、ならびに直交位相の累積を用いて、１つのチャンネルについてコードオフセットおよびドップラー周波数の逸脱を追尾すること、
（ｇ）コードオフセットおよびドップラー周波数情報および入力信号からＧＰＳ衛星時間およびコード開始時間を入手すること、
（ｈ）全てのチャンネルが処理されるまで工程（ａ）〜（ｇ）を繰り返すこと。そして、全工程は非同期型で行われる。
他の実施形態も開示される。
非同期型技術により、特に必要なスループットのレートが経時的に変化し得るシステムにおいて、極めて低電力の設計が可能となる。ＧＰＳシステムにおいては、それぞれが異なる固有周波数において演算を行う複数の異なるコンポーネントが用いられるため、これらの教示の非同期型設計により、ベースバンド処理における電力消費において恩恵を得ることが可能となる。
本教示およびそのさらなる必要性などの深い理解のために、以下、添付図面および詳細な説明が参照され、その範囲が、添付の特許請求の範囲中に記載される。
従来のＧＰＳ信号構造を示す図である。 これらの教示のシステムの実施形態の模式的ブロック図である。 これらの教示のシステムの別の実施形態の模式的ブロック図である。 これらの教示のシステムの実施形態の１つのコンポーネントの模式的ブロック図である。 これらの教示のシステムの実施形態の別のコンポーネントの模式的ブロック図である。 ソフトウェア受信器のものと比較した同相累積および直交位相累積フェーザを示す。 ６個の衛星を用いたＧＰＳ位置精度を示す。 追尾感度試験の結果を示す。 ＰＬＬによるドップラー周波数追尾について、ソフトウェア受信器と比較した場合の結果を示す。
本開示は、以下の記載を通じてより深く理解される。以下の記載は、図面と共に読まれるべきである。本明細書において、類似の符号は、本開示の多様な実施形態中の類似の要素を指す。本明細書において、特許請求の範囲について、実施形態を参照して説明する。当業者であれば、本明細書中に記載される方法、装置およびシステムはひとえに例示であり、本開示の意図および範囲から逸脱することなく変更が可能であることを容易に理解する。
本明細書において用いられる、単数形「ａ」、「ａｎ」および「ｔｈｅ」は、文脈から明確に分かる場合を除いて、複数形を含む。
他に明記無き限り、本明細書中および特許請求の範囲において用いられる数量、条件などを示す数は全て、いかなる場合にも「約」という用語と共に変更されるべきであることが理解されるべきである。
本教示について詳述する前に、本明細書中、明確さのために、特定の用語について説明する。
本明細書において用いられる「チップ」という用語は、ダイレクトシーケンススペクトラム拡散（ＤＳＳＳ）コード（例えば、ダイレクトシーケンス符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）チャンネルアクセス技術において用いられる疑似ノイズコードシーケンス）のパルスである。
本明細書において用いられるコードの「チップまたはチッピングレート」とは、コードが送信（または受信）される際のパルス数／秒（チップ／秒）である。
、本明細書において用いられるＣＨＰ（通信ハードウェアプロセス）とは、ＣＳＰ（通信シーケンシャルプロセス）のような言語であり、非同期型回路のモデル化に用いられる。
本明細書において用いられる擬似遅延不感（ＱＤＩ）回路とは、ほとんど遅延に依存しない一種の非同期型回路である。
幾つかの例において、本教示は、連続する位置情報が必要な場合における、ベースバンドプロセッサにおける電力消費問題の解決に関連する。単一のＤＳＰまたは相関エンジンをソフトウェアサポートと共にもちいてベースバンド処理を行う代わりに、本教示に含まれるハイブリッドアーキテクチャは、コプロセッサによってローカルに処理され得るかまたはクラウドまたはベースステーションによって別個に処理され得る他の後処理から重要なＧＰＳ受信器動作を分離する。
これらの教示のシステムは、全てのベースバンド処理をオンザフライでハードウェア内において行うため、ソフトウェアによって行うのは、初期化およびナビゲーションソリューション演算のみとなる。このアプローチは、ハイブリッドハードウェアおよびソフトウェアソリューションを最適化するだけでなく、位置および時間情報を計算するために必要なだけの十分な情報をベースステーションに送信する超低電力のモバイルＧＰＳ受信器の展開が必要な用途にも理想的である。
さらに、これらの教示のクロックレスデータフロー駆動型のベースバンドプロセッサは、任意の従来のＧＰＳ Ｌ１ ＲＦフロントエンドと組み合わせることが可能である。
これらの教示のベースバンドプロセッサは、異なるフロントエンドサンプリングおよび中間周波数および混合方式をサポートできるように、プログラムすることができる。
これらの教示の理解を支援するために、ＧＰＳ信号構造についての背景情報について以下に説明する。
ＧＰＳにおいては、スペクトラム拡散信号伝達を用いて、搬送波をレンジングコードで変調する。この技術により、ＧＰＳ受信器は、符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）を用いて、各衛星からの信号を衛星の固有のレンジングコードに基づいて一意に特定することができる。現代のＧＰＳ衛星は、信号送信をＬ１、Ｌ２およびＬ５の搬送周波数において民事用コードおよび軍事用コードと共に行う。本発明者らのシステムはＬ１民事用信号を処理するように設計されているため、信号構造について、以下に説明する。
ＧＰＳ Ｌ１ 粗／捕捉（Coarse/Acquisition）（Ｃ／Ａ）信号は、周期的な１０２３チップＣ／Ａレンジングコードによって１．０２３Ｍｂｐｓにおいて変調された１５７５．４２ＭＨｚ Ｌ１キャリア信号からなり、その後、図１に示すように５０ｂｐｓナビゲーションデータによって変調される。Ｃ／Ａレンジングコードは、１ｍｓの期間を有し、特殊なクラスの疑似ランダムノイズ（ＰＲＮ）シーケンス（ゴールドコードとして知られる）から選択される。各衛星は、固有のゴールドコードによって特定することができる。ナビゲーションデータは、衛星軌道情報、衛星時間および誤差修正パラメータ［８］を搬送するビットのシーケンスである。Ｌ１ Ｃ／Ａ信号は、平均電力ＰＬ１でＧＰＳ衛星から送信され、以下の数式によって表すことができる。

式中、Ｄはナビゲーションデータであり、ｘはＣ／Ａコードであり、ｆＬ１はＬ１搬送波周波数である。
特定の衛星からの信号は、一定の伝送遅延の後、受信器のＲＦフロントエンドへ到達する。異なる衛星から受信器への飛行時間の差により、ＧＰＳシステムの基本となる無線ナビゲーションの原理が形成される。受信器のフロントエンド発信器誤差、ならびに、衛星と受信器と間の相対的移動によるドップラー周波数シフトによって、受信信号の付加的な不確実性がもたらされる。受信器は、これらの不確実性を補償して、正しいナビゲーションソリューションを計算できるようにする必要がある。
ＧＰＳアンテナは、視野（view）中のＧＰＳ信号を捕捉し、その後、これらの信号は、受信器のＲＦフロントエンドを通過してサンプリングされた後、幾つかの例では、適切な中間周波数（ＩＦ）（１〜２０ＭＨｚ）へ下方変換される。
ＧＰＳベースバンドプロセッサの役割は、先ず各利用可能な衛星について伝送遅延およびドップラー周波数シフトの概略の推定値を捕捉した後、追尾ループを通じて推定値を精緻化することである。遅延ロックループ（ＤＬＬ）は、伝送遅延の推定値の逸脱を追尾し、周波数ロックループ（ＦＬＬ）または位相ロックループ（ＰＬＬ）は、ドップラー周波数推定値の逸脱を追尾する。
フロントエンドによる調整後の（１）中の信号は、異なる固有の周波数を含むいくつかの信号からなり、これらの周波数のうち最も高い周波数は、ＲＦフロントエンドＡＤＣサンプリングレートであり、その次がｘ中の１ｍｓのＰＲＮコード期間であり、最後がＤ中の２０ｍｓのナビゲーションデータレートであることを認識することが重要である。
以下、信号を処理してナビゲーションソリューションを生成する際に、および幾つかの実施形態において、性能を最適化しつつ電力消費を最小化する目的で、これらの教示のシステムがこれらの特性を如何に利用するかについての説明が述べられる。
１つ以上の実施形態において、これらの教示の非同期型グローバルポジショニングシステム（ＧＰＳ）チャンネルベースバンドプロセッサは、コードオフセットおよびドップラー周波数推定値を入手するように構成された非同期型捕捉サブシステムと、非同期型追尾サブシステムと、非同期型ダウンサンプリングコンポーネントと、非同期型復号化サブシステムとを含む。非同期型捕捉サブシステムは、ＲＦフロントエンドからの入力を受け取る。非同期型捕捉サブシステムは、第１の周波数の信号を処理する。非同期型追尾サブシステムは、コードオフセットおよびドップラー周波数の逸脱を追尾するように構成される。非同期型追尾サブシステムは、コードオフセットおよびドップラー周波数推定値のデータを受け取る。非同期型追尾サブシステムは、第２の周波数の信号を処理する。非同期型ダウンサンプリングコンポーネントは、非同期型追尾サブシステムからの出力を受け取り、非同期型追尾サブシステムの出力をナビゲーションデータサンプリングレートまでダウンサンプリングするように構成される。非同期型復号化サブシステムは、非同期型ダウンサンプリングコンポーネントからの出力を受け取り、ＧＰＳ衛星時間およびコード開始時間情報を提供する。非同期型復号化サブシステムは、第３の周波数の信号を処理する。非同期型捕捉サブシステム、非同期型追尾サブシステム、非同期型ダウンサンプリングコンポーネントおよび非同期型復号化サブシステムは、それぞれクロック無しに固有周波数で動作する。
他の実施形態において、これらの教示の非同期型グローバルポジショニングシステム（ＧＰＳ）チャンネルベースバンドプロセッサは、複数のチャンネルユニットと、非同期型ダウンサンプリングコンポーネントと、非同期型復号化サブシステムとを含む。各チャンネルユニットは、コードオフセットおよびドップラー周波数推定値を入手するように構成された非同期型捕捉サブシステムを有する。非同期型捕捉サブシステムは、ＲＦフロントエンドからの入力を受け取り、第１の周波数の信号を処理する。非同期型ダウンサンプリングコンポーネントは、非同期型追尾サブシステムからの出力を受け取り、非同期型追尾サブシステムの出力をナビゲーションデータサンプリングレートまでダウンサンプリングするように構成される。非同期型復号化サブシステムは、非同期型ダウンサンプリングコンポーネントからの出力を受け取り、ＧＰＳ衛星時間およびコード開始時間情報を提供する。非同期型復号化サブシステムは、第３の周波数の信号を処理する。非同期型捕捉サブシステム、非同期型追尾サブシステム、非同期型ダウンサンプリングコンポーネントおよび非同期型復号化サブシステムは、それぞれクロック無しに固有周波数において動作する。これらの他の実施形態において、システムはまた、１つ以上の同一の調整マルチプレクサと、非同期型追尾サブシステムと、１つ以上のデマルチプレクサとを含む。調整マルチプレクサは、複数のチャンネルそれぞれについてのコードオフセットおよびドップラー周波数推定値のデータを受け取る。非同期型追尾サブシステムは、コードオフセットおよびドップラー周波数を追尾するように構成される。非同期型追尾サブシステムは、１つのチャンネルについてのコードオフセットおよびドップラー周波数推定値のデータを少なくとも１つの調整マルチプレクサから受け取り、第２の周波数の信号を処理する。デマルチプレクサは、非同期型追尾サブシステムからの出力を受け取り、出力を１つのチャンネルへ分配する。
一例において、これらの他の実施形態において、システムはまた、少なくとも別の調整マルチプレクサと、振幅決定器（magnitude determinator）と、少なくとも別の調整デマルチプレクサとを含む。別の調整マルチプレクサは、アキュムレータからのプロンプトの同相および直交位相の累積を複数のチャンネルそれぞれから受け取る。振幅決定器は、複数のチャンネル中の１つのチャンネルについての相関電力（correlation power）推定値を提供する。コードオフセットおよびドップラー周波数推定値は、相関電力推定値が所定の閾値よりも高い場合に捕捉される。別の調整デマルチプレクサは、振幅決定器からの出力を受け取り、振幅決定器からの出力を１つのチャンネルへ分配する。
別の例において、これらの他の実施形態において、システムはまた、少なくともさらに別の調整マルチプレクサと、コード位相アキュムレータと、少なくともさらに別の調整デマルチプレクサと含む。さらに別の調整マルチプレクサは、ＤＬＬコンポーネントが更新する時に、ＤＬＬ更新中に経過した時間における複数のサンプルと、コードオフセットおよびドップラー周波数推定値とを複数のチャンネルそれぞれから受け取る。コード位相アキュムレータは、複数のチャンネルのうち１つのチャンネルのコード開始時間を提供する。コード開始時間（ＣＳＴ）は、ＤＬＬが更新する時に、初期コード開始時間から、その１つのチャンネルについてのＤＬＬ更新中に経過した時間におけるサンプル数だけインクリメントされる。さらに別の調整デマルチプレクサは、コード開始時間をコード位相アキュムレータから受け取り、コード開始時間を１つのチャンネルへ分配する。
１つ以上の実施形態において、クロックレスＧＰＳベースバンド処理についてのこれらの教示の方法は、以下を含む：
ａ）１つのチャンネルのための入力信号をＲＦフロントから受信すること、
ｂ）入力信号をコード数値制御発信器（ＮＣＯ）およびキャリアＮＣＯへ提供すること、
ｃ）コードＮＣＯ中のオーバーフローを用いて所定のコード期間をマークして、入力信号中におけるサンプリングに対する累積間隔および参照時間を形成すること、
ｄ）キャリアＮＣＯおよびコードＮＣＯの出力から、アーリー、プロンプト、および、レイト位相、ならびに、直交位相の累積を入手すること、
ｅ）１つのチャンネルについてのコードオフセットおよびドップラー周波数推定値を入手すること、
ｆ）アーリー、プロンプト、およびレイト位相、ならびに直交位相の累積を用いて、１つのチャンネルについてコードオフセットおよびドップラー周波数の逸脱を追尾すること、
ｇ）コードオフセットおよびドップラー周波数情報、ならびに入力信号からＧＰＳ衛星時間およびコード開始時間を入手すること、および、
ｈ）全てのチャンネルが処理されるまで工程（ａ）〜（ｇ）を繰り返すこと。そして、全工程は非同期的に行われる。
本明細書中、以下、これらの教示のシステムの実施形態の詳細についてシステム概要と共に提示する。以下に示す実施形態は、例示的な実施形態としてみなされるべきであり、これらの教示の範囲を限定しない。例示的な実施形態において用いられる数量、条件などを示す数は全て、これらの教示を制限するものではなく、他の詳細な実施形態がこれらの教示内にある点に留意されたい。
これらの教示のデータフロー駆動型のシステムは、ＲＦフロントエンドからの１ビットサンプルを予測する。１ビットサンプルは、重要データの捕捉、追尾および抽出に用いられる。その後、システムは、抽出されたデータをナビゲーションソリューション演算のためにコプロセッサまたはベースステーションへと送る。受信器時間、ならびに、Ｘ、ＹおよびＺ座標に対応する４つの未知数を解くために、ＧＰＳ受信器は、少なくとも４つの衛星を追尾する必要がある。一例として、重複的に決定された最小二乗解の計算における冗長性および柔軟性を得るために、これらの教示のシステムは、最大６個までの衛星を同時に追尾することができる。これは、一例において６個のＧＰＳチャンネルによって達成され、各チャンネルは、１つの特定の衛星からの信号処理を担当する。これらの教示のシステムは、全てのチャンネルが一実施形態において単一の追尾ループを共有するように、最適化される。１つよりも多くの追尾ループを共有するシステムも、これらの教示の範囲内である。
従来のＧＰＳベースバンドプロセッサアーキテクチャの包括的な記載が容易に利用可能である。本明細書中以下において、これらの教示のＧＰＳベースバンドプロセッサの実施形態について記載する。
図２は、これらの教示のシステムの実施形態の模式的ブロック図である。
図２ａは、これらの教示のシステムの高レベル模式ブロック図を示す。図２ａを参照して、図中に示す実施形態において、非同期型グローバルポジショニングシステム（ＧＰＳ）チャンネルベースバンドプロセッサは、非同期型捕捉サブシステム１０と、非同期型追尾サブシステム２０と、非同期型ダウンサンプリングコンポーネント３０と、非同期型復号化サブシステム４０とを含む。非同期型捕捉サブシステム１０は、コードオフセットおよびドップラー周波数推定値を得るように構成され、ＲＦフロントエンドからの入力を受け取る。非同期型追尾サブシステム２０は、コードオフセットおよびドップラー周波数の逸脱を追尾するように構成される。非同期型追尾サブシステムは、コードオフセットおよびドップラー周波数推定値のデータを受け取る。非同期型ダウンサンプリングコンポーネント３０は、非同期型追尾サブシステムからの出力を受け取り、非同期型追尾サブシステムの出力をナビゲーションデータサンプリングレートへダウンサンプリングするように構成される。非同期型復号化サブシステム４０は、非同期型ダウンサンプリングコンポーネントからの出力を受け取り、ＧＰＳ衛星時間およびコード開始時間情報を提供する。非同期型捕捉サブシステム、非同期型追尾サブシステム、非同期型ダウンサンプリングコンポーネントおよび非同期型復号化サブシステムは、それぞれクロック無しに固有周波数において動作する。一例において、これらの教示は、この場合のみに限定されない。捕捉サブシステムは、信号を数メガヘルツにおいて処理する。追尾サブシステムおよびダウンサンプリングコンポーネントは、信号を約１ｋＨｚにおいて処理し、復号化サブシステムは、信号を約５０Ｈｚにおいて処理する。
図２は、これらの教示のシステムの実施形態のブロック図である。図中、６個のチャンネルユニット５０が設けられている。各チャンネルユニットは、非同期型捕捉サブシステム（１０、図２ａ）、非同期型ダウンサンプリングコンポーネント（３０、図２ａ）、および非同期型復号化サブシステム（４０、図２ａ；非同期型ダウンサンプリングコンポーネントおよび非同期型復号化サブシステムは、データ抽出器７０中に設けられる）をチャンネル毎に全て１つのユニット６５内に含む。ユニット６５は、第１の多重化／分離（muxing／Demuxing）回路５５を介して非同期型追尾サブシステム６０を共有し、第２の多重化／分離回路７５を通じて非同期型振幅決定器８０を共有し、第３の多重化／分離回路８５を通じて非同期型コード位相アキュムレータ９０を共有する。
捕捉
受信器は、衛星追尾を開始可能となる前に、追尾すべき衛星と、その特定の衛星の信号のドップラー周波数およびコードオフセットの推定値とを知る必要がある。そのため、信号捕捉時に、典型的な受信器は、候補衛星の予測されるドップラー周波数域およびコードオフセット域を検索する。



図２に示す各チャンネルにおいて、２つの３２ビット数値制御オシレーター（ＮＣＯ）が、フロントエンドからのデータフローによって駆動される。コードＮＣＯは、コードレプリカ生成器のチッピングレートを制御する。コードＮＣＯがオーバーフローするたびに、新規のコードレプリカが生成され、コードＮＣＯの１０２３回目のオーバーフローのたびに、１ｍｓコード期間の終了がマークされ、累積間隔が形成される。キャリアＮＣＯは、データビットが利用可能な場合は必ずデータビットを消費し、これを再現された正弦曲線と関係付けて、同相および直交位相成分双方について３ビット出力を生成する。これらの信号は、方程式（２）および（３）からの相関器加数（correlator summands）を形成する。
追尾
捕捉後、受信器チャンネルは、コードおよび搬送波レプリカを受信された信号と粗く合わせるために必要なコードオフセットおよびドップラー周波数についての情報を十分に有する。その後、受信器チャンネルは、コードオフセットおよびドップラー周波数の逸脱を連続追尾する追尾モードに入る。
式（２）中のプロンプトの同相累積および（３）中の直交位相累積を生成するプロンプト相関器に加えて、各チャンネルは、アーリー相関器を１／２チップだけ進められたレプリカＰＲＮコードと共に用いてアーリーの同相および直交位相累積を生成し、同様に、レイト相関器を、１／２チップだけ遅らせたレプリカＰＲＮコードと共に用いてレイトの同相および直交位相累積を生成する。これらのアーリー累積およびレイト累積は、ＤＬＬを実行する際に必要である。ＤＬＬは、チャンネルのコードＮＣＯのためのチッピングレートを更新して、レプリカＰＲＮコードと受信されたＰＲＮコードとの間の相不整合を修正する際に用いられる。
コード位相の追尾の他に、システムは、ＦＬＬおよびＰＬＬを用いて、ドップラー周波数を追尾する。ＦＬＬは、ノイズに対してより強く、より良好な動的性能を有し、ＰＬＬよりも引き込み範囲が広いが、測定におけるノイズが増加する。そのため、捕捉直後においてドップラー周波数のより高精度の推定値を得る際のみにＦＬＬを用い、その後、タスクをＰＬＬへ引き渡す。
ＦＬＬ追尾からＰＬＬ追尾への移行は、プログラム可能な遅延時間（一例においては４００ｍｓを使用）の後に起きる。ＰＬＬは、搬送波レプリカの同相部分の位相を入って来る信号にロックする。ＤＬＬ、ＦＬＬおよびＰＬＬ追尾ループは、累積期間の終了時においてのみ実行される。累積期間の終了は、各チャンネルにおいて１ｍｓ毎に発生する。これらの教示の追尾ループについてのさらなる詳細について、本明細書中以下において記載する。
以下、ＤＬＬ、ＦＬＬおよびＰＬＬコンポーネントの実施形態について説明する。他の実施形態も、これらの教示の範囲内である点に留意されたい。以下に開示する非同期型ＤＬＬ、ＦＬＬおよびＰＬＬコンポーネントは、ＤＬＬ、ＦＬＬおよびＰＬＬの出力についての士気の計算を実行することにより、ＤＬＬ、ＦＬＬおよびＰＬＬを実行する。
一実施形態において、これらの教示のシステムは、非コヒーレント正規化アーリーマイナスレイト（ＥＭＬ）ＤＬＬ弁別器を実行する。非コヒーレント正規化アーリーマイナスレイトＤＬＬ弁別器は、ｎ番目の累積期間の終了時において、チップ単位で遅延誤差推定値を以下の形式で与える。

チッピングレート更新は、本明細書中以下において議論される理由に起因して（ｎ＋１）番目の累積期間ではなく（ｎ＋２）番目において適用される点に留意されたい。ＤＬＬを相応に調整して、この最適化に対応する。
一例において、これらの教示のシステムは、ドップラー周波数推定値誤差を最小化する目的のために、四象現逆正接ＦＬＬ弁別器δθを実行する。ドップラー周波数推定値誤差は、プロンプトの同相および直交位相累積のフェーザの回転の速度に直接比例する。１つのコード期間においてｎ番目の累積期間の終了時において発生するフェーザの回転角度は、以下のように計算される。
式中、ＩＰ、ｎおよびＱＰ、ｎは、ｎ番目のコード期間におけるプロンプトの同相および直交位相累積であり、ＩＰ、ｎ−１およびＱＰ、ｎ−１は、（ｎ−１）番目のコード期間におけるプロンプトの同相および直交位相累積である。変数ｓｍは混合符号であり、ｓｍ＝１は、ＲＦフロントエンド中のローサイド混合方式に対応し、ｓｍ＝−１はハイサイドに対応する。この弁別器は、信号中のデータビット遷移に起因するプロンプトの同相および直交位相累積中の符号フリップによる影響を受けない。ＦＬＬは、２次フィルタループを用いる。
ＰＬＬについて、一例において、これらの教示のシステムは、二象限逆正接コスタスループ弁別器φＤを実行する。ＰＬＬは同相相関電力を最大化し、直交位相相関電力を最小化する。これは、ｎ番目の累積期間の終了時において同相累積ベクトルからの直交位相累積ベクトルのフェーザ角度φＤ、ｎ＋１を最小化することに等しい。ＰＬＬは、２次ループフィルタを用いる。一実施形態において、ｎ番目の累積期間の終了時における同相累積ベクトルからの直交位相累積ベクトルのフェーザ角度φＤ、ｎ＋１は、以下によって得られる。
データ抽出
ＧＰＳ衛星の信号は、５０ｂｐｓのナビゲーションデータストリームを含む。このデータストリームを、期間が１ｍｓである衛星のＰＲＮコードによって変調する。その結果、２０期間の衛星のＰＲＮコードは、同一データビットの情報を含む。ＰＬＬは追尾に用いられるため、累積パワーは、同相累積に集中される。そのため、１ｍｓの累積期間の終了時において、プロンプトの同相累積の符号のみから１つの生データビットが抽出される。
冗長なデータビットを除去するために、一例において、生データビットを２０〜１だけダウンサンプリングする。ダウンサンプリングされたデータから、システムは、ＧＰＳメッセージフレームへロックしようとする。各３００ビットサブフレームは、プリアンブルシーケンス「１０００１０１１」で始まるため、システムは、初期においてこのパターンを検索するだけである。
しかし、一例におけるように、ＰＬＬ弁別器は、１８０度の位相の曖昧性を有するため、抽出されたデータビットは反転され得る。よって、通常のプリアンブルビットシーケンスおよび反転プリアンブルビットシーケンス双方を検索することが必要となる。検出ビットシーケンスが、偶然にプリアンブルビットシーケンスと整合するナビゲーションデータメッセージビットの繋がりではなく、実際にプリアンブルビットであることを確実にするために、システムは、フレームロックを知らせる前に、ＧＰＳ衛星時間情報を抽出し、情報が１つのサブフレームから次のサブフレームへ正確にインクリメントしていることを確認する。
一例において、これらの教示のシステムは、サンプルカウントの単位のタイムスタンプとして各チャンネルについてコード位相アキュムレータ（本明細書中以下コード開始時間（ＣＳＴ）と呼ぶ）を用いて、Ｃ／Ａ ＰＲＮコード期間の開始をマークする。ＤＬＬが（約１ｍｓで）更新されるたびに、ＣＳＴは、約１ｍｓの時間経過におけるサンプル数だけインクリメントされる。サブフレーム開始から１０００個の生データビットをカウントすることにより決定された１ｓの間隔において、各チャンネルは、そのフレームロック状態、ＧＰＳ衛星時間および対応する６４ビットＣＳＴタイムスタンプを報告する。
これら３つの情報を少なくとも４つの衛星から得て、外部コプロセッサまたはベースステーションは、ナビゲーションソリューションを計算することができる。先ず、第１のチャンネルを基準として用いて、相対的疑似距離を各チャンネルのＣＳＴ値から計算する。相対的疑似距離および対応するＧＰＳ時間から、Ｘ、ＹおよびＺの受信器位置および受信器クロック誤差を計算することができる。
一例において、典型的な疑似距離測定レートは１Ｈｚであるが、生データビットカウンタのサイズを低減することにより、システムは、高動的用途のためにより高い疑似距離測定レートを支持するようにすることができる点に留意されたい。これが可能となる理由として、ＣＳＴタイムスタンプが各累積間隔の終了時において容易に利用可能である点がある。
全サブシステムの固有周波数動作
ＧＰＳ信号の構造により、異なる速度における信号処理が可能となる。システムを非同期型回路技術によって設計することにより、高速および低速の各サブシステムを固有周波数において実行させることが可能となる。
高速サブシステムから低速サブシステムへのハンドシェイクを通じてトークンを送ることにより、メモリを使用する必要無くオンザフライ信号処理が可能となる。累積およびダンプモジュール、コードおよびキャリアＮＣＯおよびその制御を含む相関器が、数ＭＨｚのＲＦフロントエンドサンプリング周波数において動作する。これは、システムが取り扱うことが予測される最も高速の試験速度である。追尾ループを含む次の信号処理工程は、１０００倍遅い。なぜならば、各チャンネルの相関器は、１ｍｓの累積期間の終了時においてその累積をダンプするだけであるからである。
さらに、プロンプトの同相累積の１ｋＨｚストリームの符号から抽出された２０個の生データビットのうちただ１つがナビゲーションメッセージ抽出に用いられる。この５０ｂｐｓのデータストリームから、システムは、フレームロックおよび衛星時間情報を導出し、最終的にＣＳＴ測定値を１Ｈｚで出力する。束データ技術によって実行される複雑な固定点演算回路を用いる代わりに、システム中の全モジュールは、ＱＤＩ技術を用いて実行される。
一実施形態において、これらの教示のシステムは、コードＮＣＯ中のオーバーフローを用いて所定のコード期間をマークすることにより、入力信号中におけるサンプリングに対する累積間隔および参照時間が形成される。サブシステムはそれぞれサブシステムについての固有周波数においてクロック無しで動作するため、ＧＰＳ動作に必要な周波数比が保存される。
加算器およびインクリメントデクリメントアキュムレータ
アキュムレータは、ＲＦフロントエンドサンプリング周波数において動作し、システム全体においてより高電力を必要とする構成要素のうちの１つである。さらに、チャンネル毎に６個のアキュムレータを設けることにより、同相および直交位相累積のアーリー、プロンプト、およびレイトのペアが生成される。
３ビットアキュムレータ入力は、（２）または（３）の加数ならびにアーリーおよびレイトの変形によって表され、１つの累積期間にわたって累積されて、１６ビットの合計出力が生成される。（２）および（３）から、システムが良好に追尾する場合、レプリカおよび受信された信号の反復相互相関は、符号化されたナビゲーションデータビットの符号に応じて＋∞または−∞に向かう傾向となることがわかる。
３ビット加数が１６ビットの合計に繰り返し加算されると、より高い有意性のビットは、頻繁には切り換わらなくなる。これらの観察に基づいて、インクリメント／デクリメントに基づいたアキュムレータ設計を用いて、トランジスタ切り換え活動、および、故に重要モジュールの動的電力消費を低減させる。
一例において、出力がレジスタを介して入力のうちの１つへフィードバックされる加算器からなる標準的な１６ビットアキュムレータを用いる代わりに、インクリメント−デクリメント−ダンプユニット（ＩＤＤ）と組み合わされた標準的な３ビットアキュムレータを実行した。標準的な３ビットアキュムレータ内の加算器内外においてサイクルするために必要なものは、最小数の下位ビット（３ビット入力のため３）のみである。残りのより高位のビットは、ＩＤＤによって取り扱われる。
図３を参照して、符号化器は、入力加数の極性に基づいてインクリメントまたはデクリメントするコマンドを出し、加算器から実行する。アキュムレータへの入力が正である場合、符号化器はインクリメントコマンドを出す（ただし、標準的なアキュムレータからの実行がある場合）。２の補数α（α＞０）のｎビットで表される負数は、−α＝２ｎ−αとして表される。式中、「借り」は仮想（ｎ＋１）番目のビットから得られる。よって、アキュムレータへの入力が負である場合、符号化器は、デクリメントコマンドを出す（ただし、標準的なアキュムレータからの実行が無い場合。そうではない場合、ＩＤＤ中のより高位ビットから借りた「借り」をキャンセルするので）。これらの場合いずれにもあてはまらない場合、符号化器はコマンドを出さす、ＩＤＤ全体においてトランジスタ切り換え活動をトリガしない。
一実施形態において、１３ビットＩＤＤは、１３個のセルと共に設計され、それぞれが必要性に基づいたコマンド伝播構造を実行する。ＩＤＤがインクリメントコマンドを受信した場合、ＬＳＢセルは、それ自身の値をインクリメントし、インクリメントコマンドのみを次の高位セルへ伝播させる（ただし、ＬＳＢセルが実行を有する場合）。そうではない場合、より高位のセルには全く切り換え活動は行われない。任意のコマンドをさらに伝播させる必要の無いＭＳＢセル以外は、全てのより高位のセルは、ＬＳＢセルと同じ必要性に基づいたコマンド伝播挙動を有する。同様に、各ＩＤＤセルは、「借り」る必要がある場合、デクリメントコマンドのみを伝播させる。アキュムレータが１ｍｓ毎に受け取るダンプコマンドは、ＩＤＤ全体を通じてＬＳＢからＭＳＢセルへ伝播する。全体的累積結果は、標準的な３ビットアキュムレータからの結果および１３ビットＩＤＤからの結果の連結のみである。
メモリなしのコード位相捕捉
捕捉は典型的には、ＦＦＴエンジンを用いた周波数領域検索技術または平行相関器の列を用いた時間領域検索技術を用いて行われる。ＰＲＮ数の衛星と、概略のドップラー周波数推定値と、開始時の捕捉電力閾値とを備えたこれらの教示の支援型システムのために、各チャンネルは、コードオフセット空間の検索に、メモリの使用無しにオンザフライに進む。この設計は、信号中のＰＲＮコードシーケンスが１ｍｓの期間で周期的であり、かつドップラー周波数が短い期間にわたって比較的安定しているという事実を利用している。
異なる衛星信号は異なるコードオフセットを有するため、異なるチャンネルは、異なる時間において捕捉を完了する。この問題に対処するため、一例において、チャンネルは、各コードオフセット、捕捉時間経過およびドップラー周波数推定値によって決定される戦略的な基準点で再度同調する。詳細には、サンプルカウントが方程式（９）に示すコード開始インデックスＣＳＴ０，ｍと等しくなるまで、各チャンネルはフロントエンドサンプルを無視する。サンプルカウントが方程式（９）に示すコード開始インデックスＣＳＴ０，ｍと等しくなると、チャンネルは、ＣＳＴ値をＣＳＴ０、ｍとして初期化し、そのＮＣＯをリセットし、追尾を開始する。
ｍ番目のチャンネルが捕捉するのに必要な時間は、１秒に丸められ、以下のように簡単に表される。


式中、Ｎ０は、フロントエンドサンプルの秒毎の名目上の数であり、ｓｍは、フロントエンド混合符号であり、ｓｍ＝１は、ＲＦフロントエンド中のローサイド混合方式に対応し、ｓｍ＝−１はハイサイドに対応し、ｆＤ、ｍは、ｍ番目のチャンネルの概略のドップラー周波数の推定値であり、ｆＬ１は、Ｌ１の搬送波周波数である。
これらの教示の非対称捕捉設計は、捕捉専用の相関器の列の必要性を排除する。同じコードおよびキャリアＮＣＯおよびアキュムレータが、捕捉モードおよび追尾モード双方において用いられる。図２に示すように、各チャンネル中のデマルチプレクサは、アキュムレータの出力を、捕捉モードにおける捕捉閾値検出器または追尾モードにおける追尾ループおよびデータ抽出器へ送る。
束データの計算
各チャンネルは、ＦＬＬ、ＰＬＬおよびＤＬＬ追尾ループおよびＣＳＴ演算に含まれる数学関数を実行できる必要がある。必要な精度レベルを取得するために、含まれるこれらの演算回路は、広範なデータ経路を有する。これらの演算機能は極めて複雑であるため、各チャンネルは、このような演算を１ｍｓごとにしか行わない。これらの観察に基づいて、設計時間の節減のため、これらの演算関数は、固定点演算を用いて単一レール組み合わせ論理ブロック（single-rail combinational logic blocks）において実行され、このようにすることにより、市販ツールによって同期可能となる。これらのチャンネルは全て、調整多重化および分離回路を用いてこれらのブロックを共有する。データは、ハイブリッドデュアルレール−バンドルデータインターフェース（hybrid dualrail-bundled data interface）により、非同期型ＱＤＩモジュールと、組み合わせ論理ブロックとの間で前後に伝達される。
図４は、６個の受信器チャンネルによって如何に単一の組み合わせ論理演算ブロックが共有されるかを示す。調整を通じて、多重化回路は、非同期型ＱＤＩ領域からのデータを、２線式チャンネルＭを介して組み合わせ論理演算ブロック中へ送る。チャンネルＭの真のレール（true rail）により、組み合わせ論理ブロックの単一レール入力が駆動される。
Ｍの有効性から導出された調整制御信号により、組み合わせ論理ブロックの演算遅延よりも大きな整合された遅延経路が駆動される。非対称のＣ要素を用いて、組み合わせ論理ブロックからの通常形態出力および逆転形態の出力が、遅延経路の出力および出力２線式チャンネルＰの肯定応答とゲート制御されて、必要な真のレールおよび偽のレール（false rails）が生成される。信号が非同期型ＱＤＩ領域中へ戻った後、データは、分離回路を通じて対応する受信器チャンネルへ分配される。
最適化された追尾ループ
１ｍｓの累積期間の終了時において、チャンネルは、自身の累積をダンプし、共有ＦＬＬ、ＰＬＬおよびＤＬＬ追尾ループを用いて自身のコードおよびキャリアＮＣＯステップ幅を更新する。含まれる演算の複雑性に起因して、追尾ループは、単純な組み合わせブロックのような高レベルのスループットを持つことはできない。追尾ループが低速である場合、非同期型システム全体に影響が出る。なぜならば、ＮＣＯは、ＲＦフロントエンドから受け取られた次のデータサンプルを処理できるほど高速にステップ幅更新を得ることができないからである。
システムのスループット要求を満たすため、チャンネルは、追尾ループ出力の次の累積期間への適用を延期する。ｎ番目の累積期間の終了時において、ＮＣＯは、自身のステップ幅を（ｎ−１）番目の累積期間から計算された追尾ループ出力によって迅速に更新する。このようにすることにより、より低速かつより電力効率の良い追尾ループを実行できるだけでなく、全てのチャンネルによる同一追尾ループの共有も可能になる。追尾ループパラメータが、相応に分析および調節される。
いくつかのソフトウェアＧＰＳシステムは、浮動点計算を用いて、追尾ループに必要な精度を入手する。しかし、浮動点演算回路は、より多くの電力を消費し、回路複雑性を増大させるため、バンドルデータブロック中の全演算回路を固定点演算で実行した。
方程式（４）に示すように、ＤＬＬは、演算的に高価なベクトル振幅関数を用いた弁別器を実行するため、平方動作および平方根動作双方が必要となる。この演算の複雑性の低減のため、修正版のＲｏｂｅｒｔｓｏｎ近似を実行した。
フェーザ角度４５度における最大近似誤差は約１０％であったが、代表的な近似誤差は３％未満である。なぜならば、システムのＰＬＬにより、図５に示すようにフェーザ角度がゼロにされるからである。
モジュール性のため、システムのプログラム可能なハードウェア追尾ループにより、それらを異なる調整パラメータおよびＲＦフロントエンド周波数プランに合わせることが可能となる。よって、追尾ループパラメータをオンの外部ソースから初期化する必要がある。
シミュレーション結果
受信器性能シミュレーション
一例において、これらの教示のＧＰＳシステムをＣＨＰ言語によって記述した。ＣＨＰ言語は、ＣＳＰの変形であり、ＱＤＩ非同期型回路の記述において広範に用いられている。ＣＨＰ記述の詳細については、出願番号第６１／６０２，１４５号の米国仮出願（発明の名称：「A LOW POWER ASYNCHRONOUS GPS BASEBAND PROCESSOR」）中に記載がある。本明細書中、同文献全体をあらゆる目的のために参考により取り込まれる。ＭＡＴＬＡＢで記述されたＧＰＳソフトウェア受信器との比較により、ＣＨＰシミュレーションを検証した。マーチン合成（Martin synthesis）プロセスを通じて、この高レベルのＣＨＰ記述を、本教示のシステムのゲートレベルの記述へ変換した。
Ｓｙｎｏｐｓｙｓ社のＶＣＳ（登録商標）および社内（in-house）の非同期型回路シミュレータを用いた協調シミュレーション（co-simulation）により、ゲートレベル実行の正しさを検証する。ゲートレベル協調シミュレーションからの詳細なシミュレーション結果（システム内の全通信チャンネル上において送信された一連の値）が、ＣＨＰシミュレーションの結果と整合することが判明した。
これらの教示のシステムを、Ｓｐｉｒｅｎｔ社のＧＰＳシミュレータから生成された６０秒の衛星信号で、大気誤差、電離層誤差またはマルチパス誤差無しで、シミュレートした。Ｓｐｉｒｅｎｔ社のＧＰＳシミュレータからの信号が、サンプリング周期１７５ｎｓでデジタルサンプルを供給しながら、Ｚａｒｌｉｎｋ社のＧＰ２０１５フロントエンドへ送られた。これらのデータ点をバイナリファイル中に記録する。その後、このファイルをこれらの教示のシステムのＣＨＰおよびゲートレベルシミュレーション中へと送る。受信器位置を６個の衛星から計算し、実際のシミュレート位置と比較する。
これらの教示のシステムと、先進的ＧＰＳ研究グループによって開発された標準Ｍａｔｌａｂソフトウェア受信器との間の位置誤差の比較を図６に示す。これらの教示のシステムは、誤差の広がりがより大きい。なぜならば、単一ビットのＲＦフロントエンドサンプル、、長い捕捉、固定点演算および演算近似を利用しているからである。
Ｓｐｉｒｅｎｔ社のＧＰＳシミュレータを用いて搬送波対ノイズ比（Ｃ／Ｎｏ）を３０秒目から開始して１０秒ごとに段階的に低下させて、追尾感度を試験した。図７ａ〜図７ｂは、Ｃ／Ｎｏが３５ｄＢ−Ｈｚを超えた場合、ＰＬＬにおけるロック損失は無いことを示す。よって、これらの教示のＰＬＬは、通常条件下においては良好に機能するものの、弱信号環境においては、追尾感度を増すために、より長い累積間隔が必要となる。累積間隔を増大した場合、アキュムレータの幅および束データ計算の設計を変更する必要が出てくる。アキュムレータの幅広化は、ＩＤＤユニットへのさらなるビット付加に対応し、切り換え電力はわずかにしか増加しない。さらに、束データ演算回路の周波数は低いため、電力コストを最小限にしつつ、アキュムレータの幅を増加させることができる。
フロントエンドのＡＤＣ量子化ノイズも、追尾感度において部分的に役割を果たす。図５は、これらの教示のＰＬＬによって追尾を行う場合の同相および直交位相累積の分布を示す。ここで、相関電力は、信号の同相部分中に集中しており、信号中のデータビットの反転は、垂直軸の各側の２つのぼやけた塊りに寄与する。２ビットＡＤＣサンプルを用いたＭａｔｌａｂソフトウェア受信器の場合、本発明者らが１ビットしか用いないのと比較して、相関電力が高い。固定点演算および近似の利用にもかかわらず、これらの教示のＰＬＬは、図８に示すようなＭａｔｌａｂソフトウェア受信器よりもノイズは大きいものの、ドップラー周波数の追尾を比較的良好に行う。
電力シミュレーション
これらの教示のシステムについてのＨＳＩＭシミュレーションを９０ｎｍ（Ｖｄｄ＝１ＶおよびＴ＝２５℃）技術によって行った。ワイヤの容量を考慮するために、ワイヤ負荷をシミュレーションにおいて付加して、電力数（power numbers）をより現実的に考慮した。付加されたワイヤ容量は、これらの教示のシステムの一部のレイアウト後シミュレーションからの推定値に基づく。表１は、捕捉モードおよび連続追尾モードにおける１個および全６個の受信器チャンネルのシステムにおける多様なモジュールの電力消費を示す。
これらの教示のアーキテクチャにおける捕捉モードおよび追尾モードは、相関器を構成する高速モジュールのうちほとんど全てを共有するため、双方のモードにおける電力消費は相互に近似する点に留意されたい。６受信器チャンネルシステムの実行においては、チャンネル依存型モジュールを単一のチャンネル中において６回複製する必要があるため、多重型共有計算モジュールの電力消費と、単一のチャンネル中のチャンネル依存型モジュールの電力消費の６倍とを加算することにより、フル６チャンネルシステムの電力消費を導出することができる。これらの教示の６チャンネルシステムによって捕捉時に消費される電力全体は１．５ｍＷであり、連続ＰＬＬ追尾モードにおいては１．４ｍＷである。
表ＩＩは、本発明のシステムと、他の現行のＧＰＳ受信器との比較を示す。［６］、［１４］および［１５］は、システムオンチップ（ＳＯＣ）ＧＰＳ受信器であり、一体型ＲＦフロントエンドおよびデジタルベースバンド処理を備える（［６］について、Ｊ．−Ｍ．Ｗｅｉら、「Ａ １１０ｎｍ ｒｆｃｍｏｓ ｇｐｓ ｓｏｃ ｗｉｔｈ ３４ｍｗ−１６５ｄｂｍ ｔｒａｃｋｉｎｇ ｓｅｎｓｉｔｉｖｉｔｙ」（ Ｓｏｌｉｄ−Ｓｔａｔｅ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ−Ｄｉｇｅｓｔ ｏｆ Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ Ｐａｐｅｒｓ、２００９、ＩＳＳＣＣ２００９．ＩＥＥＥ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ、Ｆｅｂ．２００９、ｐｐ．２５４−２５５、２５５ａ）中に記載があり、［１４］について、Ｇ．Ｇｒａｍｅｇｎａら、「Ａ５６−ｍｗ２３−ｍｍ２ ｓｉｎｇｌｅ−ｃｈｉｐ１８０−ｎｍ ｃｍｏｓ ｇｐｓ ｒｅｃｅｉｖｅｒ ｗｉｔｈ ２７．２−ｍｗ４．１−ｍｍ２ｒａｄｉｏ」（Ｓｏｌｉｄ−Ｓｔａｔｅ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ、ＩＥＥＥ Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ、ｖｏｌ．４１、ｎｏ．３、ｐｐ．５４０−５５１、Ｍａｒｃｈ２００６）、［１５］について、Ｄ．Ｓａｈｕら、「Ａ ９０ｎｍ ｃｍｏｓ ｓｉｎｇｌｅ−ｃｈｉｐ ｇｐｓ ｒｅｃｅｉｖｅｒ ｗｉｔｈ ５ｄｂｍ ｏｕｔ−ｏｆ−ｂａｎｄ ｉｉｐ３２．０ｄｂ ｎｆ」（Ｓｏｌｉｄ−Ｓｔａｔｅ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ、２００５、Ｄｉｇｅｓｔ ｏｆ Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ Ｐａｐｅｒｓ、ＩＳＳＣＣ．２００５ＩＥＥＥ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ、Ｆｅｂ．２００５、ｐｐ．３０８−６００Ｖｏｌ．１）中に記載がある）。
これらの教示のシステムのチャンネル毎のベースバンド処理電力と、これらのＳＯＣとを比較するために、そのＲＦフロントエンドによって消費される電力をシステム電力から減算した。次に、得られた結果を追尾チャンネルの数によって除算した。これらのＳＯＣは、位置推定値を計算する能力を有するのに対し、本発明のシステムは、これを行わなないものの、ホストプロセッサまたはベースステーション内における位置推定値の導出に利用することが可能な測定値を提供する点に留意されたい。それにも関わらず、位置推定値演算において消費される電力は、１Ｈｚのオーダーである典型的な位置更新速度において無視できるほど小さい。
これら全てを考慮に入れて、チャンネルごとのベースバンド処理電力は［６］よりも約３倍低く、［１４］よりも約１２倍低い。これらの教示のシステムの位置推定値をオフラインで計算したところ、３Ｄ−ＲＭＳ誤差は４ｍ未満であり、［１４］に匹敵する。しかし、［１４］によって追尾されるより多くの数の衛星は、制度低下率（ＤＯＰ）による影響に起因して位置精度が向上した。
上記の設計の実施形態と、非同期型低電力のＧＰＳベースバンドプロセッサの実施について提示してきた。これらの教示のシステムは、シーケンシャルコード位相検索による支援型捕捉方式、低出力の消費に合わせて最適化された連続追尾モード、およびデータ抽出方式を実施して、同期型のコード開始時間測定を提供する。これらの教示のシステムは、各サブシステムを固有周波数において動作させることと、インクリメント／デクリメントベースの設計によってアキュムレータ内の切り換え活動を低減することと、更新延期、固定点演算および数学的近似を用いた共有追尾ループを用いることとにより、低電力を達成する。これらの教示のシステムの実施形態は、連続追尾モード時において１．４ｍＷを消費し、位置３−Ｄｒｍｓ誤差は４メートル未満である。
これらの教示のシステムは、低電力のＲＦフロントエンドと、最初の捕捉および後のデータ抽出のためのマイクロコントローラーとを一体化することができる。さらに、上記した実施形態は、電力消費の顕著な増大を引き起こすことなく、弱信号環境における位置精度性能および追尾感度を増大させることができる。
本教示を記述および定義する目的のため、「実質的に」という用語は、本明細書中において、任意の数量比較、値、測定または他の表現に起因し得る固有のレベルの不確実性を表すために用いられる点に留意されたい。本明細書中、「実質的に」という用語は、当該物の基本的機能の変化を引き起こすことなく数量的表現が記載の基準と異なり得るレベルも示す。
上記において、最良の態様と、適切な場合において本開示を実行するための他の態様とについて述べてきたが、本開示は、この好適な実施形態の記載中に開示された特定の装置構成または方法の工程に限定されるべきではない。当業者であれば、本開示は広範囲の用途を有し、これらの実施形態において広範囲の変更が、特許請求の範囲中に記載の概念から逸脱することなく可能であることも認識する。

Claims (28)

  1. 非同期型グローバルポジショニングシステム（ＧＰＳ）チャンネルベースバンドプロセッサであって、
    コードオフセットおよびドップラー周波数推定値を入手するように構成された非同期型捕捉サブシステムであって、ＲＦフロントエンドからの入力を受け取り、第１の周波数の信号を処理する非同期型捕捉サブシステムと、
    前記コードオフセットおよびドップラー周波数の逸脱を追尾するように構成された非同期型追尾サブシステムであって、コードオフセットおよびドップラー周波数推定値のデータを受け取り、第２の周波数の信号を処理する非同期型追尾サブシステムと、
    前記非同期型追尾サブシステムからの出力を受け取り、前記非同期型追尾サブシステムの前記出力をナビゲーションデータサンプリングレートまでダウンサンプリングするように構成される非同期型ダウンサンプリングコンポーネントと、
    前記非同期型ダウンサンプリングコンポーネントからの出力を受け取り、ＧＰＳ衛星時間およびコード開始時間情報を提供する非同期型復号化サブシステムであって、第３の周波数の信号を処理する非同期型復号化サブシステムと、
    を含み、
    前記非同期型捕捉サブシステム、前記非同期型追尾サブシステム、前記非同期型ダウンサンプリングコンポーネントおよび前記非同期型復号化サブシステムは、それぞれクロック無しに固有周波数において動作する、
    非同期型ＧＰＳチャンネルベースバンドプロセッサ。
  2. 前記非同期型捕捉サブシステムは、
    前記ＲＦフロントエンドからの入力を受け取る２つの非同期型数値制御発信器（ＮＣＯ）、キャリアＮＣＯおよびコードＮＣＯであって、、前記コードＮＣＯは、コードレプリカ生成器のチッピングレートを制御する、２つの非同期型数値制御発信器と、
    前記キャリアＮＣＯおよび前記コードレプリカ生成器からの出力を受け取り、同相および直交位相の累積を出力として生成するアキュムレータと、
    を含む、請求項１の非同期型ＧＰＳチャンネルベースバンドプロセッサ。
  3. 前記非同期型追尾サブシステムは、
    同相および直交位相の累積、レイトの同相および直交位相の累積、およびアーリーの同相および直交位相の累積を前記アキュムレータから受け取る非同期型遅延ロックループ（ＤＬＬ）コンポーネントであって、レイトの同相および直交位相の累積は、疑似ランダムノイズコードをチップの半分だけ遅らせることによって得られ、アーリーの同相および直交位相の累積は、前記疑似ランダムノイズコードをチップの半分だけ進ませることによって得られ、前記非同期型ＤＬＬコンポーネントは、チッピングレートを更新するように構成される非同期型ＤＬＬコンポーネントと、
    同相および直交位相の累積を前記アキュムレータから受け取る非同期型周波数ロックループ（ＦＬＬ）コンポーネントであって、前記ドップラー周波数のより高精度の推定値を得るように構成される非同期型ＦＬＬコンポーネントと、
    同相および直交位相の累積を前記アキュムレータから受け取る非同期型位相ロックループ（ＰＬＬ）コンポーネントであって、前記ドップラー周波数を追尾するように構成される非同期型位相ロックループ（ＰＬＬ）コンポーネントと、
    を含む、請求項２の非同期型ＧＰＳチャンネルベースバンドプロセッサ。
  4. 前記非同期型ＤＬＬコンポーネントは、
    遅延誤差推定器と、
    更新チッピングレート推定器と、
    を含む、請求項３の非同期型ＧＰＳチャンネルベースバンドプロセッサ。
  5. 前記遅延誤差推定器は、遅延誤差推定値をチップ単位で提供し、前記遅延誤差推定値は、以下の式によって得られ、
    式中、ＩＥ、ｎおよびＱＥ、ｎはアーリーの同相および直交位相の累積であり、
    ＩＬ、ｎおよびＱＬ、ｎはレイトの同相および直交位相の累積であり、
    前記更新チッピングレート推定器は、以下の式によって与えられる更新チッピングレート推定値を提供し、
    式中、Ｈは拡縮されたループ利得であり、ｆＬ１はＬ１搬送波周波数であり、

    請求項４の非同期型ＧＰＳチャンネルベースバンドプロセッサ。
  6. 前記非同期型ＦＬＬコンポーネントは、
    プロンプトの同相および直交位相の累積のフェーザの回転角度の決定器であって、前記ドップラー周波数が、前記プロンプトの同相および直交位相の累積のフェーザの回転速度に比例する、決定器、
    を含む、請求項３の非同期型ＧＰＳチャンネルベースバンドプロセッサ。
  7. 前記回転角度の前記決定器が、以下の式によって示される、前記プロンプトの同相および直交位相の累積のフェーザの回転角度を提供し、
    式中、ＩＰ、ｎおよびＱＰ、ｎは、ｎ番目のコード期間における前記プロンプトの同相および直交位相の累積であり、ＩＰ、ｎ−１およびＱＰ、ｎ−１は、（ｎ−１）番目のコード期間における前記プロンプトの同相および直交位相の累積であり、
    ｓｍは混合符号であり、ｓｍ＝１は、前記ＲＦフロントエンド中のローサイド混合方式に対応し、ｓｍ＝−１はハイサイドに対応する、
    請求項６の非同期型ＧＰＳチャンネルベースバンドプロセッサ。
  8. 前記非同期型ＰＬＬコンポーネントは、ｎ番目の累積期間の終了時における直交位相累積ベクトルと同相累積ベクトルとの間のフェーザ角度を最小化する弁別器を含む、請求項３の非同期型ＧＰＳチャンネルベースバンドプロセッサ。
  9. 前記弁別器は、以下によって示される最小フェーザ角度を提供し、
    式中、ＩＰ、ｎおよびＱＰ、ｎは、ｎ番目のコード期間におけるプロンプトの同相および直交位相の累積であり、
    ｓｍは混合符号であり、ｓｍ＝１は、前記ＲＦフロントエンド中のローサイド混合方式に対応し、ｓｍ＝−１はハイサイドに対応する、
    請求項８の非同期型ＧＰＳチャンネルベースバンドプロセッサ。
  10. 固定点演算を用いて計算が行われる、請求項３の非同期型ＧＰＳチャンネルベースバンドプロセッサ。
  11. 各アキュムレータは、
    減少された数のビットのためのアキュムレータと、
    残りの数のビットを取り扱うインクリメント／デクリメント−ダンプ（ＩＤＤ）ユニットと、
    を含む、請求項２の非同期型ＧＰＳチャンネルベースバンドプロセッサ。
  12. 前記アキュムレータは、振幅決定器に対してプロンプトの同相および直交位相の累積を提供し、前記振幅決定器は相関電力推定値を提供し、前記相関電力推定値が所定の閾値を上回るときに、前記コードオフセットおよびドップラー周波数推定値が捕捉される、請求項２の非同期型ＧＰＳチャンネルベースバンドプロセッサ。
  13. 前記相関電力推定値はＩ２＋Ｑ２によって得られ、ここで、

    式中、

    請求項１２の非同期型ＧＰＳチャンネルベースバンドプロセッサ。
  14. 前記非同期型復号化サブシステムはコード位相アキュムレータを含み、前記コード位相アキュムレータはコード開始時間を提供し、前記コード開始時間（ＣＳＴ）は、初期コード開始時間から、ＤＬＬ更新中に経過した時間におけるサンプル数だけ、前記ＤＬＬが更新するときにインクリメントされる、請求項２の非同期型ＧＰＳチャンネルベースバンドプロセッサ。
  15. 前記初期コード開始時間は、以下によって得られ、
    ｍはチャンネル数であり、
    Ｎ０は、フロントエンドサンプルの秒毎の名目上の数であり、
    ｓｍは、前記フロントエンド混合符号であり、ｓｍ＝１は、前記ＲＦフロントエンド中のローサイド混合方式に対応し、ｓｍ＝−１はハイサイドに対応し、
    ｆＤ、ｍは、前記ｍ番目のチャンネルの概略のドップラー周波数推定値であり、
    ｆＬ１は、Ｌ１搬送波周波数である、
    請求項１４の非同期型ＧＰＳチャンネルベースバンドプロセッサ。
  16. 前記非同期型捕捉サブシステム、前記非同期型追尾サブシステム、前記非同期型ダウンサンプリングコンポーネントおよび前記非同期型復号化サブシステムがそれぞれクロック無しに固有周波数において動作する場合、所定の周波数比が保存される、請求項１の非同期型ＧＰＳチャンネルベースバンドプロセッサ。
  17. 非同期型ＧＰＳチャンネルベースバンドプロセッサであって、複数のチャンネルユニットを含んでおり、
    各チャンネルのための１つのユニットが複数のチャンネルを形成し、各チャンネルユニットは、
    コードオフセットおよびドップラー周波数推定値を入手するように構成された非同期型捕捉サブシステムであって、ＲＦフロントエンドからの入力を受け取り、第１の周波数の信号を処理する非同期型捕捉サブシステムと、
    非同期型追尾サブシステムからの出力を受け取り、前記非同期型追尾サブシステムの前記出力をナビゲーションデータサンプリングレートまでダウンサンプリングするように構成される非同期型ダウンサンプリングコンポーネントと、
    前記非同期型ダウンサンプリングコンポーネントからの出力を受け取り、ＧＰＳ衛星時間およびコード開始時間情報を提供する非同期型復号化サブシステムであって前記非同期型復号化サブシステムは、第３の周波数の信号を処理し、前記非同期型捕捉サブシステム、前記非同期型追尾サブシステム、前記非同期型ダウンサンプリングコンポーネントおよび前記非同期型復号化サブシステムは、それぞれクロック無しに固有周波数において動作する、非同期型復号化サブシステムと、
    前記複数のチャンネルそれぞれについてコードオフセットおよびドップラー周波数推定値のデータを受け取る少なくとも１つの調整マルチプレクサと、
    前記コードオフセットおよびドップラー周波数を追尾するように構成された非同期型追尾サブシステムであって、１つのチャンネルについてのコードオフセットおよびドップラー周波数推定値のデータを前記少なくとも１つの調整マルチプレクサから受け取り、第２の周波数の信号を処理する非同期型追尾サブシステムと、
    前記非同期型追尾サブシステムからの出力を受け取り、前記出力を前記１つのチャンネルへ分配する、少なくとも１つの調整デマルチプレクサと、
    を含む、非同期型ＧＰＳチャンネルベースバンドプロセッサ。
  18. 各チャンネルについての前記ＧＰＳ衛星時間およびコード開始時間情報は、ナビゲーションソリューション演算のための外部プロセスへ提供される、請求項１７の非同期型ＧＰＳチャンネルベースバンドプロセッサ。
  19. 前記非同期型捕捉サブシステムは、
    前記ＲＦフロントエンドからの入力を受け取る２つの非同期型の数値制御発信器（ＮＣＯ）、キャリアＮＣＯおよびコードＮＣＯであって、前記２つの非同期型ＮＣＯは、前記コードＮＣＯは、コードレプリカ生成器のチッピングレートを制御する、２つの非同期型の数値制御発信器と、
    前記キャリアＮＣＯおよび前記コードレプリカ生成器からの出力を受け取り、同相および直交位相の累積を出力として生成するアキュムレータと、
    を含む、請求項１７の非同期型ＧＰＳチャンネルベースバンドプロセッサ。
  20. 前記非同期型追尾サブシステムは、
    同相および直交位相の累積、レイトの同相および直交位相の累積およびアーリーの同相および直交位相の累積を前記アキュムレータから受け取る非同期型遅延ロックループ（ＤＬＬ）コンポーネントであって、レイトの同相および直交位相の累積は、疑似ランダムノイズコードをチップの半分だけ遅らせることによって得られ、アーリーの同相および直交位相の累積は、前記疑似ランダムノイズコードをチップの半分だけ進ませることによって得られ、前記非同期型ＤＬＬコンポーネントは、チッピングレートを更新するように構成される非同期型遅延ロックループ（ＤＬＬ）コンポーネントと、
    同相および直交位相の累積を前記アキュムレータから受け取る非同期型周波数ロックループ（ＦＬＬ）コンポーネントであって、前記ドップラー周波数のより高精度の推定値を得るように構成される非同期型周波数ロックループ（ＦＬＬ）コンポーネントと、
    同相および直交位相の累積を前記アキュムレータから受け取る非同期型位相ロックループ（ＰＬＬ）コンポーネントであって、前記ドップラー周波数を追尾するように構成される非同期型位相ロックループ（ＰＬＬ）コンポーネントと、
    を含む、請求項１９の非同期型ＧＰＳチャンネルベースバンドプロセッサ。
  21. 固定点演算を用いて計算が行われる、請求項２０の非同期型ＧＰＳチャンネルベースバンドプロセッサ。
  22. プロンプトの同相および直交位相の累積を前記複数のチャンネルそれぞれからの前記アキュムレータから受け取る少なくとも別の調整マルチプレクサと、
    振幅決定器であって、前記振幅決定器は前記複数のチャンネル中の１つのチャンネルについての相関電力推定値を提供し、前記相関電力推定値が所定の閾値を上回るときに、前記コードオフセットおよびドップラー周波数推定値が捕捉される、振幅決定器と、
    前記振幅決定器から出力を受け取り、前記振幅決定器からの前記出力を前記１つのチャンネルへ分配する少なくとも別の調整デマルチプレクサと、
    をさらに含む、請求項１７の非同期型ＧＰＳチャンネルベースバンドプロセッサ。
  23. 固定点演算を用いて計算が行われる、請求項２２の非同期型ＧＰＳチャンネルベースバンドプロセッサ。
  24. 前記非同期型ＤＬＬコンポーネントが更新する時に、ＤＬＬ更新中に経過した時間における複数のサンプルと、コードオフセットおよびドップラー周波数推定値とを前記複数のチャンネルそれぞれから受け取る少なくともさらに別の調整マルチプレクサと、
    コード位相アキュムレータであって、前記コード位相アキュムレータは、前記複数のチャンネルのうちの１つのチャンネルについてのコード開始時間を提供し、前記コード開始時間（ＣＳＴ）は、前記ＤＬＬが更新する時に、初期コード開始時間から、前記１つのチャンネルについてのＤＬＬ更新中に経過した時間におけるサンプルの数だけインクリメントされる、コード位相アキュムレータと、
    前記コード位相アキュムレータから前記コード開始時間を受け取り、前記コード開始時間を前記１つのチャンネルへ分配する少なくともさらに別の調整デマルチプレクサと、
    をさらに含む、請求項２０の非同期型ＧＰＳチャンネルベースバンドプロセッサ。
  25. 固定点演算を用いて計算が行われる、請求項２４の非同期型ＧＰＳチャンネルベースバンドプロセッサ。
  26. クロックレスＧＰＳベースバンド処理の方法であって、
    ａ）１つのチャンネルのための入力信号をＲＦフロントから受け取ることと、
    ｂ）前記入力信号をコード数値制御発信器（ＮＣＯ）およびキャリアＮＣＯへ提供することと、
    ｃ）前記コードＮＣＯ中のオーバーフローを用いて所定のコード期間をマークして、前記入力信号中におけるサンプリングに対する累積間隔および参照時間を形成することと、
    ｄ）前記キャリアＮＣＯおよび前記コードＮＣＯの出力から、アーリー、プロンプト、およびレイト位相、ならびに、直交位相の累積を得ることと、
    ｅ）前記１つのチャンネルについてのコードオフセットおよびドップラー周波数推定値を入手することと、
    ｆ）前記アーリー、プロンプト、およびレイト位相、ならびに、直交位相の累積を用いて、前記１つのチャンネルについてのコードオフセットおよびドップラー周波数の逸脱を追尾することと、
    ｇ）コードオフセットおよびドップラー周波数情報、ならびに前記入力信号からＧＰＳ衛星時間およびコード開始時間を入手することと、
    ｈ）全てのチャンネルが処理されるまで、工程ａ）〜ｇ）を繰り返すこと、
    とを含み、全工程が非同期的に行われ、
    工程ｂ）〜ｇ）は、それぞれについて固有周波数においてクロック無しで行われ、所定の周波数比が保存される、クロックレスＧＰＳベースバンド処理の方法。
  27. 前記入力信号は、衛星数および候補ドップラー周波数を含む、請求項２６の方法。
  28. 前記１つのチャンネルについてのコードオフセットおよびドップラー周波数推定値を入手することは、
    相関電力推定値を決定することと、
    前記相関電力推定値が所定の閾値を上回るときに、前記コードオフセットおよびドップラー周波数推定値を捕捉することと、
    を含む、請求項２６の方法。
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